JP5040444B2 - Ｐｗｍ制御回路及びモータ - Google Patents

Description

この発明は、モータ等に用いられるＰＷＭ制御回路に関する。

ＰＷＭ制御回路としては、例えば下記の特許文献に記載されたものが知られている。

特開２００２−８４７７２号公報

従来のモータ制御用のＰＷＭ制御回路では、モータのセンサ出力から生成される正弦波信号と、基準信号としての三角波信号とを比較することによってＰＷＭ信号を生成する。モータの負荷が変動した場合には、例えば三角波信号のレベルを調整することによって負荷に応じてモータを動作させることができる。しかし、従来のＰＷＭ制御回路では、モータの負荷の変動に応じたＰＷＭ信号を作成するためにかなり複雑な回路構成が必要であるという問題があった。このような問題は、モータ制御用のＰＷＭ制御回路に限らず、一般のＰＷＭ制御回路に共通する問題であった。

本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は適用例として実現することが可能である。
本発明の第１の形態は、被制御装置の制御に使用されるＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ制御回路であって、
経時的な変化を示す変化信号の信号値と、所定の範囲で任意に設定可能な指令値と、を乗算することによって乗算値を算出する乗算部と、
前記乗算値に対してＰＷＭ制御を行うことによって、前記乗算値に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と、
前記被制御装置の出力要求に応じて前記ＰＷＭ信号の一部をマスクするためのマスク回路と、
を備え、
前記マスク回路は、前記被制御装置の始動時には前記マスク量を所定の最小値とし、前記被制御装置の始動後に前記マスク量を前記最小値よりも大きな値に設定する、ＰＷＭ制御回路である。
この第１の形態によれば、変化信号の信号値と指令値とを乗算することによって乗算値を算出し、この乗算値に対してＰＷＭ制御を行うことによってＰＷＭ信号を生成するので、簡単な回路で負荷の変動に応じたＰＷＭ信号を生成することが可能であり、また、ＰＷＭ信号をマスクするだけで、出力要求に応じたＰＷＭ信号を容易に生成することができる。更に、確実に被制御装置を始動できるとともに、始動後に被制御装置の効率を向上させることが可能である。
本発明の第２の形態は、被制御装置の制御に使用されるＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ制御回路であって、
経時的な変化を示す変化信号の信号値と、所定の範囲で任意に設定可能な指令値と、を乗算することによって乗算値を算出する乗算部と、
前記乗算値に対してＰＷＭ制御を行うことによって、前記乗算値に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と、
を備え、
前記乗算部は、
前記変化信号の信号値と、２つ以上の前記指令値を乗算することによって前記乗算値を生成するための複数段の乗算器を有する、ＰＷＭ制御回路である。
この第２の形態によれば、変化信号の信号値と指令値とを乗算することによって乗算値を算出し、この乗算値に対してＰＷＭ制御を行うことによってＰＷＭ信号を生成するので、簡単な回路で負荷の変動に応じたＰＷＭ信号を生成することが可能であり、また、複数の指令値を用いて、乗算値を所望の値に容易に設定することが可能である。
本発明の第３の形態は、被制御装置の制御に使用されるＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ制御回路であって、
経時的な変化を示す変化信号の信号値と、所定の範囲で任意に設定可能な指令値と、を乗算することによって乗算値を算出する乗算部と、
前記乗算値に対してＰＷＭ制御を行うことによって、前記乗算値に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と、
を備え、
前記変化信号は、前記被制御装置に設けられたセンサから出力される正弦波状信号であり、
前記ＰＷＭ制御回路は、さらに、
前記被制御装置に設けられたセンサから出力される正弦波状信号をデジタル化して、前記変化信号の信号値と、前記正弦波状信号の上半部分と下半部分のいずれであるかを示す符号信号とを生成するデジタル符号化部を備え、
前記デジタル符号化部は、
（ｉ）前記正弦波状信号のアナログ的変化を表す値として前記変化信号の信号値を生成する第１の動作モードと、
（ｉｉ）前記正弦波状信号のアナログ的変化に依存しない一定値として前記変化信号の信号値を生成する第２の動作モードと、
のいずれかで選択的に動作可能である、ＰＷＭ制御回路である。
この第３の形態によれば、変化信号の信号値と指令値とを乗算することによって乗算値を算出し、この乗算値に対してＰＷＭ制御を行うことによってＰＷＭ信号を生成するので、簡単な回路で負荷の変動に応じたＰＷＭ信号を生成することが可能であり、また、正弦波状信号の変化に応じたＰＷＭ信号を生成して、被制御装置の効率や動作可能性等を考慮しつつ被制御装置を動作させることが可能となる。

本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は適用例として実現することが可能である。

［適用例１］ 被制御装置の制御に使用されるＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ制御回路であって、
経時的な変化を示す変化信号の信号値と、所定の範囲で任意に設定可能な指令値と、を乗算することによって乗算値を算出する乗算部と、
前記乗算値に対してＰＷＭ制御を行うことによって、前記乗算値に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と、
を備える、ＰＷＭ制御回路。

この回路によれば、変化信号の信号値と指令値とを乗算することによって乗算値を算出し、この乗算値に対してＰＷＭ制御を行うことによってＰＷＭ信号を生成するので、簡単な回路で負荷の変動に応じたＰＷＭ信号を生成することが可能である。

［適用例２］ 適用例１記載のＰＷＭ制御回路であって、さらに、
前記被制御装置の出力要求に応じて前記ＰＷＭ信号の一部をマスクするためのマスク回路を備える、ＰＷＭ制御回路。

この構成では、ＰＷＭ信号をマスクするだけで、出力要求に応じたＰＷＭ信号を容易に生成することができる。

［適用例３］ 適用例２記載のＰＷＭ制御回路であって、さらに、
前記被制御装置の出力要求に応じて、前記指令値と、前記マスク回路におけるマスク量との両方の値を調整する調整部を備える、ＰＷＭ制御回路。

この構成によれば、指令値と、マスク量の両方の値を調整することによって、効率等のいくつかの要因を考慮した上で出力要求を満足させることが可能となる。

［適用例４］ 適用例２又は３記載のＰＷＭ制御回路であって、さらに、
前記マスク回路は、前記被制御装置の始動時には前記マスク量を所定の最小値とし、前記被制御装置の始動後に前記マスク量を前記最小値よりも大きな値に設定する、ＰＷＭ制御回路。

この構成によれば、確実に被制御装置を始動できるとともに、始動後に被制御装置の効率を向上させることが可能である。

［適用例５］ 適用例１ないし４のいずれかに記載のＰＷＭ制御回路であって、
前記指令値の前記所定の範囲は、０％から１００％の範囲である、ＰＷＭ制御回路。

この構成によれば、変化信号のレベルに比例し、かつ、変化信号そのものをＰＷＭ制御する場合よりも振幅の少ないＰＷＭ信号を容易に生成することが可能である。

［適用例６］ 適用例１ないし５のいずれかに記載のＰＷＭ制御回路であって、
前記乗算部は、
前記変化信号の信号値と、２つ以上の前記指令値を乗算することによって前記乗算値を生成するための複数段の乗算器を有する、ＰＷＭ制御回路。

この構成によれば、複数の指令値を用いて、乗算値を所望の値に容易に設定することが可能である。

［適用例７］ 適用例１ないし６のいずれかに記載のＰＷＭ制御回路であって、
前記変化信号は、前記被制御装置に設けられたセンサから出力される正弦波状信号である、ＰＷＭ制御回路。

この構成によれば、正弦波状信号の変化に応じたＰＷＭ信号を生成できる。

［適用例８］ 適用例７記載のＰＷＭ制御回路であって、さらに、
前記被制御装置に設けられたセンサから出力される正弦波状信号をデジタル化して、前記変化信号の信号値と、前記正弦波状信号の上半部分と下半部分のいずれであるかを示す符号信号とを生成するデジタル符号化部を備え、
前記デジタル符号化部は、
（ｉ）前記正弦波状信号のアナログ的変化を表す値として前記変化信号の信号値を生成する第１の動作モードと、
（ｉｉ）前記正弦波状信号のアナログ的変化に依存しない一定値として前記変化信号の信号値を生成する第２の動作モードと、
のいずれかで選択的に動作可能である、ＰＷＭ制御回路。

この構成によれば、被制御装置の効率や動作可能性等を考慮しつつ被制御装置を動作させることが可能となる。

［適用例９］ 適用例１ないし８のいずれかに記載のＰＷＭ制御回路であって、
前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記乗算値と所定の定数との比に等しいデューティを有する信号を前記ＰＷＭ信号として生成する、ＰＷＭ制御回路。

この構成によれば、簡単な構成でＰＷＭ信号を精製することが可能である。

［適用例１０］ 適用例１ないし９のいずれかに記載のＰＷＭ制御回路であって、
前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記被制御装置の状態を、前記被制御装置の動作が阻止される制動状態にするためのレベルに前記ＰＷＭ信号を設定する制動モードを有する、ＰＷＭ制御回路。

この構成によれば、ＰＷＭ信号の設定のみによって、被制御装置を動作状態にしたり、制動状態にしたりすることが可能である。

なお、本発明は、種々の形態で実現することが可能であり、例えば、電動モータ、その制御方法及び制御回路、電動モータのセンサの補正方法及び装置、それらを用いたアクチュエータや、電子機器、家電機器等の形態で実現することができる。

次に、本発明の実施の形態を以下の順序で説明する。
A．電動モータの構成：
B．駆動制御回路の構成：
C．駆動制御回路の他の構成：
D．変形例：

A．電動モータの構成：
図１（Ａ）は、本発明の一実施例としての電動モータのモータ本体の構成を示す断面図である。このモータ本体１００は、それぞれ略円盤状のステータ部１０及びロータ部３０を有している。ロータ部３０は、複数の磁石を有する磁石列３４Ｍを有しており、回転軸１１２に固定されている。磁石列３４Ｍの磁化方向は上下方向である。ステータ部１０は、ロータ部３０の上部に配置されたＡ相コイル列１４Ａと、ロータ部３０の下部に配置されたＢ相コイル列２４Ｂとを有している。

図１（Ｂ）〜（Ｄ）は、ステータ部１０の第１のコイル列１４Ａと、ロータ部３０と、ステータ部１０の第２のコイル列２４Ｂとを分離して示したものである。この例では、Ａ相コイル列１４ＡとＢ相コイル列２４Ｂは、それぞれ６つのコイルを有しており、磁石列３４Ｍも６つの磁石を有している。但し、コイルや磁石の数は任意の値に設定することが可能である。

図２（Ａ）は、コイル列１４Ａ，２４Ｂと磁石列３４Ｍの位置関係を示している。Ａ相コイル列１４Ａは支持部材１２Ａに固定されており、Ｂ相コイル列２４Ｂは支持部材２２Ｂに固定されている。Ａ相コイル列１４Ａは、逆方向に励磁される２種類のコイル１４Ａ１，１４Ａ２が一定のピッチＰｃで交互に配置されたものである。図２（Ａ）の状態では、３つのコイル１４Ａ１は磁化方向（Ｎ極からＳ極に向く方向）が下向きになるように励磁されており、また、他の３つのコイル１４Ａ２は磁化方向が上向きになるように励磁されている。Ｂ相コイル列２４Ｂも、逆方向に励磁される２種類のコイル２４Ｂ１，２４Ｂ２が一定のピッチＰｃで交互に配置されたものである。なお、本明細書では、「コイルピッチＰｃ」は、Ａ相コイル列のコイル同士のピッチ、または、Ｂ相コイル列のコイル同士のピッチとして定義されている。

ロータ部３０の磁石列３４Ｍは、支持部材３２Ｍに固定されている。この磁石列３４Ｍの永久磁石は、磁化方向が磁石列３４Ｍの配列方向（図２（Ａ）の左右方向）とは垂直な方向に向くようにそれぞれ配置されている。磁石列３４Ｍの磁石は、一定の磁極ピッチＰｍで配置されている。この例では、磁極ピッチＰｍはコイルピッチＰｃに等しく、電気角でπに相当する。なお、電気角の２πは、コイル列に供給されるの駆動信号の位相が２πだけ変化したときに移動する機械的な角度又は距離に対応づけられる。本実施例では、Ａ相コイル列１４ＡとＢ相コイル列２４Ｂの駆動信号の位相が２πだけ変化すると、磁石列３４ＭがコイルピッチＰｃの２倍だけ移動する。

なお、Ａ相コイル列１４ＡとＢ相コイル列２４Ｂは、電気角で互いにπ／２だけ異なる位置に配置されている。Ａ相コイル１４ＡとＢ相コイル列２４Ｂは、位置が異なるだけであり、他の点は実質的に同じ構成を有している。従って、以下では、コイル列に関する説明の際に特に必要な場合を除いてＡ相コイル列についてのみ説明する。

図２（Ｂ）は、Ａ相コイル列１４ＡとＢ相コイル列２４Ｂに供給される交流駆動信号の波形の一例を示している。Ａ相コイル列１４ＡとＢ相コイル列２４Ｂには、二相交流信号がそれぞれ供給される。また、Ａ相コイル列１４ＡとＢ相コイル列２４Ｂの駆動信号の位相はπ／２だけ互いにずれている。図２（Ａ）の状態は、位相ゼロ（又は２π）の状態に相当する。

図２（Ａ）に示すように、モータ本体１００は、さらに、Ａ相コイル列１４Ａ用のアナログ磁気センサ１６Ａと、Ｂ相コイル列２４Ｂ用のアナログ磁気センサ２６Ｂとを有している。これらを以下では「Ａ相センサ」、「Ｂ相センサ」と呼ぶ。Ａ相センサ１６ＡはＡ相コイル列１４Ａの２つのコイルの間の中央の位置に配置されており、Ｂ相センサ２６ＢはＢ相コイル列２４Ｂの２つコイルの間の中央の位置に配置されている。本実施例では、これらのセンサ１６Ａ，２６Ｂのアナログ出力を利用して、図１（Ｂ）に示す交流駆動信号が生成される。これらのセンサ１６Ａ，２６Ｂとしては、例えばホール効果を利用したホールＩＣを採用することができる。

図３は、磁気センサの出力波形の例を示す説明図である。この例では、Ａ相センサ出力ＳＳＡとＢ相センサ出力ＳＳＢは、いずれも正弦波である。これらのセンサ出力は、Ａ相コイル１４ＡとＢ相コイル２４Ｂの逆起電力とほぼ同じ波形形状を有している。逆起電力の波形は、コイル形状や磁石とコイルとの位置関係にも依存するが、正弦波か、正弦波に近い波形となるのが普通である。なお、「逆起電力」を「誘起電圧」とも呼ぶ。

ところで、電動モータは、機械的エネルギと電気的エネルギとを相互に変換するエネルギ変換装置として機能するものである。そして、コイルの逆起電力は、電動モータの機械的エネルギが電気的エネルギに変換されたものである。従って、コイルに印加する電気的エネルギを機械的エネルギに変換する場合（すなわちモータを駆動する場合）には、逆起電力と同じ波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、以下に説明するように、「逆起電力と同じ波形の電圧」は、逆起電力と逆向きの電流を発生する電圧を意味している。

図４は、コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。ここで、コイルは逆起電力Ｅｃと抵抗とで模擬されている。また、この回路では、印加電圧Ｅ１及びコイルと並列に電圧計Ｖが接続されている。コイルに電圧Ｅ１を印加してモータを駆動すると、印加電圧Ｅ１と逆の電流を流す方向に逆起電力Ｅｃが発生する。モータが回転している状態でスイッチＳＷを開放すると、電圧計Ｖで逆起電力Ｅｃを測定することができる。スイッチＳＷを開放した状態で測定される逆起電力Ｅｃの極性は、スイッチＳＷを閉じた状態で測定される印加電圧Ｅ１と同じ極性である。上述の説明において「逆起電力と同じ波形の電圧を印加する」という文言は、このような電圧計Ｖで測定された逆起電力Ｅｃと同じ極性及び波形を有する電圧を印加することを意味している。

上述したように、モータを駆動する場合には、逆起電力と同じ波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、正弦波状の逆起電力波形の中位点近傍（電圧０の近傍）ではエネルギ変換効率が比較的低く、反対に、逆起電力波形のピーク近傍ではエネルギ変換効率が比較的高いことが理解できる。逆起電力と同じ波形の電圧を印加してモータを駆動すると、エネルギ変換効率の高い期間において比較的高い電圧を印加することになるので、モータ効率が向上する。一方、例えば単純な矩形波でモータを駆動すると、逆起電力がほぼ０となる位置（中位点）の近傍においてもかなりの電圧が印加されるので、モータ効率が低下する。また、このようにエネルギ変換効率の低い期間において電圧を印加すると、振動や騒音が発生するという問題も生じる。

上述の説明から理解できるように、逆起電力と同じ波形の電圧を印加してモータを駆動すると、モータ効率を向上させることができ、また、振動や騒音を低減することができるという利点がある。

図５（Ａ），５（Ｂ）は、Ａ相コイル列１４Ａの２種類のコイル１４Ａ１，１４Ａ２の結線方法を示す図である。図５（Ａ）の結線方法では、Ａ相コイル列１４Ａに含まれるすべてのコイルが、駆動制御回路３００に対して直列に接続されている。一方、図５（Ｂ）の結線方法では、一対のコイル１４Ａ１，１４Ａ２で構成される直列接続が、複数組並列に接続されている。このいずれの結線方法の場合にも、２種類のコイル１４Ａ１，１４Ａ２は、常に逆の極性に磁化される。

図６（Ａ）〜６（Ｄ）は、本実施例の電動モータの動作を示している。なお、この例では、コイル列１４Ａ，２４Ｂに対して磁石列３４Ｍが時間の経過とともに右に移動する様子が描かれている。これらの図の左右方向は、図１に示すロータ部３０の回転方向に相当することが理解できる。

図６（Ａ）は位相が２πの直前のタイミングの状態を示している。なお、コイルと磁石との間に描かれた実線の矢印は吸引力の方向を示しており、破線の矢印は反発力の方向を示している。この状態では、Ａ相コイル列１４Ａは磁石列３４Ｍに対して動作方向（図の右方向）の駆動力を与えておらず、磁石列３４ＭをＡ相コイル列１４Ａに引きつける方向に磁力が働いている。従って、位相が２πのタイミングでは、Ａ相コイル列１４Ａへの印加電圧をゼロにすることが好ましい。一方、Ｂ相コイル列２４Ｂは、磁石列３４Ｍに動作方向の駆動力を与えている。また、Ｂ相コイル列２４Ｂは磁石列３４Ｍに対して吸引力だけで無く反発力も与えているので、Ｂ相コイル列２４Ｂから磁石列３４Ｍに対する上下方向（磁石列３４Ｍの動作方向と垂直な方向）の正味の力はゼロである。従って、位相が２πのタイミングでは、Ｂ相コイル列２４Ｂへの印加電圧をピーク値にすることが好ましい。

図６（Ｂ）に示されているように、位相が２πのタイミングでＡ相コイル列１４Ａの極性が反転する。図６（Ｂ）は、位相がπ／４の状態であり、Ａ相コイル列１４Ａの極性が図６（Ａ）から反転している。この状態では、Ａ相コイル列１４ＡとＢ相コイル列２４Ｂが、磁石列３４Ｍの動作方向に同じ駆動力を与えている。図６（Ｃ）は、位相がπ／２直前の状態である。この状態は、図６（Ａ）の状態とは逆に、Ａ相コイル列１４Ａのみが、磁石列３４Ｍに動作方向の駆動力を与えている。位相がπ／２のタイミングではＢ相コイル列２４Ｂの極性が反転し、図６（Ｄ）に示す極性となる。図６（Ｄ）は、位相が３π／４の状態である。この状態では、Ａ相コイル列１４ＡとＢ相コイル列２４Ｂが、磁石列３４Ｍの動作方向に同じ駆動力を与えている。

図６（Ａ）〜６（Ｄ）から理解できるように、Ａ相コイル列１４Ａの極性は、Ａ相コイル列１４Ａの各コイルが磁石列３４Ｍの各磁石と対向するタイミングで切り換えられる。Ｂ相コイル列も同様である。この結果、すべてのコイルからほとんど常に駆動力を発生させ得るので、大きなトルクを発生することが可能である。

なお、位相がπ〜２πの期間は、図６（Ａ）〜６（Ｄ）とほぼ同様なので詳しい説明を省略する。但し、Ａ相コイル列１４Ａの極性は位相がπのタイミングで再び反転し、Ｂ相コイル列２４Ｂの極性は位相が３π／２のタイミングで再び反転する。

上述の説明から理解できるように、本実施例の電動モータは、コイル列１４Ａ，２４Ｂと磁石列３４Ｍとの間の吸引力と反発力を利用することによって、磁石列３４Ｍに対する動作方向の駆動力を得ている。特に、本実施例では、磁石列３４Ｍを挟んだ両側にコイル列１４Ａ，２４Ｂが配置されているので、磁石列３４Ｍの両側の磁束を駆動力の発生に利用することができる。従って、従来の電動モータのように、磁石の片側のみを駆動力の発生に利用する場合に比べて磁束の利用効率が高く、効率が良くトルクの大きなモータを実現することができる。但し、２つのコイル列１４Ａ，２４Ｂの一方を省略することも可能である。

なお、支持部材１２Ａ，２２Ｂ，３２Ｍは、非磁性体材料でそれぞれ形成されていることが好ましい。また、本実施例のモータ本体の各種の部材のうちで、コイルやセンサを含む電気配線と、磁石と、回転軸と、その軸受け部以外の部材は、すべて非磁性で非導電性の材料で形成されていることが好ましい。磁性体製のコアが設けないようにすれば、いわゆるコギングが発生せず、なめらかで安定した動作を実現することができる。また、磁気回路を構成するためのヨークを設けないようにすれば、いわゆる鉄損（渦電流損）が極めて少なく、効率の良いモータを実現することができる。

B．駆動制御回路の構成：
図７は、本実施例のモータの駆動制御回路の構成を示すブロック図である。図７（Ａ）は、センサ波形のキャリブレーション時の構成を示し、図７（Ｂ）は、実用時の構成を示している。なお、「センサ波形のキャリブレーション」は、「センサの出力波形の補正」と同義語である。

図７（Ａ）に示すように、キャリブレーション時には、モータ本体１００の接続部９０（コネクタ）に、キャリブレーション用の駆動制御回路２００が接続される。この駆動制御回路２００は、電源回路２１０と、ＣＰＵ２２０と、Ｉ／Ｏインタフェース２３０と、ＰＷＭ制御部２４０と、ドライバ回路２５０と、通信部２６０とを備えている。電源回路２１０は、駆動制御回路２００内の各回路と、モータ本体１００とに電源を供給する。ＣＰＵ２２０は、駆動制御回路２００内の各回路に設定値を設定することによって、駆動制御回路２００の動作を制御する。Ｉ／Ｏインタフェース２３０は、モータ本体１００から供給されるセンサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢを受信して、ＣＰＵ２２０に供給する機能を有している。ＣＰＵ２２０は、受信したセンサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢが所望の波形形状を有しているか否かを判断し、所望の波形形状になるようにオフセット補正値Ｐoffsetとゲイン補正値Ｐgainとを決定する。この決定方法については後で詳述する。なお、以下では、オフセット補正値を単に「オフセット」とも呼び、ゲイン補正値を単に「ゲイン」とも呼ぶ。

ＰＷＭ制御部２４０は、コイル駆動用のＰＷＭ信号を生成する。ドライバ回路２５０は、コイルを駆動するためのブリッジ回路である。ＰＷＭ制御部２４０とドライバ回路２５０の回路構成と動作に付いては後述する。通信部２６０は、キャリブレーションによって決定されたオフセット補正値Ｐoffsetとゲイン補正値Ｐgainとをセンサ１６Ａ，２６Ｂに供給して記憶させる機能を有している。また、通信部２６０は、センサ１６Ａ，２６Ｂ内に記憶している補正値Ｐoffset，Ｐgainを外部装置に送信する機能も有している。なお、Ａ相センサ１６Ａ用の補正値とＢ相センサ２６Ｂ用の補正値とを区別するために、通信部２６０は、各センサのＩＤコード（識別信号）を補正値とともに送受信する。このようにＩＤコードを用いて補正値を送信すれば、１つの通信用バスを介して複数のセンサの補正値を互いに区別して送信することが可能である。

図７（Ｂ）に示すように、モータの実用時には、モータ本体１００の接続部９０に、キャリブレーション時とは異なる駆動制御回路３００が接続される。この駆動制御回路３００は、キャリブレーション用の駆動制御回路２００から、通信部２６０を省略したものに相当する。なお、図７（Ａ），（Ｂ）において、ＣＰＵ２２０を省略してもよい。ＣＰＵ２２０を省略した場合には、本実施例で説明するＣＰＵ２２０の機能は、他の回路（論理回路や不揮発性メモリ等）によって実現される。あるいは、ＣＰＵ２２０の代わりに通信回路又はインタフェイス回路を設け、その回路で外部装置から各種の動作指示を受けて駆動制御回路２００内部の回路要素に指示を転送するようにしてもよい。

図８は、ドライバ回路２５０の内部構成を示している。Ａ相ドライバ回路２５２は、Ｈ型ブリッジ回路であり、交流駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２に応じてＡ相コイル列１４Ａを駆動する。なお、駆動信号を示すブロックの端子部分に付されている白丸は、負論理であり信号が反転していることを示している。また、符号ＩＡ１，ＩＡ２が付された矢印は、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２によって流れる電流方向をそれぞれ示している。Ｂ相ドライバ回路２５４の構成もＡ相ドライバ回路２５２の構成と同じであり、交流駆動信号ＤＲＶＢ１，ＤＲＶＢ２によって電流ＩＢ１，ＩＢ２が流れることが示されている。

図９は、本実施例で使用する磁気センサ１６Ａの内部構成を示すブロック図である。なお、Ａ相センサ１６ＡとＢ相センサ２６Ｂは同一の構成を有しているので、以下ではＡ相センサ１６Ａについてのみ説明する。

磁気センサ１６Ａは、磁気センサ素子４１０と、オフセット補正回路４２０と、ゲイン補正回路４３０と、オフセット記憶部４４０と、ゲイン記憶部４５０と、増幅器４６０と、ＩＤコード記録部４７０と、通信部４８０とを備えている。磁気センサ素子４１０は、例えばホール素子である。

通信部４８０は、キャリブレーション時（図７（Ａ））において、駆動制御回路２００と通信して、センサ出力のオフセット補正値Ｐoffsetとゲイン補正値Ｐgainを、センサＩＤと共に受け取る。センサ内部のＩＤコード記録部４７０には、センサ固有のＩＤが記録されているか、又は、外部スイッチを用いてＩＤが設定されている。図９の例では、ディップスイッチなどの外部スイッチ４７２を用いてＩＤを設定することが可能である。但し、ＩＤは、ディップスイッチ以外の種々の任意の手段でモータ内に記録することが可能である。例えば、外部スイッチ４７２を省略し、不揮発性メモリでＩＤコード記録部４７０を構成することも可能である。通信部４８０は、駆動制御回路２００から供給されたＩＤが、ＩＤコード記録部４７０のＩＤと一致する場合には、オフセット補正値Ｐoffsetとゲイン補正値Ｐgainをそれぞれの記憶部４４０，４５０に格納する。オフセット補正回路４２０とゲイン補正回路４３０は、これらの補正値Ｐoffset，Ｐgainに従って磁気センサ素子４１０の出力波形を補正する。補正後のセンサ出力は、増幅器４６０で増幅されて、センサ出力ＳＳＡとして出力される。

これらの説明から理解できるように、図９の回路要素４２０，４３０，４４０，４５０は、センサ１６Ａの出力波形を補正する出力波形補正部として機能する。なお、記憶部４４０，４５０は、不揮発性メモリで構成することが好ましい。

図１０は、ＰＷＭ制御部２４０（図７）の内部構成と動作を示す説明図である。ＰＷＭ制御部２４０は、基本クロック生成回路５１０と、１／Ｎ分周器５２０と、ＰＷＭ部５３０と、正逆方向指示値レジスタ５４０と、乗算器５５０，５５２と、符号化部５６０，５６２と、ＡＤ変換部５７０，５７２と、電圧指令値レジスタ５８０と、励磁区間設定部５９０とを備えている。

基本クロック生成回路５１０は、所定の周波数を有するクロック信号ＰＣＬを発生する回路であり、例えばＰＬＬ回路で構成される。分周器５２０は、このクロック信号ＰＣＬの１／Ｎの周波数を有するクロック信号ＳＤＣを発生する。Ｎの値は所定の一定値に設定される。このＮの値は、予めＣＰＵ２２０（図７（Ａ））によって分周器５２０に設定される。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、乗算器５５０，５５２から供給される乗算値Ｍａ，Ｍｂと、正逆方向指示値レジスタ５４０から供給される正逆方向指示値ＲＩと、符号化部５６０，５６２から供給される正負符号信号Ｐａ，Ｐｂと、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａ，Ｅｂとに応じて、交流駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２，ＤＲＶＢ１，ＤＲＶＢ２（図８）を生成する。この動作については後述する。

正逆方向指示値レジスタ５４０内には、モータの回転方向を示す値ＲＩがＣＰＵ２２０によって設定される。本実施例では、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルのときにモータが正転し、Ｈレベルのときに逆転する。

ＰＷＭ部５３０に供給される他の信号Ｍａ，Ｍｂ，Ｐａ，Ｐｂ，Ｅａ，Ｅｂは以下のように決定される。なお、乗算器５５０と符号化部５６０とＡＤ変換部５７０はＡ相用の回路であり、乗算器５５２と符号化部５６２とＡＤ変換部５７２はＢ相用の回路である。これらの回路群の動作は同じなので、以下ではＡ相用の回路の動作について主に説明する。

磁気センサの出力ＳＳＡは、ＡＤ変換部５７０に供給される。このセンサ出力ＳＳＡのレンジは、例えばＧＮＤ（接地電位）からＶＤＤ（電源電圧）までであり、その中位点（＝ＶＤＤ／２）が出力波形の中位点（正弦波の原点を通る点）である。ＡＤ変換部５７０は、このセンサ出力ＳＳＡをＡＤ変換して、センサ出力のデジタル値を生成する。ＡＤ変換部５７０の出力のレンジは、例えばＦＦｈ〜０ｈ（語尾の”ｈ”は１６進数であることを示す）であり、中央値８０ｈがセンサ波形の中位点に相当する。

符号化部５６０は、ＡＤ変換後のセンサ出力値のレンジを変換するとともに、センサ出力値の中位点の値を０に設定する。この結果、符号化部５６０で生成されるセンサ出力値Ｘａは、正側の所定の範囲（例えば＋１２７〜０）と負側の所定の範囲（例えば０〜−１２７）の値を取る。但し、符号化部５６０から乗算器５６０に供給されるのは、センサ出力値Ｘａの絶対値であり、その正負符号は正負符号信号ＰａとしてＰＷＭ部５３０に供給される。

電圧指令値レジスタ５８０は、ＣＰＵ２２０によって設定された電圧指令値Ｙａを格納する。この電圧指令値Ｙａは、後述する励磁区間信号Ｅａとともに、モータの印加電圧を設定する値として機能するものであり、例えば０〜１．０の値を取る。仮に、非励磁区間を設けずに全区間を励磁区間とするように励磁区間信号Ｅａを設定した場合には、Ｙａ＝０は印加電圧をゼロとすることを意味し、Ｙａ＝１．０は印加電圧を最大値とすることを意味する。乗算器５５０は、符号化部５６０から出力されたセンサ出力値Ｘａと、電圧指令値Ｙａとを乗算して整数化し、その乗算値ＭａをＰＷＭ部５３０に供給する。

図１０（Ｂ）〜１０（Ｅ）は、乗算値Ｍａが種々の値を取る場合におけるＰＷＭ部５３０の動作を示している。ここでは、全期間が励磁区間であり非励磁区間が無いものと仮定している。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＳＤＣの１周期の間に、デューティがＭａ／Ｎであるパルスを１つ発生させる回路である。すなわち、図１０（Ｂ）〜１０（Ｅ）に示すように、乗算値Ｍａが増加するに従って、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２のパルスのデューティが増加する。なお、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１は、センサ出力ＳＳＡが正のときにのみパルスを発生する信号であり、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２はセンサ出力ＳＳＡが正のときにのみパルスを発生する信号であるが、図１０（Ｂ）〜１０（Ｅ）ではこれらを合わせて記載している。また、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。

図１１（Ａ）〜１１（Ｄ）は、センサ出力の波形とＰＷＭ部５３０で生成される駆動信号の波形の対応関係を示す説明図である。図中、「Ｈｉｚ」はハイインピーダンス状態を意味している。図１０で説明したように、Ａ相用の駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２はＡ相センサ出力ＳＳＡのアナログ波形をそのまま利用したＰＷＭ制御によって生成される。Ｂ相用の駆動信号ＤＲＶＢ１，ＤＲＶＢ２も同様である。従って、これらの駆動信号を用いて、Ａ相コイルとＢ相コイルに、センサ出力ＳＳＡ，ＳＳＢの変化と対応するレベル変化を示す実効電圧を供給することが可能である。

ＰＷＭ部５３０は、さらに、励磁区間設定部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａ，Ｅｂで示される励磁区間のみに駆動信号を出力し、励磁区間以外の区間（非励磁区間）では駆動信号を出力しないように構成されている。図１１（Ｅ），１１（Ｆ）は、励磁区間信号Ｅａ，Ｅｂによって励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定した場合の駆動信号波形を示している。励磁区間ＥＰでは図１１（Ｃ），１１（Ｄ）の駆動信号パルスがそのまま発生し、非励磁区間ＮＥＰでは駆動信号パルスが発生しない。このように、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定するようにすれば、逆起電力波形の中位点近傍（すなわち、センサ出力の中位点近傍）においてコイルを電圧を印加しないので、モータの効率をさらに向上させることが可能である。なお、励磁区間ＥＰは、逆起電力波形（誘起電圧波形）のピークを中心とする対称な区間に設定されることが好ましく、非励磁区間ＮＥＰは、逆起電力波形の中位点（中心点）を中心とする対称な区間に設定されることが好ましい。

なお、前述したように、電圧指令値Ｙａを１未満の値に設定すれば、乗算値Ｍａが電圧指令値Ｙａに比例して小さくなる。従って、電圧指令値Ｙａによっても、実行的な印加電圧を調整することが可能である。

上述の説明から理解できるように、本実施例のモータでは、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａとの両方を利用して印加電圧を調整することが可能である。Ｂ相についても同様である。望ましい印加電圧と、電圧指令値Ｙａ及び励磁区間信号Ｅａとの関係は、予め駆動制御回路３００内のメモリにテーブルとして格納されていることが望ましい。こうすれば、駆動制御回路３００が、外部から望ましい印加電圧を受信したときに、ＣＰＵ２２０がその制御信号に応じて、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号ＥａとをＰＷＭ制御部２４０に設定することが可能である。なお、印加電圧の調整には、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａの両方を利用する必要はなく、いずれか一方のみを利用するようにしてもよい。

図１２は、ＰＷＭ部５３０（図１０）の内部構成の一例を示すブロック図である。ＰＷＭ部５３０は、カウンタ５３１，５３２と、ＥＸＯＲ回路５３３，５３４と、駆動波形形成部５３５，５３６とを備えている。カウンタ５３１とＥＸＯＲ回路５３３と駆動波形形成部５３５はＡ相用の回路であり、カウンタ５３２とＥＸＯＲ回路５３４と駆動波形形成部５３６はＢ相用の回路である。これらは以下のように動作する。

図１３は、モータ正転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。この図には、２つのクロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、正逆方向指示値ＲＩと、励磁区間信号Ｅａと、乗算値Ｍａと、正負符号信号Ｐａと、カウンタ５３１内のカウント値ＣＭ１と、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２と、駆動波形形成部５３５の出力信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２とが示されている。カウンタ５３１は、クロック信号ＳＤＣの１期間毎に、クロック信号ＰＣＬに同期してカウント値ＣＭ１を０までダウンカウントする動作を繰り返す。カウント値ＣＭ１の初期値は乗算値Ｍａに設定される。なお、図１３では、図示の便宜上、乗算値Ｍａとして負の値も描かれているが、カウンタ５３１で使用されるのはその絶対値｜Ｍａ｜である。カウンタ５３１の出力Ｓ１は、カウント値ＣＭ１が０で無い場合にはＨレベルに設定され、カウント値ＣＭ１が０になるとＬレベルに立ち下がる。

ＥＸＯＲ回路５３３は、正負符号信号Ｐａと正逆方向指示値ＲＩとの排他的論理和を示す信号Ｓ２を出力する。モータが正転する場合には、正逆方向指示値ＲＩがＬレベルである。従って、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２は、正負符号信号Ｐａと同じ信号となる。駆動波形形成部５３５は、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２から、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を生成する。すなわち、カウンタ５３１の出力Ｓ１のうち、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２がＬレベルの期間の信号を第１の駆動信号ＤＲＶＡ１として出力し、出力Ｓ２がＨレベルの期間の信号を第２の駆動信号ＤＲＶＡ２として出力する。なお、図１３の右端部付近では、励磁区間信号ＥａがＬレベルに立ち下がり、これによって非励磁区間ＮＥＰが設定されている。従って、この非励磁区間ＮＥＰでは、いずれの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２も出力されず、ハイインピーダンス状態に維持される。

図１４は、モータ逆転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。モータ逆転時には、正逆方向指示値ＲＩがＨレベルに設定される。この結果、２つの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２が図１３から入れ替わっており、この結果、モータが逆転することが理解できる。なお、ＰＷＭ部５３０のＢ相用の回路５３２，５３４，５３６も上述と同様に動作する。

図１５は、励磁区間設定部５９０の内部構成と動作を示す説明図である。励磁区間設定部５９０は、電子可変抵抗器５９２と、電圧比較器５９４，５９６と、ＯＲ回路５９８とを有している。電子可変抵抗器５９２の抵抗値Ｒｖは、ＣＰＵ２２０によって設定される。電子可変抵抗器５９２の両端の電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧比較器５９４，５９６の一方の入力端子に与えられている。電圧比較器５９４，５９６の他方の入力端子には、センサ出力ＳＳＡが供給されている。なお、図１５ではＢ相用の回路は図示の便宜上省略されている。電圧比較器５９４，５９６の出力信号Ｓｐ，Ｓｎは、ＯＲ回路５９８に入力されている。ＯＲ回路５９８の出力は、励磁区間と非励磁区間とを区別するための励磁区間信号Ｅａである。

図１５（Ｂ）は、励磁区間設定部５９０の動作を示している。電子可変抵抗器５９２の両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、抵抗値Ｒｖを調整することによって変更される。具体的には、両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、電圧レンジの中央値（＝ＶＤＤ／２）からの差分が等しい値に設定される。センサ出力ＳＳＡが第１の電圧Ｖ１よりも高い場合には第１の電圧比較器５９４の出力ＳｐがＨレベルとなり、一方、センサ出力ＳＳＡが第２の電圧Ｖ２よりも低い場合には第２の電圧比較器５９６の出力ＳｎがＨレベルとなる。励磁区間信号Ｅａは、これらの出力信号Ｓｐ，Ｓｎの論理和を取った信号である。従って、図１５（Ｂ）の下部に示すように、励磁区間信号Ｅａは、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰとを示す信号として使用することができる。励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰの設定は、ＣＰＵ２２０が可変抵抗値Ｒｖを調整することによって行なわれる。

なお、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰの設定機能は、ＣＰＵ２２０以外の他の回路で実現するようにしてもよい。また、外部からの要求（例えばモータの出力要求）に応じて指令値Ｙａと励磁区間信号Ｅａの両者の値を調整し、これによって、要求に応じた出力を達成する調整部としての機能についても同様である。

ところで、モータの始動時には、励磁区間ＥＰはなるべく大きく、非励磁区間ＮＥＰはなるべく小さくすることが好ましい。この理由は、モータが位相が非励磁区間ＮＥＰの内部に相当する位置で静止している場合には、ＰＷＭ信号が駆動波形形成部５３５（図１２）でマスクされてしまうので、始動できない可能性があるためである。従って、始動時には、非励磁区間ＮＥＰは、その許容範囲の中の最小値とすることが好ましい。なお、非励磁区間ＮＥＰの最小値は、ゼロでない値とすることが好ましい。この理由は、非励磁区間ＮＥＰの最小値をゼロとすると、センサ出力ＳＳＡの極性（すなわち駆動信号の極性）が反転するタイミングにおいて、ドライブ回路２５０内において電流が逆流してしまい、スイッチングトランジスタが損傷する可能性があるからである。

C．駆動制御回路の他の構成：
図１６は、ＰＷＭ制御部の他の構成を示す説明図である。このＰＷＭ制御部２４０ａは、図１０に示した回路２４０の回路要素のうちのＢ相用の要素５５２，５６２，５７２，５８０を省略して単相用の回路として構成したものであり、Ａ相用の回路要素として、乗算器５５１と、印加電圧指令値レジスタ５８１と、２つの電圧設定部２７１，２７２とが追加さている。また、後述するように、ＰＷＭ部５３０ａと、符号化部５６０ａと、励磁区間設定部５９０ａの内部構成も上記実施例と多少異なっている。ＰＷＭ部５３０ａには、ＣＰＵ２２０から制動制御信号ＰＫが供給されており、符号化部５６０ａにはＣＰＵ２２０から動作イネーブル信号Ｄenbが供給されている。これらの信号の機能についても後述する。

電圧設定部２７１，２７２は、２つの電圧指令値Ｙａ，Ｚａをそれぞれ設定するための回路である。例えば、第１の電圧指令値Ｙａは、ドライバ回路２５０の電源端子に外部から供給される供給電圧の値に応じた一定値に設定することができる。また、第２の電圧指令値Ｚａは、モータの動作中に、電磁コイルに印加すべき有効電圧を変更するために使用することができる。

第１の電圧設定部２７１は、ユーザが操作を行って、コイルに印加される電圧を指定可能な任意の操作部を備えるものとして構成することができる。例えば、第１の電圧設定部２７１は、固定抵抗スイッチや、ディップスイッチ、可変抵抗、書き込み可能な不揮発性メモリなどの種々の電子部品を用いて実現可能である。あるいは、第１の電圧設定部２７１として、ドライバ回路２５０の電源端子に供給される供給電圧の値を検出し、この検出値に応じて電圧指令値Ｙａを自動的に決定する回路を採用することも可能である。また、電圧設定部２７１を、Ｉ²Ｃバス等を用いた通信回路やインターフェース回路として構成し、外部装置から供給電圧指令値Ｙａを設定できるようにしてもよい。第２の電圧設定部２７２も、第１の電圧設定部２７１と同様な構成を採用することができる。

電圧指令値Ｙａ，Ｚａは、電圧設定部２７１，２７２から電圧指令値レジスタ５８０，５８１にそれぞれ供給されて保持される。乗算器５５１は、２つの電圧指令値Ｙａ，Ｚａを乗算して、その乗算値（Ｙａ×Ｚａ）を乗算器５５０に供給する。乗算器５５０は、この値（Ｙａ×Ｚａ）とセンサ出力値Ｘａとを乗算して、乗算器Ｍａ（＝Ｘａ×Ｙａ×Ｚａ）をＰＷＭ部５３０ａに供給する。

このように、乗算器を２段に設けるようにすれば、２つの指令値Ｙａ，Ｚａを用いて電磁コイルに印加される有効電圧を制御することが可能である。例えば、第１の指令値Ｙａを、製造メーカ用の仕様電圧設定用の指令値として使用し、一方、第２の指令値Ｚａを、モータを用いたシステムの組み立てメーカが電圧を可変制御するための指令値として使用することが可能である。なお、乗算器を３段以上用い、３つ以上の指令値を用いることができるように回路を構成することも可能である。すなわち、ＰＷＭ制御の対象となる乗算値Ｍａを算出するための乗算部は、１つの乗算器で構成されたものでもよく、あるいは、複数個の乗算器を多段に構成したものでもよい。

図１７は、符号化部５６０ａの内部構成を示すブロック図である。この符号化部５６０ａは、絶対値変換部５６２で構成されている。絶対値変換部５６２は、ＡＤ変換部５７０（図１６）でデジタル信号に変換されたセンサ信号ＤＳＳＡと、ＣＰＵ２２０から供給された波形切替信号Ｓswとに応じてセンサ出力値Ｘａと、正負符号信号Ｐａとを生成する。波形信号Ｓswは、正弦波駆動と矩形波駆動とを切り替えるための信号である。すなわち、絶対値変換部５６２は、Ｓswが０レベル（Ｌレベル）の時にはセンサ信号ＤＳＳＡの変化を表す値を有するセンサ出力値Ｘａを生成し、一方、Ｓswが１レベル（Ｈレベル）の時にはセンサ信号ＤＳＳＡの変化に依らない一定値を有するセンサ出力値Ｘａを生成する。

図１８は、符号化部５６０ａの動作を示すタイミングチャートである。図１８（Ａ）に示すように、波形信号Ｓswが０レベルの場合には、センサ出力値Ｘａと正負符号信号Ｐａの値は、以下のように設定される。
（１ａ）デジタル値ＤＳＳＡが所定値（１２８）以上の場合：
Ｘａ＝ＤＳＳＡ−１２８
Ｐａ＝０（センサ波形が正の範囲であることを示す）
（１ｂ）デジタル値ＤＳＳＡが所定値（１２８）未満の場合：
Ｘａ＝１２７−ＤＳＳＡ
Ｐａ＝１（センサ波形が負の範囲であることを示す）

すなわち、波形信号Ｓswが０レベルの場合には、センサ出力値Ｘａとして、センサ出力ＳＳＡの変化を表す値が生成される。

一方、図１８（Ｂ）に示すように、波形信号Ｓswが１レベルの場合には、センサ出力値Ｘａと正負符号信号Ｐａの値は、以下のように設定される。
（２ａ）デジタル値ＤＳＳＡが所定値（１２８）以上の場合：
Ｘａ＝１２７（一定）
Ｐａ＝０（センサ波形が正の範囲であることを示す）
（２ｂ）デジタル値ＤＳＳＡが所定値（１２８）未満の場合：
Ｘａ＝１２７（一定）
Ｐａ＝１（センサ波形が負の範囲であることを示す）

すなわち、波形信号Ｓswが１レベルの場合には、センサ出力値Ｘａとして、センサ出力ＳＳＡの変化によらない一定値が生成される。

このように、符号化部５６０ａとして、図１８（Ａ），１８（Ｂ）のような２つの動作モードのいずれかを選択的に実行可能な回路を使用すれば、必要に応じて上述した２つの動作モードを任意に実行することが可能である。例えば、モータの始動時には矩形波駆動モードを使用することによって、より確実に始動できるようにし、一方、始動後には正弦波駆動モードを使用することによって効率を向上させることが可能である。

図１９は、励磁区間設定部５９０ａの内部構成を示すブロック図である。この励磁区間設定部５９０ａは、図１５（Ａ）に示した回路にアンド回路５９９を追加した構成を有している。アンド回路５９９の２つの入力端子には、ＯＲ回路５９８の出力と、ＣＰＵ２２０から供給される動作イネーブル信号Ｄenbとが入力されている。そして、アンド回路５９９の出力が、図１５における励磁区間信号Ｅａとして使用される。励磁区間信号Ｅａの機能は、図１５（Ｂ）で説明したものと同じである。動作イネーブル信号Ｄenbは、以下に説明するように、モータを未励磁状態にする際に用いられる。

図２０は、動作イネーブル信号Ｄenbと制動制御信号ＰＫに応じたドライバ回路の動作状態を示す説明図である。図２０（Ａ）に示すように、ドライバ回路２５０ａは、４つのスイッチングトランジスタ２５１〜２５４を有しており、また、上アーム側のトランジスタ２５１，２５３には、駆動信号のレベルを調整するためのレベルシフタ３１１，３１３が設けられている。但し、レベルシフタ３１１，３１３は省略可能である。

ＰＷＭ部５３０ａ（図１６）によって生成される駆動信号ＤＲＶＡ１Ｕ，ＤＲＶＡ２Ｌ，ＤＲＶＡ２Ｕ，ＤＲＶＡ１Ｌは、動作イネーブル信号Ｄenbと制動制御信号ＰＫに応じて以下のような設定され、これによって種々の状態が実現される。

Ｄenb＝１（励磁可），ＰＫ＝０（非制動）の場合には、モータは、図２０（Ａ）に示す通常の駆動状態となる。この状態では、１組の駆動信号ＤＲＶＡ１Ｕ，ＤＲＶＡ１Ｌが同時にオン状態になるととともに他の組の駆動信号ＤＲＶＡ２Ｕ，ＤＲＶＡ２Ｌがオフ状態になるときに、第１の電流方向ＩＡ１に電流が流れる。逆に、１組の駆動信号ＤＲＶＡ１Ｕ，ＤＲＶＡ１Ｌが同時にオフ状態になるととともに他の組の駆動信号ＤＲＶＡ２Ｕ，ＤＲＶＡ２Ｌがオン状態になるときに、第２の電流方向ＩＡ２に電流が流れる。この結果、モータが駆動信号に応じて駆動される。

動作イネーブル信号Ｄenbが０レベルになると、イネーブル信号Ｅａが０レベルになるので、すべての駆動信号がＬレベル（オフ）に維持され、モータは図２０（Ｂ）に示す未励磁状態になる。この状態では、電磁コイルが電源から切り離された状態となり、ロータを回転させても電磁コイルに電流が流れないので、ロータが自由に回転し得る。すなわち、動作イネーブル信号Ｄenbを０ベルに設定することによって、ロータを自由回転状態にすることが可能である。

一方、制動制御信号ＰＫが１レベルになると、モータが図２０（Ｃ）、（Ｄ）に示す制動状態になる。図２０（Ｃ）に示す制動状態では、上アーム側の駆動信号ＤＲＶＡ１Ｕ，ＤＲＶＡ２ＵがＨレベル（オン）になり、下アーム側の駆動信号ＤＲＶＡ１Ｌ，ＤＲＶＡ２ＬがＬレベル（オフ）になる。従って、電磁コイルは短絡状態になる。同様に、図２０（Ｄ）に示す制動状態では、上アーム側の駆動信号ＤＲＶＡ１Ｕ，ＤＲＶＡ２ＵがＬレベルになり、下アーム側の駆動信号ＤＲＶＡ１Ｌ，ＤＲＶＡ２ＬがＨレベルになる。この場合にも、電磁コイルは短絡状態になる。このように、制動制御信号ＰＫが１ベルになると、電磁コイルを短絡状態にするような駆動信号が生成されるので、ロータが回転すると逆起電力の働きによって回転が阻止される方向の力が発生する。

なお、図１６〜図２０に示す回路は、単相駆動用の制御回路として構成されているが、２相以上の任意数の相の駆動用の制御回路も同様に構成することが可能である。また、正逆方向指示値レジスタ５４０や、励磁区間設定部５９０ａなどの一部の回路要素は省略することが可能である。また、本発明は、モータ以外の被制御装置の制御に用いるＰＷＭ制御回路にも適用可能である。この場合に、センサ出力ＳＳＡの代わりに、他の経時的に変化する信号に対してＰＷＭ制御を行うＰＷＭ制御回路にも適用可能である。

上述した各種の実施例から理解できるように、ＰＷＭ制御回路としては、時系列的に変化する変化信号値Ｘａと、１つ以上の指令値とを乗算することによって乗算値Ｍａを求め、この乗算値ＭａにＰＷＭ制御を行うことによってＰＷＭ信号を生成する回路として構成することが可能である。このようなＰＷＭ制御回路では、指令値を調整することによって、変化信号に比例した波形を模擬するとともに、指令値のレベルに応じた有効振幅を有するＰＷＭ信号を生成することが可能である。従って、被制御装置の制御要求に応じた適切なＰＷＭ信号を容易に生成することが可能である。

D．変形例：
なお、この発明は上記の実施例や実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。

D１．変形例１：
上記実施例では、センサ出力波形の補正としてゲイン補正とオフセット補正の両方を実行するものとしたが、これらの補正を行わなくても良い。この場合には、図７（Ａ）に示したキャリブレーション用の駆動制御回路２００は不要である。

D２．変形例２：
上記実施例ではアナログ磁気センサを利用していたが、アナログ磁気センサの代わりに、多値のアナログ的出力を有するデジタル磁気センサを使用してもよい。アナログ磁気センサも多値出力を有するデジタル磁気センサも、アナログ的変化を示す出力信号を有する点で共通している。なお、本明細書において、「アナログ的変化を示す出力信号」とは、オン／オフの２値出力ではなく、３値以上の多数レベルを有するデジタル出力信号と、アナログ出力信号との両方を包含する広い意味で使用されている。

D３．変形例３：
上記実施例では、６極２相のブラシレスＤＣモータを説明したが、本発明はこれ以外の種々の電動モータに適用可能である。例えば、極数と相数としては、それぞれ任意の整数を採用することができる。

D４．変形例４：
本発明によるＰＷＭ制御回路は、集積回路（ＩＣ）として実装されていることが好ましい。また、ＰＷＭ制御回路とドライバ回路の両方を含む回路を、１つの駆動用ＩＣとして実装することも可能である。

D５．変形例５：
本発明のモータは、ファンモータ、時計（針駆動）、ドラム式洗濯機（単一回転）、ジェットコースタ、振動モータなどの種々の装置のモータに適用可能である。本発明をファンモータに適用した場合には、種々の効果（低消費電力、低振動、低騒音、低回転ムラ、低発熱、高寿命）が特に顕著である。このようなファンモータは、例えば、デジタル表示装置や、車載機器、燃料電池式携帯電話などの各種装置のファンモータとして使用することができる。本発明のモータは、さらに、各種の家電機器や電子機器のモータとしても利用可能である。例えば、光記憶装置や、磁気記憶装置、ポリゴンミラー駆動装置等において、本発明によるモータをスピンドルモータとして使用することが可能である。

実施例における電動モータのモータ本体の構成を示す断面図である。 実施例におけるコイル列と磁石列の位置関係を示す説明図である。 磁気センサの出力波形を示す説明図である。 コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。 コイルの結線方法を示す説明図である。 実施例における電動モータの動作原理を示す説明図である。 実施例のモータの駆動制御回路の構成を示すブロック図である。 ドライバ回路の内部構成を示す図である。 磁気センサの内部構成を示すブロック図である。 ＰＷＭ制御部の内部構成と動作を示す説明図である。 センサ出力波形と駆動信号波形の対応関係を示す説明図である。 ＰＷＭ部の内部構成を示すブロック図である。 モータ正転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。 モータ逆転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。 励磁区間設定部の内部構成と動作を示す説明図である。 ＰＷＭ制御部の他の構成を示す説明図である。 符号化部の他の構成を示すブロック図である。 符号化部の動作を示すタイミングチャート図である。 励磁区間設定部の他の構成を示すブロック図である。 動作イネーブル信号Ｄenbと制動制御信号ＰＫに応じたドライバ回路の動作状態を示す説明図である。

符号の説明

１０…ステータ部
１２Ａ…支持部材
１４Ａ…Ａ相コイル列
１６Ａ…Ａ相センサ（アナログ磁気センサ）
２２Ｂ…支持部材
２４Ｂ…Ｂ相コイル列
２６Ｂ…Ｂ相センサ（アナログ磁気センサ）
３０…ロータ部
３２Ｍ…支持部材
３４Ｍ…磁石列
９０…接続部
１００…モータ本体
１１２…回転軸
２００…駆動制御回路（キャリブレーション時）
２１０…電源回路
２２０…ＣＰＵ
２３０…Ｉ／Ｏインタフェース
２３２…ＡＤ変換部
２４０…ＰＷＭ制御部
２５０…ドライバ回路
２５２…Ａ相ドライバ回路
２５４…Ｂ相ドライバ回路
２６０…通信部
２７１，２７２…電圧設定部
３００…駆動制御回路（実用時）
４１０…磁気センサ素子
４２０…オフセット補正回路
４３０…ゲイン補正回路
４４０…オフセット記憶部
４５０…ゲイン記憶部
４６０…増幅器
４７０…ＩＤコード記録部
４８０…通信部
５１０…基本クロック生成回路
５２０…分周器
５３０…ＰＷＭ部
５３１，５３２…カウンタ
５３３，５３４…ＥＸＯＲ回路
５３５，５３６…駆動波形形成部
５４０…レジスタ
５５０〜５５２…乗算器
５６０，５６２…符号化部
５７０，５７２…ＡＤ変換部
５８０，５８１…電圧指令値レジスタ
５９０…励磁区間設定部
５９２…電子可変抵抗器
５９４，５９６…電圧比較器
５９８…ＯＲ回路
５９９…アンド回路

Claims (9)

1. 被制御装置の制御に使用されるＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ制御回路であって、
   経時的な変化を示す変化信号の信号値と、所定の範囲で任意に設定可能な指令値と、を乗算することによって乗算値を算出する乗算部と、
   前記乗算値に対してＰＷＭ制御を行うことによって、前記乗算値に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と、
   前記被制御装置の出力要求に応じて前記ＰＷＭ信号の一部をマスクするためのマスク回路と、
   を備え、
   前記マスク回路は、前記被制御装置の始動時には前記マスク量を所定の最小値とし、前記被制御装置の始動後に前記マスク量を前記最小値よりも大きな値に設定する、ＰＷＭ制御回路。
2. 請求項１記載のＰＷＭ制御回路であって、さらに、
   前記被制御装置の出力要求に応じて、前記指令値と、前記マスク回路におけるマスク量との両方の値を調整する調整部を備える、ＰＷＭ制御回路。
3. 請求項１又は２に記載のＰＷＭ制御回路であって、
   前記指令値の前記所定の範囲は、０％から１００％の範囲である、ＰＷＭ制御回路。
4. 被制御装置の制御に使用されるＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ制御回路であって、
   経時的な変化を示す変化信号の信号値と、所定の範囲で任意に設定可能な指令値と、を乗算することによって乗算値を算出する乗算部と、
   前記乗算値に対してＰＷＭ制御を行うことによって、前記乗算値に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と、
   を備え、
   前記乗算部は、
   前記変化信号の信号値と、２つ以上の前記指令値を乗算することによって前記乗算値を生成するための複数段の乗算器を有する、ＰＷＭ制御回路。
5. 被制御装置の制御に使用されるＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ制御回路であって、
   経時的な変化を示す変化信号の信号値と、所定の範囲で任意に設定可能な指令値と、を乗算することによって乗算値を算出する乗算部と、
   前記乗算値に対してＰＷＭ制御を行うことによって、前記乗算値に応じたパルス幅を有するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成回路と、
   を備え、
   前記変化信号は、前記被制御装置に設けられたセンサから出力される正弦波状信号であり、
   前記ＰＷＭ制御回路は、さらに、
   前記被制御装置に設けられたセンサから出力される正弦波状信号をデジタル化して、前記変化信号の信号値と、前記正弦波状信号の上半部分と下半部分のいずれであるかを示す符号信号とを生成するデジタル符号化部を備え、
   前記デジタル符号化部は、
   （ｉ）前記正弦波状信号のアナログ的変化を表す値として前記変化信号の信号値を生成する第１の動作モードと、
   （ｉｉ）前記正弦波状信号のアナログ的変化に依存しない一定値として前記変化信号の信号値を生成する第２の動作モードと、
   のいずれかで選択的に動作可能である、ＰＷＭ制御回路。
6. 請求項１〜５のいずれか一項に記載のＰＷＭ制御回路であって、
   前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記乗算値と所定の定数との比に等しいデューティを有する信号を前記ＰＷＭ信号として生成する、ＰＷＭ制御回路。
7. 請求項１〜６のいずれか一項に記載のＰＷＭ制御回路であって、
   前記ＰＷＭ信号生成回路は、前記被制御装置の状態を、前記被制御装置の動作が阻止される制動状態にするためのレベルに前記ＰＷＭ信号を設定する制動モードを有する、ＰＷＭ制御回路。
8. 請求項２記載のＰＷＭ制御回路であって
   前記調整部は、前記ＰＷＭ信号により印加される印加電圧と、前記指令値及び前記マスク回路におけるマスク量との関係が格納されたテーブルを含む、ＰＷＭ制御回路。
9. 請求項１〜８のいずれか一項に記載のＰＷＭ制御回路を備えるモータ。

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