JP5097308B2 - インピーダンスマッチング装置及びこれを備えた内視鏡 - Google Patents

Description

本発明は、インピーダンスマッチング装置及びこれを備えた内視鏡に係り、特に内視鏡先端部の撮像素子から出力される撮像信号をケーブルを介してプロセッサへ信号伝送する際の伝送路のインピーダンス整合をとるインピーダンスマッチング装置及びこれを備えた内視鏡に関する。

従来、内視鏡先端部の撮像素子からプロセッサへの伝送路を構成するケーブルは数メートル程の長さがあり、ケーブルのインピーダンス整合が波形品位の観点で重要である。近年の撮像素子出力信号の広帯域化に伴いインピーダンス整合の重要性は更に高まっている。ところが、ケーブルは作製上の都合によりインピーダンスのバラツキが大きく、波形品位を損なうことが問題となる。

従来のインピーダンス整合方法について、図１８乃至図２０を参照して説明する。
図１８は内視鏡の伝送路を模式的に示している。内視鏡は、体腔内に挿入される挿入部と、挿入部の基端側に接続される操作部(図示略)と、ユニバーサルケーブル部とを有している。内視鏡の挿入部は、固体撮像素子としてのＣＣＤを備えた先端部と、先端部の基端側に設けられた湾曲部と、湾曲部の基端側に設けられた可撓性を有する可撓管部を有している。挿入部の内部には、ＣＣＤにおいて撮像信号や電源電圧を送受するための信号ケーブルが挿通されており、この信号ケーブルは更に操作部及びユニバーサルケーブル部を経由して図示しないプロセッサに接続している。

図１８において、符号１０は内視鏡先端部、２０は特性インピーダンスＺ0のケーブル、３０はアナログフロントエンド部の一部を示している。
先端部１０は、ＣＣＤ１１、ベース抵抗Ｒ1、エミッタフォロアを構成するＮＰＮ形トランジスタＱ1、出力抵抗としてのエミッタ抵抗Ｒ2を備え、ＣＣＤ１１及びトランジスタＱ1のコレクタには外部から電源電圧Ｖddが供給されている。

アナログフロントエンド部３０は、直流終端抵抗Ｒ3、直流カット用コンデンサＣ1、交流終端抵抗Ｒ4、プリアンプ３２など、を備えている。交流終端抵抗Ｒ4は手動調整可能なトリマ抵抗器などの可変抵抗で構成されている。

インピーダンス整合の条件は、(トランジスタＱ1の出力抵抗値)＋(抵抗Ｒ2の抵抗値)＝Ｚ0＝(抵抗Ｒ4の抵抗値) となる。

ケーブル２０の特性インピーダンスＺ0のバラツキは、交流終端抵抗Ｒ4の値を変えることで吸収することができるので、Ｒ4を手動調整可能な可変抵抗として、図１８の伝送路で伝送したＣＣＤ出力波形を観測すると、図１９又は図２０に示すような波形が得られる。ＣＣＤ出力波形としては、アナログフロントエンド部３０の出力波形を波形観測装置で観測することで得られる。

図１９はインピーダンス整合がなされている場合のＣＣＤ出力波形、図２０はインピーダンス整合がなされていない場合のＣＣＤ出力波形である。図１９で符号ｆ1はフィードスルー部、ｆ2は信号部、ｆ0はリセット部を示している。インピーダンス整合がなされていない場合は、図２０に示すようにＣＣＤ出力に反射波が重なった波形になるため、ＣＣＤ出力の波形を観測しながら抵抗Ｒ4の値を変更することによって、図１９に示すようなインピーダンス整合された波形を得ることができる。

ところで、内視鏡におけるケーブル長に関連する先行技術としては、例えば日本国特開平６−１０５８０７号公報、日本国特開２００６−０５５２２３号公報、日本国特開２００１−０１６１４１号公報に開示されているものがある。

日本国特開平６−１０５８０７号公報は、異なる長さの電子内視鏡を使用する場合でも、動作タイミングを変換することなく、相関二重サンプリング回路等を有効に動作させると共に、回路構成が簡略化され、取扱いが容易となる電子内視鏡装置の信号処理装置について開示している。

日本国特開２００６−０５５２２３号公報は、内視鏡における信号コネクタ内に コネクタ基板が設けられ、かつこのコネクタ基板には、駆動信号がノイズとして混入するのを防止するために駆動回路から離間してしてＣＣＤの出力信号を伝送する信号パターンを設けている。これにより、駆動信号によるノイズの影響を軽減でき、かつ固体撮像素子の種類が異なる場合にも対応し易い内視鏡を開示している。

日本国特開２００１−０１６１４１号公報は、ケーブル補償装置は信号経路内にケーブルに沿って配置可能であり、ケーブルの影響に対して信号を補償し、信号周波数の所望範囲の全体にわたって所望のゲインが得られるようにすることにより、Ｘ線ビデオ画像作成システムなどのビデオ画像作成システムを設置する場合に使用される信号ケーブルの長さによる信号分解能に対する影響を補償するためのケーブル長補償装置を開示している。

しかしながら、図１８乃至図２０で述べた従来技術は、ＣＣＤ出力の観測波形を見ながら手作業で可変抵抗の値を調整していたために不便であった。

また、日本国特開平６−１０５８０７号公報は、抵抗値を変化させることでケーブルの長さに対応することが示されているが、抵抗値をケーブルの特性インピーダンスにマッチングするように変化させる開示はない。

日本国特開２００６−０５５２２３号公報は、抵抗の抵抗値がケーブルの特性インピーダンスとマッチングするように抵抗を選択することが示されているのみで、相関二重サンプリング回路のサンプリング動作を利用してインピーダンスの不整合の程度を検出して整合用可変抵抗の抵抗値をマッチングさせる点についての開示はない。

日本国特開２００１−０１６１４１号公報は、ケーブルの特性インピーダンスにマッチングするように可変抵抗の抵抗値を変化させることは示されているが、相関二重サンプリング回路のサンプリング動作を利用してインピーダンスの不整合の程度を検出して整合用可変抵抗の抵抗値をマッチングさせる点についての開示はない。

そこで、本発明は上記の問題に鑑み、相関二重サンプリング回路のサンプリング動作を利用してインピーダンスの不整合の程度を検出して整合用可変抵抗の抵抗値をマッチングさせ、内視鏡に用いられるケーブルの特性インピーダンスのバラツキを吸収することができるインピーダンスマッチング装置及びこれを備えた内視鏡を提供することを目的とするものである。

本発明の一態様のインピーダンスマッチング装置は、固体撮像素子と、前記固体撮像素子から矩形波が出力されるように前記固体撮像素子を駆動する駆動手段と、前記固体撮像素子から出力される前記矩形波を伝送するケーブルと、前記ケーブルで伝送された前記矩形波が高い値を示すタイミングにフィードスルーサンプリングパルスのタイミングを固定し、該固定されたフィードスルーサンプリングパルスのタイミングを基準として信号クランプパルスのタイミングを変化させながら前記矩形波をサンプリングすることにより前記矩形波を走査するように相関二重サンプリングする相関二重サンプリング回路と、前記ケーブルの終端側に設けられ、抵抗値が可変である可変抵抗と、前記可変抵抗の抵抗値を変化させながら走査を行った結果として前記相関二重サンプリング回路から出力される信号に基づいて、前記可変抵抗の抵抗値が前記ケーブルの特性インピーダンスにマッチングするように、該可変抵抗の抵抗値を変化させる抵抗値可変手段と、を有する。

本発明の一態様の内視鏡は、前記一態様のインピーダンスマッチング装置を備えた内視鏡であって、前記ケーブルの長さが実質的に所定の長さとなるように前記ケーブル長の長さを補償する補償手段を更に備える。

本発明の第１の実施形態のインピーダンスマッチング装置の構成図。 第１の実施形態おけるＳＨＤ走査によるインピーダンス整合検出方法の整合時の説明図。 第１の実施形態おけるＳＨＤ走査によるインピーダンス整合検出方法の不整合時の説明図。 第１の実施形態おけるＳＨＤ走査によるインピーダンス整合検出方法の最終的な整合点の判定方法を説明する図。 第１の実施形態おけるインピーダンスマッチング装置の動作を説明するフローチャート。 第１の実施形態のインピーダンスマッチング装置おけるアナログフロントエンド部が内視鏡内部に配置された場合の実施例１を示す構成図。 第１の実施形態のインピーダンスマッチング装置おけるアナログフロントエンド部がプロセッサ内部に配置された場合の実施例２を示す構成図。 本発明の第２の実施形態のインピーダンスマッチング装置を備えた内視鏡における、異なったケーブル長の内視鏡に共用可能なスコープ内基板の構成図。 第２の実施形態において長いケーブル長の内視鏡を接続した場合の内視鏡を示す構成図。 第２の実施形態において短いケーブル長の内視鏡を接続した場合の長さ補償がされた内視鏡を示す構成図。 駆動パルス休止期間に基づく電源電圧波形の変化に対応した駆動パルスのレベル変動の影響を回避する方法を説明する図。 フレーム転送方式のＣＣＤ間欠駆動における露光時間での読み出しパルスを休止させるパワーダウン信号発生器を内視鏡先端部に配設した構成を示すブロック図。 パワーダウン信号発生方法の実施例１を説明する波形図。 実施例１におけるパワーダウン信号発生器の構成を示す図。 図１４のパワーダウン信号発生器の動作を説明するタイミング図。 パワーダウン信号発生方法の実施例２を説明する波形図。 実施例２におけるパワーダウン信号発生器の構成を示す図。 従来例のインピーダンスマッチング装置の構成図。 従来例のインピーダンス整合された伝送路で伝送したＣＣＤ出力波形を示す図。 従来例のインピーダンス整合されていない伝送路で伝送したＣＣＤ出力波形を示す図。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態のインピーダンスマッチング装置の構成を示している。本実施形態はインピーダンスマッチング装置１Ａを内視鏡１に適用した例を説明している。

図１において、インピーダンスマッチング装置１Ａは、固体撮像素子としてのＣＣＤ１１を備えた先端部１０と、この先端部１０のＣＣＤ１１出力を伝送する伝送路としてのケーブル２０と、伝送されたＣＣＤ１１出力を入力し、ＣＤＳ回路３３のサンプリング動作を利用してインピーダンスの整合又は不整合の度合を検出し、その度合に応じた制御信号を生成して、整合用の可変抵抗Ｒ4aの抵抗値をマッチングさせる制御が可能なアナログフロントエンド部３０Ａと、を備えている。ケーブル２０は特性インピーダンスＺ0を有している。

先端部１０は、固体撮像素子としてのＣＣＤ１１と、エミッタフォロアを構成するトランジスタＱ1と、ＣＣＤ１１の出力をトランジスタＱ1のベースに導く抵抗Ｒ1と、トランジスタＱ1のエミッタ出力をケーブル２０へ出力するための抵抗Ｒ2と、を備えている。先端部１０内のＣＣＤ１１及びトランジスタＱ1のコレクタには図示しないプロセッサ内の直流電源から電源電圧Ｖddが供給されている。

ケーブル２０は、ＣＣＤ１１からの撮像信号をアナログフロントエンド部３０Ａ側へ伝送する一方、アナログフロントエンド部３０Ａ内の図示しない駆動信号生成回路からのＣＣＤ用駆動信号をケーブル２０内の図示しない駆動信号ラインを通してＣＣＤ１１側へ伝送する。

アナログフロントエンド部３０Ａは、終端回路部３１と、プリアンプ３２と、ＣＤＳ回路３３と、Ａ／Ｄ変換器３４と、ＣＤＳ回路３３のサンプリング動作を利用してインピーダンスの整合又は不整合の度合に応じた制御信号を生成して、整合用の可変抵抗Ｒ4aの抵抗値をマッチングさせることが可能な制御信号生成部としてのＦＰＧＡ(Field Programmable Gate Arrayの略)３５と、を備えている。ＦＰＧＡ３５は、フィードスルーサンプリングパルス(ＳＨＰ)及び信号クランプパルス(ＳＨＤ)を生成して、ＣＤＳ回路３３にこれらのパルスを供給することによってＣＤＳ回路３３のサンプリング動作を制御することが可能である。

終端回路部３１は、直流終端抵抗Ｒ3と、直流カット用コンデンサＣ1と、交流終端抵抗Ｒ4aと、を備えている。交流終端抵抗Ｒ4aは、ＦＰＧＡ３５からの制御信号で抵抗値が調整可能なデジタルトリマ抵抗器のような可変抵抗で構成されている。
なお、インピーダンスマッチング制御兼画像処理デバイスとして、ＦＰＧＡを用いているが、ＤＳＰ(デジタルシグナルプロセッサ)やＣＰＵ(中央演算処理装置)を用いてもよい。

インピーダンスマッチング装置１Ａにおける、インピーダンス整合の際の上記各部の動作機能は以下の通りである。
アナログフロントエンド部３０Ａ内の図示しない駆動手段は、ＣＤＤ１１から矩形波が出力されるようにＣＣＤ１１を駆動することが可能である。
ケーブル２０は、ＣＣＤ１１から出力される前記矩形波を伝送する。

ＣＤＳ回路３３は、ケーブル２０で伝送された前記矩形波が高い値を示すタイミング(‘High’部分)にフィードスルーサンプリングパルス(ＳＨＰ)のタイミングを固定し、該固定されたフィードスルーサンプリングパルスのタイミングを基準として信号クランプパルス(ＳＨＤ)のタイミングを変化させながら前記矩形波をサンプリングすることにより前記矩形波を走査するように相関二重サンプリングする。ＣＤＳ回路３３は、フィードスルー部ｆ1と信号部ｆ2の各々のレベルを順次にサンプル及びホールドし、それらの電位差を信号値として出力する。

可変抵抗としての交流終端抵抗Ｒ4aは、ケーブル２０の終端側に設けられ、抵抗値が可変である。
抵抗値可変手段としてのＦＰＧＡ３５は、可変抵抗である交流終端抵抗Ｒ4aの抵抗値を変化させながら走査を行った結果として前記ＣＤＳ回路３３から出力される信号に基づいて、前記交流終端抵抗Ｒ4aの抵抗値がケーブル２０の特性インピーダンスＺ0にマッチングするように、該交流終端抵抗Ｒ4aの抵抗値を変化させる。より具体的には、ＦＰＧＡ３５は、ＣＤＳ回路３３から出力される信号を２次微分し、該２次微分の結果の絶対値が０に最も近い値を示すときの抵抗値に前記交流終端抵抗Ｒ4aの抵抗値をケーブル２０の特性インピーダンスとマッチングした抵抗値として決定する。

次に、図１の作用効果を図２乃至図４を参照して説明する。
インピーダンス整合の条件は、(トランジスタＱ1の出力抵抗)＋(抵抗Ｒ2)＝Ｚ0＝Ｒ4aであるため、特性インピーダンスＺ0のバラツキは抵抗Ｒ4aを変えることで低減することができる。抵抗Ｒ4aは、電気的な制御信号の値で抵抗値が可変なデジタルトリマ抵抗器で構成されている。ＣＤＤ駆動のうちリセットのみを駆動すると矩形波がＣＤＤ１１から出力される。

インピーダンス整合がなされている場合の図２(a)に示すＣＣＤ矩形出力波形に対して、インピーダンス整合がなされていない場合の図３(a)に示すＣＣＤ矩形出力波形は波形がいびつになるため、ＣＤＳ回路３３においてその入力波形のハイレベル(HIGH)部分にフィードスルークランプパルス(ＳＨＰ)を固定したまま信号クランプパルス(ＳＨＤ)のタイミングを順次変化させる(以下、走査させるという)と、矩形波の変化点でその電圧差に応じた信号が出力される。

ＣＣＤ出力の伝送路のインピーダンス整合が取れている場合は、図２(a)のように変化点でＣＣＤ出力波形が一様に増加するため、信号クランプパルス(ＳＨＤ)のタイミング走査時の明度(輝度)も一様に変化するが、インピーダンス整合が取れていない場合は、反射波を含むので、図３(a)のように輝度は一様に変化しない。輝度の信号クランプパルスタイミングにおける輝度値の２次微分が０に近いほど整合が取れていると判断することができるので、終端抵抗値Ｒ4aを変化させながら上記２次微分の絶対値を計算することで、最適な終端抵抗値Ｒ4aを決定することができる。２次微分の絶対値を計算する代わりに、２次微分値の２乗値を計算してもよい。本実施形態では、ＦＰＧＡ３５で２次微分を計算しデジタルトリマ抵抗器である可変抵抗Ｒ4aにフィードバックする。

実際には、図２(b)及び図３(b)は、横軸にＳＨＤパルスの時間的な位置を、縦軸に輝度の２次微分の２乗値をとったグラフを示している。２次微分の２乗値に対して適宜の閾値を設けて、ＳＨＤ走査における一定時間内での２次微分の２乗値のピーク数を検出することにより、インピーダンス整合の整合又は不整合の度合を判定することができる。図２(b)に示すように一定時間内でのＳＨＤパルス走査による２次微分の２乗値のピーク数が２つであれば、輝度波形の立上り又は立下りに変化点が２つ存在することになり、インピーダンス整合がとれている(Ｚ＝Ｒ4a)と判定することができる。また、図３(b)に示すように一定時間内でのＳＨＤパルス走査による２次微分の２乗値のピーク数が３つ以上(図では４つ)であれば、輝度波形の立上り又は立下りに変化点が４つ以上存在することになり、インピーダンス整合がとれていない(Ｚ≠Ｒ4a)と判定することができる。

図４は上述のようなＳＨＤ走査によるインピーダンス整合検出方法の最終的な整合点の判定方法を示している。横軸に抵抗Ｒ4aの値を、縦軸にＳＨＤパルス走査による２次微分の２乗値のピーク数をとると、Ｒ4a＝Ｚ0の整合点でピーク数が最低(２つ)となり、これ以外の不整合点ではピーク数が３つ以上となっていることが分かる。即ち、ピーク数が２となるときのＲ4aの値がＺ0に等しいと判断することができる。

図５は、 第１の実施形態のインピーダンスマッチング装置１Ａの動作を説明している。インピーダンスマッチング装置１Ａの動作の制御は、ＦＰＧＡ３５によって行われる。
図５に示すように、先ず、ステップＳ1において、可変抵抗Ｒ4aを初期値に設定する。次に、ステップＳ2で、フィードスルーサンプリングパルスＳＨＰをＣＣＤ１１出力のハイレベル(HIGH)期間に設定する。ステップＳ1において、ＣＣＤ１１出力におけるハイレベル(HIGH)からローレベル(LOW)への変化点付近で一定期間、信号クランプパルスＳＨＤのタイミングを順次に変化させながら走査する。

次に、ステップＳ4において、ＳＨＤ走査で得られる輝度プロファイル(例えばＣＣＤ出力信号の２次微分の２乗値)からピーク数をカウントする。そして、ステップＳ5で、ＳＨＤ走査で得られるピーク数が２か否かを判断する。

ステップＳ5で、ピーク数が２でなければ、抵抗Ｒ4aを変更し、ステップＳ2にリターンし、Ｓ2からＳ5を繰り返す。ステップＳ5で、ピーク数が２であれば、インピーダンス整合がとれたとして、抵抗Ｒ4aを現在の値に設定する。

以上により、ケーブルの特性インピーダンスの個体差(バラツキ)を吸収するように終端抵抗値を自動的に調整できるので、ケーブル伝送後のＣＣＤ出力信号の劣化を低減して、信号波形の品位を高めることができる。しかも、インピーダンス調整のためのケーブルやデバイス等を追加する必要がないためケーブルの太さや基板サイズが大きくなる虞がない点で好都合である。

図６は、第１の実施形態のインピーダンスマッチング装置おけるアナログフロントエンド部が内視鏡(スコープ)内部に配置された場合の実施例１の構成図を示している。
図６においては、アナログフロントエンド部３０Ａが内視鏡１内部に配置されたケーブル２０の特性インピーダンスのバラツキを内視鏡１内部で吸収する。初出荷時や修理(リペア)時に抵抗Ｒ4aの調整作業を実施しその結果を内視鏡１内部の例えばＲＯＭに記憶する。内視鏡１への電源投入時にＲＯＭから調整結果を読み出して抵抗Ｒ4aを設定する。

図７は、第１の実施形態のインピーダンスマッチング装置おけるアナログフロントエンド部がプロセッサ内部に配置された場合の実施例２の構成図を示している。
図７においては、アナログフロントエンド部３０Ａがプロセッサ２に配置されたケーブル２０の特性インピーダンスのバラツキをプロセッサ２で吸収する。内視鏡１への電源投入時に毎回、抵抗Ｒ4aの調整作業を実施する。調整結果を電源を消すまでプロセッサ２内のメモリに保持する。

第１の実施形態によれば、相関二重サンプリング回路であるＣＤＳ回路のサンプリング動作を利用してインピーダンスの不整合の程度を検出して整合用可変抵抗の抵抗値をマッチングさせ、内視鏡に用いられるケーブルの特性インピーダンスのバラツキを吸収することができるインピーダンスマッチング装置を実現することが可能となる。

［第２の実施形態］
図８は本発明の第２の実施形態のインピーダンスマッチング装置を備えた内視鏡における、異なったケーブル長の内視鏡に共用可能なスコープ内基板の構成図を示している。図８乃至図１０で図１と同一の部分には同一符号を付して説明する。

図８は、例えば大腸用スコープのような長いスコープと気管支用スコープのような短いスコープのように、異なったケーブル長の複数種類の内視鏡に対して共通に組み込むことが可能なスコープ内基板３０Ｂを示している。

本第２の実施形態では、長さが異なるケーブル長の内視鏡について、そのケーブル長をスコープ内基板３０Ｂ内に配設した信号パターン６０，７０で補完することによって、伝送路の送り出し側回路と受け側回路間の伝送距離が同等となるようにしている。信号パターン６０は駆動信号ライン上に設けたパターンであり、信号パターン７０は撮像信号ライン上に設けたパターンである。

信号パターン６０，７０とも、基板上の少ないスペースで必要な長さを確保するために矩形波状のパターンに形成されている。信号パターン６０の始端から終端までの区間には電気的な接続端子としての複数(図では４つ)のタップｍ1〜ｍ4が設けられている。これらの４つのタップｍ1〜ｍ4に対して、１つの共通の接続端子であるタップｍ0が対峙して配設されている。すなわち、タップｍ0を接続線６１を用いて上記タップｍ1〜ｍ4のいずれか１つに選択的に接続することが可能となっている。従って、タップｍ0及びタップｍ1〜ｍ4と、接続線６１は、ケーブル２０の長さが実質的に所定の長さとなるようにケーブル２０の長さを補償する補償手段を構成している。

同様に、信号パターン７０の始端から終端までの区間には電気的な接続端子としての複数(図では４つ)のタップｎ1〜ｎ4が設けられている。これらの４つのタップｎ1〜ｎ4に対して、１つの共通の接続端子であるタップｎ0が対峙して配設されている。すなわち、タップｎ0を接続線７１を用いて上記タップｎ1〜ｎ4のいずれか１つに選択的に接続することが可能となっている。従って、タップｎ0及びタップｎ1〜ｎ4と、接続線７１は、ケーブル２０の長さが実質的に所定の長さとなるようにケーブル２０の長さを補償する補償手段を構成している。

この内視鏡共通のスコープ内基板３０Ｂを用いれば、内視鏡装置の組立て時に図９又は図１０に示すような長さの異なったケーブル２０を外部からスコープ内基板３０Ｂに対して接続した場合でも、スコープ内基板３０Ｂ内に配設した信号パターン６０，７０のタップ選択によって、実質的に同じ長さのケーブルが接続されたのと同等(等価)にできる。従って、スコープ内基板３０Ｂ内の位相調整及びレベル調整用の回路定数ＲL1，ＣL1及びＲL2を最も長いケーブル長の内視鏡(例えば大腸用スコープ)に合ったものに固定しておけば、内視鏡組立て時に最も長いケーブル長よりも短い長さのケーブル２０をスコープ内基板３０Ｂに接続した場合、共通タップｍ0，ｍ0に対してタップｍ2〜ｍ4及びタップｎ2〜ｎ4を、実際に使用する短いケーブル２０(例えば気管支用スコープのケーブル)の長さに対応して信号パターン６０，７０の適宜のタップ(例えばタップｍ4，ｎ4)を選択して接続線６１，７１を用いて接続すれば、最も長いケーブル長に一致させることが可能となる。

共通タップｍ0に対してタップｍ1〜ｍ4のうちの１つをｍ1からｍ4へと順次に変えて接続すると、信号パターン６０の長さが順に長くなる結果、タップｍ0に外部接続するケーブル２０の駆動信号ラインに付加するケーブル長を順次に長くするように補完することができる。同様に、共通タップｎ0に対してタップｎ1〜ｎ4のうちの１つをｎ1からｎ4へと順次に変えて接続すると、信号パターン７０の長さが順に長くなる結果、タップｎ0に外部接続するケーブル２０の撮像信号ラインに付加するケーブル長を順次に長くするように補完することができる。

ここで、駆動信号ラインに関してはインピーダンス整合は不要としますが、撮像信号ラインに関しては図１に示したようなインピーダンスマッチング装置(符号３１〜３５)を設けることにより、ケーブル伝送後の撮像信号の品位を高めることが可能となる。

従来は、ケーブル長が異なる毎に回路の定数を設計したり、調整したりする必要があった。ケーブル長が変わることで、伝送時間が異なるため、調整幅が大きくなる問題もあった。つまり、従来は、ケーブル長が異なると、Ａ／Ｄ変換以前の位相調整がスコープ毎に異なったり、駆動するための回路定数をケーブル毎に見直す必要があり、スコープの種類が増えると回路設計及び管理が煩雑となっていた。

図９は第２の実施形態において長いケーブル長の内視鏡の構成図を示している。ここでは、ケーブル長が最も長い場合の内視鏡について示している。

図９においては、接続線６１を共通タップｍ0とタップｍ1間に接続し、接続線７１を共通タップｎ0とタップｎ1間に接続している。つまり、スコープ内基板３０Ｂ内の２つの切替手段における共通タップｍ0，ｎ0をそれぞれ接続線６１，７１を用いてタップｍ1，ｎ1に接続する、即ちケーブル長が最も長い場合の接続であるので、長さ補償しない状態のままとしている。

図１０は第２の実施形態において短いケーブル長の内視鏡に対して長さ補償がされた状態鏡の構成図を示している。ここでは、ケーブル長が最も短い場合の内視鏡について示している。
図１０においては、接続線６１を共通タップｍ0とタップｍ4間に接続し、接続線７１を共通タップｎ0とタップｎ4間に接続している。つまり、スコープ内基板３０Ｂ内の２つの切替手段における共通タップｍ0，ｎ0をそれぞれ接続線６１，７１を用いてタップｍ4，ｎ4に接続する、即ちケーブル長が最も短い場合の接続であるので、信号パターン６０，７０の全長に相当する長さの補償がされた状態となっている。

第２の実施形態によれば、スコープ内基板に、ケーブルの長さが実質的に所定の長さとなるように前記ケーブル長の長さを補償する補償手段を設けたので、スコープ内基板上の回路定数等をケーブル長に応じてその都度変えたり、予めケーブル長に応じた複数種類のスコープ内基板を用意することが不要となる。

以下に、本発明に係る内視鏡に関連する技術について説明する。
図１１は駆動パルス休止期間に基づく電源電圧波形の変化に対応した駆動パルスのレベル変動の影響を回避する方法を説明している。図１１において、(a)は電源電圧波形、(b)は垂直同期信号、(c)は駆動パルス波形を示している。駆動パルスは本来は駆動タイミングを与えるものなので、振幅は一定であるが、図１１(c)ではパルス休止期間が設けられているために電源の電圧が変動し、駆動パルスも変動する結果となっている。

ＣＣＤは高解像度になるほど駆動信号の周波数が高くなるため、電力消費が大きくなる。そこで、駆動パルスには休止期間を設けて、電力消費を節減している。従って、駆動パルスには、動作している期間と、止まっている期間とがある。止まっている期間は電源を消費しないが、内視鏡先端のＣＣＤにはケーブルを介して電源を送っているので、駆動電流が流れると電源の電圧は降下する。駆動パルスが動作していない場合は、消費電流が流れないので、電源の電圧は上昇している。電源電圧の上昇に伴い、駆動信号である駆動パルスが動作を開始していると駆動パルスの振幅も持ち上がり、電源電圧の下降に伴い駆動パルスの振幅も下降し安定状態に移行する。つまり、駆動パルスが動作を開始し駆動電流が流れ始めると、ケーブルには抵抗があるため電源の電圧は下降し安定状態に移行する。駆動パルスの休止期間において、電源の電圧が高くなると、撮像画像にシェーディング(画像が段々に白くなる現象)が発生する。これは、従来は、垂直同期信号のブランキング期間(図１１(b)のハイレベルの期間)に駆動パルスも休止させることを行っていたために電源電圧の上昇状態の期間(この期間内には駆動パルス開始時に振幅が上昇する状態が生じる)が画像表示期間のスタートにほぼ一致してしまいシェーディングとして悪影響を与えていた。

そこで、図１１(c)に示すように駆動パルスの休止期間のタイミングを垂直同期信号のブランキング期間の前に、言い換えれば駆動パルスの開始タイミングを画像表示期間(アクティブ期間)のスタート点よりも前に(例えばブランキング期間の開始時点あたりに)持ってくるようにする。つまり、画像表示の休止期間であるブランキング期間に駆動パルスの振幅変動期間に対応するプレ駆動期間が来るようにし、電源の電圧が下降して安定し、駆動パルス振幅も安定した時点から画像信号を取り出しモニタに表示する。これにより、シェーディングに相当する部分はモニタ上に表示されなくなる。

上記の図１１(b),(c)のように、駆動し始めるタイミングを、実際に必要な画像表示期間よりも前にずらしてやって、電源電圧及び駆動パルスの振幅が安定してから撮像画像を取り出すことで、シェーディングなどの不具合を画面上に表示させないようにすることができる。

図１２は本発明に係る内視鏡で用いられるフレーム転送方式のＣＣＤの間欠駆動における露光時間での読み出しパルス又は駆動信号を休止させるためのパワーダウン信号発生器を内視鏡先端部に配設した構成を示している。ただし、内視鏡１の先端部１０に、ＣＣＤ１１のほかに、ＣＤＳ回路３３と、タイミングジェネレータ４０を備えたものを示している。

図１２において、内視鏡１の先端部１０は、ＣＣＤ１１と、相関二重サンプリング処理を行うＣＤＳ回路３３と、これらの回路にタイミング信号を供給するタイミングジェネレータ４０と、を備えている。ＣＣＤ１１は、例えばフレーム転送方式のＣＤＤが用いられる。また、タイミングジェネレータ４０は、タイミング発生器４０ａ，４０ｃ及びドライバ回路４０ｂ，４０ｄのほかに、パワーダウン信号発生器４０ｆを備えている。パワーダウン信号発生器は、従来は、内視鏡先端部１０には設けられず、プロセッサ(図示略)側に設けられていたために、ケーブル２０内にパワーダウン信号ラインを通すことが必要とされ、内視鏡挿入部が太径化する要因の１つとなっていた。この従来例は、特開２００９−０４５３６６号公報の図３に記載されている。本発明の実施例では、これを改善し、内視鏡先端部１０内にパワーダウン信号発生器４０ｆを配設し、パワーダウン信号を水平駆動信号及び垂直駆動信号を用いて先端部１０で生成するようにするものである。

以下、図１２の回路構成について説明し、その後に図１３乃至図１７を参照してパワーダウン信号の生成方法について説明する。
内視鏡１の先端部１０に設けられたＣＣＤ１１は、図１２に示すように、イメージエリア１１ａと、シフトレジスタ１１ｂと、増幅回路１１ｃと、スイッチ１１ｄとを有して構成されている。
イメージエリア１１ａは、図示しない対物光学系により結像された被写体の像を光電変換して電荷として蓄積するとともに、タイミングジェネレータ４０から出力されるφＰ信号に基づき、該電荷をシフトレジスタ１１ｂに対して転送する。

シフトレジスタ１１ｂは、タイミングジェネレータ４０から出力されるφＳ信号に基づき、イメージエリア１１ａから転送された電荷を撮像信号として増幅回路１１ｃに対して出力する。
増幅回路１１ｃは、スイッチ１１ｄがオンしている場合に電圧Ｖｄｄが供給されることにより、駆動状態となる。換言すると、増幅回路１１ｃは、スイッチ１１ｄがオフしている場合には電圧Ｖｄｄが供給されないため、駆動停止状態となる。そして、増幅回路１１ｃは、タイミングジェネレータ４０から出力されるφＲ信号に基づき、シフトレジスタ１１ｂから出力される撮像信号を前記駆動状態において増幅し、増幅した該撮像信号をＣＣＤｏｕｔ信号としてＣＤＳ回路３３に対して出力する。

スイッチ１１ｄは、入力されるφＰＤＮ信号がオンを示す場合においてオンすることにより、電圧Ｖｄｄを増幅回路１１ｃに対して供給する。また、スイッチ１１ｄは、入力されるφＰＤＮ信号がオフを示す場合においてオフすることにより、電圧Ｖｄｄの増幅回路１１ｃに対する供給を停止する。

内視鏡１の先端部１０に設けられたＣＤＳ回路３３は、図１２に示すように、サンプルパルス発生回路３３ａと、サンプルホールド回路３３ｂと、増幅回路３３ｃと、スイッチ３３ｄとを有して構成されている。
サンプルパルス発生回路３３ａは、スイッチ３３ｄがオンしている場合に電圧Ｖｄｄが供給されることにより、駆動状態となる。換言すると、サンプルパルス発生回路３３ａは、スイッチ３３ｄがオフしている場合には電圧Ｖｄｄが供給されないため、駆動停止状態となる。そして、サンプルパルス発生回路３３ａは、タイミングジェネレータ４０から出力されるφＳＨ信号に基づき、サンプルホールド回路３３ｂが相関二重サンプリング処理を行うタイミングを示すためのサンプルパルスを前記駆動状態において生成するとともに、該サンプルパルスをサンプルホールド回路３３ｂに対して出力する。

サンプルホールド回路３３ｂは、サンプルパルス発生回路３３ａから出力されるサンプルパルスに基づき、ＣＣＤ１１から出力されるＣＣＤｏｕｔ信号に対して相関二重サンプリング処理を行う。
増幅回路３３ｃは、スイッチ３３ｄがオンしている場合に電圧Ｖｄｄが供給されることにより、駆動状態となる。換言すると、増幅回路３３ｃは、スイッチ３３ｄがオフしている場合には電圧Ｖｄｄが供給されないため、駆動停止状態となる。そして、増幅回路３３ｃは、サンプルホールド回路３３ｂから出力される、相関二重サンプリング処理が施された後のＣＣＤｏｕｔ信号を前記駆動状態において増幅し、増幅した該ＣＣＤｏｕｔ信号をＣＤＳｏｕｔ信号（撮像信号）としてトランジスタＴＲ１のベースに対して出力する。

スイッチ３３ｄは、入力されるφＰＤＮ信号がオンを示す場合においてオンすることにより、電圧Ｖｄｄを増幅回路３３ｃに対して供給する。また、スイッチ３３ｄは、入力されるφＰＤＮ信号がオフを示す場合においてオフすることにより、電圧Ｖｄｄの増幅回路３３ｃに対する供給を停止する。

内視鏡１の先端部１０に設けられたタイミングジェネレータ４０は、図３に示すように、水平タイミング発生器４０ａと、ドライバ回路４０ｂ及び４０ｄと、垂直タイミング発生器４０ｃと、スイッチ４０ｅとを有して構成されている。

水平タイミング発生器４０ａは、スイッチ４０ｅがオンしている場合に電圧Ｖｄｄが供給されることにより、駆動状態となる。換言すると、水平タイミング発生器４０ａは、スイッチ４０ｅがオフしている場合には電圧Ｖｄｄが供給されないため、駆動停止状態となる。そして、水平タイミング発生器４０ａは、入力されるφＨ信号及びφＶ信号に基づき、水平タイミング信号を前記駆動状態において生成するとともに、該水平タイミング信号をドライバ回路４０ｂ及び垂直タイミング発生器４０ｃに対して出力する。また、水平タイミング発生器４０ａは、入力されるφＨ信号及びφＶ信号に基づき、φＳＨ信号を前記駆動状態において生成するとともに、該φＳＨ信号をサンプルパルス発生回路３３ａに対して出力する。

ドライバ回路４０ｂは、スイッチ４０ｅがオンしている場合に電圧Ｖｄｄが供給されることにより、駆動状態となる。換言すると、ドライバ回路４０ｂは、スイッチ４０ｅがオフしている場合には電圧Ｖｄｄが供給されないため、駆動停止状態となる。そして、ドライバ回路４０ｂは、水平タイミング発生器４０ａから出力される水平タイミング信号に基づき、シフトレジスタ１１ｂを駆動させるための信号であるφＳ信号を生成して出力するとともに、増幅回路１１ｃの駆動させるための信号であるφＲ信号を生成して出力する。

垂直タイミング発生器４０ｃは、入力されるφＨ信号と、φＶ信号と、水平タイミング信号とに基づき、垂直タイミング信号を生成するとともに、該垂直タイミング信号をドライバ回路４０ｄに対して出力する。

ドライバ回路４０ｄは、スイッチ４０ｅがオンしている場合に電圧Ｖｄｄが供給されることにより、駆動状態となる。換言すると、ドライバ回路４０ｄは、スイッチ４０ｅがオフしている場合には電圧Ｖｄｄが供給されないため、駆動停止状態となる。そして、ドライバ回路４０ｄは、垂直タイミング発生器４０ｃから出力される垂直タイミング信号に基づき、イメージエリア１１ａを駆動させるための信号であるφＰ信号を生成して出力する。

なお、もしも、ドライバ回路４０ｂ及びドライバ回路４０ｄがプロセッサ(図示略)側に設けられている場合には、高解像度のイメージセンサとしてのＣＣＤが搭載されているときは、駆動信号として高い周波数のものを必要とし、その高い周波数の駆動信号はケーブル２０を介して内視鏡先端部１０内のＣＣＤ１１に伝送することになるが、その高い周波数の駆動信号はケーブル２０を通過するうちに高い減衰度で減衰してくることになる。これに対して、図１２に示すように、ドライバ回路４０ｂ及び４０ｄが内視鏡先端部１０に設けておくと、高い周波数の駆動信号をケーブル２０を介して伝送することがなくなり先端部１０部分で水平及び垂直のタイミング信号のみ(これらの信号は１Ｖ位の低いレベルの信号でよい)を与えられるだけで駆動に必要な３Ｖ程度の駆動信号を先端部１０で生成することが可能となり、好都合である。

上述のフレーム転送方式のＣＣＤ１１は、転送路と、感光部としてのフォトダイオードが共通に作製されており、光が当たっているときに読み出すと不具合を生じる。従って、転送するとき(即ち読み出しているとき)は遮光しなければならない。読み出しているときと露光しているときとでは、完全に分けて行わなければならない。従って、遮光しているときに読み出し、露光しているときは読み出しをできない。それ故、露光時間はたとえ読み出し信号を入れても読み出してはいけない。つまり、露光時間にはパワーダウン信号によって読み出し信号を入れるのを禁止することが好ましい。読み出し信号を入れるのを禁止することは、消費電力の節減にもなる利点がある。従来より、ＣＣＤ１１に対して露光したり遮光したりすることは、光源装置からの光を露光領域と遮光領域を交互に通過させることが可能な回転フィルタを用いることによって得ているために、特に体腔内では周囲から光が入ってくることがないために遮光領域では光が完全に遮断でき、その遮光期間においては駆動信号としての読み出し信号がＣＣＤに入っても撮像信号は０レベルを保つことができた。しかしながら、 読み出し信号がＣＣＤに入ることは電力消費を生じるので完全に止めることが好ましい。従って、本発明の実施例１では、露光時間に、図１３又は図１６の符号φＰＤＮで示すパワーダウン信号(Ｌレベルでパワーダウン実行)を生成して、読み出し信号又は駆動信号を完全に停止するものである。

なお、図１３及び図１６で垂直読み出し信号として４本の信号を示しているが、これはＣＣＤの水平ラインを４本分連続的に読み出して４つの水平レジスタ(シフトレジスタ)に出力する駆動を行うことを意味している。

図１３はパワーダウン信号発生方法の実施例１を説明しており、図１４は実施例１におけるパワーダウン信号発生器の構成を示し、図１５は図１４のパワーダウン信号発生器の動作を説明している。

図１４に示すパワーダウン信号発生器４０ｆは、図１３に示すφＰＤＮを生成するものであって、オア回路４１と、遅延回路４２とを備えている。
図１４において、水平駆動信号(例えば４０ＭＨｚの高い周波数の信号)φＨをそのままオア回路４１の一方の入力端に入力し、オア回路４１のもう一方の入力端には水平駆動信号φＨを半周期遅延させた信号φＨ’を入力し、φＨとφＨ’との論理和(オア)をとることによって、図１５に示すようにパワーダウン信号φＰＤＮを生成する。パワーダウン信号φＰＤＮは、Ｌレベルでパワーダウンが実行される。

図１６はパワーダウン信号発生方法の実施例２を説明しており、図１７は実施例２におけるパワーダウン信号発生器の構成を示している。
図１７は、図１６に示すようなパワーダウン信号φＰＤＮを生成するパワーダウン信号発生器を示している。

図１７に示すパワーダウン信号発生器４０ｆでは、水平駆動信号(例えば４０ＭＨｚの高い周波数の信号)φＨをバッファアンプ４３を通して、抵抗ＲとコンデンサＣの積分回路に入力し、その積分回路の出力をバッファアンプ４４を通してパワーダウン信号φＰＤＮとして出力する。このような構成により、水平駆動信号φＨのＨレベル期間を一定時間(水平駆動パルスがないほぼ水平ブランキング期間)保持することによって、図１６に示すような駆動パルスがある読み出し期間をＨレベル、駆動パルスがないパワーダウン期間をＬレベルとしたパワーダウン信号φＰＤＮを得ることができる。ただし、この場合は、パワーダウン信号φＰＤＮとしては、水平ブランキング期間はパワーダウンしない信号を生成する。

図１６に示すようなパワーダウン信号φＰＤＮは、水平駆動信号における水平ブランキング期間にパワーダウンしなくなるため、消費電力低減の効果は減少する。しかし、図１３に示したφＰＤＮ信号の場合のように、水平ブランキング期間にパワーダウンすると、パワーオン時にＣＣＤ及びＣＤＳ回路の動作が不安定となり、波形歪み等で画質劣化が発生するという不具合を生じるが、図１６に示すパワーダウン信号φＰＤＮによればこのような不具合を防ぐことができる。なお、図１３に示したφＰＤＮ信号の場合は、水平及び垂直の両方方向のパワーダウンが可能となるのに対して、図１６に示すパワーダウン信号φＰＤＮの場合は、垂直方向だけのパワーダウンが可能となる。

なお、本発明は、上述した実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を変えない範囲において、種々の変更、改変等が可能である。

本出願は、２０１０年８月９日に日本国に出願された特願２０１０−１７８８３４号を優先権主張の基礎として出願するものであり、上記の開示内容は、本願明細書、請求の範囲に引用されるものである。

Claims (4)

1. 固体撮像素子と、
   前記固体撮像素子から矩形波が出力されるように前記固体撮像素子を駆動する駆動手段
   と、
   前記固体撮像素子から出力される前記矩形波を伝送するケーブルと、
   前記ケーブルで伝送された前記矩形波が高い値を示すタイミングにフィードスルーサンプリングパルスのタイミングを固定し、該固定されたフィードスルーサンプリングパルスのタイミングを基準として信号クランプパルスのタイミングを変化させながら前記矩形波をサンプリングすることにより前記矩形波を走査するように相関二重サンプリングする相関二重サンプリング回路と、
   前記ケーブルの終端側に設けられ、抵抗値が可変である可変抵抗と、
   前記可変抵抗の抵抗値を変化させながら走査を行った結果として前記相関二重サンプリング回路から出力される信号に基づいて、前記可変抵抗の抵抗値が前記ケーブルの特性インピーダンスにマッチングするように、該可変抵抗の抵抗値を変化させる抵抗値可変手段と、
   を有することを特徴とするインピーダンスマッチング装置。
2. 前記抵抗値可変手段は、前記相関二重サンプリング回路から出力される信号を２次微分し、該２次微分の結果の絶対値が０に最も近い値を示すときの抵抗値に前記可変抵抗の抵抗値を前記ケーブルの特性インピーダンスとマッチングした抵抗値として決定することを特徴とする請求項１に記載のインピーダンスマッチング装置。
3. 前記抵抗値可変手段は、前記相関二重サンプリング回路から出力される信号を２次微分し、所定の期間内での２次微分の２乗値のピーク数が所定の数であるときの抵抗値に前記可変抵抗の抵抗値を前記ケーブルの特性インピーダンスとマッチングした抵抗値として決定することを特徴とする請求項１に記載のインピーダンスマッチング装置。
4. 請求項１に記載のインピーダンスマッチング装置を備えた内視鏡であって、
   前記ケーブルの長さが実質的に所定の長さとなるように前記ケーブルの長さを補償する補償手段
   を更に備えたことを特徴とする内視鏡。

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