JP4355202B2

JP4355202B2 - 受信機

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Publication number: JP4355202B2
Application number: JP2003405024A
Authority: JP
Inventors: 雄治山本; 俊明久冨木
Original assignee: Pioneer Corp
Current assignee: Pioneer Corp
Priority date: 2003-12-03
Filing date: 2003-12-03
Publication date: 2009-10-28
Anticipated expiration: 2023-12-03
Also published as: EP1538750A3; EP1538750A2; JP2005167719A; US20050123079A1; DE602004027457D1; EP1538750B1

Description

本発明は、例えばＦＭ変調信号、位相変調信号等を受信する受信機に関し、特にマルチパス歪を除去するマルチパス除去フィルタを備えた受信機に関する。

従来、マルチパス除去フィルタによってマルチパス歪を除去することにより、受信性能を向上させる受信機が提案されている。

この受信機の構成を図４を参照して概説すると、受信アンテナＡＮＴで受信した高周波の受信信号を周波数変換部（フロントエンド部）３に入力し、混合検波器（ミキサー）２が局部発振器１から出力される局発信号によって受信信号を混合検波して中間周波信号を生成する。その中間周波信号をＩＦ増幅器４が信号処理可能なレベルに増幅し、増幅後の中間周波信号ＳIFをＡ／Ｄ変換器５がアナログデジタル変換することによって、デジタルのデータ列から成る中間周波信号ＤIFをマルチパス除去フィルタ６へ供給する。

マルチパス除去フィルタ６は、中間周波信号ＤIFに対して所定のデジタルフィルタリングを施すことによってマルチパス歪を除去した信号（以下「希望信号」という）Ｙを出力し、デジタル回路で構成されたＦＭ検波器７が希望信号ＹをＦＭ検波する。

また、ユーザーが受信可能な放送局等を自動的に選局しようと欲して操作部８を操作すると、制御部９が局部発振器１に対してシーク（seek）制御を開始して局発信号の周波数を連続的且つ高速に変化させ、受信感度が良好となったときの局発信号の周波数をメモリ等に逐次格納することによって自動選局を行っている。

ところが従来の受信機では、自動選局の際、連続的且つ高速に変化する局発信号の周波数に対して受信感度が変動し、上述の混合検波の結果として生成される中間周波信号ＤIFが急激に変動する場合がある。このため、急激に変動する中間周波信号ＤIFがマルチパス除去フィルタ６に入力し、マルチパス除去フィルタ６が不安定となる虞がある。

また、例えば車両等の移動体に付随して受信位置が変化することとなる受信機にあっては、時々刻々と受信感度が変化する山間部等を移動体が移動すると、中間周波信号ＤIFが急激に変動する場合があり、上述の自動選局の際と同様に、マルチパス除去フィルタ６が不安定となる虞がある。

本発明はこうした従来の課題に鑑みてなされたものであり、例えば受信感度の変化等に影響されることなく、マルチパス除去フィルタを安定化させて良好な受信性能を発揮する受信機を提供することを目的とする。

請求項１記載の受信機の発明は、受信アンテナで受信された高周波の受信信号を局発信号に基づいて混合検波することにより中間周波信号を出力するフロントエンド部と、前記中間周波信号をアナログデジタル変換して、デジタルの中間周波信号を出力するＡ／Ｄ変換器と、前記デジタルの中間周波信号の振幅を一定振幅にすべく調整して出力する振幅調整部と、前記振幅調整部から出力される信号のマルチパス歪を除去して出力するマルチパス除去フィルタと、前記局発信号の周波数を連続的に変化させて自動選局を行う制御部とを備え、前記制御部は、自動選局に際し前記マルチパス除去フィルタのタップ係数を固定することを特徴とする。

以下、本発明の好適な実施の形態として、ＦＭ放送等を受信する受信機について説明する。図１は、本実施形態の受信機の構成を表したブロック図である。

図１において、本受信機は、操作部１００からのユーザー操作に応じて本受信機全体を集中制御するマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）等を備えた制御部２００が設けられている。

更に、受信アンテナＡＮＴで受信され高周波増幅器１０で増幅された高周波の受信信号を混合検波することによって、中間周波信号を生成するフロントエンド部１１が備えられている。

フロントエンド部１１には、局部発振器１２と混合検波器１３とが設けられ、局部発振器１２が、後述の制御部２００によって指示される周波数の局発信号ｆcを発生し、混合検波器１３が、高周波増幅器１０からの高周波の受信信号を局発信号ｆcによって混合検波することにより、中間周波信号を出力する。

また、局部発振器１２には、後述の電界強度検出部１６から出力される電界強信号Ｅｓを制御部２００を介して入力し、局発信号ｆcの周波数が所定のロックレンジ（lock range）内に入るように電界強信号Ｅｓの値に基づいてＰＬＬ制御することによって、制御部２００から指示される周波数の局発信号ｆcを出力するＰＬＬ（Phase locked loop）回路が設けられている。

更に、本受信機には、混合検波器１３から出力される中間周波信号を信号処理可能なレベルに増幅するＩＦ増幅器１４と、増幅後の中間周波信号ＳIFをアナログデジタル変換することによって、デジタルのデータ列から成る中間周波信号ＤIFを生成して出力するＡ／Ｄ変換器１５とが設けられている。

Ａ／Ｄ変換器１５は、高速処理が可能なΔΣ変調変換方式のＡ／Ｄ変換器で形成されている。なお、Ａ／Ｄ変換器１５におけるサンプリング周波数は、適宜に決めることが可能であるが、本実施形態では、搬送波の４倍の周波数に決めるられている。

Ａ／Ｄ変換器１５の出力端には、電界強度検出部１６と前置調整部１７が接続され、前置調整部１７は、振幅調整部１８と振幅監視部１９とマルチパス除去フィルタ２０を備えて形成されている。

電界強度検出部１６は、Ａ／Ｄ変換器１５から出力される中間周波信号ＤIFをＡＭ検波、又は、ＡＭ検波し実効値を演算することによって、受信アンテナＡＮＴに到来する電波の電界強度を表す電界強検出信号Ｅｓを生成し、制御部２００及び上述の局部発振器１２へ供給する。

振幅調整部１８は、いわゆる自動利得制御回路（ＡＧＣ回路）で形成されており、中間周波信号ＤIFの値（振幅）を逐一検出すると共に、中間周波信号ＤIFの振幅に応じて自己の利得を自動的に変化させることによって、中間周波信号ＤIFの振幅を予め決められた振幅に調整し、その調整後の中間周波信号をマルチパス除去フィルタ２０への入力信号Ｘin(t)として出力する。

更に振幅調整部１８は、中間周波信号ＤIFの振幅を検出して調整する際の個々の周期（以下「調整周期」という）τを、振幅監視部１９からの制御信号Ｇvの指示に従って変化させる。

すなわち、振幅調整部１８は、通常時には上述のサンプリング周波数の逆数に相当する周期Ｔを調整周期τとして、中間周波信号ＤIFの振幅を逐一検出し、中間周波信号ＤIFの振幅を予め決められた振幅に自動調整する。一方、振幅監視部１９からの制御信号Ｇvによって調整周期τを変更すべき指示がなされると、変更後の調整周期τに同期して、中間周波信号ＤIFの振幅を逐一検出し、中間周波信号ＤIFの振幅を予め決められた振幅に調整する。

つまり、振幅調整部１８は、調整周期τを変化させることによって、中間周波信号ＤIFに対して振幅調整を行う際の追従速度を変化させる。

振幅監視部１９は、振幅調整部１８から出力される入力信号Ｘin(t)のエンベロープを包絡線検波し、そのエンベロープの単位時間当たりの変化率が予め決められた値を超えると、制御信号Ｇvによって振幅調整部１８の調整周期τを変化させる。

つまり、入力信号Ｘin(t)のエンベロープをＸev(t)で表すこととすると、振幅監視部１９はそのエンベロープＸev(t)の単位時間当たりの変化率ｄＸev(t)／ｄｔを調べる。そして、図３（ａ）の特性図に示すように、変化率ｄＸev(t)／ｄｔが予め決められている閾値±ＴＨ１の範囲内、すなわち、−ＴＨ１≦ｄＸev(t)／ｄｔ≦ＴＨ１のときには、振幅調整部１８に指示して調整周期τを通常の周期Ｔに設定させる。一方、変化率ｄＸev(t)／ｄｔが予め決められている閾値±ＴＨ１の範囲外、すなわち、−ＴＨ１＞ｄＸev(t)／ｄｔ又はＴＨ１＜ｄＸev(t)／ｄｔとなると、振幅監視部１９は、変化率ｄＸev(t)／ｄｔの値に応じて、振幅調整部１８の調整周期τを通常の周期Ｔより小さい周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３……へと段階的に変化させる。

このように、振幅監視部１９は、変化率ｄＸev(t)／ｄｔを予め決められている閾値±ＴＨ１，±ＴＨ２，±ＴＨ３……と比較することによって、中間周波信号ＤIFの振幅変化に対する振幅調整部１８の追従性を判定し、振幅調整部１８が追従できない場合には、上述の各閾値±ＴＨ１，±ＴＨ２，±ＴＨ３……に対応して決められている周期Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３……に相当する調整周期τに同期して、振幅調整部１８に自己の利得を自動調整させる。

また、振幅監視部１９は、図３（ａ）に示した変化率ｄＸev(t)／ｄｔと調整周期τとの関係をルックアップテーブルとして予め記憶し、変化率ｄＸev(t)／ｄｔに基づいてルックアップテーブルを参照することによって調整周期τを決定し、制御信号Ｇvによって振幅調整部１８を制御する。

なお、図３（ａ）は、変化率ｄＸev(t)／ｄｔに対して調整周期τを段階的に変化させる場合を示しているが、図３（ｂ）に示すように、変化率ｄＸev(t)／ｄｔが予め決められている閾値±ＴＨ１の範囲内のときには、調整周期τを通常の周期Ｔにし、変化率ｄＸev(t)／ｄｔが予め決められている閾値±ＴＨ１の範囲外となると、調整周期τを変化率ｄＸev(t)／ｄｔに比例させて変化させるようにしてもよい。

また、図３（ｃ）に示すように、変化率ｄＸev(t)／ｄｔがほぼ０のときには調整周期τを通常の周期Ｔにし、変化率ｄＸev(t)／ｄｔが０から外れると、変化率ｄＸev(t)／ｄｔの値に応じて、予め決められた特性曲線Ｃに対応した調整周期τで変化させるようにしてもよい。

このように、振幅監視部１９が振幅調整部１８を制御すると、例えば受信アンテナＡＮＴにおける電界強度が急激に変動した場合や、ユーザーの要求に応じて自動選局を行っている際等において、中間周波信号ＤIFの振幅が急激に変化しても、振幅調整部１８は、調整周期τが小さくなることによって中間周波信号ＤIFの変動に対する追従速度が速くなり、中間周波信号ＤIFの変動を抑制して予め決められている一定振幅の入力信号Ｘin(t)をマルチパス除去フィルタ２０へ供給する。

次に、マルチパス除去フィルタ２０の構成を、図２のブロック図を参照して説明する。

図２において、マルチパス除去フィルタ２０は、デジタルフィルタ２１と、エンベロープ検出部２２と、誤差検出部２３と、誤差成分制限部２４と、タップ係数更新部２５を備えて構成されている。

デジタルフィルタ２１は、上述の受信アンテナＡＮＴに電波が到来してくるまでの伝搬路の逆特性をテイラー展開することによって近似されたＦＩＲデジタルフィルタ又はＩＩＲフィルタによって構成されると共に、タップ係数が変更可能となっており、入力信号Ｘin(t)からマルチパス歪を除去した希望信号（別言すれば、予測信号）Ｙ(t)を生成して、後段側に位置するＦＭ検波器（図示略）へ出力する。

すなわち、上述のサンプリング周波数の逆数と等しい遅延時間Ｔに設定されたｍ段の遅延素子Ｄ_０〜Ｄ_ｍ−１によって入力信号Ｘin(t)を遅延しつつ、ｍ個（タップ数ｍ）の可変乗算器ＭＰ_０〜ＭＰ_ｍ−１によって、最新の入力信号Ｘ_０(t)と各遅延素子Ｄ_０〜Ｄ_ｍ−１より出力される入力信号Ｘ_１(t-1)〜Ｘ_ｍ−１(t-1)とにタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)を乗算し、更に可変乗算器ＭＰ_０〜ＭＰ_ｍ−１のｍ個の出力を加算器ＡＤＤによって加算することにより、マルチパス歪を除去した希望信号Ｙ(t)を生成して出力する。

エンベロープ検出部２２は、入力信号Ｘin(t)の絶対値の２乗の値│Ｘin(t)│２を演算する演算器２２ａと、演算器２２ａの出力を遅延時間Ｔで遅延させて出力する遅延素子Ｄaと、演算器２２ａの出力値│Ｘin(t)│２と遅延素子Ｄａの出力値│Ｘin(t-1)│２とを加算することによって、入力信号Ｘin(t)のエンベロープを示す包絡線信号Ｘe(t)を出力する加算器２２ｂと、包短線信号Ｘe(t)を平滑化することによって、直流の基準信号Ｖth(t)を出力するデジタルローパスフィルタ２２ｃとを備えて構成されている。

すなわち、エンベロープ検出部２２は、ＦＭ変調信号や位相変調信号の振幅が本来一定であることに鑑みて、直流の基準信号Ｖth(t)を生成して出力する。

誤差検出部２３は、デジタルフィルタ２１から出力される希望信号Ｙ(t)の絶対値の２乗の値│Ｙ(t)│^２を演算する演算器２３ａと、演算器２３ａの出力を遅延時間Ｔで遅延させて出力する遅延素子Ｄｂと、演算器２３ａの出力値│Ｙ(t)│^２と遅延素子Ｄｂの出力値│Ｙ(t-1)│^２とを加算することによって希望信号Ｙ(t)のエンベロープを示す包短線信号Ｙe(t)を出力する加算器２３ｂと、包短線信号Ｙe(t)と上述の基準信号Ｖth(t)との差分である誤差成分ｅ(t)を減算処理にて求める減算器２３ｃを備えて構成されている。

誤差成分制限部２４は、絶対値検波回路２４ａと、デジタルローパスフィルタ２４ｂ、振幅制御回路２４ｃ、振幅制限回路２４ｄとを備えて構成されている。

絶対値検波回路２４ａは、誤差成分ｅ(t)の絶対値│ｅ(t)│を求め、デジタルローパスフィルタ２４ｂは、その絶対値│ｅ(t)│を平滑化することによって、平滑化した誤差成分Ｄce(t)を生成する。

振幅制御回路２４ｃは、誤差成分Ｄce(t)の振幅を逐一監視し、その誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値を超えた場合に、振幅制限回路２４ｄを制御して、誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制した信号、すなわち補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)を出力させる。誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値に達していない場合には、振幅制限回路２４ｄを制御して、誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制させることなくそのまま補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)として出力させる。

振幅制限回路２４ｄは、デジタルアッテネータ又は増幅器で形成されており、上述の振幅制御回路２４ｃからの制御に従って、減衰率又は増幅率を変化させることにより、誤差成分ｅ(t)の振幅を調整した補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)を出力する。

つまり、振幅制限回路２４ｄは、デジタルアッテネータで形成されている場合には、誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値に達していないときに、振幅制御回路２４ｃから制御されると、減衰率を０ｄＢにすることよって誤差成分ｅ(t)をそのまま補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)として出力し、誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値を超えて振幅制御回路２４ｃから制御されると、減衰率を増加することによって、誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制した補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)を出力する。

一方、振幅制限回路２４ｄが、増幅器で形成されている場合には、誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値に達していないときに振幅制御回路２４ｃから制御されると、増幅率を予め決められている基準の増幅率に維持することよって誤差成分ｅ(t)をそのまま補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)として出力し、誤差成分Ｄce(t)の振幅が予め決められた値を超えて振幅制御回路２４ｃから制御されると、増幅率を基準の増幅率より小さくすることによって、誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制した補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)を出力する。

また、本実施形態では、振幅制御回路２４ｃは、予め決められた値を超えた誤差成分Ｄce(t)の対数値を求め、その対数値に比例した値に従って振幅制限回路５ｄの減衰率又は増幅率を調整させることにより、上述の抑制した補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)を出力させている。

タップ係数更新部２５は、振幅制限回路２４ｄから出力される補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)を遅延時間Ｔに同期して入力し、補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)若しくは減算器２３ｃから出力される誤差成分ｅ(t)をほぼ０に収束させるように、次式（１）で表されるタップ係数更新アルゴリズムに基づいて、可変乗算器ＭＰ_０〜ＭＰ_ｍ−１の各タップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)をアダプティブに可変制御する。

なお、次式（１）は、電波が受信アンテナＡＮＴに到来するまでの伝搬路の逆特性をテイラー展開することによって得られる、マルチパス歪を生じさせる反射波成分の項を表している。

かかる構成を有するマルチパス除去フィルタ２０は、入力信号Ｘin(t)が入力されると、上述の遅延時間Ｔに同期して処理を繰り返す。

そして、デジタルフィルタ２１が、ｍ段の遅延素子Ｄ_０〜Ｄ_ｍ−１によって入力信号Ｘin(t)を遅延時間Ｔで遅延させつつ、可変乗算器ＭＰ_０〜ＭＰ_ｍ−１のタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)を乗算し、更に加算器ＡＤＤによって可変乗算器ＭＰ_０〜ＭＰ_ｍ−１から出力されるｍ個の出力を加算することによって希望信号Ｙ(t)を生成して上述のＦＭ検波器側へ出力する。

更に、上述のエンベロープ検出部２２において評価基準としての基準信号Ｖth(t)を生成すると共に、誤差検出部２３が希望信号Ｙ(t)の包短線信号Ｙe(t)と基準信号Ｖth(t)との誤差成分ｅ(t)を演算し、更に誤差成分制限部２４が誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制した補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)を生成した後、タップ係数更新部２５が補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)若しくは誤差成分ｅ(t)をほぼ０に収束させるように、上記式（１）で表されるタップ係数更新アルゴリズムに基づいてデジタルフィルタ２１の各タップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)をアダプティブに可変制御する。

本マルチパス除去フィルタ２０によれば、誤差成分ｅ(t)の振幅が予め決められた値を超えるような場合に、上記式（１）で表されるように、その振幅を抑制した補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)に基づいてタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)を可変制御するので、タップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)の変化を抑制することとなり、補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)若しくは誤差成分ｅ(t)を迅速にほぼ０に収束させる。このため、デジタルフィルタ２１を安定化させることができ、ひいてはマルチパスに対して強い（ロバストな）マルチパス除去フィルタが実現されている。

より詳細に述べれば、タップ係数更新部２５が上記式（１）で表されるアルゴリズムに従ってタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)を可変制御すると、予め決められている係数値αに依存して上述の収束に要する時間が決まる。

ここで、減算器２３ｃから出力される誤差成分ｅ(t)は絶対値検出回路２４ａを介してデジタルローパスフィルタ２４ｂに入力されることから、デジタルローパスフィルタ２４ｂの時定数特性に従って、次第に誤差成分Ｄce(t)が確定していく。つまり、確定した誤差成分Ｄce(t)が振幅制御回路２４ｃに供給されるまでの期間中（別言すれば、誤差成分Ｄce(t)が未だ確定していない期間中）では、誤差成分ｅ(t)の振幅が未だ小さいので、補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)は誤差成分ｅ(t)とほぼ等しくなり、この補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)に基づいてタップ係数更新部２６が上記式（１）で表されるアルゴリズムに従ってタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)を可変制御すると、予め決められている係数値αに依存した速度で補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)若しくは誤差成分ｅ(t)をほぼ０に収束させることができ、デジタルフィルタ２１を安定化させることができる。

一方、デジタルフィルタ２１がマルチパスの影響によって不安定となる可能性が生じた場合には、デジタルローパスフィルタ１４ｂの時定数で決まる時間の経過後に、予め決められた振幅を超える誤差成分Ｄce(t)が確定して、その確定した誤差成分Ｄce(t)が振幅制御回路２４ｃに供給されることになる。したがって、振幅制御回路２４ｃは振幅制限回路２４ｄを制御することによって、誤差成分ｅ(t)の振幅を抑制させ、その振幅抑制後の信号を補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)として出力させる。そして、この抑制された補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)に基づいてタップ係数更新部２５が上記式（１）で表されるアルゴリズムに従ってタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)を可変制御すると、補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)と係数αとの乗算値が小さくなって、実質的に係数αの値が小さくなることになるため、補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)若しくは誤差信号ｅ(t)をほぼ０に収束させるために要する時間を短くすることができ、デジタルフィルタ２１を安定化させることができる。

このように、マルチパス除去フィルタ１２は、マルチパスに対して安定に収束動作が可能な構成となっている。

更に、上述のタップ係数更新部２５は、制御部２００から供給される制御信号ＳＷによって、タップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)の可変制御を停止すべき指令がなされると、可変乗算器ＭＰ_０〜ＭＰ_ｍ−１のタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)を、今まで制御してきた直近のタップ係数に固定する。そして、制御信号ＳＷによって、停止解除の指令を受けると、可変乗算器ＭＰ_０〜ＭＰ_ｍ−１の可変制御を再開し、上記式（１）で表されるタップ係数更新アルゴリズムに基づいて、タップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)を可変制御する。

制御部２００は、上述したように本受信機全体の動作を集中制御すると共に、操作部１００を介してユーザーから所望の放送局等が指定されると、操作部１００から供給される指定信号ＳＥＬに基づいて、予めメモリに記憶されている選局データテーブル（図示略）を検索することにより、指定された放送局等の周波数を検出する。そして、検出した周波数のデータＣＨｓを局部発振器１２に供給することによって、その放送局等に相当する局発信号ｆcを出力させ、混合検波器１３において上述の混合検波を行わせることにより、中間周波信号を生成させる。

また、制御部２００は、ユーザーから自動選局開始の指定がなされて、操作部１００からその指定信号ＳＥＬが供給されると、制御信号ＳＷをタップ係数更新部２５に供給して、タップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)の可変制御を停止させ、更に、局部発振器１２をシーク（seek）制御することによって、自動選局を行わせる。

すなわち、制御部２００は、受信周波数（別言すれば、選局周波数）を変化させるシーク制御を開始すると、タップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)をシーク制御の開始直前の値に固定した状態にして、周波数が連続的に変化する局発信号ｆcを局部発振器１２から出力させる。そして、電界強度検出部１６から出力される電界強度検出信号Ｅｓの振幅が所定のレベルに達すると、受信感度良好と判断し、その時の局発信号ｆcの周波数をメモリ等に格納することによって自動選局を行う。

そして、所定の周波数帯域内でのシーク制御を完了すると、制御部２００がシーク制御を終了すると共に、制御信号ＳＷをタップ係数更新部２５に供給して、タップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)の可変制御を再開させる。

このように、シーク制御の期間中に、タップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)の値を固定することによって、マルチパス除去フィルタ２０のフィルタ特性を一定の保つことにより、仮に入力信号Ｘin(t)の振幅が変動した場合でも、マルチパス除去フィルタ２０を安定させて、ＦＭ検波器側へ誤信号が供給されることを防止する。

次に、本受信機の動作を概説する。
自動選局を行っていない受信時では、局部発信器１２がユーザーから指定された放送局等の局発信号ｆcを出力し、混合検波器１３が上述の混合検波を行うことによって、Ａ／Ｄ変換器１５からデジタルデータ列の中間周波信号ＤIFが出力される。

この中間周波信号ＤIFを電界強度検出部１６が処理することによって電界強度信号Ｅｓを生成し、局部発信器１２中のＰＬＬ回路によって同調特性の良好な局発信号ｆcを出力させる。

更に、中間周波信号ＤIFを振幅調整部１８が調整周期τに同期して一定振幅となるように調整し、調整後の中間周波信号をマルチパス除去フィルタ２０への入力信号Ｘin(t)として出力する。更に、振幅監視部１９が入力信号Ｘin(t)の振幅を監視し、その振幅の変化率が図３を参照して説明した上述の所定値を超えると、振幅調整部１８を制御して調整周期τを変化させ、中間周波信号ＤIFに対する振幅調整部１８の追従速度を速くさせる。

したがって、受信環境の影響で中間周波信号ＤIFが急激に変動した場合でも、振幅調整部１８はその変動に追従して、一定振幅の入力信号Ｘin(t)をマルチパス除去フィルタ２０へ供給し、マルチパス除去フィルタ２０を安定化させるべく機能する。

マルチパス除去フィルタ２０は、上述の入力信号Ｘin(t)を入力し、マルチパス歪を除去した希望信号Ｙ(t)を生成してＦＭ検波器側へ出力する。

更に、図２に示した誤差成分制限部２４が補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)を生成し、タップ係数更新部２５が補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)に基づいてタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)を可変制御することによってデジタルフィルタ２１を安定化させるため、仮に上述の振幅調整部１８から変動を有する入力信号Ｘin(t)が出力された場合であっても、マルチパス除去フィルタ２０は迅速に安定化し、適切に希望信号Ｙ(t)を生成してＦＭ検波器側へ出力する。

次に、自動選局時では、ユーザーから自動選局開始の指示がなされると、制御部２００がタップ係数更新部２５を制御してタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)の可変制御を停止させると共に、局部発信器１２を制御して局発信号ｆcの周波数を連続的且つ高速に変化させる。

そして、混合検波器１３が上述の周波数の変化する局発信号ｆcに基づいて混合検波を行うことによって、Ａ／Ｄ変換器１５からデジタルデータ列の中間周波信号ＤIFが出力される。

したがって、局発信号ｆcがシークしていく際、中間周波信号ＤIFが急激に変動した場合でも、振幅調整部１８はその変動に追従して、一定振幅の入力信号Ｘin(t)をマルチパス除去フィルタ２０へ供給し、マルチパス除去フィルタ２０を安定化させるべく機能する。

更に、自動選局時では、タップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)が固定されるため、マルチパス除去フィルタ２０は安定した状態を維持することとなり、仮に上述の振幅調整部１８から変動を有する入力信号Ｘin(t)が出力された場合であっても、マルチパス除去フィルタ２０は適切に希望信号Ｙ(t)を生成してＦＭ検波器側へ出力する。

以上説明したように、本実施形態の受信機によれば、受信環境の影響や自動選局時の影響で、Ａ／Ｄ変換器１５から出力される中間周波信号ＤIFが変動した場合でも、振幅監視部１９の制御の下で振幅調整部１８の調整周期τが変化して、中間周波信号ＤIFの変動に追従するので、一定振幅の入力信号Ｘin(t)をマルチパス除去フィルタ２０に供給することができる。このため、マルチパス除去フィルタ２０を安定化させることが可能である。

更に、マルチパス除去フィルタ２０は、誤差成分制限部２４が設けられているため、仮に入力信号Ｘin(t)が変動した場合でも、安定方向に収束することが可能である。

また、自動選局の際には、タップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)を固定してマルチパス除去フィルタ２０の安定化を図るので、シーク中に、仮に変動を有する入力信号Ｘin(t)がマルチパス除去フィルタ２０に入力される場合が生じても、マルチパス除去フィルタ２０は適切に希望信号Ｙ(t)を生成してＦＭ検波器側へ出力することが可能である。

なお、好適な実施形態として、図２に示したマルチパス除去フィルタ２０を備えた受信機について説明したが、他の構成のマルチパス除去フィルタを適用してもよい。

例えば、図２に示したマルチパス除去フィルタ２０は、優れた安定性を確保するために、絶対値検波回路２４ａとデジタルローパスフィルタ２４ｂと振幅制御回路２４ｃと振幅制限回路２４ｄとを備えた誤差成分抑制部２４が設けられているが、この誤差成分抑制部２４を省略した構成とすることにより、減算器２３ｃから出力される誤差成分ｅ(t)を、補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)の代わりに、タップ係数更新部２５に供給してもよい。

かかる構成によると、上記式（１）中に示されている補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)が誤差成分ｅ(t)に置き換わり、誤差成分ｅ(t)が直接上記式（１）中に適用されることとなるが、自動選局の際には、タップ係数更新部２５がタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)を固定するので、デジタルフィルタ２１の安定化を図ることができる。

更に、かかる構成によると、自動選局を行っていない受信時において、上記式（１）中に示されている補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)が誤差成分ｅ(t)に置き換わることになるが、この自動選局を行っていない受信時では、振幅監視部１９の制御の下で振幅調整部１８の調整周期τが変化して、中間周波信号ＤIFの変動に追従するという極めて強力な制御がなされているので、一定振幅の入力信号Ｘin(t)をマルチパス除去フィルタ２０に供給することができ、入力信号Ｘin(t)が変動する事態は極めて希であることから、実用上の問題を生じない。

また、本実施形態の説明では、自動選局の際、制御部２００が信号ＳＷに基づいて、タップ係数更新部２５にタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)の可変制御を停止させると、タップ係数更新部２５は、今まで可変制御を行ってきた直近のタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)に固定するが、当該直近のタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)に固定するのではなく、デジタルフィルタ２１を安定化させるために予め実験的に求めておいたタップ係数Ｋ_０(t-1)〜Ｋ_ｍ−１(t-1)に固定するようにしてもよい。

また、上記式（１）中の右辺第１項に示されているタップ係数Ｋ_ｊ(t-1)に変数γを乗算するように、タップ係数更新アルゴリズムを変更し、上述の補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)又は誤差成分ｅ(t)の変化に応じて、タップ係数更新部２５が変数γを可変制御するようにしてもよい。

かかる構成によると、マルチパスの影響によってデジタルフィルタ２１の動作が不安定になる可能性が生じた場合でも、変数γの値に応じて、補正誤差成分ｅ_ｃｐ(t)又は誤差成分ｅ(t)をほぼ０に収束させるための速度を短くすることができるため、マルチパスに対して強い（ロバストな）、安定したマルチパス除去フィルタを実現することができる。

実施形態の受信機の構成を表したブロック図である。図１に示されているマルチパス除去フィルタの構成を表したブロック図である。図１に示されている振幅調整部と振幅監視部の機能を説明するための図である。従来の受信機の概略構成を表したブロック図である。

符号の説明

１１…フロントエンド部
１５…Ａ／Ｄ変換器
１８…振幅調整部
１９…振幅監視部
２０…マルチパス除去フィルタ
２００…制御部

Claims

受信アンテナで受信された高周波の受信信号を局発信号に基づいて混合検波することにより中間周波信号を出力するフロントエンド部と、
前記中間周波信号をアナログデジタル変換して、デジタルの中間周波信号を出力するＡ／Ｄ変換器と、
前記デジタルの中間周波信号の振幅を一定振幅にすべく調整して出力する振幅調整部と、
前記振幅調整部から出力される信号のマルチパス歪を除去して出力するマルチパス除去フィルタと、
前記局発信号の周波数を連続的に変化させて自動選局を行う制御部とを備え、
前記制御部は、自動選局に際し前記マルチパス除去フィルタのタップ係数を固定することを特徴とする受信機。