JP4337041B2

JP4337041B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

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Publication number: JP4337041B2
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Inventors: 正彦伊藤
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Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

従来、ＤＣ−ＤＣコンバータとして、例えば、特開２００３−１７４７６８号公報に開示されているものがある。図５に示すように、このＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、インダクタ１１１と、ダイオード１１２と、キャパシタ１１９と、ＭＯＳＦＥＴ１１３ａと、抵抗１２０と、スイッチング制御回路１１５と、ＭＰＵ２２とから構成されている。インダクタ１１１の一端はプラス側入力端子１０ａを介して電池電源２のプラス側に、他端はダイオード１１２のアノードに接続され、電池電源２のマイナス側はマイナス側入力端子１０ｂに接続されている。ダイオード１１２のカソードはキャパシタ１１９の一端とプラス側出力端子１ｃに接続され、キャパシタ１１９の他端はマイナス側出力端子１ｄに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ１１３ａのドレインはインダクタ１１１とダイオード１１２の接続点に、ゲートはスイッチング制御回路１１５に、ソースは抵抗１２０を介してマイナス側入力端子１０ｂ及びマイナス側出力端子１ｄにそれぞれ接続されている。スイッチング制御回路１１５の２つの入力端子はＭＰＵ２２に、出力端子はＭＯＳＦＥＴ１１３ａのソースにそれぞれ接続されている。ＭＰＵ２２の入力端子は電池電源２のプラス側に、別の入力端子はダイオード１１２とキャパシタ１１９の接続点に、さらに別の入力端子はＭＯＳＦＥＴ１１３ａのソースと抵抗１２０の接続点に、２つの出力端子はスイッチング制御回路１１５にそれぞれ接続されている。

ＭＰＵ２２は、内部のＲＯＭ２２６に記憶されている基本昇圧波形と三角波波形との比較結果に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ１１３ａをスイッチングするための基本スイッチング波形を発生する。この基本スイッチング波形のデューティ比は、電池電源２の電圧、キャパシタ１１９の電圧及びＭＯＳＦＥＴ１１３ａを介してインダクタ１１１に流れる電流と、予め記憶されている基準変化カーブとの比較結果に基づいて変化する。スイッチング制御回路１１５はＭＰＵ２２からのスイッチング波形に基づいてＭＯＳＦＥＴ１１３ａをスイッチングする。ＭＯＳＦＥＴ１１３ａがオンすると、電池電源２からインダクタ１１１に電流が流れ、インダクタ１１１に磁気エネルギーが蓄積される。ＭＯＳＦＥＴ１１３ａがオフすると、インダクタ１１１に蓄積された磁気エネルギーがダイオード１１２を介して放出され、キャパシタ１１９が充電される。このとき、インダクタ１１１の端子間に電圧が誘起されため、キャパシタ１１９の電圧は電池電源２の電圧より高電圧となる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は電池電源２の電圧を安定した所定の高電圧に昇圧して出力する。
特開２００３−１７４７６８号公報

前述したＤＣ−ＤＣコンバータ１０はＭＯＳＦＥＴ１１３ａのスイッチングに伴ってスイッチングノイズを発生する。スイッチングノイズの周波数はＭＯＳＦＥＴ１１３ａのスイッチング周波数である。このスイッチング周波数はＭＰＵ２２のＲＯＭ２２６に記憶された三角波波形の周波数によって一義的に決まる。そのため、スイッチングノイズのエネルギーはスイッチング周波数に集中する。これにより、スイッチング周波数におけるスイッチングノイズのエネルギーが大きくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０の周辺に配設される電子制御装置等の動作に影響を与える可能性がある。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、スイッチングノイズを低減することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

そこで、本発明者は、この課題を解決すべく鋭意研究し試行錯誤を重ねた結果、スイッチング周波数を出力電圧の大きさに関係なく変化させることで、スイッチングノイズのエネルギーが特定の周波数に集中せず拡散できることを思いつき、本発明を完成するに至った。

すなわち、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源に接続されるコイルと、前記コイルに接続されスイッチングすることで前記コイルに流れる前記直流電源からのコイル電流を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して流れる前記コイル電流の大きさと所定の電流閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第１のオン時間を決定するとともに前記第１のオン時間の長さに応じた第１のオン信号を発生する第１のオン信号発生回路と、負荷に供給される出力電圧の大きさと所定の電圧閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第２のオン時間を決定するとともに前記第２のオン時間の長さに応じた第２のオン信号を発生する第２のオン信号発生回路と、前記スイッチング素子の所定のオフ時間の長さに応じたオフ信号を発生するオフ信号発生回路と、前記第１のオン信号、前記第２のオン信号及び前記オフ信号から前記スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング素子駆動信号を合成するスイッチング素子駆動信号合成回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のオン時間を時間の経過とともに変化させることで、前記出力電圧の大きさに関わらず前記スイッチング素子駆動信号のスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させるスイッチング周波数可変回路を有することを特徴とする。

請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、さらに、前記スイッチング周波数可変回路は、前記所定の電流閾値を時間の経過とともに変化させることを特徴とする。

請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、さらに、前記スイッチング周波数可変回路は、交流電圧を発生する交流電圧発生回路からなることを特徴とする。

請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、さらに、前記スイッチング周波数可変回路は、前記スイッチング素子のスイッチング回数を計数するカウンタ回路と、前記カウンタ回路の計数結果に基づいて複数の異なる大きさの電圧を順次切換えて出力する基準電源回路とからなることを特徴とする。

請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源に接続されるコイルと、前記コイルに接続されスイッチングすることで前記コイルに流れる前記直流電源からのコイル電流を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して流れる前記コイル電流の大きさと所定の電流閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第１のオン時間を決定するとともに前記第１のオン時間の長さに応じた第１のオン信号を発生する第１のオン信号発生回路と、負荷に供給される出力電圧の大きさと所定の電圧閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第２のオン時間を決定するとともに前記第２のオン時間の長さに応じた第２のオン信号を発生する第２のオン信号発生回路と、前記スイッチング素子の所定のオフ時間の長さに応じたオフ信号を発生するオフ信号発生回路と、前記第１のオン信号、前記第２のオン信号及び前記オフ信号から前記スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング素子駆動信号を合成するスイッチング素子駆動信号合成回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記所定のオフ時間を変化させることで、前記出力電圧の大きさに関わらず前記スイッチング素子駆動信号のスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させるスイッチング周波数可変回路を有し、前記オフ信号発生回路は、所定の充電電流で充電されるコンデンサの電圧の大きさと所定のオフ時間閾値との比較結果に基づいて前記所定のオフ時間の長さに応じたオフ信号を発生し、前記スイッチング周波数可変回路は、三角波状の交流電圧を発生する交流電圧発生回路と、前記交流電圧発生回路の発生する交流電圧をその電圧の大きさに応じた電流に変換する電圧電流変換回路とを有し、前記所定の充電電流を時間の経過とともに変化させることを特徴とする。

請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、
直流電源に接続されるコイルと、前記コイルに接続されスイッチングすることで前記コイルに流れる前記直流電源からのコイル電流を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して流れる前記コイル電流の大きさと所定の電流閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第１のオン時間を決定するとともに前記第１のオン時間の長さに応じた第１のオン信号を発生する第１のオン信号発生回路と、負荷に供給される出力電圧の大きさと所定の電圧閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第２のオン時間を決定するとともに前記第２のオン時間の長さに応じた第２のオン信号を発生する第２のオン信号発生回路と、前記スイッチング素子の所定のオフ時間の長さに応じたオフ信号を発生するオフ信号発生回路と、前記第１のオン信号、前記第２のオン信号及び前記オフ信号から前記スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング素子駆動信号を合成するスイッチング素子駆動信号合成回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記所定のオフ時間を変化させることで、前記出力電圧の大きさに関わらず前記スイッチング素子駆動信号のスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させるスイッチング周波数可変回路を有し、前記オフ信号発生回路は、複数の異なる前記所定のオフ時間の長さに応じた複数の前記オフ信号を発生し、前記スイッチング周波数可変回路は、前記スイッチング素子のスイッチング回数を計数するカウンタ回路と、前記カウンタ回路の計数結果に基づいて前記複数のオフ信号を順次切換えて出力するオフ信号切換え回路とからなることを特徴とする。

請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１乃至６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、さらに、前記スイッチング素子、前記第１のオン信号発生回路、前記第２のオン信号発生回路、前記オフ信号発生回路、前記スイッチング素子駆動信号合成回路及び前記スイッチング周波数可変回路は、ＩＣとして一体に構成されていることを特徴とする。

請求項８に記載のＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１乃至７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、さらに、車両乗員を保護する車両用乗員保護装置に用いられることを特徴とする。

請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチング周波数可変回路で、出力電圧の大きさに関わらず、スイッチング素子駆動信号のスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させることができる。これにより、スイッチングノイズのエネルギーが特定の周波数に集中せず拡散されるため、それぞれのスイッチング周波数におけるスイッチングノイズのエネルギーの大きさを低減することができる。また、スイッチング周波数可変回路でスイッチング素子のオン時間を変化させるとことにより、スイッチング周波数を確実に変化させることができる。スイッチング周期はスイッチング素子のオン時間とオフ時間の合計である。スイッチング素子のオン時間を変化させることによりスイッチング周期が変わりスイッチング周波数が変化する。これにより、スイッチング周波数を確実に変化させることができる。

請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチング周波数可変回路で第１のオン信号発生回路における所定の電流閾値を変化させることにより、スイッチング素子のオン時間を確実に変化させることができる。

請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチング周波数可変回路を構成する交流電圧発生回路で第１のオン信号発生回路における所定の電流閾値を連続的かつ確実に変化させることができる。

請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチング周波数可変回路を構成するカウンタ回路と基準電源回路とで第１のオン信号発生回路における所定の電流閾値を離散的かつ確実に変化させることできる。

請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチング周波数可変回路で、出力電圧の大きさに関わらず、スイッチング素子駆動信号のスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させることができる。これにより、スイッチングノイズのエネルギーが特定の周波数に集中せず拡散されるため、それぞれのスイッチング周波数におけるスイッチングノイズのエネルギーの大きさを低減することができる。また、スイッチング周波数可変回路でスイッチング素子のオフ時間を変化させるとことにより、スイッチング周波数を確実に変化させることができる。スイッチング周期はスイッチング素子のオン時間とオフ時間の合計である。スイッチング素子のオフ時間を変化させることによりスイッチング周期が変わりスイッチング周波数が変化する。これにより、スイッチング周波数を確実に変化させることができる。さらに、スイッチング周波数可変回路でオフ信号発生回路における所定の充電電流を変化させることにより、スイッチング素子のオフ時間を確実に変化させることができる。加えて、スイッチング周波数可変回路を構成する交流電圧発生回路と電圧電流変換回路とでオフ信号発生回路における所定の充電電流を連続的かつ確実に変化させることができる。

請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチング周波数可変回路で、出力電圧の大きさに関わらず、スイッチング素子駆動信号のスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させることができる。これにより、スイッチングノイズのエネルギーが特定の周波数に集中せず拡散されるため、それぞれのスイッチング周波数におけるスイッチングノイズのエネルギーの大きさを低減することができる。また、スイッチング周波数可変回路でスイッチング素子のオフ時間を変化させるとことにより、スイッチング周波数を確実に変化させることができる。スイッチング周期はスイッチング素子のオン時間とオフ時間の合計である。スイッチング素子のオフ時間を変化させることによりスイッチング周期が変わりスイッチング周波数が変化する。これにより、スイッチング周波数を確実に変化させることができる。さらに、スイッチング周波数可変回路を構成するカウンタ回路とオフ信号切換え回路とでオフ信号発生回路における複数の異なる時間のオフ信号を切換えることにより、スイッチング素子のオフ信号を確実に変化させることができる。

請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成する回路を小型化することができる。

請求項８に記載のＤＣ−ＤＣコンバータによれば、スイッチングノイズが低減されることで、車両用乗員保護装置の信頼性を向上することができる。

本実施形態は、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータをエアバッグ装置に適用した例を示す。

（第１実施形態）
第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を図１に示す。そして、図１を参照し、構造、動作、効果の順で具体的に説明する。

まず、図１を参照して具体的構造について説明する。図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、インダクタ２（コイル）と、ダイオード３と、コンデンサ４と、電界効果トランジスタ５（スイッチング素子）と、抵抗６と、第１のオン信号発生回路７と、第２のオン信号発生回路８と、オフ信号発生回路９と、トランジスタ駆動信号合成回路１０（スイッチング素子駆動信号合成回路）と、スイッチング周波数可変回路１１とから構成されている。

インダクタ２は磁気エネルギーを蓄積、放出するとともに電圧を誘起する素子である。インダクタ２の一端はバッテリ１２の正極端に接続され、バッテリ１２の負極端は車体に接地されている。インダクタ２の他端はダイオード３を介してコンデンサ４の一端とエアバッグ装置の点火回路１３の一端とに接続され、コンデンサ４の他端と点火回路１３の他端は車体に接地されている。

電界効果トランジスタ５は、インダクタ２に流れる電流を制御するためのスイッチング素子である。電界効果トランジスタ５のドレインはインダクタ２とダイオード３の接続点に、ゲートはトランジスタ駆動信号合成回路１０に、ソースは電流検出端子を介して抵抗６の一端にそれぞれ接続され、抵抗６の他端は車体に接地されている。

第１のオン信号発生回路７は、電界効果トランジスタ５を介してインダクタ２に流れるコイル電流の大きさと所定の電流閾値との比較結果に基づいて電界効果トランジスタ５の第１のオン時間を決定するとともに、その長さに応じた第１のオン信号を発生する回路である。第１のオン信号発生回路７はコンパレータ７０ａで構成されている。コンパレータ７０ａの反転入力端子は電界効果トランジスタ５のソースと電流検出端子を介して抵抗６とに、非反転入力端子はスイッチング周波数可変回路１１に、出力端子はトランジスタ駆動信号合成回路１０の入力端子にそれぞれ接続されている。

第２のオン信号発生回路８は、出力電圧の大きさと所定の電圧閾値との比較結果に基づいて電界効果トランジスタ５の第２オン時間を決定するとともに、その長さに応じた第２のオン信号を発生する回路である。第２のオン信号発生回路８は、抵抗８０ａ、８０ｂ、８０ｃ、８０ｄと、コンパレータ８０ｅとから構成されている。抵抗８０ａと抵抗８０ｂとは直列接続されている。この直列接続された抵抗８０ａ、８０ｂの一端は回路電源端子を介して入力される電圧から定電圧を作る定電圧回路１４の出力端子に接続され、他端は接地端子を介して車体に接地されている。抵抗８０ａ、８０ｂは所定の電圧閾値を決める抵抗であり、必要とされる出力電圧が得られる最適な値に設定されている。抵抗８０ｃと抵抗８０ｄとは直列接続されている。この直列接続された抵抗８０ｃ、８０ｄの一端は電圧検出端子を介してダイオード３とコンデンサ４の接続点に接続され、他端は接地端子を介して車体に接地されている。コンパレータ８０ｅの反転入力端子は抵抗８０ｃと抵抗８０ｄの接続点に、非反転入力端子は抵抗８０ａと抵抗８０ｂの接続点に、出力端子はトランジスタ駆動信号合成回路１０の別の入力端子にそれぞれ接続されている。

オフ信号発生回路９は、抵抗９０ａ、９０ｂと、定電流源９０ｃと、コンデンサ９０ｄと、電界効果トランジスタ９０ｅと、ＮＯＴ回路９０ｆと、コンパレータ９０ｇとから構成されている。オフ信号発生回路９は、定電流源９０ｃからの定電流で充電されるコンデンサ９０ｄの電圧の大きさと、抵抗９０ａと抵抗９０ｂとの分圧で決まるオフ時間閾値との比較結果に基づいて、電界効果トランジスタ５がオフしてから所定の時間オフ状態を確保するためのオフ信号を発生する回路である。抵抗９０ａと抵抗９０ｂとは直列接続されている。この直列接続された抵抗９０ａ、９０ｂの一端は回路電源端子を介して入力される電圧から定電圧を作る定電圧回路１４の出力端子に接続され、他端は接地端子を介して車体に接地されている。抵抗９０ａ、９０ｂはオフ時間閾値を決める抵抗であり、インダクタ２に蓄積されたエネルギーを放出するのに充分な時間となるよう最適な値に設定されている。定電流源９０ｃの一端は回路電源端子を介して入力される電圧から定電圧を作る定電圧回路１４の出力端子に、他端はコンデンサ９０ｄの一端と電界効果トランジスタ９０ｅのドレインとに接続され、コンデンサ９０ｄの他端と電界効果トランジスタ９０ｅのソースは接地端子を介して車体に接地されている。電界効果トランジスタ９０ｅのゲートはＮＯＴ回路９０ｆの出力端子に接続され、ＮＯＴ回路９０ｆの入力端子はトランジスタ駆動信号合成回路１０の出力端子に接続されている。コンパレータ９０ｇの反転入力端子は抵抗９０ａと抵抗９０ｂの接続点に、非反転入力端子は定電流源９０ｃとコンデンサ９０ｄと電界効果トランジスタ９０ｅの接続点に、出力端子はトランジスタ駆動信号合成回路１０のさらに別の入力端子にそれぞれ接続されている。

トランジスタ駆動信号合成回路１０は、第１のオン信号、第２のオン信号及びオフ信号から電界効果トランジスタ５をスイッチングするための駆動信号を合成する回路であり、３入力のＡＮＤ回路１０ａで構成されている。ＡＮＤ回路１０ａの３つの入力端子はコンパレータ７０ａ、８０ｅ、９０ｇの出力端子に、出力端子は電界効果トランジスタ５のゲートとＮＯＴ回路９０ｆの入力端子とにそれぞれ接続されている。

スイッチング周波数可変回路１１は、第１のオン信号発生回路７の所定の電流閾値を時間の経過とともに変化させる回路であり、時間の経過とともに一定周期で三角波状に変化する電圧を発生する三角波電圧発生回路１１ａ（交流電圧発生回路）で構成されている。スイッチング周波数可変回路１１の出力電圧はスイッチング周波数を可変範囲を決めるものであり、三角波電圧の振幅はＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧の変動等に問題が発生しない最適な値に設定されている。

そして、電界効果トランジスタ５、第１のオン信号発生回路７、第２のオン信号発生回路８、オフ信号発生回路９、トランジスタ駆動信号合成回路１０及びスイッチング周波数可変回路１１は、ＩＣ１５として一体に構成されている。

次に、具体的動作について説明する。イグニッションスイッチ（図略）がオンされると、バッテリ１２の電圧がインダクタ２の一端に印加される。ここで、電界効果トランジスタ５がオンすると、インダクタ２から電界効果トランジスタ５を経て抵抗６に至る経路で電流が流れ、インダクタ２に磁気エネルギーが蓄積される。その後、電界効果トランジスタ５がオフすると、インダクタ２に蓄積された磁気エネルギーがダイオード３を介して放出され、コンデンサ４が充電される。このとき、インダクタ２の両端に電圧が誘起されためコンデンサ４の電圧はバッテリ１２の電圧より高電圧となる。

電界効果トランジスタ５がオンすることでインダクタ２に流れるコイル電流は、抵抗６によって電圧に変換される。コイル電流に相当する抵抗６の電圧は、コンパレータ７０ａで電流閾値に相当する三角波電圧発生回路１１ａの発生する一定周期で三角波状に変化する電圧と比較される。抵抗６の電圧が三角波電圧発生回路１１ａの発生する電圧より小さい場合、コンパレータ７０ａはＨｉｇｈレベルを出力し、それ以外の場合Ｌｏｗレベルを出力する。これにより、コンパレータ７０ａはＨｉｇｈレベルの期間が時間の経過とともに変化する第１のオン信号を出力する。

コンデンサ４の電圧は抵抗８０ｃと抵抗８０ｄとで分圧される。抵抗８０ｃ、８０ｄで分圧されたコンデンサ４の電圧は、コンパレータ８０ｅで電圧閾値に相当する抵抗８０ａ、８０ｂで分圧された定電圧回路１４の出力電圧と比較される。抵抗８０ｃ、８０ｄで分圧されたコンデンサ４の電圧が抵抗８０ａ、８０ｂで分圧された定電圧回路１４の出力電圧より小さい場合、コンパレータ９０ｇはＨｉｇｈレベルを出力し、それ以外の場合Ｌｏｗレベルを出力する。これにより、コンパレータ８０ｅはＨｉｇｈレベルの期間が一定となる第２のオン信号を出力する。ところで、コンデンサ４の電圧の変化はコイル電流の変化に比べ非常に緩やかでありその周期も長い。そのため、第２のオン信号のＨｉｇｈレベルの期間は第１のオン信号のＨｉｇｈレベルの期間に比べ非常に長い。

電界効果トランジスタ５がオフすると、オフ信号発生回路９のＮＯＴ回路９０ｅにより
電界効果トランジスタ９０ｅがオンする。電界効果トランジスタ９０ｅがオンすると、コンデンサ９０ｄに蓄積された電荷が放電されコンデンサ９０ｄの電圧は０Ｖになる。同時に、コンデンサ９０ｄは定電流源９０ｃからの定電流による充電を開始する。コンデンサ９０ｄの電圧は定電流源９０ｃの電流値とコンデンサ９０ｄの容量とで決まる一定の傾きで徐々に増加し、コンパレータ８０ｅで電流閾値に相当する抵抗９０ａ、９０ｂで分圧された定電圧回路１４の出力電圧と比較される。コンデンサ９０ｄの電圧が抵抗９０ａ、９０ｂで分圧された定電圧回路１４の出力電圧より小さい場合、コンパレータ９０ｇはＬｏｗレベルを出力し、それ以外の場合Ｈｉｇｈレベルを出力する。これにより、コンパレータ９０ｇはトランジスタ５がオフしてからＬｏｗレベルの期間が一定となるオフ信号を出力する。

第１のオン信号、第２のオン信号及びオフ信号はトランジスタ駆動信号合成回路１０を構成するＡＮＤ回路１０ａに入力され論理積がとられる。これにより、ＡＮＤ回路１０ａはＨｉｇｈレベルの期間が時間の経過とともに変化しＬｏｗレベルの期間が一定となるトランジスタ駆動信号を周期的に断続して出力する。トランジスタ駆動信号は電界効果トランジスタ５のゲートに印加される。電界効果トランジスタ５はトランジスタ駆動信号がＨｉｇｈレベルのときオンし、Ｌｏｗレベルのときオフしてスイッチングを繰り返す。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１はバッテリ１２の電圧を安定した高電圧に昇圧して点火回路１３に供給する。ここで、車両衝突が発生した場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から点火回路１３点火電流が流れエアバッグが展開して車両乗員を保護する。

最後に具体的効果について説明する。第１の実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング周波数可変回路１１で、出力電圧の大きさに関わらず、電界効果トランジスタ５の駆動信号のスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させることができる。これにより、スイッチングノイズのエネルギーが特定の周波数に集中せず拡散されるため、それぞれのスイッチング周波数におけるスイッチングノイズのエネルギーの大きさを低減することができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング周波数可変回路１１で電界効果トランジスタ５のオン時間を変化させるとことにより、スイッチング周波数を確実に変化させることができる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング周波数可変回路１１で第１のオン信号発生回路７における所定の電流閾値を変化させることにより、電界効果トランジスタ５のオン時間を確実に変化させることができる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング周波数可変回路１１を構成する交流電圧発生回路１１ａで第１のオン信号発生回路７における所定の電流閾値を連続的かつ確実に変化させることができる。

ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を構成する電界効果トランジスタ５、第１のオン信号発生回路７、第２のオン信号発生回路８、オフ信号発生回路９、トランジスタ駆動信号合成回路１０及びスイッチング周波数可変回路１１をＩＣ１５として一体に構成することで回路を小型化することができる。

さらに、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、車両用乗員保護装置に用いられてスイッチングノイズを低減されることで、車両乗員保護装置の信頼性を向上することができる。

（第２実施形態）
次に第２実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を図２に示す。ここでは、第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータとの相違部分についてのみ説明し、共通する部分ついては、必要とされる箇所以外説明を省略する。なお、前記実施形態と同一の要素には同一の符号を付して説明する。

まず図２を参照して第１の実施形態と異なるスイッチング周波数可変回路１１の具体的構造について説明する。図２に示すように、スイッチング周波数可変回路１１はカウンタ回路１１０と、基準電源回路１１１とから構成されている。

カウンタ回路１１０は、電界効果トランジスタ５のスイッチング回数を計数する３ビットの２進カウンタである。

基準電源回路１１１は、カウンタ回路１１０の計数結果に基づいて複数の異なる大きさの電圧を順次切換えて出力する回路であり、抵抗１１１ａ〜１１１ｅと、電界効果トランジスタ１１１ｆ〜１１１ｈとで構成されている。抵抗１１１ａの一端は回路電源端子を介して入力される電圧から定電圧を作る定電圧回路１４の出力端子に、他端は抵抗１１１ｂ〜１１１ｅの一端にそれぞれ接続されている。抵抗１１１ｂの他端は接地端子を介して車体に接地されている。抵抗１１１ｃの他端は電界効果トランジスタ１１１ｆのドレインに接続され、電界効果トランジスタ１１１ｆのソースは接地端子を介して車体に接地されている。また、電界効果トランジスタ１１１ｆのゲートはカウンタ回路１１０の出力端子に接続されている。抵抗１１１ｄの他端は電界効果トランジスタ１１１ｇのドレインに接続され、電界効果トランジスタ１１１ｇのソースは接地端子を介して車体に接地されている。また、電界効果トランジスタ１１１ｇのゲートはカウンタ回路１１０の別の出力端子に接続されている。抵抗１１１ｅの他端は電界効果トランジスタ１１１ｈのドレインに接続され、電界効果トランジスタ１１１ｈのソースは接地端子を介して車体に接地されている。また、電界効果トランジスタ１１１ｈのゲートはカウンタ回路１１０のさらに別の出力端子に接続されている。基準電源回路１１１の出力電圧は、スイッチング周波数の可変範囲を決めるものであり、抵抗１１１ａ〜１１１ｅは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧の変動等に問題が発生しない最適な値に設定されている。

次に具体的動作について説明する。電界効果トランジスタ５がオフすると、カウンタ回路１１０はその都度カウントアップする。カウンタ回路１１０は電界効果トランジスタ５のスイッチング回数に応じた３ビットの信号を出力し、基準電源回路１１１を構成する電界効果トランジスタ１１１ｆ〜１１１ｈにそれぞれ印加する。電界効果トランジスタ１１１ｆ〜１１１ｈはカウンタ回路１１０の出力信号がＨｉｇｈレベルのときオンし、Ｌｏｗレベルのときオフする。例えば、電界効果トランジスタ１１１ｆがオンすると抵抗１１１ｃが抵抗１１１ｂに並列接続され抵抗１１１ａと並列接続された抵抗１１１ｂ、１１１ｃの接続点の電圧が変化する。このようにして、基準電源回路１１１は電界効果トランジスタ５のスイッチング回数に基づいて８種類の異なる大きさの電圧を順次第１のオン信号発生回路７を構成するコンパレータ７０ａに出力する。

最後に具体的効果について説明する。第２の実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング周波数可変回路１１を構成するカウンタ回路１１０と基準電源回路１１１とで、第１のオン信号発生回路７における所定の電流閾値を離散的かつ確実に変化させることできる。

（第３実施形態）
次に第３実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を図３に示す。ここでは、第１及び第２実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータとの相違部分についてのみ説明し、共通する部分ついては、必要とされる箇所以外説明を省略する。なお、前記実施形態と同一の要素には同一の符号を付して説明する。

まず図３を参照して第１及び第２実施形態異なる第１のオン信号発生回路７、オフ信号発生回路９及びスイッチング周波数可変回路１１の具体的構造について説明する。

図３に示すように、第１のオン信号発生７は、抵抗７０ｂ、７０ｃと、コンパレータ７
０ａとから構成されている。抵抗７０ｂと抵抗７０ｃとは直列接続されている。この直列接続された抵抗７０ｂ、７０ｃの一端は回路電源端子を介して入力される電圧から定電圧を作る定電圧回路１４の出力端子に接続され、他端は接地端子を介して車体に接地されている。抵抗８０ａ、８０ｂは所定の電流閾値を決める抵抗であり、必要とされるコイル電流が得られる最適な値に設定されている。コンパレータ７０ａの反転入力端子は電界効果トランジスタ５のソースと電流検出端子を介して抵抗６とに、非反転入力端子は抵抗７０ｂと抵抗７０ｃの接続点に、出力端子はトランジスタ駆動信号合成回路１０の入力端子にそれぞれ接続されている。

オフ信号発生回路９は、抵抗９０ａ、９０ｂと、コンデンサ９０ｄと、電界効果トランジスタ９０ｅと、ＮＯＴ回路９０ｆと、コンパレータ９０ｇとから構成されている。オフ信号発生回路９は、コンデンサ９０ｄの電圧の大きさと、抵抗９０ａと抵抗９０ｂとの分圧で決まるオフ時間閾値との比較結果に基づいて、電界効果トランジスタ５がオフしてから所定の時間オフ状態を確保するためのオフ信号を発生する回路である。抵抗９０ａと抵抗９０ｂとは直列接続されている。この直列接続された抵抗９０ａ、９０ｂの一端は回路電源端子を介して入力される電圧から定電圧を作る定電圧回路１４の出力端子に接続され、他端は接地端子を介して車体に接地されている。抵抗９０ａ、９０ｂはオフ時間閾値を決める抵抗であり、インダクタ２に蓄積されたエネルギーを放出するのに充分な時間となるよう最適な値に設定されている。コンデンサ９０ｄと電界効果トランジスタ９０ｅとは並列接続されている。コンデンサ９０ｄの一端と電界効果トランジスタ９０ｅのドレインとはスイッチング周波数可変回路１１に、コンデンサ９０ｄの他端と電界効果トランジスタ９０ｅのソースは接地端子を介して車体に接地されている。電界効果トランジスタ９０ｅのゲートはＮＯＴ回路９０ｆの出力端子に接続され、ＮＯＴ回路９０ｆの入力端子はトランジスタ駆動信号合成回路１０の出力端子に接続されている。コンパレータ９０ｇの反転入力端子は抵抗９０ａと抵抗９０ｂの接続点に、非反転入力端子はコンデンサ９０ｄと電界効果トランジスタ９０ｅとスイッチング周波数可変回路１１の接続点に、出力端子はトランジスタ駆動信号合成回路１０の別の入力端子にそれぞれ接続されている。

スイッチング周波数可変回路１１は、オフ信号発生回路９のコンデンサ９０ｄを充電するための時間の経過とともに変化する電流を供給する回路であり、三角波電圧発生回路１１ａ（交流電圧発生回路）と、電圧電流変換回路１１ｂとで構成されている。三角波電圧発生回路１１ａは時間の経過とともに一定周期で三角波状に変化する電圧を発生する回路である。電圧電流変換回路１１ｂは入力された電圧をその電圧の大きさに応じた電流に変化する回路である。三角波電圧発生回路１１ａの出力端子は電圧電流変換回路１１ｂの入力端子に接続され、電圧電流変換回路１１ｂの出力端子はコンデンサ９０ｄと電界効果トランジスタ９０ｅとコンパレータ９０ｇの反転入力端子の接続点に接続されている。スイッチング周波数可変回路１１の出力電流はスイッチング周波数の可変範囲を決めるものであり、三角波電流の振幅はＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧の変動等に問題が発生しない最適な値に設定されている。

次に具体的動作について説明する。電界効果トランジスタ５がオンすることでインダクタ２に流れるコイル電流は、抵抗６によって電圧に変換される。コイル電流に相当する抵抗６の電圧は、コンパレータ７０ａで電流閾値に相当する抵抗７０ｂ、７０ｃで分圧された定電圧回路１４の出力電圧と比較される。抵抗６の電圧が抵抗７０ｂ、７０ｃで分圧された定電圧回路１４の出力電圧より小さい場合、コンパレータ７０ａはＨｉｇｈレベルを出力し、それ以外の場合Ｌｏｗレベルを出力する。これにより、コンパレータ７０ａはＨｉｇｈレベルの期間が一定となる第１のオン信号を出力する。

電界効果トランジスタ５がオフすると、オフ信号発生回路９のＮＯＴ回路９０ｅにより
電界効果トランジスタ９０ｅがオンする。電界効果トランジスタ９０ｅがオンすると、コンデンサ９０ｄに蓄積された電荷が放電されコンデンサ９０ｄの電圧は０Ｖになる。同時に、コンデンサ９０ｄはスイッチング周波数可変回路１１からの一定周期で三角波状に変化する電流による充電を開始する。コンデンサ９０ｄの電圧はスイッチング周波数可変回路１１の電流値とコンデンサ９０ｄの容量とで決まる時間の経過とともに変化する傾きに従って徐々に増加し、コンパレータ８０ｅで電流閾値に相当する抵抗９０ａ、９０ｂで分圧された定電圧回路１４の出力電圧と比較される。コンデンサ９０ｄの電圧が抵抗９０ａ、９０ｂで分圧された定電圧回路１４の出力電圧より小さい場合、コンパレータ９０ｇはＬｏｗレベルを出力し、それ以外の場合Ｈｉｇｈレベルを出力する。これにより、コンパレータ９０ｇはトランジスタ５がオフしてからＬｏｗレベルの期間が時間の経過とともに変化するオフ信号を出力する。

第１のオン信号、第２のオン信号及びオフ信号はトランジスタ駆動信号合成回路１０を構成するＡＮＤ回路１０ａに入力され論理積がとられる。これにより、ＡＮＤ回路１０ａはＨｉｇｈレベルの期間が一定となりＬｏｗレベルの期間が時間の経過とともに変化するトランジスタ駆動信号を周期的に断続して出力する。

最後に具体的効果について説明する。第３の実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング周波数可変回路１１で電界効果トランジスタ５のオフ時間を変化させるとことにより、スイッチング周波数を確実に変化させることができる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング周波数可変回路１１でオフ信号発生回路９における所定の充電電流を変化させることにより電界効果トランジスタ５のオフ時間を確実に変化させることができる。ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング周波数可変回路１１を構成する交流電圧発生回路１１ａと電圧電流変換回路１１ｂとでオフ信号発生回路９における所定の充電電流を連続的かつ確実に変化させることができる。

（第４実施形態）
次に第４実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を図４に示す。ここでは、第１、第２及び第３実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータとの相違部分についてのみ説明し、共通する部分ついては、必要とされる箇所以外説明を省略する。なお、前記実施形態と同一の要素には同一の符号を付して説明する。

まず図４を参照して第３の実施形態と異なるオフ信号発生回路９とスイッチング周波数可変回路１１の具体的構造について説明する。

図４に示すように、オフ信号発生回路９は、Ｌｏｗレベルのパルス幅の異なる４種類のオフ信号を発生する回路であり、ＮＯＴ回路９０ｈと、タイマ回路９０ｉとから構成されている。ＮＯＴ回路９０ｈの入力端はトランジスタ駆動信号合成回路１０を構成するＡＮＤ回路１０ａの出力端に、出力端はタイマ回路９０ｉの入力端にそれぞれ接続され、タイマ回路９０ｉの４つの出力端はスイッチング周波数可変回路１１にそれぞれ接続されている。オフ信号発生回路９の出力する４種類のオフ信号はスイッチング周波数の可変範囲を決めるものであり、そのパルス幅はＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧の変動等に影響がでない最適な値に設定されている。

スイッチング周波数可変回路１１は、電界効果トランジスタ５のスイッチング回数に基づいてオフ信号発生回路９の発生する４種類のオフ信号を順次切換える回路であり、カウンタ回路１１２と、オフ信号切換え回路１１３とから構成されている。カウンタ回路１１２は電界効果トランジスタ５のスイッチング回数をカウントする２ビットの２進カウンタである。カウンタ回路１１２の入力端子はオフ信号発生回路９のＮＯＴ回路９０ｈの出力端子に、２つの出力端子はオフ信号切換え回路１１３にそれぞれ接続されている。オフ信号切換え回路１１３は、カウンタ回路１１２の計数結果に基づいてオフ信号発生回路９の発生する４種類のオフ信号を順次切換えて出力する回路であり、デコーダ回路１１３ａと、マルチプレクサ回路１１３ｂとから構成されている。デコーダ回路１１３ａはカウンタ回路１１２の２進出力を１０進出力に変換する回路である。デコーダ回路１１３ａの２つの入力端子はカウンタ回路１１２に、４つの出力端子はマルチプレクサ回路１１３ｂにそれぞれ接続されている。マルチプレクサ回路１１３ｂはデコーダ回路１１３ａの出力に基づいてオフ信号発生回路９の発生する４種類のオフ信号中から１つを選択する回路である。マルチプレクサ回路１１３ｂの４つの入力端子はデコーダ回路１１３ａの出力端子に、出力端子はトランジスタ駆動信号合成回路１０を構成するＡＮＤ回路１０ａの入力端子にそれぞれ接続されている。

次に具体的動作について説明する。電界効果トランジスタ５がオフすると、オフ信号発生回路９のタイマ回路９０ｉはＬｏｗレベルの期間が異なる４種類のオフ信号を出力し、カウンタ回路１１２はその都度カウントアップする。カウンタ回路１１２は電界効果トランジスタ５のスイッチング回数に応じた２ビットの信号をオフ信号切換え回路１１３を構成するデコーダ回路１１３ａに出力する。デコーダ回路１１３ａはカウンタ回路１１２の出力信号をデコードしてマルチプレクサ回路１１３ｂに出力する。マルチプレクサ回路１１３ｂはデコーダ回路１１３ａに基づいてタイマ回路９０ｉの異なる４種類のオフ信号の中から１つを選択してトランジスタ駆動信号合成回路１０を構成するＡＮＤ回路１０ａに出力する。

最後に具体的効果について説明する。第４の実施形態によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、スイッチング周波数可変回路１１を構成するカウンタ回路１１２とオフ信号切換え回路１１３とでオフ信号発生回路９におけるオフ時間の異なる４種類のオフ信号を切換えることにより、電界効果トランジスタ５のオフ信号を確実に変化させることができる。

第１実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。第２実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。第３実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。第４実施形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。従来のＤＣ−ＤＣコンバータの回路図を示す。

符号の説明

１・・・ＤＣ−ＤＣコンバータ、２・・・インダクタ（コイル）、３・・・ダイオード、４・・・コンデンサ、５・・・電界効果トランジスタ（スイッチング素子）、６・・・抵抗、７・・・第１のオン信号発生回路、７０ａ・・・コンパレータ、７０ｂ、７０ｃ・・・抵抗、８・・・第２のオン信号発生回路、８０ａ〜８０ｄ・・・抵抗、８０ｅ・・・コンパレータ、９・・・オフ信号発生回路、９０ａ、９０ｂ・・・抵抗、９０ｃ・・・定電流源、９０ｄ・・・コンデンサ、９０ｅ・・・電界効果トランジスタ、９０ｆ・・・ＮＯＴ回路、９０ｇ・・・コンパレータ、９０ｈ・・・ＮＯＴ回路、９０ｉ・・・タイマ回路、１０・・・トランジスタ駆動信号合成回路、１０ａ・・・ＡＮＤ回路、１１・・・スイッチング周波数可変回路、１１ａ・・・三角波電圧発生回路（交流電圧発生回路）、１１ｂ・・・電圧電流変換回路、１１０・・・カウンタ回路、１１０ａ〜１１０ｃ・・・Ｔフリップフロップ回路、１１１・・・基準電源回路、１１１ａ〜１１０ｅ・・・抵抗、１１１ｆ〜１１１ｈ・・・電界効果トランジスタ、１１２・・・カウンタ回路、１１３・・・オフ信号切換え回路、１１３ａ・・・デコーダ回路、１１３ｂ・・・マルチプレクサ回路、１２・・・バッテリ、１３・・・点火回路、１４・・・定電圧回路、１５・・・ＩＣ

Claims

直流電源に接続されるコイルと、前記コイルに接続されスイッチングすることで前記コイルに流れる前記直流電源からのコイル電流を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して流れる前記コイル電流の大きさと所定の電流閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第１のオン時間を決定するとともに前記第１のオン時間の長さに応じた第１のオン信号を発生する第１のオン信号発生回路と、負荷に供給される出力電圧の大きさと所定の電圧閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第２のオン時間を決定するとともに前記第２のオン時間の長さに応じた第２のオン信号を発生する第２のオン信号発生回路と、前記スイッチング素子の所定のオフ時間の長さに応じたオフ信号を発生するオフ信号発生回路と、前記第１のオン信号、前記第２のオン信号及び前記オフ信号から前記スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング素子駆動信号を合成するスイッチング素子駆動信号合成回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のオン時間を時間の経過とともに変化させることで、前記出力電圧の大きさに関わらず前記スイッチング素子駆動信号のスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させるスイッチング周波数可変回路を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記スイッチング周波数可変回路は、前記所定の電流閾値を時間の経過とともに変化させることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記スイッチング周波数可変回路は、交流電圧を発生する交流電圧発生回路からなることを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記スイッチング周波数可変回路は、前記スイッチング素子のスイッチング回数を計数するカウンタ回路と、前記カウンタ回路の計数結果に基づいて複数の異なる大きさの電圧を順次切換えて出力する基準電源回路とからなることを特徴とする請求項２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
直流電源に接続されるコイルと、前記コイルに接続されスイッチングすることで前記コイルに流れる前記直流電源からのコイル電流を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して流れる前記コイル電流の大きさと所定の電流閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第１のオン時間を決定するとともに前記第１のオン時間の長さに応じた第１のオン信号を発生する第１のオン信号発生回路と、負荷に供給される出力電圧の大きさと所定の電圧閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第２のオン時間を決定するとともに前記第２のオン時間の長さに応じた第２のオン信号を発生する第２のオン信号発生回路と、前記スイッチング素子の所定のオフ時間の長さに応じたオフ信号を発生するオフ信号発生回路と、前記第１のオン信号、前記第２のオン信号及び前記オフ信号から前記スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング素子駆動信号を合成するスイッチング素子駆動信号合成回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記所定のオフ時間を変化させることで、前記出力電圧の大きさに関わらず前記スイッチング素子駆動信号のスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させるスイッチング周波数可変回路を有し、
前記オフ信号発生回路は、所定の充電電流で充電されるコンデンサの電圧の大きさと所定のオフ時間閾値との比較結果に基づいて前記所定のオフ時間の長さに応じたオフ信号を発生し、
前記スイッチング周波数可変回路は、三角波状の交流電圧を発生する交流電圧発生回路と、前記交流電圧発生回路の発生する交流電圧をその電圧の大きさに応じた電流に変換する電圧電流変換回路とを有し、前記所定の充電電流を時間の経過とともに変化させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
直流電源に接続されるコイルと、前記コイルに接続されスイッチングすることで前記コイルに流れる前記直流電源からのコイル電流を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子を介して流れる前記コイル電流の大きさと所定の電流閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第１のオン時間を決定するとともに前記第１のオン時間の長さに応じた第１のオン信号を発生する第１のオン信号発生回路と、負荷に供給される出力電圧の大きさと所定の電圧閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子の第２のオン時間を決定するとともに前記第２のオン時間の長さに応じた第２のオン信号を発生する第２のオン信号発生回路と、前記スイッチング素子の所定のオフ時間の長さに応じたオフ信号を発生するオフ信号発生回路と、前記第１のオン信号、前記第２のオン信号及び前記オフ信号から前記スイッチング素子をスイッチングするためのスイッチング素子駆動信号を合成するスイッチング素子駆動信号合成回路とを備えたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記所定のオフ時間を変化させることで、前記出力電圧の大きさに関わらず前記スイッチング素子駆動信号のスイッチング周波数を時間の経過とともに変化させるスイッチング周波数可変回路を有し、
前記オフ信号発生回路は、複数の異なる前記所定のオフ時間の長さに応じた複数の前記オフ信号を発生し、
前記スイッチング周波数可変回路は、前記スイッチング素子のスイッチング回数を計数するカウンタ回路と、前記カウンタ回路の計数結果に基づいて前記複数のオフ信号を順次切換えて出力するオフ信号切換え回路とからなることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記スイッチング素子、前記第１のオン信号発生回路、前記第２のオン信号発生回路、前記オフ信号発生回路、前記スイッチング素子駆動信号合成回路及び前記スイッチング周波数可変回路は、ＩＣとして一体に構成されていることを特徴とする請求項１乃至６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、車両乗員を保護する車両用乗員保護装置に用いられることを特徴とする請求項１乃至７記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。