JP4720856B2 - 単相ブラシレスモータ - Google Patents

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Description

この発明は、永久磁石と電磁コイルとを利用した単相ブラシレスモータに関する。
モータ業界では、１相モータと２相モータの両方を総称して「単相モータ」と称していた。しかし、以下の説明において、「単相モータ」とは、２相モータを除き、１相モータのみを意味している。
永久磁石と電磁コイルとを利用したブラシレスモータとしては、例えば特開２００１−２９８９８２号公報に記載されたものが知られている。
この従来技術のブラシレスモータでは、デジタル磁気センサからのオン／オフ信号を用いて制御を行っている。具体的には、デジタル磁気センサのオン／オフ信号を用いて、電磁コイルへの印加電圧の極性反転のタイミングが決定されている。また、駆動信号としては、３相駆動信号が使用されている。
従来のブラシレスモータでは、２相以上の駆動信号が利用されており、単相の駆動信号を使用するものは存在しなかった。この理由は、以下で説明する単相モータの始動特性に関係している。
単相モータは、永久磁石とコイルとが正対する位置において停止すると、始動できないという特性がある。この位置は、「デッド・ロック・ポイント」又は「デッド・ポイント」と呼ばれている。このため、通常の単相モータでは、始動を確実に行うために補助巻き線を設けておき、始動時にのみ補助巻き線に電流を流して始動させる始動方法が採用されている。また、ある種の単相モータでは、主巻き線と補助巻き線の位相をずらすために、コンデンサが使用されている。
一方、通常のブラシレスモータでは、いわゆるインバータ駆動が採用されている。しかし、インバータ駆動を利用して単相モータを始動させると、始動時に補助巻き線やコンデンサに大きな電流が流れるので、スイッチング素子やコンデンサが破損し易いという問題が生じる。このように、従来は、単相モータをブラシレスモータとして構成することが困難であるという問題があった。
本発明は、デッド・ロック・ポイントを有さず、補助巻き線無しで始動可能な単相ブラシレスモータに関する技術を提供することを目的とする。
本発明の一形態による単相ブラシレスモータは、
電磁コイルと、
永久磁石と、
前記永久磁石と前記電磁コイルとの相対位置を検出する磁気センサと、
前記磁気センサの出力信号を利用して、前記電磁コイルの単相駆動に用いる印加電圧を生成する駆動制御回路と、
を備え、
前記電磁コイルは磁性部材を備えており、
前記磁性部材が前記永久磁石に引き付けられることによって、前記単相ブラシレスモータの停止時に前記永久磁石の中心と前記電磁コイルの中心とがずれた位置となるように構成されており、
前記単相ブラシレスモータは、停止後の始動時には前記単相ブラシレスモータのロータ部が常に第一の回転方向に回転し始めるように構成されており、
前記駆動制御回路は、前記ロータ部を前記第一の回転方向とは逆の第二の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第一の回転方向に所定量回転させた後に逆転させることによって前記第二の回転方向への回転を開始させ、一方、前記ロータ部を前記第一の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第二の回転方向に回転させること無く前記第一の回転方向への回転を開始させる。
この単相ブラシレスモータによれば、逆転時にもデッド・ロック・ポイントの問題を生じることなく、逆転させることが可能である。
本発明の他の形態による単相ブラシレスモータは、
複数の電磁コイルを有するコイル列と、
複数の永久磁石を有する磁石列と、
前記磁石列と前記コイル列の相対位置を検出する磁気センサと、
前記磁気センサの出力信号を利用して、前記コイル列を単相駆動信号で駆動するための印加電圧を生成する駆動制御回路と、
を備え、
前記コイル列は磁性部材を備えており、
前記磁性部材は、前記単相ブラシレスモータの停止時において前記磁性部材が前記磁石列に引きつけられることによって、各永久磁石の中心が各電磁コイルの中心からずれた位置で停止するように構成されている。
この単相ブラシレスモータによれば、コイル列に設けられている磁性部材の構成が、単相ブラシレスモータの停止時において磁性部材が磁石列に引きつけられることによって、各永久磁石の中心が各電磁コイルの中心からずれた位置で停止するように工夫されているので、停止位置がデッド・ロック・ポイントにならない。従って、補助巻き線無しで始動することが可能である。
一実施例では、前記磁性部材は各電磁コイルに設けられており、
各磁性部材の少なくとも一部分は、前記単相ブラシレスモータの停止時において各電磁コイルと各永久磁石との間に配置される。
この構成によれば、磁性部材が各電磁コイルに設けられているので、コイル列全体の重量バランスを取りやすい。また、各磁性部材の少なくとも一部分が各電磁コイルと各永久磁石との間に配置されるので、比較的少ない量の磁性部材で望ましい停止位置を実現することが可能である。
他の実施例では、各磁性部材は、各電磁コイルのコア材として機能するコア材部分を含む。
この構成によれば、コイルの磁束密度を向上させることができる。また、コア材の形状を工夫することによって、各永久磁石の中心が各電磁コイルの中心からずれた位置でモータが停止するようにモータを構成することができる。
他の実施例では、前記磁気センサは、前記磁石列と前記コイル列の相対位置に応じて、アナログ的変化を示す出力信号を出力するセンサである。
この構成によれば、磁気センサのアナログ的変化を利用して効率良くモータを駆動することができる。
他の実施例では、前記磁気センサは、前記磁気センサの出力信号が、前記磁石列の移動によって前記コイル列に誘起される誘起電圧と相似な波形を有する信号となる位置に設けられている。
この構成によれば、磁気センサの出力信号が誘起電圧と相似な波形を有するので、この出力信号を利用してコイル列を駆動することによって、消費電力が少なく、また、騒音や振動も少ない状態でモータを動作させることができる。
他の実施例では、前記駆動制御回路は、前記磁気センサの出力信号のアナログ的変化を利用したＰＷＭ制御を実行することによって前記単相駆動信号を生成するＰＷＭ制御回路を含む。
この構成によれば、コイル列の逆起電力波形に近い形状の駆動信号でモータを駆動できるので、モータ効率を向上することが可能である。
他の実施例では、前記駆動制御回路は、前記磁石列の移動によって前記コイル列に誘起される誘起電圧の波形で極性が反転する位置をπ位相点としたときのπ／２位相点を中心とする対称な励磁区間において前記コイル列に電圧を印加するとともに、前記誘起電圧の波形の前記π位相点を中心とする対称な非励磁区間において前記コイル列に電圧を印加しないよう前記単相駆動信号を制限する励磁区間設定部を含み、
前記励磁区間設定部は、前記励磁区間と前記非励磁区間の区分を変更可能である。
誘起電圧波形のπ位相点の近傍では、コイルに電圧を印加しても駆動力を有効に発生することができないため、騒音や振動が発生し、モータ効率が低下する。そこで、上記のように、誘起電圧の波形のπ位相点を中心とする対称な非励磁区間においてコイル列に電圧を印加しないよう単相駆動信号を制限すれば、騒音や振動を低減することができ、また、モータ効率を向上させることができる。
他の実施例では、前記コイル列のコイル数と、前記磁石列の磁極数とが互いに等しい。
この構成によれば、磁石列の各磁極からの磁束を有効に利用できるので、大きな駆動力を発生できる。
他の実施例では、前記駆動制御回路は、静止状態から前記単相ブラシレスモータの逆転を行う場合には、始動時に正転方向に所定量動作させた後に逆転を開始する。
この単相ブラシレスモータによれば、逆転時にもデッド・ロック・ポイントの問題を生じることなく、逆転させることが可能である。
他の実施例では、前記磁性部材は、前記単相ブラシレスモータの停止時において前記磁性部材が前記磁石列に引きつけられることによって、各永久磁石と各電磁コイルとが、前記電磁コイルによる逆起電力のピーク位置で停止するように構成されている。
この単相ブラシレスモータによれば、逆転時にもデッド・ロック・ポイントの問題を生じることなく、そのまま逆転させることが可能である。
他の実施例では、前記磁性部材は、前記単相ブラシレスモータの停止時において、前記電磁コイルを挟んで前記永久磁石とは反対側に配置される。
この構成によれば、各磁性部材が各電磁コイルを挟んで各永久磁石とは反対側に配置されるので、比較的少ない量の磁性部材で望ましい停止位置を実現することが可能である。
なお、本発明は、種々の形態で実現することが可能であり、例えば、単相ブラシレスモータ、その制御方法（又は駆動方法）制御回路（又は駆動回路）、それらを用いたアクチュエータや、電子機器、家電機器等の形態で実現することができる。
次に、本発明の実施の形態を以下の順序で説明する。
A．第１実施例のモータの構成と動作の概要：
B．駆動制御回路の構成：
C．モータ本体の他の構成例：
D．第２実施例：
E．変形例：
A．第１実施例のモータの構成と動作の概要：
図１Ａ，１Ｂは、本発明の第１実施例としての単相ブラシレスモータのモータ本体の構成を示す断面図である。このモータ本体１００は、外形がそれぞれ略円筒状のステータ部１０及びロータ部３０を有している。ステータ部１０は、略十字状に配列された４つのコイル１１〜１４と、２つのコイル１１，１２の間の中央の位置に配置された磁気センサ４０とを有している。磁気センサ４０は、ロータ部３０の位置（すなわちモータの位相）を検出するためのものである。各コイル１１〜１４には、磁性体材料で形成された磁気ヨーク２０が設けられている。磁気ヨーク２０の詳細な形状についてはさらに後述する。コイル１１〜１４と磁気センサ４０は、回路基板１２０（図１Ｂ）の上に固定されている。回路基板１２０は、ケーシング１０２に固定されている。なお、ケーシング１０２の蓋は図示が省略されている。
ロータ部３０は、４つの永久磁石３１〜３４を有しており、ロータ部３０の中心軸が回転軸１１２を構成している。この回転軸１１２は、軸受け部１１４（図１Ｂ）で支持されている。各磁石の磁化方向は、回転軸１１２から外側に放射状に向かう方向である。磁石３１〜３４の外周には、磁気ヨーク３６が設けられている。但し、この磁気ヨーク３６は省略してもよい。
図２Ａ〜２Ｃは、磁石列とコイル列の位置関係、及び、磁気センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。なお、「逆起電力」を「誘起電圧」とも呼ぶ。図２Ａに示すように、４つの磁石３１〜３４は、一定の磁極ピッチＰｍで配置されており、隣接する磁石同士が逆方向に磁化されている。また、コイル１１〜１４は、一定のピッチＰｃで配置されており、隣接するコイル同士が逆向きに励磁される。この例では、磁極ピッチＰｍはコイルピッチＰｃに等しく、電気角でπに相当する。なお、電気角の２πは、駆動信号の位相が２πだけ変化したときに移動する機械的な角度又は距離に対応づけられる。本実施例では、駆動信号の位相が２πだけ変化すると、ロータ部３０が磁極ピッチＰｍの２倍だけ移動する。
４つのコイル１１〜１４のうち、第１、第３のコイル１１，１３は同一の位相の駆動信号で駆動され、第２、第４のコイル１２，１４は第１及び第３のコイル１１，１３の駆動信号から１８０度（＝π）だけ位相がずれた駆動信号で駆動される。通常の二相駆動は２つの相（Ａ相とＢ相）の駆動信号の位相が９０度（＝π／２）ずれており、位相のずれが１８０度（＝π）の場合は無い。また、モータの駆動方法において、位相が１８０度（＝π）ずれた２つの駆動信号は、同じ位相であると見なされる場合が多い。従って、本実施例のモータにおける駆動方法は、単相駆動であると考えることができる。
図２Ａは、モータ停止時における磁石３１〜３４とコイル１１〜１４の位置関係を示している。本実施例のモータでは、各コイル１１〜１４に設けられた磁気ヨーク２０が、各コイルの中心よりもロータ部３０の正転方向に若干ずれた位置に設けられている。従って、モータ停止時には、各コイルの磁気ヨーク２０が磁石３１〜３４によって引きつけられ、磁気ヨーク２０が各磁石３１〜３４の中心と向かい合う位置でロータ部３０が停止する。この結果、各コイル１１〜１４の中心が、各磁石３１〜３４の中心からずれた位置でモータが停止することになる。また、この時、磁気センサ４０も、隣接する磁石の境界から若干ずれた位置にある。この停止位置における位相はαである。位相αはゼロでは無いが、ゼロに近い小さな値（例えば約５度〜１０度）である。
図２Ｂは、コイルに発生する逆起電力の波形の例を示しており、図２Ｃは、磁気センサ４０の出力波形の例を示している。磁気センサ４０は、モータ運転時のコイルの逆起電力とほぼ相似形状のセンサ出力ＳＳＡを発生することができる。但し、磁気センサ４０の出力ＳＳＡは、モータの停止時にも０でない値を示す（位相がπの整数倍のときは除く）。なお、コイルの逆起電力は、モータの回転数とともに上昇する傾向にあるが、波形形状（正弦波）はほぼ相似形状に保たれる。磁気センサ４０としては、例えばホール効果を利用したホールＩＣを採用することができる。この例では、センサ出力ＳＳＡと逆起電力Ｅｃは、いずれも正弦波か、正弦波に近い波形である。後述するように、このモータの駆動制御回路は、センサ出力ＳＳＡを利用して、逆起電力Ｅｃとほぼ相似波形の電圧を各コイル１１〜１４に印加する。
ところで、電動モータは、機械的エネルギと電気的エネルギとを相互に変換するエネルギ変換装置として機能するものである。そして、コイルの逆起電力は、電動モータの機械的エネルギが電気的エネルギに変換されたものである。従って、コイルに印加する電気的エネルギを機械的エネルギに変換する場合（すなわちモータを駆動する場合）には、逆起電力と相似波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、以下に説明するように、「逆起電力と相似波形の電圧」は、逆起電力と逆向きの電流を発生する電圧を意味している。
図３は、コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。ここで、コイルは逆起電力Ｅｃと抵抗とで模擬されている。また、この回路では、印加電圧Ｅ１及びコイルと並列に電圧計Ｖが接続されている。コイルに電圧Ｅ１を印加してモータを駆動すると、印加電圧Ｅ１と逆の電流を流す方向に逆起電力Ｅｃが発生する。モータが回転している状態でスイッチＳＷを開放すると、電圧計Ｖで逆起電力Ｅｃを測定することができる。スイッチＳＷを開放した状態で測定される逆起電力Ｅｃの極性は、スイッチＳＷを閉じた状態で測定される印加電圧Ｅ１と同じ極性である。上述の説明において「逆起電力とほぼ相似波形の電圧を印加する」という文言は、このような電圧計Ｖで測定された逆起電力Ｅｃと同じ極性を有するほぼ相似形状の波形を有する電圧を印加することを意味している。
上述したように、モータを駆動する場合には、逆起電力と相似波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、正弦波状の逆起電力波形で極性が反転する位置をπ位相点としたときのπ／２位相点の近傍（電圧０の近傍）ではエネルギ変換効率が比較的低く、反対に、逆起電力波形のピーク近傍ではエネルギ変換効率が比較的高いことが理解できる。逆起電力と相似波形の電圧を印加してモータを駆動すると、エネルギ変換効率の高い期間において比較的高い電圧を印加することになるので、モータ効率が向上する。一方、例えば単純な矩形波でモータを駆動すると、逆起電力がほぼ０となるπ位相点の位置（中位点）の近傍においてもかなりの電圧が印加されるので、モータ効率が低下する。また、このようにエネルギ変換効率の低い期間において電圧を印加すると、渦電流により回転方向以外の方向の振動が生じ、これによって騒音が発生するという問題も生じる。
上述の説明から理解できるように、逆起電力と相似波形の電圧を印加してモータを駆動すると、モータ効率を向上させることができ、また、振動や騒音を低減することができるという利点がある。
図４Ａ〜４Ｅは、モータ本体１００の正転動作の様子を示す説明図である。図４Ａは、停止時の磁石３１〜３４とコイル１１〜１４の位置関係を示しており、図２Ａと同じ図である。図４Ａの状態においてコイル１１〜１４を励磁すると、破線の矢印で示す反発力がコイル１１〜１４と磁石３１〜３４との間に生じる。この結果、ロータ部３０は、正転方向（図の右方向）に始動される。
図４Ｂは、位相がπ／２まで進んだ状態を示している。この状態では、吸引力（実線の矢印）と反発力（破線の矢印）とが発生して、大きな駆動力が発生する。図４Ｃは、位相が（π−α）まで進んだ状態を示している。位相がπとなるタイミングでコイルの励磁方向が逆転して、図４Ｄの状態となる。図４Ｄの状態の近傍でモータが停止すると、図４Ｅに示すように、磁気ヨーク２０が各磁石３１〜３４に引きつけられた位置でロータ部３０が停止する。この位置は、位相が（π＋α）の位置となる。このように、本実施例のモータは、位相がα±ｎπ（ｎは整数）の位置で停止することが理解できる。
図５Ａ〜５Ｅは、モータ本体１００の逆転動作の様子を示す説明図である。図５Ａは、停止時の状態を示しており、図４Ａと同じものである。この停止状態から逆転するために、仮に図４Ａと逆方向にコイル１１〜１４を励磁すると、磁石３１〜３４とコイル１１〜１４との間に吸引力（図示せず）が働くことになる。この吸引力は、ロータ部３０を逆転させる方向に働く。しかしながら、この吸引力はかなり弱いため、磁石３１〜３４と磁気ヨーク２０との間の吸引力に打ち勝ってロータ部３０を逆転させることができない場合がある。
そこで、本実施例では、逆転動作を行う場合にも、始動時は図５Ａに示すように正転方向に動作させる。そして、ロータ部３０が所定量だけ回転した後に（例えば位相が約π／２進んだところで）、図５Ｂのように駆動信号を反転して逆転動作を開始させる。こうして、ロータ部３０が一旦逆転し始めると、その後、ロータ部３０の慣性によって最初の停止位置（位相＝α）を通過することができる（図５Ｃ）。その後、位相が０となるタイミングでコイルの励磁方向が逆転する。図５Ｄは位相が−π／２の状態を示しており、図５Ｅは位相が−π＋αの状態を示している。図５Ｅの状態の近傍でモータが停止すると、磁気ヨーク２０が各磁石３１〜３４に引きつけられた位置（位相＝−π＋α）でロータ部３０が停止する。
図６は、モータの移動方向の制御手順を示すフローチャートである。この手順は、後述する駆動制御回路によって実行される。ステップＳ１０では、まず正方向に駆動制御を開始する。ステップＳ２０では、目的とする移動方向が正方向であるか否かが判定される。なお、移動方向は、ステップＳ１０の前に操作員によって駆動制御回路に入力されている。目的とする移動方向が正方向の場合には、そのまま正方向の駆動制御が継続される。一方、目的とする移動方向が逆方向の場合には、ステップＳ３０において、逆転すべき所定のタイミングに達するまで待機する。そして、逆転すべきタイミングに達すると、ステップＳ４０において逆方向の駆動制御が開始される。
以上のように、本実施例のモータでは、位相がα±ｎπ（αはゼロ及びｎπでない所定の値、ｎは整数）の位置でモータが停止するので、デッド・ロック・ポイントが発生しない。従って、始動コイルを必要とせずに、常に始動することが可能である。また、本実施例のモータでは、停止状態から所定量だけ正転させた後に逆転させることによって、逆転動作を実現することが可能である。
図７Ａ〜７Ｄは、磁気ヨーク２０の各種の具体的な構造例を示す説明図である。これらの図において、斜線を付した部分が磁気ヨークを構成する磁性部材である。なお、磁気ヨーク２０は強磁性体で形成されることが好ましい。図７Ａに示す第１の磁気ヨーク２０ａは、コイル１１〜１４と磁石３１〜３４との間に配置された板状部分２１と、コイルのコア材として機能するコア材部分２２とを有している。板状部分２１は、左右が不均衡な形状に形成されている。この結果、磁気ヨーク２０ａが磁石に吸引されると、コイルの中心が磁石の中心からずれた位置で停止する。図７Ｂに示す第２の磁気ヨーク２０ｂは、コア材部分２２の両側に設けられた板状部分２１ｂ、２３ｂを有している。磁石側にある第１の板状部分２１ｂは左右が均等であるが、逆側にある第２の板状部分２３ｂは、その中央から若干左側にずれた位置に凹部が設けられており、これによって左右不均衡な形状となっている。図７Ｃに示す第３の磁気ヨーク２０ｃも、コア材部分２２の両側に設けられた板状部分２１ｃ、２３ｃを有している。この例では、磁石側にある第１の板状部分２１ｃは左右が不均衡な凸状形状を有しており、逆側にある第２の板状部分２３ｃは左右が均等な形状を有している。図７Ｄに示す第４の磁気ヨーク２０ｄは、図７Ｄに示した磁気ヨークから、コア材部分２２ｄを左右が不均衡な構造に変更したものである。
なお、図７Ｂ，Ｄに示した磁気ヨーク２０ｂ，２０ｄでは、板状部分２１ｂ，２１ｃ（コイルと磁石との間に位置する部分）以外の部分がモータの動作方向（左右方向）に関して不均衡な形状となっているので、これらの磁気ヨーク２０ｂ，２０ｄでは板状部分２１ｂ，２１ｃを省略してもよい。但し、コイルと磁石との間に位置する部分２１ｂ，２１ｃを設けるようにすれば、比較的少ない量の磁性部材で望ましい停止位置を実現することができる。また、図７Ａ〜Ｄの例では、磁気ヨークに必ずコア材部分が設けられているが、コア材部分を省略してもよい。但し、磁気ヨークがコア材部分を有する場合には、コア材部分の形状を工夫することによって、各永久磁石の中心が各電磁コイルの中心からずれた位置でモータが停止するよう構成することがさらに容易になる。
このように、各コイルに設けられる磁気ヨークとしては、モータ停止時に、磁気ヨークが磁石列に引きつけられることによって、各永久磁石の中心が各電磁コイルの中心からずれた位置で停止するような各種の形状に構成することが可能である。
B．駆動制御回路の構成：
図８Ａは、本実施例のブラシレスモータの駆動制御回路の構成を示すブロック図である。駆動制御回路２００は、ＣＰＵ２２０と、駆動信号生成部２４０と、ドライバ回路２５０とを備えている。駆動信号生成部２４０は、モータ本体１００内の磁気センサ４０の出力信号ＳＳＡに基づいて、単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を生成する。ドライバ回路２５０は、この単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２に従ってモータ本体１００内の電磁コイル１１〜１４を駆動する。なお、ＣＰＵ２２０を省略してもよい。ＣＰＵ２２０を省略した場合には、本実施例で説明されているＣＰＵ２２０の機能は、他の回路（論理回路や不揮発性メモリ等）によって実現される。あるいは、ＣＰＵ２２０の代わりに通信回路又はインタフェイス回路を設け、その回路で外部装置から各種の動作指示を受けて駆動制御回路２００内部の回路要素に指示を転送するようにしてもよい。
図８Ｂは、磁気センサ４０の内部構成の一例を示している。この磁気センサ４０は、ホール素子４２と、バイアス調整部４４と、ゲイン調整部４６とを有している。ホール素子４２は、磁束密度Ｘを測定する。バイアス調整部４４はホール素子４２の出力Ｘにバイアス値ｂを加算し、ゲイン調整部４６はゲイン値ａを乗ずる。磁気センサ４０の出力ＳＳＡ（＝Ｙ）は、例えば以下の式（１）又は式（２）で与えられる。
Ｙ＝ａ・Ｘ＋ｂ …（１）
Ｙ＝ａ（Ｘ＋ｂ） …（２）
磁気センサ４０のゲイン値ａとバイアス値ｂは、ＣＰＵ２２０によって磁気センサ４０内に設定される。ゲイン値ａとバイアス値ｂを適切な値に設定することによって、センサ出力ＳＳＡを好ましい波形形状に較正することが可能である。
図９は、ドライバ回路２５０の内部構成を示している。このドライバ回路２５０は、Ｈ型ブリッジ回路であり、交流単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２に応じてコイル１１〜１４を駆動する。符号ＩＡ１，ＩＡ２が付された矢印は、単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２によって流れる電流方向をそれぞれ示している。
図１０Ａ〜１０Ｃは、ドライバ回路の他の構成と動作を示す説明図である。このドライバ回路は、１組目の電磁コイル１１，１３用の第１のブリッジ回路２５０ａと、２組目の電磁コイル１２，１４用の第２のブリッジ回路２５０ｂとで構成されている。ブリッジ回路２５０ａ，２５０ｂのそれぞれは、４つのトランジスタ２５１〜２５４で構成されており、この構成は図９に示したものと同じである。第１のブリッジ回路２５０ａにおいては、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１がトランジスタ２５１，２５４に供給されており、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２が他のトランジスタ２５２，２５３に供給されている。一方、第２のブリッジ回路２５０ｂにおいては、逆に、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１がトランジスタ２５２，２５３に供給されており、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２がトランジスタ２５１，２５４に供給されている。この結果、図１０Ｂ，Ｃに示すように、第１のブリッジ回路２５０ａと第２のブリッジ回路２５０ｂでは動作が逆転している。従って、第１のブリッジ回路２５０ａで駆動される１組目のコイル１１，１３と、第２のブリッジ回路２５０ｂで駆動される２組目のコイル１２，１４とは、互いに位相がπだけずれている。一方、図９に示した回路では、１組目のコイル１１，１３の巻き方と、２組目のコイル１２，１４の巻き方が逆になっており、この巻き方によって２組の位相をπだけずらしている。このように、図９のドライバ回路と図１０Ａのドライバ回路のいずれを用いても、２組のコイルの位相が互いにπだけずれる点は同じであり、両者共に１相モータを実現している点に変わりは無い。
図１１Ａ〜１１Ｄは、電磁コイル１１〜１４の各種の巻き方を示している。この例のように、巻き方を工夫することによって、隣接するコイルを常に逆方向に励磁させることが可能である。
図１２Ａ〜１２Ｅは、駆動信号生成部２４０（図８Ａ）の内部構成と動作を示す説明図である。駆動信号生成部２４０は、基本クロック生成回路５１０と、１／Ｎ分周器５２０と、ＰＷＭ部５３０と、正逆方向指示値レジスタ５４０と、乗算器５５０と、符号化部５６０と、ＡＤ変換部５７０と、電圧指令値レジスタ５８０と、励磁区間設定部５９０とを備えている。
基本クロック生成回路５１０は、所定の周波数を有するクロック信号ＰＣＬを発生する回路であり、例えばＰＬＬ回路で構成される。分周器５２０は、このクロック信号ＰＣＬの１／Ｎの周波数を有するクロック信号ＳＤＣを発生する。Ｎの値は所定の一定値に設定される。このＮの値は、予めＣＰＵ２２０によって分周器５２０に設定される。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、乗算器５５０から供給される乗算値Ｍａと、正逆方向指示値レジスタ５４０から供給される正逆方向指示値ＲＩと、符号化部５６０から供給される正負符号信号Ｐａと、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａとに応じて、交流単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２（図８Ａ）を生成する。この動作については後述する。
正逆方向指示値レジスタ５４０内には、モータの回転方向を示す値ＲＩがＣＰＵ２２０によって設定される。本実施例では、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルのときにモータが正転し、Ｈレベルのときに逆転する。ＰＷＭ部５３０に供給される他の信号Ｍａ，Ｐａ，Ｅａは以下のように決定される。
磁気センサ４０の出力ＳＳＡは、ＡＤ変換部５７０に供給される。このセンサ出力ＳＳＡのレンジは、例えばＧＮＤ（接地電位）からＶＤＤ（電源電圧）までであり、その中位点（＝ＶＤＤ／２）が出力波形のπ位相点（正弦波の原点を通る点）である。ＡＤ変換部５７０は、このセンサ出力ＳＳＡをＡＤ変換して、センサ出力のデジタル値を生成する。ＡＤ変換部５７０の出力のレンジは、例えばＦＦｈ〜０ｈ（語尾の"ｈ"は１６進数であることを示す）であり、中央値８０ｈがセンサ波形のπ位相点に相当する。
符号化部５６０は、ＡＤ変換後のセンサ出力値のレンジを変換するとともに、センサ出力値のπ位相点の値を０に設定する。この結果、符号化部５６０で生成されるセンサ出力値Ｘａは、正側の所定の範囲（例えば＋１２７〜０）と負側の所定の範囲（例えば０〜−１２７）の値を取る。但し、符号化部５６０から乗算器５６０に供給されるのは、センサ出力値Ｘａの絶対値であり、その正負符号は正負符号信号ＰａとしてＰＷＭ部５３０に供給される。
電圧指令値レジスタ５８０は、ＣＰＵ２２０によって設定された電圧指令値Ｙａを格納する。この電圧指令値Ｙａは、後述する励磁区間信号Ｅａとともに、モータの印加電圧を設定する値として機能するものであり、例えば０〜１．０の値を取る。仮に、非励磁区間を設けずに全区間を励磁区間とするように励磁区間信号Ｅａを設定した場合には、Ｙａ＝０は印加電圧をゼロとすることを意味し、Ｙａ＝１．０は印加電圧を最大値とすることを意味する。乗算器５５０は、符号化部５６０から出力されたセンサ出力値Ｘａと、電圧指令値Ｙａとを乗算して整数化し、その乗算値ＭａをＰＷＭ部５３０に供給する。
図１２Ｂ〜１２Ｅは、乗算値Ｍａが種々の値を取る場合におけるＰＷＭ部５３０の動作を示している。ここでは、全期間が励磁区間であり非励磁区間が無いものと仮定している。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＳＤＣの１周期の間に、デューティがＭａ／Ｎであるパルスを１つ発生させる回路である。すなわち、図１２Ｂ〜１２Ｅに示すように、乗算値Ｍａが増加するに従って、単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２のパルスのデューティが増加する。なお、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１は、センサ出力ＳＳＡが正のときにのみパルスを発生する信号であり、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２はセンサ出力ＳＳＡが正のときにのみパルスを発生する信号であるが、図１２Ｂ〜１２Ｅではこれらを合わせて記載している。また、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。
図１３Ａ〜１３Ｃは、センサ出力の波形とＰＷＭ部５３０で生成される駆動信号の波形の対応関係を示す説明図である。図中、「Ｈｉｚ」は電磁コイルを未励磁状態としたハイインピーダンス状態を意味している。図１２で説明したように、単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２はセンサ出力ＳＳＡのアナログ波形を利用したＰＷＭ制御によって生成される。従って、これらの単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を用いて、各コイルに、センサ出力ＳＳＡの変化と対応するレベル変化を示す実効電圧を供給することが可能である。
ＰＷＭ部５３０は、さらに、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａで示される励磁区間のみに駆動信号を出力し、励磁区間以外の区間（非励磁区間）では駆動信号を出力しないように構成されている。図１３Ｃは、励磁区間信号Ｅａによって励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定した場合の駆動信号波形を示している。励磁区間ＥＰでは図１３Ｂの駆動信号パルスがそのまま発生し、非励磁区間ＮＥＰでは駆動信号パルスが発生しない。このように、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定するようにすれば、逆起電力波形の中位点近傍（すなわち、センサ出力の中位点近傍）においてコイルを電圧を印加しないので、モータの効率をさらに向上させることが可能である。なお、励磁区間ＥＰは、逆起電力波形（誘起電圧波形）で極性が反転する位置をπ位相点としたときのπ／２位相点を中心とする対称な区間に設定されることが好ましく、非励磁区間ＮＥＰは、逆起電力波形のπ位相点を中心とする対称な区間に設定されることが好ましい。
なお、前述したように、電圧指令値Ｙａを１未満の値に設定すれば、乗算値Ｍａが電圧指令値Ｙａに比例して小さくなる。従って、電圧指令値Ｙａによっても、実行的な印加電圧を調整することが可能である。
上述の説明から理解できるように、本実施例のモータでは、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａとの両方を利用して印加電圧を調整することが可能である。望ましい印加電圧と、電圧指令値Ｙａ及び励磁区間信号Ｅａとの関係は、予め駆動制御回路２００（図８Ａ）内のメモリにテーブルとして格納されていることが望ましい。こうすれば、駆動制御回路２００が、外部から望ましい印加電圧の目標値を受信したときに、ＣＰＵ２２０がその目標値に応じて、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａとを駆動信号生成部２４０に設定することが可能である。なお、印加電圧の調整には、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａの両方を利用する必要はなく、いずれか一方のみを利用するようにしてもよい。
図１４は、ＰＷＭ部５３０（図１２Ａ）の内部構成の一例を示すブロック図である。ＰＷＭ部５３０は、カウンタ５３１と、ＥＸＯＲ回路５３３と、駆動波形形成部５３５とを備えている。これらは以下のように動作する。
図１５は、モータ正転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。この図には、２つのクロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、正逆方向指示値ＲＩと、励磁区間信号Ｅａと、乗算値Ｍａと、正負符号信号Ｐａと、カウンタ５３１内のカウント値ＣＭ１と、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２と、駆動波形形成部５３５の出力信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２とが示されている。カウンタ５３１は、クロック信号ＳＤＣの１期間毎に、クロック信号ＰＣＬに同期してカウント値ＣＭ１を０までダウンカウントする動作を繰り返す。カウント値ＣＭ１の初期値は乗算値Ｍａに設定される。なお、図１５では、図示の便宜上、乗算値Ｍａとして負の値も描かれているが、カウンタ５３１で使用されるのはその絶対値｜Ｍａ｜である。カウンタ５３１の出力Ｓ１は、カウント値ＣＭ１が０で無い場合にはＨレベルに設定され、カウント値ＣＭ１が０になるとＬレベルに立ち下がる。
ＥＸＯＲ回路５３３は、正負符号信号Ｐａと正逆方向指示値ＲＩとの排他的論理和を示す信号Ｓ２を出力する。モータが正転する場合には、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルである。従って、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２は、正負符号信号Ｐａと同じ信号となる。駆動波形形成部５３５は、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２から、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を生成する。すなわち、カウンタ５３１の出力Ｓ１のうち、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２がＬレベルの期間の信号を第１の駆動信号ＤＲＶＡ１として出力し、出力Ｓ２がＨレベルの期間の信号を第２の駆動信号ＤＲＶＡ２として出力する。なお、図１５の右端部付近では、励磁区間信号ＥａがＬレベルに立ち下がり、これによって非励磁区間ＮＥＰが設定されている。従って、この非励磁区間ＮＥＰでは、いずれの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２も出力されず、ハイインピーダンス状態に維持される。
図１６は、モータ逆転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。モータ逆転時には、正逆方向指示値ＲＩがＨレベルに設定される。この結果、２つの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２が図１５から入れ替わっており、この結果、モータが逆転することが理解できる。
図１７Ａ，１７Ｂは、励磁区間設定部５９０の内部構成と動作を示す説明図である。励磁区間設定部５９０は、電子可変抵抗器５９２と、電圧比較器５９４，５９６と、ＯＲ回路５９８とを有している。電子可変抵抗器５９２の抵抗値Ｒｖは、ＣＰＵ２２０によって設定される。電子可変抵抗器５９２の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧比較器５９４，５９６の一方の入力端子に与えられている。電圧比較器５９４，５９６の他方の入力端子には、センサ出力ＳＳＡが供給されている。電圧比較器５９４，５９６の出力信号Ｓｐ，Ｓｎは、ＯＲ回路５９８に入力されている。ＯＲ回路５９８の出力は、励磁区間と非励磁区間とを区別するための励磁区間信号Ｅａである。
図１７Ｂは、励磁区間設定部５９０の動作を示している。電子可変抵抗器５９２の両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、抵抗値Ｒｖを調整することによって変更される。具体的には、両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧レンジの中央値（＝ＶＤＤ／２）からの差分が等しい値に設定される。センサ出力ＳＳＡが第１の電圧Ｖ１よりも高い場合には第１の電圧比較器５９４の出力ＳｐがＨレベルとなり、一方、センサ出力ＳＳＡが第２の電圧Ｖ２よりも低い場合には第２の電圧比較器５９６の出力ＳｎがＨレベルとなる。励磁区間信号Ｅａは、これらの出力信号Ｓｐ，Ｓｎの論理和を取った信号である。従って、図１７Ｂの下部に示すように、励磁区間信号Ｅａは、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰとを示す信号として使用することができる。励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰの設定は、ＣＰＵ２２０が可変抵抗値Ｒｖを調整することによって行なわれる。
図１８Ａ，１８Ｂは、上述した本実施例のモータを矩形波で駆動した場合と、正弦波で駆動した場合の各種の信号波形を比較して示している。矩形波駆動の場合には、矩形波の駆動電圧がコイルに与えられる。駆動電流は、始動時には矩形波に近いが、回転速度が上昇すると減少する。これは、回転速度の上昇に応じて逆起電力が増加するからである（図２Ｂ）。但し、矩形波駆動では、回転速度が上昇しても、駆動電圧が切り替わるタイミング（位相＝ｎπ）の近傍における電流値はあまり減少せず、かなり大きな電流が流れる傾向にある。
一方、正弦波で駆動する場合には、駆動電圧の実効値が正弦波形状となるように駆動電圧がＰＷＭ制御される。駆動電流は、始動時には正弦波に近いが、回転速度が上昇すると逆起電力の影響で駆動電流が減少する。正弦波駆動では、駆動電圧の極性が切り替わるタイミング（位相＝ｎπ）の近傍において電流値が大幅に減少している。図２Ａ〜２Ｃに即して説明したように、一般に、駆動電圧の極性が切り替わるタイミングの近傍では、モータのエネルギ変換効率が低い。正弦波駆動では、効率の低い期間における電流値が、矩形波駆動よりも小さくなるので、より高効率でモータを駆動することが可能である。
図１９Ａ，１９Ｂは、従来の２相モータと、実施例の単相モータの結線状態と動作を比較して示す説明図である。図１９Ａに示すように、従来の２相モータでは、Ａ相コイルＣＬａとＢ相コイルＣＬｂのうちのいずれか一方のみが駆動されており、これらのコイルＣＬａ，ＣＬｂが同時に駆動されることは無い。一方、本実施例の単相モータでは、図１９Ｂに示すように、コイルＣＬａ、ＣＬｂがπだけ異なる位相で同時に駆動されている。このように、実施例の単相モータでは、電磁コイルの一部が励磁されているときに他の電磁コイルの励磁が停止しておらず、すべての電磁コイルが同時に励磁される。この結果、従来の２相モータよりも効率の良いモータを実現することが可能である。また、実施例の単相モータでは、ＰＷＭ制御を利用して、モータ内のコイルに発生する逆起電力と相似な実効電圧を有する駆動信号を生成し、この駆動信号によってコイルを駆動するので、さらに効率が向上する。なお、モータ内のコイルに発生する逆起電力と相似な実効電圧を有する駆動信号を用いると、モータの騒音や振動が大幅に低減されるという利点もある。
図２０は、従来の２相モータと、実施例の単相モータの特性を比較したものである。これらの測定では、２相モータと１相モータとで同じ電磁コイルを用いた。また、モータの負荷も同じものを用いた。２相モータでは、図１９Ｂに示したような矩形波駆動で測定を行った。１相モータでは、矩形波駆動と、正弦波駆動の両方で測定を行った。
図２０の表から、以下のことが理解できる。
（１）従来の２相モータでは、矩形波形駆動で１２［Ｖ］の電圧供給に対し３．６［Ｗ］で回転数３２２０［rpm］が得られた。
（２）実施例の単相モータでは、矩形波形駆動で８［Ｖ］の電圧供給に対し２．３５［Ｗ］で回転数３２５０［ｒｐｍ］が得られた。
（３）実施例の単相モータを、正弦波駆動（ＰＷＭ制御）した場合には、２．０［Ｗ］で回転数３２５０［ｒｐｍ］が得られた。
（４）単相モータの効果：
上記（１）と（２）から、矩形波駆動の場合同士を比較すると、実施例の単相モータの消費電力は、従来の２相モータの消費電力の３．６［Ｗ］から２．３５［Ｗ］へと（３．６−２．３５）／３．６＝３５％改善された。
（５）正弦波駆動での効果：
上記（２）と（３）から、実施例の単相モータを矩形波駆動から正弦波駆動に変更することによって、消費電力が２．３５［Ｗ］から２．００［Ｗ］へと（２．３５−２．００）／２．３５＝１５［％］改善された。
（６）総合的効果：
上記（１）と（３）から、正弦波駆動の実施例の単相モータの消費電力は、矩形波駆動の従来の２相モータの消費電力の３．６［Ｗ］から２．００［Ｗ］へと（３．６−２．０）／３．６＝４４［％］改善された。
以上のように、従来用いている２相ファンモータは、世界の主力ファンモータの駆動原理として多くの電子機器に用いられているが、本実施例の単相モータでは、この電力エネルギーを４４［％］改善できる。従って、本発明の実施例のモータは、世界規模でも有効な技術であり、地球環境問題にも充分に対応し優れた技術であることが理解できる。
本実施例による単相ブラシレスモータは、従来の２相モータに比べて低消費電力であるという効果の他にも、低振動、低騒音、低回転ムラ、低発熱、高寿命であるという効果も有している。すなわち、本実施例による単相ブラシレスモータは、低消費電力であり、磁性部材に発生する渦電流も少ないため、渦電流に起因する振動や騒音も低減される。また、磁極数とコイル数が等しいので、回転むらが少ない。さらに、低消費電力であり、コイルの銅損も少ないため、発熱も少ない。また、低発熱、低振動等が実現できるので、モータの寿命が伸びるという効果もある。
C．モータ本体の他の構成例：
図２１Ａ〜２７Ｂは、モータ本体の他の構成例を示す断面図である。なお、これらの図において、図１Ａ，１Ｂのモータ本体１００の部材と対応する部材には同じ符号を付している。
図２１Ａ，２１Ｂのモータ本体１００ａは、図１Ａ，１Ｂに示したモータ本体１００のコイルと磁石をそれぞれ２個に減らしたものであり、他の構成は図１Ａ，１Ｂとほぼ同じである。図２２Ａ，２２Ｂのモータ本体１００ｂは、図１Ａ，１Ｂに示したモータ本体１００のコイルを２個に減らし、磁石を４個に維持したものであり、他の構成は図１Ａ，１Ｂとほぼ同じである。図２３Ａ，２３Ｂのモータ本体１００ｃは、図１Ａ，１Ｂに示したモータ本体１００のコイルと磁石をそれぞれ６個に増やしたものであり、他の構成は図１Ａ，１Ｂとほぼ同じである。図２１Ａ，２１Ｂのモータでは、電気角の２πでロータ部３０が１回転（３６０度回転）する。図２２Ａ，２２Ｂのモータ本体１００ｂでは、図１Ａ，１Ｂと同様に、電気角の２πでロータ部３０が１８０度回転する。図２３Ａ，２３Ｂのモータ本体１００ｃでは、電気角の２πでロータ部３０が１２０度回転する。
なお、図５Ａ〜５Ｅで説明した逆転駆動時には、最初に所定量（図５Ａ〜５Ｅの場合には電気角で約π／２）だけ正転した後に逆転するので、この最初の正転時のロータ部３０の回転角度はなるべく小さい方が好ましい。この意味では、図２１Ａ，２１Ｂの２極モータよりも図１Ａ，１Ｂ及び図２２Ａ，２２Ｂの４極モータの方が好ましく、図２３Ａ，２３Ｂの６極モータがさらに好ましい。
図２４Ａ〜２４Ｄは、ステータ部１０とロータ部３０とを対向する円盤状に構成したモータ本体１００ｄの例を示している。ステータ部１０（図２４Ｂ）には、回路基板１２０上に２つの電磁コイル１１，１３と、磁気センサ４０とが設けられている。ステータ部１０には、さらに、磁気ヨーク２０（図２４Ａ，Ｃ参照）が設けられている。この磁気ヨーク２０は、コイル１１，１３に対応する位置に磁性体部材が設けられており、コイルの無い位置では磁性体部材が打ち抜かれている。但し、この磁気ヨーク２０は、コイル１１，１３から若干回転した状態（図２４Ｃの状態）で固定される。ロータ部３０（図２４Ｄ）には、４つの磁石が設けられている。これらの磁石の磁化方向は図２４Ｄにおいて紙面と垂直な方向であり、これは図２４Ａにおける上下方向に相当する。このような対向円盤状のモータによっても、本発明の実施例としてのブラシレスモータを構成することが可能である。
図２５Ａ〜２５Ｄのモータ本体１００ｅは、図２４〜２４Ｄの円盤状モータのコイル数を４つに増やしたものである。図２６〜２６Ｅのモータ本体１００ｅは、ロータ部３０の上下にそれぞれステータ部１０ａ，１０ｂを設けた円盤状モータである。ステータ部１０ａ，１０ｂには、それぞれ磁気ヨーク２０（図２６Ｂ）が設けられている。この例では、ロータ部３０（図２６Ｃ）の磁石が８つであり、ステータ部１０ａ，１０ｂ（図２６Ｄ，Ｅ）の電磁コイルはそれぞれ８つであるが、これらは他の数に設定することができる。
なお、図２４Ｃ，図２５Ｃ，図２６Ｂの例から理解できるように、磁気ヨーク２０としては、各コイルに対応する磁性体部分（図２４Ｃ，図２５Ｃ，図２６Ｂでは扇状の部分）を相互に連結した一体形状のものを使用することができる。
図２７Ａ，２７Ｂは、本発明の他の実施例としてのリニアモータの構成を示している。このリニアモータ１０００は、固定ガイド部１１００と、移動部１２００とを備えている。固定ガイド部１１００には、図２７Ａに示すように、移動方向に沿って多数の永久磁石１１１０が配列されている。移動部１２００は、固定ガイド部１１００を上下方向に挟むように構成されており、複数の電磁コイル１２１０が磁石列の上と下にそれぞれ対向して設けられている。また、磁気コイルの間には、磁気センサ４０が設けられている。各コイル１２１０には、磁気ヨーク１２２０が設けられている。図２７Ｂに示すように、移動部１２００には駆動制御部１２５０が設けられている。駆動制御部１２５０は、燃料電池などの自立的な電源装置（図示省略）を有している。固定ガイド部１１００は、移動部１２００を導くためのレール１１２０が設けられている。移動部１２００は、ベアリング部１１４０によってレール１１２０に摺動可能に保持されている。本発明の実施例は、このようなリニアモータとしても実現可能である。
なお、上述した図２１Ａ〜図２７Ｂに示した各種の単相ブラシレスモータにおいても、停止時に永久磁石と電磁コイルの中心が若干ずれて停止するように構成された磁気ヨーク（磁性体部材）が、コイル列に設けられている。従って、デッド・ロック・ポイントが発生しないので、始動コイルを設けること無く単相ブラシレスモータを始動させることが可能である。また、モータを逆方向に動作させしたい場合には、停止状態から最初に所定量だけ正方向に駆動したのちに駆動信号の極性を切り替えることによって、確実に逆方向に動作させることができる。
D．第２実施例：
図２８Ａ，２８Ｂは、本発明の第２実施例としての単相ブラシレスモータのモータ本体の構成を示す断面図である。このモータ本体１００ｇは、外形がそれぞれ略円筒状のステータ部１０及びロータ部３０を有している。ステータ部１０は、略十字状に配列された４つのコイル１１〜１４と、２つのコイル１１，１２の間の中央の位置に配置された磁気センサ４０とを有している。磁気センサ４０は、ロータ部３０の位置（すなわちモータの位相）を検出するためのものである。各コイル１１〜１４の内周側には、隣接するコイル同士の中間の位置に、磁性体材料で形成された磁気ヨーク２０が設けられている。この磁気ヨーク２０は、モータの停止時におけるロータ部３０の位置決めのために使用される。この磁気ヨーク２０は、ロータ部３０と外部の最大負荷とを加えた最大総負荷状態において、位置決めができるように材料、厚さ、配置等を考慮することが好ましい、最大総負荷を超える状態で位置決めできるような過大な磁気ヨーク２０を採用すると、鉄損失（コギング現象）が大きくなり効率が低下する可能性がある。
図２８Ｃは、コイルと磁気ヨーク２０の形状及び位置関係の例を示す概念図である。ここでは図示の便宜上、コイル１１，１２と磁気ヨーク２０の位置を平面的に図示している。この例では、位置決め用の磁気ヨーク２０は、それぞれ独立している。一方、図２８Ｄの例では、磁気ヨーク２０同士が、その上端と下端において連結部２０ａで連結されている。このような磁気ヨーク２０と連結部２０ａは、一体の金属製部材として作成することが可能である。連結部２０ａは、コイルから発生する磁気回路を閉じる機能を有しており、これによって磁束の利用効率を高めることができる。
コイル１１〜１４と磁気ヨーク２０と磁気センサ４０は、回路基板１２０（図２８Ｂ）の上に固定されている。回路基板１２０は、ケーシング１０２に固定されている。なお、ケーシング１０２の蓋は図示が省略されている。
ロータ部３０は、４つの永久磁石３１〜３４を有しており、ロータ部３０の中心軸が回転軸１１２を構成している。この回転軸１１２は、軸受け部１１４（図２８Ｂ）で支持されている。各磁石の磁化方向は、回転軸１１２から外側に放射状に向かう方向である。磁石３１〜３４の外周には、磁気ヨーク３６が設けられている。但し、この磁気ヨーク３６は省略してもよい。
図２９Ａ〜２９Ｃは、磁石列とコイル列の位置関係、及び、磁気センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。図２９Ａに示すように、４つの磁石３１〜３４は、一定の磁極ピッチＰｍで配置されており、隣接する磁石同士が逆方向に磁化されている。また、コイル１１〜１４は、一定のピッチＰｃで配置されており、隣接するコイル同士が逆向きに励磁される。この例では、磁極ピッチＰｍはコイルピッチＰｃに等しく、電気角でπに相当する。なお、電気角の２πは、駆動信号の位相が２πだけ変化したときに移動する機械的な角度又は距離に対応づけられる。本実施例では、駆動信号の位相が２πだけ変化すると、ロータ部３０が磁極ピッチＰｍの２倍だけ移動する。
４つのコイル１１〜１４のうち、第１、第３のコイル１１，１３は同一の位相の駆動信号で駆動され、第２、第４のコイル１２，１４は第１及び第３のコイル１１，１３の駆動信号から１８０度（＝π）だけ位相がずれた駆動信号で駆動される。通常の二相駆動は２つの相（Ａ相とＢ相）の駆動信号の位相が９０度（＝π／２）ずれており、位相のずれが１８０度（＝π）の場合は無い。また、モータの駆動方法において、位相が１８０度（＝π）ずれた２つの駆動信号は、同じ位相であると見なされる場合が多い。従って、本実施例のモータにおける駆動方法は、単相駆動であると考えることができる。
図２９Ａは、モータ停止時における磁石３１〜３４とコイル１１〜１４の位置関係を示している。本実施例のモータでは、ステータ部１０に設けられた位置決め用の磁気ヨーク２０が、コイル同士の中間の位置に設けられている。従って、モータ停止時には、各磁気ヨーク２０が各磁石３１〜３４によって引きつけられ、各磁気ヨーク２０が各磁石３１〜３４の中心と向かい合う位置でロータ部３０が停止する。この結果、各コイル１１〜１４の中心が、隣接する磁石同士の中間に来た状態でモータが停止することになる。また、この時、磁気センサ４０は、磁石３１〜３４のいずれかに対向する位置にある。この停止位置における位相は、一般に（ｎ＋１／２）πである（ｎは任意の整数）。
図２９Ｂは、コイルに発生する逆起電力の波形の例を示しており、図２９Ｃは、磁気センサ４０の出力波形の例を示している。磁気センサ４０は、モータ運転時のコイルの逆起電力とほぼ相似形状のセンサ出力ＳＳＡを発生することができる。但し、磁気センサ４０の出力ＳＳＡは、モータの停止時にも０でない値を示す（位相がπの整数倍のときは除く）。なお、コイルの逆起電力は、モータの回転数とともに上昇する傾向にあるが、波形形状（正弦波）はほぼ相似形状に保たれる。磁気センサ４０としては、例えばホール効果を利用したホールＩＣを採用することができる。この例では、センサ出力ＳＳＡと逆起電力Ｅｃは、いずれも正弦波か、正弦波に近い波形である。前述したように、このモータの駆動制御回路は、センサ出力ＳＳＡを利用して、逆起電力Ｅｃとほぼ相似波形の電圧を各コイル１１〜１４に印加する。
図３０Ａ〜３０ＤＡは、モータ本体１００ｇの正転動作の様子を示す説明図である。図３０Ａは、停止時の磁石３１〜３４とコイル１１〜１４の位置関係を示しており、図２９Ａと同じ図である。図３０Ａの状態においてコイル１１〜１４を励磁すると、破線の矢印で示す反発力と実線の矢印で示す吸引力とがコイル１１〜１４と磁石３１〜３４との間に生じる。この結果、ロータ部３０は、正転方向（図の右方向）に始動される。
図３０Ｂは、位相がπ直前まで進んだ状態を示している。位相がπとなるタイミングでコイルの励磁方向が逆転して、図３０Ｃの状態となる。図３０Ｄは、さらに位相が３π／２まで進んだ状態を示している。この位置の近傍でモータが停止すると、磁気ヨーク２０が磁石３１〜３４に引きつけられて、磁気ヨーク２０が磁石３１〜３４に対向した位置でロータ部３０が停止する。この位置は、一般に、位相が（ｎ＋１／２）πの位置となる（ｎは整数）。なお、前述した図２９Ｂにも示されているように、位相が（ｎ＋１／２）πの位置は、電磁コイル１１〜１４に発生する逆起電力のピーク位置に相当する。
なお、モータの停止状態において、正転時とは逆方向の電流を電磁コイル１１〜１４に印加すると、モータを逆転させることが可能である。単に電流方向を逆転させることによってモータを逆転できる理由は、図２９Ｂに示したように、モータの停止位置が、逆起電力がピークとなる位置だからである。すなわち、逆起電力がピークとなる位置ではエネルギ変換効率が高く、モータの駆動力が最も効率良く発生する。従って、正転方向又は逆転方向の電流をコイルに印加することによって、停止状態から正転と逆転の両方向に容易に動作させることが可能であり、デッド・ロック・ポイントを生じることがない。
以上のように、本実施例のモータでは、位相が（ｎ＋１／２）πの位置（ここでｎは整数）でモータが停止するので、デッド・ロック・ポイントが発生しない。従って、始動コイルを必要とせずに、常に始動することが可能である。また、本実施例のモータでは、停止状態から正転動作と逆転動作の両方を容易に実現することが可能である。
E．変形例：
なお、この発明は上記の実施例や実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。
E１．変形例１：
上記実施例では、磁性部材（磁気ヨーク２０）が各コイル毎に設けられていたが、コイル数と異なる数の磁性部材をコイル列に設けるようにしてもよい。この場合にも、磁性部材は、単相ブラシレスモータの停止時において磁性部材が磁石列に引きつけられることによって、各永久磁石の中心が各電磁コイルの中心からずれた位置で停止するように構成されることが好ましい。但し、各コイル毎に磁性部材を設けるようにすれば、磁石列全体の重量バランスを取り易いという利点がある。
E２．変形例２：
上記実施例ではアナログ磁気センサを利用していたが、アナログ磁気センサの代わりに、多値のアナログ的出力を有するデジタル磁気センサを使用してもよい。アナログ磁気センサも多値出力を有するデジタル磁気センサも、アナログ的変化を示す出力信号を有する点で共通している。なお、本明細書において、「アナログ的変化を示す出力信号」とは、オン／オフの２値出力ではなく、３値以上の多数レベルを有するデジタル出力信号と、アナログ出力信号との両方を包含する広い意味で使用されている。
なお、アナログ的変化を示す出力信号を有するセンサの代わりに、２値のデジタル出力を有するデジタル磁気センサを使用するようにしてもよい。この場合には、図１２ＡのＡＤＣ部５７０と励磁区間設定部５９０が不要となる。従って、励磁区間の設定は行なわれず、また、正弦波駆動波形を用いないため、効率が低下し振動／騒音も生じてしまうが、安価なＩＣで駆動制御回路を実現することができる。
E３．変形例３：
ＰＷＭ回路としては、図１２Ａに示した回路以外の種々の回路構成を採用することが可能である。例えば、センサ出力と基準三角波とを比較することによってＰＷＭ制御を行う回路を利用してもよい。また、ＰＷＭ制御以外の方法で駆動信号を生成する回路を採用してもよい。例えば、センサ出力を増幅してアナログ駆動信号を生成する回路を採用することも可能である。
また、図１２Ａにおいて、ＡＤＣ部５７０を電圧比較器（コンパレータ）に変えることも可能である。この場合には、正弦波駆動波形では無く、矩形波駆動となるため、効率が低下し振動／騒音も生じてしまうが、安価なＩＣで駆動制御回路を実現することができる。
E４．変形例４：
本発明は、ファンモータ、時計（針駆動）、ドラム式洗濯機（単一回転）、ジェットコースタ、振動モータなどの種々の装置のモータに適用可能である。本発明をファンモータに適用した場合には、上述した種々の効果（低消費電力、低振動、低騒音、低回転ムラ、低発熱、高寿命）が特に顕著である。このようなファンモータは、例えば、デジタル表示装置や、車載機器、燃料電池式パソコン、燃料電池式デジタルカメラ、燃料電池式ビデオカメラ、燃料電池式携帯電話などの燃料電池使用機器、プロジェクタ等の各種装置のファンモータとして使用することができる。本発明のモータは、さらに、各種の家電機器や電子機器のモータとしても利用可能である。例えば、光記憶装置や、磁気記憶装置、ポリゴンミラー駆動装置等において、本発明によるモータをスピンドルモータとして使用することが可能である。
図３１は、本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。このプロジェクタ６００は、赤、緑、青の３色の色光を発光する３つの光源６１０Ｒ、６１０Ｇ、６１０Ｂと、これらの３色の色光をそれぞれ変調する３つの液晶ライトバルブ６４０Ｒ、６４０Ｇ、６４０Ｂと、変調された３色の色光を合成するクロスダイクロイックプリズム６５０と、合成された３色の色光をスクリーンＳＣに投写する投写レンズ系６６０と、プロジェクタ内部を冷却するための冷却ファン６７０と、プロジェクタ６００の全体を制御する制御部６８０と、を備えている。冷却ファン６７０を駆動するモータとしては、上述した各種の回転式ブラシレスモータを利用することができる。
図３２Ａ〜３２Ｃは、本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。図３２Ａは携帯電話７００の外観を示しており、図３２Ｂは、内部構成の例を示している。携帯電話７００は、携帯電話７００の動作を制御するＭＰＵ７１０と、ファン７２０と、燃料電池７３０とを備えている。燃料電池７３０は、ＭＰＵ７１０やファン７２０に電源を供給する。ファン７２０は、燃料電池７３０への空気供給のために携帯電話７００の外から内部へ送風するため、或いは、燃料電池７３０で生成される水分を携帯電話７００の内部から外に排出するためのものである。なお、ファン７２０を図３２ＣのようにＭＰＵ７１０の上に配置して、ＭＰＵ７１０を冷却するようにしてもよい。ファン７２０を駆動するモータとしては、上述した各種の回転式ブラシレスモータを利用することができる。
第１実施例における電動モータのモータ本体の構成を示す断面図である。 磁石列とコイル列の位置関係、及び、磁気センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。 コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。 モータの正転動作の様子を示す説明図である。 モータの逆転動作の様子を示す説明図である。 モータの移動方向の制御手順を示すフローチャートである。 磁気ヨーク２０の各種の具体的な構造例を示す説明図である。 第１実施例のモータの駆動制御回路の構成を示すブロック図である。 ドライバ回路の内部構成を示す図である。 ドライバ回路の他の構成と動作を示す図である。 コイルの各種の巻き方を示す説明図である。 駆動信号生成部の内部構成と動作を示す説明図である。 センサ出力波形と駆動信号波形の対応関係を示す説明図である。 ＰＷＭ部の内部構成を示すブロック図である。 モータ正転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。 モータ逆転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。 励磁区間設定部の内部構成と動作を示す説明図である。 第１実施例のモータを矩形波で駆動した場合と、正弦波で駆動した場合の各種の信号波形を比較して示す説明図である。 従来の２相モータと、実施例の単相モータの結線状態と動作を比較して示す説明図である。 従来のモータと実施例のモータの特性を比較して示す説明図である。 モータ本体の他の構成を示す断面図である。 モータ本体の他の構成を示す断面図である。 モータ本体の他の構成を示す断面図である。 モータ本体の他の構成を示す断面図である。 モータ本体の他の構成を示す断面図である。 モータ本体の他の構成を示す断面図である。 モータ本体の他の構成を示す断面図である。 第２実施例における電動モータのモータ本体の構成を示す図である。 磁石列とコイル列の位置関係、及び、磁気センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。 モータの正転動作の様子を示す説明図である。 本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。 本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。
符号の説明
１０…ステータ部
１１〜１４…電磁コイル
２０…磁気ヨーク（磁性部材）
２１…板状部分
２２…コア材部分
２３ｂ…板状部分
３０…ロータ部
３１〜３４…永久磁石
３６…磁気ヨーク（永久磁石用）
４０…磁気センサ
４２…ホール素子
４４…バイアス調整部
４６…ゲイン調整部
１００…モータ本体
１０２…ケーシング
１１２…回転軸
１１４…軸受け部
１２０…回路基板
２００…駆動制御回路
２２０…ＣＰＵ
２４０…駆動信号生成部
２５０…ドライバ回路
５１０…基本クロック生成回路
５２０…分周器
５３０…ＰＷＭ部
５３１…カウンタ
５３３…ＥＸＯＲ回路
５３５…駆動波形形成部
５４０…正逆方向指示値レジスタ
５５０…乗算器
５６０…乗算器
５６０…符号化部
５７０…ＡＤ変換部
５８０…電圧指令値レジスタ
５９０…励磁区間設定部
５９２…電子可変抵抗器
５９４，５９６…電圧比較器
５９８…ＯＲ回路
６００…プロジェクタ
６１０Ｒ，６１０Ｇ，６１０Ｂ…光源
６４０Ｒ，６４０Ｇ，６４０Ｂ…液晶ライトバルブ
６５０…ダイクロイックプリズム
６６０…投写光学系
６７０…冷却ファン
６８０…制御部
７００…携帯電話
７１０…ＭＰＵ
７２０…ファン
７３０…燃料電池
１０００…リニアモータ
１１００…固定ガイド部
１１１０…永久磁石
１１２０…レール
１１４０…ベアリング部
１２００…移動部
１２１０…電磁コイル
１２２０…磁気ヨーク（磁性部材）
１２５０…駆動制御部

Claims (13)

  1. 単相ブラシレスモータであって、
    電磁コイルと、
    永久磁石と、
    前記永久磁石と前記電磁コイルとの相対位置を検出する磁気センサと、
    前記磁気センサの出力信号を利用して、前記電磁コイルの単相駆動に用いる印加電圧を生成する駆動制御回路と、
    を備え、
    前記電磁コイルは磁性部材を備えており、
    前記磁性部材が前記永久磁石に引き付けられることによって、前記単相ブラシレスモータの停止時に前記永久磁石の中心と前記電磁コイルの中心とがずれた位置となるように構成されており、
    前記単相ブラシレスモータは、停止後の始動時には前記単相ブラシレスモータのロータ部が常に第一の回転方向に回転し始めるように構成されており、
    前記駆動制御回路は、前記ロータ部を前記第一の回転方向とは逆の第二の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第一の回転方向に所定量回転させた後に逆転させることによって前記第二の回転方向への回転を開始させ、一方、前記ロータ部を前記第一の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第二の回転方向に回転させること無く前記第一の回転方向への回転を開始させる、単相ブラシレスモータ。
  2. 請求項１記載の単相ブラシレスモータであって、
    前記磁性部材は前記電磁コイルに設けられており、
    前記磁性部材の少なくとも一部は、前記単相ブラシレスモータの停止時に前記電磁コイルと前記永久磁石との間に位置する、単相ブラシレスモータ。
  3. 請求項２記載の単相ブラシレスモータであって、
    前記磁性部材は前記電磁コイルのコアに用いられている、単相ブラシレスモータ。
  4. 請求項１ないし３のいずれかに記載の単相ブラシレスモータであって、
    前記磁気センサは、前記永久磁石と前記電磁コイルとの相対位置に応じて、アナログ信号を出力するセンサである、単相ブラシレスモータ。
  5. 請求項４記載の単相ブラシレスモータであって、
    前記磁気センサは、前記永久磁石によって前記電磁コイルに誘起される誘起電圧を出力する位置に設けられている、単相ブラシレスモータ。
  6. 請求項４又は５記載の単相ブラシレスモータであって、
    前記駆動制御回路は、前記磁気センサのアナログ信号を利用したＰＷＭ制御を実行することによって単相駆動信号を生成するＰＷＭ制御回路を含む、単相ブラシレスモータ。
  7. 請求項１ないし６のいずれかに記載の単相ブラシレスモータであって、
    前記駆動制御回路は、前記永久磁石の移動によって前記電磁コイルに誘起される誘起電圧の波形で極性が反転する位置をπ位相点としたときのπ／２位相点を中心とする対称な励磁区間において前記電磁コイルに電圧を印加するとともに、前記誘起電圧の波形の前記π位相点を中心とする対称な非励磁区間において前記電磁コイルに電圧を印加しないよう単相駆動信号を制限する励磁区間設定部を含み、
    前記励磁区間設定部は、前記励磁区間と前記非励磁区間との区分を変更可能である、単相ブラシレスモータ。
  8. 請求項１ないし７のいずれかに記載の単相ブラシレスモータであって、
    前記電磁コイルの数と、前記永久磁石の磁極数が等しい、単相ブラシレスモータ。
  9. 電子機器であって、
    単相ブラシレスモータと、
    前記単相ブラシレスモータによって駆動される被駆動部材と、
    を備え、
    前記単相ブラシレスモータは、
    電磁コイルと、
    永久磁石と、
    前記永久磁石と前記電磁コイルとの相対位置を検出する磁気センサと、
    前記磁気センサの出力信号を利用して、前記電磁コイルを単相駆動する印加電圧を生成する駆動制御回路と、
    を備え、
    前記電磁コイルは磁性部材を備えており、
    前記磁性部材が前記永久磁石に引き付けられることによって、前記単相ブラシレスモータの停止時に前記永久磁石の中心と前記電磁コイルの中心とがずれた位置となるように構成されており、
    前記単相ブラシレスモータは、停止後の始動時には前記単相ブラシレスモータのロータ部が常に第一の回転方向に回転し始めるように構成されており、
    前記駆動制御回路は、前記ロータ部を前記第一の回転方向とは逆の第二の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第一の回転方向に所定量回転させた後に逆転させることによって前記第二の回転方向への回転を開始させ、一方、前記ロータ部を前記第一の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第二の回転方向に回転させること無く前記第一の回転方向への回転を開始させる、
    電子機器。
  10. 請求項９記載の電子機器であって、
    前記電子機器はプロジェクタである、電子機器。
  11. 燃料電池使用機器であって、
    単相ブラシレスモータと、
    前記単相ブラシレスモータによって駆動される被駆動部材と、
    前記単相ブラシレスモータに電源を供給する燃料電池と、
    を備え、
    前記単相ブラシレスモータは、
    電磁コイルと、
    永久磁石と、
    前記永久磁石と前記電磁コイルとの相対位置を検出する磁気センサと、
    前記磁気センサの出力信号を利用して、前記電磁コイルを単相駆動する印加電圧を生成する駆動制御回路と、
    を備え、
    前記電磁コイルは磁性部材を備えており、
    前記磁性部材が前記永久磁石に引き付けられることによって、前記単相ブラシレスモータの停止時に前記永久磁石の中心と前記電磁コイルの中心とがずれた位置となるように構成されており、
    前記単相ブラシレスモータは、停止後の始動時には前記単相ブラシレスモータのロータ部が常に第一の回転方向に回転し始めるように構成されており、
    前記駆動制御回路は、前記ロータ部を前記第一の回転方向とは逆の第二の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第一の回転方向に所定量回転させた後に逆転させることによって前記第二の回転方向への回転を開始させ、一方、前記ロータ部を前記第一の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第二の回転方向に回転させること無く前記第一の回転方向への回転を開始させる、
    燃料電池使用機器。
  12. 単相ブラシレスモータであって、
    電磁コイルと、
    永久磁石と、
    前記永久磁石と前記電磁コイルとの相対位置を検出する磁気センサと、
    前記磁気センサの出力信号を利用して、前記電磁コイルの単相駆動に用いる印加電圧を生成する駆動制御回路と、
    を備え、
    前記電磁コイルは磁性部材を備えており、
    前記磁性部材が、前記単相ブラシレスモータの停止時に前記永久磁石の中心と前記電磁コイルの中心とがずれた位置となるように構成されており、
    前記単相ブラシレスモータは、停止後の始動時には前記単相ブラシレスモータのロータ部が常に第一の回転方向に回転し始めるように構成されており、
    前記駆動制御回路は、前記ロータ部を前記第一の回転方向とは逆の第二の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第一の回転方向に所定量回転させた後に逆転させることによって前記第二の回転方向への回転を開始させ、一方、前記ロータ部を前記第一の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第二の回転方向に回転させること無く前記第一の回転方向への回転を開始させる、
    単相ブラシレスモータ。
  13. 単相ブラシレスモータであって、
    電磁コイルと、
    永久磁石と、
    前記永久磁石と前記電磁コイルとの相対位置を検出する磁気センサと、
    前記磁気センサの出力信号を利用して、前記電磁コイルの単相駆動に用いる印加電圧を生成する駆動制御回路と、
    を備え、
    前記電磁コイルは磁性部材を備えており、
    前記単相ブラシレスモータの停止時に前記永久磁石の中心と前記電磁コイルの中心とがずれた位置となるように構成されており、
    前記単相ブラシレスモータは、停止後の始動時には前記単相ブラシレスモータのロータ部が常に第一の回転方向に回転し始めるように構成されており、
    前記駆動制御回路は、前記ロータ部を前記第一の回転方向とは逆の第二の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第一の回転方向に所定量回転させた後に逆転させることによって前記第二の回転方向への回転を開始させ、一方、前記ロータ部を前記第一の回転方向へ回転させる場合には始動時に前記第二の回転方向に回転させること無く前記第一の回転方向への回転を開始させる、
    単相ブラシレスモータ。
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