CN102893598A - 阻抗匹配装置和具有该阻抗匹配装置的内窥镜 - Google Patents

Abstract

阻抗匹配装置具有：缆线，其传送从固体摄像元件输出的矩形波；相关双重采样电路，其按照如下方式进行相关双重采样：将馈通采样脉冲的定时固定成由缆线传送的矩形波表现为高值的定时，以固定的馈通采样脉冲的定时为基准一边改变信号钳位脉冲的定时一边对矩形波进行采样，由此扫描矩形波；电阻值可变的可变电阻，其设置在缆线的终端侧；以及电阻值可变单元，其根据作为一边改变可变电阻的电阻值一边进行扫描的结果而从相关双重采样电路输出的信号，改变可变电阻的电阻值，使得可变电阻的电阻值与所述缆线的特性阻抗匹配。

Description

阻抗匹配装置和具有该阻抗匹配装置的内窥镜

技术领域

本发明涉及阻抗匹配装置和具有该阻抗匹配装置的内窥镜，特别涉及取得经由缆线向处理器传送从内窥镜前端部的摄像元件输出的摄像信号时的传送路径的阻抗匹配的阻抗匹配装置和具有该阻抗匹配装置的内窥镜。

背景技术

以往，构成从内窥镜前端部的摄像元件到处理器的传送路径的缆线具有几米左右的长度，缆线的阻抗匹配在波形质量的观点中是很重要的。伴随近年来的摄像元件输出信号的宽带化，阻抗匹配的重要性进一步提高。但是，由于制作上的情况，缆线阻抗的偏差较大，存在损害波形质量的问题。

参照图18～图20对现有的阻抗匹配方法进行说明。

图18示意性地示出内窥镜的传送路径。内窥镜具有被插入到体腔内的插入部、与插入部的基端侧连接的操作部（图示省略）、通用缆线部。内窥镜的插入部具有：具有作为固体摄像元件的CCD的前端部、在前端部的基端侧设置的弯曲部、在弯曲部的基端侧设置的具有挠性的挠性管部。在插入部的内部贯穿插入有用于在CCD中授受摄像信号和电源电压的信号缆线，该信号缆线还经由操作部和通用缆线部与未图示的处理器连接。

在图18中，标号10表示内窥镜前端部，20表示特性阻抗Z0的缆线，30表示模拟前端部的一部分。

前端部10具有CCD 11、基极电阻R1、构成发射极跟随器的NPN型晶体管Q1、作为输出电阻的发射极电阻R2，从外部向CCD 11和晶体管Q1的集电极供给电源电压Vdd。

模拟前端部30具有直流终端电阻R3、直流截止用电容器C1、交流终端电阻R4、前置放大器32等。交流终端电阻R4由能够手动调整的微调电阻器等可变电阻构成。

阻抗匹配的条件为（晶体管Q1的输出电阻值）+（电阻R2的电阻值）=Z0=（电阻R4的电阻值）。

由于能够通过改变交流终端电阻R4的值来吸收缆线20的特性阻抗Z0的偏差，所以设R4为能够手动调整的可变电阻，在观测由图18的传送路径传送的CCD输出波形时，得到图19或图20所示的波形。作为CCD输出波形，能够利用波形观测装置对模拟前端部30的输出波形进行观测而得到。

图19是进行了阻抗匹配的情况下的CCD输出波形，图20是未进行阻抗匹配的情况下的CCD输出波形。在图19中，标号f1表示馈通部，f2表示信号部，f0表示复位部。在未进行阻抗匹配的情况下，如图20所示，成为在CCD输出中重叠有反射波的波形，所以通过一边观测CCD输出的波形一边变更电阻R4的值，能够得到图19所示的阻抗匹配后的波形。

但是，作为内窥镜中的与缆线长相关联的现有技术，例如在日本国特开平6-105807号公报、日本国特开2006-055223号公报、日本国特开2001-016141号公报中被公开。

日本国特开平6-105807号公报公开了如下的电子内窥镜装置的信号处理装置：即使在使用不同长度的电子内窥镜的情况下，也不用转换动作定时，能够使相关双重采样电路等有效进行动作，并且，简化了电路结构，处理容易。

日本国特开2006-055223号公报公开了如下的内窥镜：在内窥镜的信号连接器内设有连接器基板，并且，在该连接器基板上设置信号图案，该信号图案为了防止驱动信号作为噪声混入而以远离驱动电路的方式传送CCD的输出信号。由此，能够减轻驱动信号导致的噪声的影响，并且还容易应对固体摄像元件的种类不同的情况。

日本国特开2001-016141号公报公开了如下的缆线长补偿装置：该缆线补偿装置能够沿着缆线配置在信号路径内，针对缆线的影响来补偿信号，在信号频率的整个期望范围内得到期望的增益，由此，补偿在设置X线视频图像生成系统等视频图像生成系统的情况下使用的信号缆线的长度对信号分辨率的影响。

但是，在图18～图20所述的现有技术中，一边观察CCD输出的观测波形一边以手动作业的方式调整可变电阻的值，所以不方便。

并且，日本国特开平6-105807号公报示出通过改变电阻值来应对缆线的长度，但是，没有公开使电阻值改变成与缆线的特性阻抗匹配的情况。

日本国特开2006-055223号公报仅示出使电阻的电阻值与缆线的特性阻抗匹配来选择电阻，没有公开如下技术：利用相关双重采样电路的采样动作检测阻抗的不匹配程度，使匹配用可变电阻的电阻值匹配。

日本国特开2001-016141号公报示出改变可变电阻的电阻值使其与缆线的特性阻抗匹配，但是，没有公开如下技术：利用相关双重采样电路的采样动作检测阻抗的不匹配程度，使匹配用可变电阻的电阻值匹配。

因此，本发明的目的在于，鉴于上述问题，提供如下的阻抗匹配装置和具有该阻抗匹配装置的内窥镜：能够利用相关双重采样电路的采样动作检测阻抗的不匹配程度，使匹配用可变电阻的电阻值匹配，吸收在内窥镜中使用的缆线的特性阻抗的偏差。

发明内容

用于解决课题的手段

本发明的一个方式的阻抗匹配装置具有：固体摄像元件；驱动单元，其驱动所述固体摄像元件，使得从所述固体摄像元件输出矩形波；缆线，其传送从所述固体摄像元件输出的所述矩形波；相关双重采样电路，其按照如下方式进行相关双重采样：将馈通采样脉冲的定时固定成由所述缆线传送的所述矩形波表现为高值的定时，以该固定的馈通采样脉冲的定时为基准一边改变信号钳位脉冲的定时一边对所述矩形波进行采样，由此扫描所述矩形波；电阻值可变的可变电阻，其设置在所述缆线的终端侧；以及电阻值可变单元，其根据作为一边改变所述可变电阻的电阻值一边进行扫描的结果而从所述相关双重采样电路输出的信号，改变该可变电阻的电阻值，使得所述可变电阻的电阻值与所述缆线的特性阻抗匹配。

本发明的一个方式的内窥镜具有所述一个方式的阻抗匹配装置，该内窥镜还具有补偿单元，该补偿单元对所述缆线长的长度进行补偿，使得所述缆线的长度实质上成为规定长度。

附图说明

图1是本发明的第1实施方式的阻抗匹配装置的结构图。

图2是第1实施方式中的基于SHD扫描的阻抗匹配检测方法的匹配时的说明图。

图3是第1实施方式中的基于SHD扫描的阻抗匹配检测方法的不匹配时的说明图。

图4是说明第1实施方式中的基于SHD扫描的阻抗匹配检测方法的最终匹配点的判定方法的图。

图5是说明第1实施方式中的阻抗匹配装置的动作的流程图。

图6是示出第1实施方式的阻抗匹配装置中的模拟前端部配置在内窥镜内部的情况的实施例1的结构图。

图7是示出第1实施方式的阻抗匹配装置中的模拟前端部配置在处理器内部的情况的实施例2的结构图。

图8是本发明的第2实施方式的具有阻抗匹配装置的内窥镜中的能够在不同缆线长的内窥镜中共用的镜体内基板的结构图。

图9是示出在第2实施方式中连接了缆线长较长的内窥镜的情况的内窥镜的结构图。

图10是示出在第2实施方式中连接缆线长较短的内窥镜的情况的进行了长度补偿的内窥镜的结构图。

图11是说明避免与基于驱动脉冲休止期间的电源电压波形的变化对应的驱动脉冲的电平变动的影响的方法的图。

图12是示出在内窥镜前端部配设有使帧转送方式的CCD间歇驱动中的曝光时间内的读出脉冲休止的断电信号产生器的结构的框图。

图13是说明断电信号产生方法的实施例1的波形图。

图14是示出实施例1中的断电信号产生器的结构的图。

图15是说明图14的断电信号产生器的动作的时序图。

图16是说明断电信号产生方法的实施例2的波形图。

图17是示出实施例2中的断电信号产生器的结构的图。

图18是现有例的阻抗匹配装置的结构图。

图19是示出由现有例的阻抗匹配后的传送路径传送的CCD输出波形的图。

图20是示出由现有例的未进行阻抗匹配的传送路径传送的CCD输出波形的图。

具体实施方式

下面，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。

[第1实施方式]

图1示出本发明的第1实施方式的阻抗匹配装置的结构。本实施方式说明将阻抗匹配装置1A应用于内窥镜1的例子。

在图1中，阻抗匹配装置1A具有：前端部10，其具有作为固体摄像元件的CCD11；作为传送路径的缆线20，其传送该前端部10的CCD 11输出；以及模拟前端部30A，其输入所传送的CCD 11输出，利用CDS电路33的采样动作检测阻抗的匹配或不匹配的程度，生成与该程度对应的控制信号，能够进行使匹配用的可变电阻R4a的电阻值匹配的控制。缆线20具有特性阻抗Z0。

前端部10具有作为固体摄像元件的CCD 11、构成发射极跟随器的晶体管Q1、将CCD 11的输出导入晶体管Q1的基极的电阻R1、用于向缆线20输出晶体管Q1的发射极输出的电阻R2。从未图示的处理器内的直流电源向前端部10内的CCD 11和晶体管Q1的集电极供给电源电压Vdd。

缆线20向模拟前端部30A侧传送来自CCD 11的摄像信号，另一方面，通过缆线20内的未图示的驱动信号线向CCD 11侧传送来自模拟前端部30A内的未图示的驱动信号生成电路的CCD用驱动信号。

模拟前端部30A具有终端电路部31、前置放大器32、CDS电路33、A/D转换器34、以及作为控制信号生成部的FPGA（Field Programmable Gate Array（现场可编程门阵列）的简称）35，该FPGA 35利用CDS电路33的采样动作生成与阻抗的匹配或不匹配程度对应的控制信号，使匹配用的可变电阻R4a的电阻值匹配。FPGA 35生成馈通采样脉冲（SHP）和信号钳位脉冲（SHD），通过对CDS电路33供给这些脉冲，能够对CDS电路33的采样动作进行控制。

终端电路部31具有直流终端电阻R3、直流截止用电容器C1、交流终端电阻R4a。交流终端电阻R4a由能够利用来自FPGA 35的控制信号调整电阻值的数字微调电阻器这样的可变电阻构成。

另外，作为阻抗匹配控制兼图像处理器件，使用FPGA，但是，也可以使用DSP（数字信号处理器）或CPU（中央运算处理装置）。

阻抗匹配装置1A中的阻抗匹配时的上述各部的动作功能如下所述。

模拟前端部30A内的未图示的驱动单元能够驱动CCD 11，使得从CDD 11输出矩形波。

缆线20传送从CCD 11输出的所述矩形波。

CDS电路33按照如下的方式进行相关双重采样：将馈通采样脉冲（SHP）的定时固定成由缆线20传送的所述矩形波表现为高值的定时（“高”部分），以该固定的馈通采样脉冲的定时为基准一边改变信号钳位脉冲（SHD）的定时一边对所述矩形波进行采样，由此扫描所述矩形波。CDS电路33依次对馈通部f1和信号部f2各自的电平进行采样和保持，输出它们的电位差作为信号值。

作为可变电阻的交流终端电阻R4a设置在缆线20的终端侧，电阻值可变。

作为电阻值可变单元的FPGA 35根据作为改变可变电阻即交流终端电阻R4a的电阻值并进行扫描的结果而从所述CDS电路33输出的信号，改变该交流终端电阻R4a的电阻值，使得所述交流终端电阻R4a的电阻值与缆线20的特性阻抗Z0匹配。更具体而言，FPGA 35对从CDS电路33输出的信号进行2次微分，将所述交流终端电阻R4a的电阻值确实为该2次微分的结果的绝对值表现为最接近0的值时的电阻值，作为与缆线20的特性阻抗匹配的电阻值。

接着，参照图2～图4对图1的作用效果进行说明。

由于阻抗匹配的条件为（晶体管Q1的输出电阻）+（电阻R2）=Z0=R4a，所以能够通过改变电阻R4a来减少特性阻抗Z0的偏差。电阻R4a由利用电控制信号的值使电阻值可变的数字微调电阻器构成。仅当驱动CDD驱动中的复位时，从CDD 11输出矩形波。

相对于进行阻抗匹配的情况的图2（a）所示的CCD矩形输出波形，未进行阻抗匹配的情况的图3（a）所示的CCD矩形输出波形的波形变形，所以，在CDS电路33中，在其输入波形的高电平（“高”）部分固定馈通钳位脉冲（SHP）的状态下依次改变信号钳位脉冲（SHD）的定时（以下称为扫描）时，在矩形波的变化点输出与该电压差对应的信号。

在取得CCD输出的传送路径的阻抗匹配的情况下，如图2（a）所示，在变化点，CCD输出波形同样增加，所以，信号钳位脉冲（SHD）的定时扫描时的明亮度（亮度）也同样变化，但是，在未取得阻抗匹配的情况下，由于包含反射波，所以如图3（a）所示，亮度不是同样变化。亮度的信号钳位脉冲定时的亮度值的2次微分越接近0，越能够判断为取得匹配，所以，通过一边改变终端电阻值R4a一边计算上述2次微分的绝对值，能够决定最佳的终端电阻值R4a。也可以代替计算2次微分的绝对值而计算2次微分值的平方值。在本实施方式中，在FPGA 35中计算2次微分并反馈到作为数字微调电阻器的可变电阻R4a。

实际上，图2（b）和图3（b）示出横轴取SHD脉冲的时间位置、纵轴取亮度的2次微分的平方值的曲线图。针对2次微分的平方值设置适当的阈值，检测SHD扫描中的一定时间内的2次微分的平方值的峰值数，由此，能够判定阻抗匹配的匹配或不匹配的程度。如图2（b）所示，如果基于一定时间内的SHD脉冲扫描的2次微分的平方值的峰值数为2个，则在亮度波形的上升沿或下降沿存在2个变化点，能够判定为取得阻抗匹配（Z=R4a）。并且，如图3（b）所示，如果基于一定时间内的SHD脉冲扫描的2次微分的平方值的峰值数为3个以上（图中为4个），则在亮度波形的上升沿或下降沿存在4个变化点，能够判定为未取得阻抗匹配（Z≠R4a）。

图4示出上述基于SHD扫描的阻抗匹配检测方法的最终匹配点的判定方法。当横轴取电阻R4a的值、纵轴取基于SHD脉冲扫描的2次微分的平方值的峰值数时，可知在R4a=Z0的匹配点，峰值数最少（2个），在除此之外的不匹配点中，峰值数为3个以上。即，能够判断为峰值数为2时的R4a的值等于Z0。

图5说明第1实施方式的阻抗匹配装置1A的动作。阻抗匹配装置1A的动作通过FPGA 35来控制。

如图5所示，首先，在步骤S1中，将可变电阻R4a设定为初始值。接着，在步骤S2中，在CCD 11输出的高电平（“高”）期间内设定馈通采样脉冲SHP。在步骤S1中，在从CCD 11输出中的高电平（“高”）到低电平（“低”）的变化点附近，在一定期间内依次改变信号钳位脉冲SHD的定时并进行扫描。

接着，在步骤S4中，根据通过SHD扫描而得到的亮度谱（例如CCD输出信号的2次微分的平方值）对峰值数进行计数。然后，在步骤S5中，判断通过SHD扫描而得到的峰值数是否为2。

如果在步骤S5中峰值数不为2，则变更电阻R4a，返回步骤S2，反复进行S2～S5。如果在步骤S5中峰值数为2，则取得阻抗匹配，将电阻R4a设定为当前值。

如上所述，由于能够自动调整终端电阻值以吸收缆线的特性阻抗的个体差（偏差），所以能够降低缆线传送后的CCD输出信号的劣化，提高信号波形的质量。而且，由于不需要追加阻抗调整用的缆线和器件等，所以缆线粗细和基板尺寸不可能增大，在这方面是优选的。

图6示出第1实施方式的阻抗匹配装置中的模拟前端部配置在内窥镜（镜体）内部的情况的实施例1的结构图。

在图6中，在内窥镜1内部吸收将模拟前端部30A配置在内窥镜1内部的缆线20的特性阻抗的偏差。在初次出厂时和修理（修复）时实施电阻R4a的调整作业，将其结果存储在内窥镜1内部的例如ROM中。在接通内窥镜1的电源时，从ROM中读出调整结果并设定电阻R4a。

图7示出第1实施方式的阻抗匹配装置中的模拟前端部配置在处理器内部的情况的实施例2的结构图。

在图7中，在处理器2中吸收将模拟前端部30A配置在处理器2内的缆线20的特性阻抗的偏差。每次接通内窥镜1的电源时，实施电阻R4a的调整作业。在切断电源之前将调整结果保持在处理器2内的存储器中。

根据第1实施方式，能够实现如下的阻抗匹配装置：能够利用作为相关双重采样电路的CDS电路的采样动作检测阻抗的不匹配程度，使匹配用可变电阻的电阻值匹配，吸收在内窥镜中使用的缆线的特性阻抗的偏差。

[第2实施方式]

图8示出本发明的第2实施方式的具有阻抗匹配装置的内窥镜中的能够在不同缆线长的内窥镜中共用的镜体内基板的结构图。在图8～图10中，对与图1相同的部分标注相同标号进行说明。

图8示出能够共同组入例如大肠用镜体这样较长的镜体和支气管用镜体这样较短的镜体那样不同缆线长的多个种类的内窥镜中的镜体内基板30B。

在本第2实施方式中，关于长度不同的缆线长的内窥镜，通过利用在镜体内基板30B内配设的信号图案60、70补充其缆线长，使传送路径的送出侧电路和接受侧电路间的传送距离相同。信号图案60是设置在驱动信号线上的图案，信号图案70是设置在摄像信号线上的图案。

信号图案60、70均形成为矩形波状的图案，使得在基板上的较少的空间内确保必要的长度。在信号图案60的从始端到终端的区间内设有作为电连接端子的多个（图中为4个）抽头m1～m4。针对这4个抽头m1～m4，对置配设有作为1个共通的连接端子的抽头m0。即，能够使用连接线61选择性地使抽头m0与上述抽头m1～m4中的任意一方连接。因此，抽头m0、抽头m1～m4和连接线61构成补偿单元，该补偿单元对缆线20的长度进行补偿，使得缆线20的长度实质上成为规定长度。

同样，在信号图案70的从始端到终端的区间内设有作为电连接端子的多个（图中为4个）抽头n1～n4。针对这4个抽头n1～n4，对置配设有作为1个共通的连接端子的抽头n0。即，能够使用连接线71选择性地使抽头n0与上述抽头n1～n4中的任意一方连接。因此，抽头n0、抽头n1～n4和连接线71构成补偿单元，该补偿单元对缆线20的长度进行补偿，使得缆线20的长度实质上成为规定长度。

如果使用该内窥镜共通的镜体内基板30B，则在内窥镜装置组装时，即使从外部向镜体内基板30B连接图9或图10所示的长度不同的缆线20的情况下，通过在镜体内基板30B内配设的信号图案60、70的抽头选择，实质上也能够等同（等效）于连接相同长度的缆线。因此，如果将镜体内基板30B内的相位调整和电平调整用的电路常数RL1、CL1和RL2固定为与最长的缆线长的内窥镜（例如大肠用镜体）一致，则在内窥镜组装时，在使比最长的缆线长短的长度的缆线20与镜体内基板30B连接的情况下，如果与实际使用的较短的缆线20（例如支气管用镜体的缆线）的长度对应地选择信号图案60、70的适当抽头（例如抽头m4、n4）、并使用连接线61、71将抽头m2～m4和抽头n2～n4连接到共通抽头m0、m0上，则能够与最长的缆线长一致。

当从m1向m4依次改变抽头m1～m4中的任意一方连接到共通抽头m0上时，信号图案60的长度依次变长，其结果，能够按照依次增长在与抽头m0外部连接的缆线20的驱动信号线上附加的缆线长的方式进行补充。同样，当从n1向n4依次改变抽头n1～n4中的任意一方连接到共通抽头n0上时，信号图案70的长度依次变长，其结果，能够按照依次增长在与抽头n0外部连接的缆线20的摄像信号线上附加的缆线长的方式进行补充。

这里，驱动信号线不需要进行阻抗匹配，但是，关于摄像信号线，通过设置图1所示的阻抗匹配装置（标号31～35），能够提高缆线传送后的摄像信号的质量。

以往，需要按照缆线长的不同而对电路的常数进行设计或调整。由于缆线长变化，传送时间不同，所以存在调整幅度增大的问题。即，以往，当缆线长不同时，A/D转换以前的相位调整按照每个镜体而不同，或者需要按照每个缆线重新估计用于进行驱动的电路常数，当镜体种类增加时，电路设计和管理烦杂。

图9示出在第2实施方式中缆线长较长的内窥镜的结构图。这里，示出缆线长最长的情况的内窥镜。

在图9中，将连接线61连接在共通抽头m0与抽头m1之间，将连接线71连接在共通抽头n0与抽头n1间之间。即，由于分别使用连接线61、71使镜体内基板30B内的2个切换单元中的共通抽头m0、n0与抽头m1、n1连接、即采用缆线长最长的情况的连接，所以成为不进行长度补偿的状态。

图10示出在第2实施方式中针对缆线长较短的内窥镜进行长度补偿的状态镜的结构图。这里，示出缆线长最短的情况的内窥镜。

在图10中，将连接线61连接在共通抽头m0与抽头m4之间，将连接线71连接在共通抽头n0与抽头n4之间。即，由于分别使用连接线61、71使镜体内基板30B内的2个切换单元中的共通抽头m0、n0与抽头m4、n4连接、即采用缆线长最短的情况的连接，所以，成为进行与信号图案60、70的全长相当的长度补偿的状态。

根据第2实施方式，在镜体内基板上设置补偿单元，该补偿单元对所述缆线长的长度进行补偿，使得缆线的长度实质上成为规定长度，所以，不需要每次根据缆线长而改变镜体内基板上的电路常数等，不需要预先准备与缆线长对应的多个种类的镜体内基板。

下面，对与本发明的内窥镜相关联的技术进行说明。

图11说明避免与基于驱动脉冲休止期间的电源电压波形的变化对应的驱动脉冲的电平变动的影响的方法。在图11中，（a）示出电源电压波形，（b）示出垂直同步信号，（c）示出驱动脉冲波形。由于驱动脉冲本来给出驱动定时，所以振幅恒定，但是，在图11（c）中，由于设有脉冲休止期间而使电源电压发生变动，得到驱动脉冲也发生变动的结果。

由于CCD的分辨率越高，驱动信号的频率越高，所以电力消耗增大。因此，在驱动脉冲中设置休止期间，节减电力消耗。因此，在驱动脉冲中存在动作的期间和停止的期间。停止的期间不消耗电源，但是，由于经由缆线向内窥镜前端的CCD送出电源，所以，当流过驱动电流时，电源电压下降。在驱动脉冲不进行动作的情况下，由于不流过消耗电流，所以，电源电压上升。伴随电源电压的上升，当驱动信号即驱动脉冲开始进行动作时，驱动脉冲的振幅也抬高，伴随电源电压的下降，驱动脉冲的振幅也下降，转移到稳定状态。即，当驱动脉冲开始进行动作并开始流过驱动电流时，由于在缆线中存在电阻，所以电源电压下降，转移到稳定状态。在驱动脉冲的休止期间中，当电源电压升高时，在摄像图像中产生阴影（图像逐渐变白的现象）。以往为了在垂直同步信号的消隐期间（图11（b）的高电平的期间）内使驱动脉冲也休止、而使电源电压的上升状态的期间（在该期间内，在驱动脉冲开始时产生振幅上升的状态）与图像显示期间的开始大致一致，作为阴影，会造成不良影响。

因此，如图11（c）所示，在垂直同步信号的消隐期间之前设置驱动脉冲的休止期间的定时，换言之，在图像显示期间（有效期间）的开始点之前（例如消隐期间的开始时点）设置驱动脉冲的开始定时。即，在图像显示的休止期间即消隐期间内到来与驱动脉冲的振幅变动期间对应的预驱动期间，电源电压下降而稳定，在驱动脉冲振幅也稳定的时点取出图像信号并显示在监视器上。由此，与阴影相当的部分不会显示在监视器上。

如上述图11（b）、（c）那样，使开始驱动的定时向实际需要的图像显示期间之前偏移，在电源电压和驱动脉冲的振幅稳定后取出摄像图像，由此不会将阴影等不良情况显示在画面上。

图12示出在内窥镜前端部配设用于使在本发明的内窥镜中使用的帧转送方式的CCD的间歇驱动中的曝光时间内的读出脉冲或驱动信号休止的断电信号产生器的结构。其中，示出了在内窥镜1的前端部10，除了CCD 11以外，还具有CDS电路33和定时发生器40。

在图12中，内窥镜1的前端部10具有CCD 11、进行相关双重采样处理的CDS电路33、对这些电路供给定时信号的定时发生器40。CCD 11例如使用帧转送方式的CDD。并且，定时发生器40除了具有定时产生器40a、40c和驱动电路40b、40d以外，还具有断电信号产生器40f。以往，断电信号产生器不是设置在内窥镜前端部10，而是设置在处理器（图示省略）侧，所以断电信号线需要通过缆线20内，成为内窥镜插入部粗径化的要因之一。该现有例记载于日本特开2009-045366号公报的图3中。在本发明的实施例中，对其进行了改善，在内窥镜前端部10内配设断电信号产生器40f，使用水平驱动信号和垂直驱动信号在前端部10生成断电信号。

下面，对图12的电路结构进行说明，然后，参照图13～图17对断电信号的生成方法进行说明。

如图12所示，在内窥镜1的前端部10设置的CCD 11构成为具有图像区域11a、移位寄存器11b、放大电路11c、开关11d。

图像区域11a对由未图示的物镜光学系统成像的被摄体的像进行光电转换，作为电荷进行蓄积，并且，根据从定时发生器40输出的

信号，将该电荷转送到移位寄存器11b。

移位寄存器11b根据从定时发生器40输出的信号，将从图像区域11a转送的电荷作为摄像信号而输出到放大电路11c。

放大电路11c在开关11d接通的情况下被供给电压Vdd，从而成为驱动状态。换言之，放大电路11c在开关11d断开的情况下未被供给电压Vdd，所以成为驱动停止状态。然后，放大电路11c根据从定时发生器40输出的

信号，在所述驱动状态下对从移位寄存器11b输出的摄像信号进行放大，将放大后的该摄像信号作为CCDout信号而输出到CDS电路33。

开关11d在所输入的

信号表示接通的情况下接通，从而对放大电路11c供给电压Vdd。并且，开关11d在所输入的

信号表示断开的情况下断开，从而停止对放大电路11c供给电压Vdd。

如图12所示，在内窥镜1的前端部10设置的CDS电路33构成为具有采样脉冲产生电路33a、采样保持电路33b、放大电路33c、开关33d。

采样脉冲产生电路33a在开关33d接通的情况下被供给电压Vdd，从而成为驱动状态。换言之，采样脉冲产生电路33a在开关33d断开的情况下未被供给电压Vdd，所以成为驱动停止状态。然后，采样脉冲产生电路33a根据从定时发生器40输出的

信号，在所述驱动状态下生成用于表示采样保持电路33b进行相关双重采样处理的定时的采样脉冲，并且将该采样脉冲输出到采样保持电路33b。

采样保持电路33b根据从采样脉冲产生电路33a输出的采样脉冲，对从CCD 11输出的CCDout信号进行相关双重采样处理。

放大电路33c在开关33d接通的情况下被供给电压Vdd，从而成为驱动状态。换言之，放大电路33c在开关33d断开的情况下未被供给电压Vdd，所以成为驱动停止状态。然后，放大电路33c在所述驱动状态下对从采样保持电路33b输出的实施了相关双重采样处理后的CCDout信号进行放大，将放大后的该CCDout信号作为CDSout信号（摄像信号）而输出到晶体管TR1的基极。

开关33d在所输入的

信号表示接通的情况下接通，从而对放大电路33c供给电压Vdd。并且，开关33d在所输入的

信号表示断开的情况下断开，从而停止对放大电路33c供给电压Vdd。

如图3所示，在内窥镜1的前端部10设置的定时发生器40构成为具有水平定时产生器40a、驱动电路40b和40d、垂直定时产生器40c、开关40e。

水平定时产生器40a在开关40e接通的情况下被供给电压Vdd，从而成为驱动状态。换言之，水平定时产生器40a在开关40e断开的情况下未被供给电压Vdd，所以成为驱动停止状态。然后，水平定时产生器40a根据所输入的

信号和

信号，在所述驱动状态下生成水平定时信号，并且将该水平定时信号输出到驱动电路40b和垂直定时产生器40c。并且，水平定时产生器40a根据所输入的

信号和

信号，在所述驱动状态下生成

信号，并且将该

信号输出到采样脉冲产生电路33a。

驱动电路40b在开关40e接通的情况下被供给电压Vdd，从而成为驱动状态。换言之，驱动电路40b在开关40e断开的情况下未被供给电压Vdd，所以成为驱动停止状态。然后，驱动电路40b根据从水平定时产生器40a输出的水平定时信号，生成用于驱动移位寄存器11b的信号即信号并输出，并且生成用于驱动放大电路11c的信号即

信号并输出。

垂直定时产生器40c根据所输入的

信号、

信号、水平定时信号生成垂直定时信号，并将该垂直定时信号输出到驱动电路40d。

驱动电路40d在开关40e接通的情况下被供给电压Vdd，从而成为驱动状态。换言之，驱动电路40d在开关40e断开的情况下未被供给电压Vdd，所以成为驱动停止状态。然后，驱动电路40d根据从垂直定时产生器40c输出的垂直定时信号，生成用于驱动图像区域11a的信号即

信号并输出。

另外，假设在驱动电路40b和驱动电路40d设置在处理器（图示省略）侧的情况下，在搭载有作为高分辨率的图像传感器的CCD时，作为驱动信号，需要高频率的信号，该高频率的驱动信号经由缆线20传送到内窥镜前端部10内的CCD 11，但是，该高频率的驱动信号在通过缆线20后以高衰减度衰减。与此相对，如图12所示，当驱动电路40b和40d设置在内窥镜前端部10时，不经由缆线20传送高频率的驱动信号，在前端部10的部分仅给出水平和垂直的定时信号（这些信号可以是1V左右的低电平的信号），能够在前端部10中生成驱动所需要的3V左右的驱动信号，是优选的。

上述帧转送方式的CCD 11共同地制作有转送路径和作为感光部的光电二极管，如果在光照射时进行读出，则产生不良情况。因此，在转送时（即读出时）必须进行遮光。在读出时和曝光时，必须完全分开进行。因此，在遮光时进行读出，在曝光时无法进行读出。因此，在曝光时间内，即使得到读出信号也不能进行读出。即，在曝光时间内，优选通过断电信号来禁止得到读出信号。禁止得到读出信号具有节减消耗电力的优点。以往，使用能够使来自光源装置的光交替通过曝光区域和遮光区域的旋转滤镜，对CCD 11进行曝光或遮光，所以，特别是在体腔内，光不会从周围进入，所以，在遮光区域中，能够完全遮断光，在该遮光期间内，即使作为驱动信号的读出信号进入CCD，摄像信号也能够保持0电平。但是，由于读出信号进入CCD会产生电力消耗，所以，优选完全停止。因此，在本发明的实施例1中，在曝光时间内，生成图13或图16的标号

所示的断电信号（以L电平执行断电），完全停止读出信号或驱动信号。

另外，在图13和图16中，作为垂直读出信号，示出4条信号，但是，这意味着进行如下驱动：连续读出CCD的4条水平线并输出到4个水平寄存器（移位寄存器）。

图13说明断电信号产生方法的实施例1，图14示出实施例1中的断电信号产生器的结构，图15说明图14的断电信号产生器的动作。

图14所示的断电信号产生器40f生成图13所示的

具有或电路41和延迟电路42。

在图14中，将水平驱动信号（例如40MHz的高频率的信号）

直接输入到或电路41的一个输入端，向或电路41另一个输入端输入使水平驱动信号

延迟半个周期的信号

通过取

与

的逻辑和（或），如图15所示生成断电信号

断电信号以L电平执行断电。

图16说明断电信号产生方法的实施例2，图17示出实施例2中的断电信号产生器的结构。

图17示出生成图16所示的断电信号

的断电信号产生器。

在图17所示的断电信号产生器40f中，使水平驱动信号（例如40MHz的高频率的信号）

通过缓冲放大器43，输入到电阻R和电容器C的积分电路，使该积分电路的输出通过缓冲放大器44作为断电信号

输出。根据这种结构，通过使水平驱动信号

的H电平期间保持一定时间（没有水平驱动脉冲的大致水平消隐期间），能够得到设存在图16所示的驱动脉冲的读出期间为H电平、没有驱动脉冲的断电期间为L电平的断电信号

但是，该情况下，作为断电信号

在水平消隐期间生成不断电的信号。

由于图16所示的断电信号

在水平驱动信号的水平消隐期间内不断电，所以，消耗电力降低的效果减小。但是，如图13所示的

信号的情况那样，如果在水平消隐期间内断电，则在开通时，CCD和CDS电路的动作不稳定，发生由于波形失真等而产生画质劣化的不良情况，但是，根据图16所示的断电信号能够防止这种不良情况。另外，在图13所示的

信号的情况下，能够实现水平和垂直的两个方向的断电，与此相对，在图16所示的断电信号

的情况下，仅能够实现垂直方向的断电。

另外，本发明不限于上述实施例，能够在不改变本发明主旨的范围内进行各种变更、改变等。

本申请以2010年8月9日在日本申请的日本特愿2010-178834号为优先权主张的基础进行申请，上述公开内容被引用到本申请说明书和权利要求书中。

Claims (3)

1.一种阻抗匹配装置，其特征在于，该阻抗匹配装置具有：

固体摄像元件；

驱动单元，其驱动所述固体摄像元件，使得从所述固体摄像元件输出矩形波；

缆线，其传送从所述固体摄像元件输出的所述矩形波；

相关双重采样电路，其按照如下方式进行相关双重采样：将馈通采样脉冲的定时固定成由所述缆线传送的所述矩形波表现为高值的定时，以该固定的馈通采样脉冲的定时为基准一边改变信号钳位脉冲的定时一边对所述矩形波进行采样，由此扫描所述矩形波；

电阻值可变的可变电阻，其设置在所述缆线的终端侧；以及

电阻值可变单元，其根据作为一边改变所述可变电阻的电阻值一边进行扫描的结果而从所述相关双重采样电路输出的信号，改变该可变电阻的电阻值，使得所述可变电阻的电阻值与所述缆线的特性阻抗匹配。

2.根据权利要求1所述的阻抗匹配装置，其特征在于，

所述电阻值可变单元对从所述相关双重采样单元输出的信号进行2次微分，将所述可变电阻的电阻值确定为该2次微分的结果的绝对值表现为最接近0的值时的电阻值，作为与所述缆线的特性阻抗匹配的电阻值。

3.一种内窥镜，该内窥镜具有权利要求1或2所述的阻抗匹配装置，其特征在于，

该内窥镜还具有补偿单元，该补偿单元对所述缆线长的长度进行补偿，使得所述缆线的长度实质上成为规定长度。

Images