JP2006311729A - 直流−直流電圧変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】 小型、高効率の直流−直流電圧変換器を提供する。
【解決手段】 直流−直流電圧変換器２０は、直列に接続されるＭＯＳＦＥＴ２，３と、ＭＯＳＦＥＴ２，３の導通制御を行なう制御部５とを備える。制御部５は、ＭＯＳＦＥＴ２の導通デューティー比を次第に増加させるソフトスタート制御を行なうと共に、同時にＭＯＳＦＥＴ３を非導通状態とする。そしてＭＯＳＦＥＴ２の非導通期間中にノードＮ１の電位Ｖ（Ｎ１）を監視して、ノードＮ１の電位Ｖ（Ｎ１）が所定電位Ｖｔｈを超えなかった場合、ＭＯＳＦＥＴ３の非導通状態を解除し、ＭＯＳＦＥＴ２と同期して制御を行なう同期整流制御へ移行する。上記制御部５はより効率を良くするため、ＭＯＳＦＥＴ２の非導通期間中に、ノードＮ１の電位Ｖ（Ｎ１）が所定電位Ｖｔｈを超えていない場合、ＭＯＳＦＥＴ３を導通状態にし、接続ノードの電位Ｖ（Ｎ１）が所定電位Ｖｔｈを超えた場合、ＭＯＳＦＥＴ３を非導通状態にする制御を行なっても良い。
【選択図】 図１

Description

この発明は、直流−直流電圧変換器に関し、特に直流−直流電圧変換器の始動時の制御に関する。

特開２００４−２１５３５６号公報（特許文献１）は、ＤＣ／ＤＣコンバータのソフトスタート制御について開示している。

一般にＤＣ／ＤＣコンバータは、始動時において電荷が未蓄積の平滑用キャパシタなどへの過大な突入電流から回路を保護するために、ソフトスタート制御が行なわれる。ソフトスタート制御とは、動作開始時においてＤＣ／ＤＣコンバータ内部のリアクトルにエネルギを蓄積する期間を短くし、徐々に昇圧または降圧動作を行なわせるものである。
特開２００４−２１５３５６号公報 特開２００４−３２８９４５号公報

しかしながら、上記特開２００４−２１５３５６号公報（特許文献１）には、ソフトスタート制御から同期整流制御への切換タイミングについては開示されていない。

図９は、上記特許のＤＣ／ＤＣコンバータの同期整流制御への切換タイミングを検討するための検討例の構成を示す回路図である。

図９を参照して、このＤＣ／ＤＣコンバータは、高圧側の直流電源５０１と低圧側の直流電源５０６との間に接続され電源５０１から電源５０６への降圧動作と電源５０６から電源５０１への昇圧動作が可能なものである。

ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＭＯＳ（metal-oxide-semiconductor）構造を有する電界効果型トランジスタ（以降ＭＯＳＦＥＴと称する）５０２，５０３と、リアクトル５０４と、電流センサ５１０と制御部５０５とを含む。

ＭＯＳＦＥＴ５０２，５０３は電源５０１の正電極と接地との間に直列に接続される。リアクトル５０４はＭＯＳＦＥＴ５０２，５０３の接続ノードと電源５０６の正電極との間に接続されている。ＭＯＳＦＥＴ５０２，５０３は寄生的に形成されるボディダイオードが存在する構成となっており、ソースからドレインへ向かう方向が順方向となっている。

同期整流制御では、導通抵抗を減らして電力損失を少なくするため、ダイオードの導通時期にあわせてこれと並列接続されているＭＯＳＦＥＴも導通させる制御が行なわれる。

ソフトスタート制御から同期整流制御への切換タイミングについては、たとえば、電流センサ５１０によってリアクトル電流を監視して、リアクトル電流値によってＭＯＳＦＥＴ５０３の同期整流制御を開始させるタイミングを決めることが考えられる。しかし、電流センサ５１０として、たとえばシャント抵抗のようなものを利用するセンサを配置するのでは、この部分で常に電力損失が生じる。また、大電流、大電力を扱うＤＣ／ＤＣコンバータではこの電流センサはかなり大きな部品となってしまうので、装置の大型化、コスト上昇および効率の低下といった問題点を生じてしまう。

この発明の目的は、小型、高効率の直流−直流電圧変換器を提供することである。

この発明は、要約すると、直流−直流電圧変換器であって、直列に接続される第１、第２のスイッチング素子と、第１、第２のスイッチング素子の導通制御を行なう制御部とを備える。制御部は、第１のスイッチング素子の導通デューティー比を次第に増加させるソフトスタート制御を行なうと共に、同時に第２のスイッチング素子を非導通状態とする。そして第１のスイッチング素子の非導通期間中に第１、第２のスイッチング素子の接続ノードの電位を監視して、接続ノードの電位が所定電位を超えなかった場合、第２のスイッチング素子の非導通状態を解除し、第１のスイッチング素子と同期して制御を行なう同期整流制御へ移行する。

上記制御部はより効率を良くするため、第１のスイッチング素子の非導通期間中に、接続ノードの電位が所定電位を超えていない場合、第２のスイッチング素子を導通状態にし、接続ノードの電位が所定電位を超えた場合、第２のスイッチング素子を非導通状態にする制御を行なっても良い。

好ましくは、第１、第２のスイッチング素子は、第１の電源ノードと接地ノードとの間に直列に接続される。直流−直流電圧変換器は、第１、第２のスイッチング素子の接続ノードと第２の電源ノードとの間に接続されるリアクトルをさらに備える。

本発明によれば、簡素、小型な構成で適切な同期整流制御への移行タイミングを判定できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部品には同一の符号を付してそれらについての説明は繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態１に係る直流−直流電圧変換器２０の構成を示した回路図である。

図１を参照して、直流−直流電圧変換器２０は、高圧側電源１と低圧側電源６との間に接続され高圧側電源１から低圧側電源６への降圧動作を行なう。特に限定されるものではないが、たとえばハイブリッド自動車などの車両において車両推進用のモータ駆動用高圧バッテリから補機用の低圧バッテリの充電を行なう際などに用いることができる。

直流−直流電圧変換器２０は、ノードＮ１に一方端が接続され矢印に示すようにリアクトル電流ＩＬが流れるリアクトル４と、リアクトル４へのエネルギの蓄積およびリアクトル４からのエネルギの放出を繰返すための、電源１の正極と接地ノードとの間に直接に接続されるＭＯＳＦＥＴ２，３とを含む。リアクトル４の他方端はノードＮ２に接続される。なお、電圧平滑用のコンデンサ１０がノードＮ２と接地ノードとの間に設けられる。

ＭＯＳＦＥＴ２，３はいずれもＮチャネルＭＯＳＦＥＴである。そしてＭＯＳＦＥＴ２，３はいずれもバックゲート部が一方端の電極に結合されている。このバックゲート部と結合された電極を本明細書では説明の便宜上ソースと呼ぶこととする。このような接続がされているので、ＭＯＳＦＥＴ２，３はいずれもソースからドレインに向かう方向を順方向とするボディダイオード７，８を含むこととなる。

制御部５は、ノードＮ１の電位に応じてゲート信号Ｇ２，Ｇ３を制御する。ゲート信号Ｇ２，Ｇ３はそれぞれＭＯＳＦＥＴ２，３のゲートに与えられるゲート信号である。

つまり、直流−直流電圧変換器２０は、直列に接続されるＭＯＳＦＥＴ２，３と、ＭＯＳＦＥＴ２，３の導通制御を行なう制御部５とを備える。制御部５は、ＭＯＳＦＥＴ２の導通デューティー比を次第に増加させるソフトスタート動作を行なうと共に、同時にＭＯＳＦＥＴ３を非導通状態とする。そしてＭＯＳＦＥＴ２の非導通期間中にノードＮ１の電位を監視して、ノードＮ１の電位Ｖ（Ｎ１）が所定電位Ｖｔｈを超えなかった場合、ＭＯＳＦＥＴ３の非導通状態を解除し、ＭＯＳＦＥＴ２と同期して制御を行なう。

図２は、図１の制御部５の構成を示した回路図である。
図２を参照して、制御部５は、ノードＮ１と例えば電位＋１Ｖが与えられるノードとの間に直列に接続される抵抗Ｒ１、Ｒ２と、抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続ノードの電位を取込むＡ／Ｄコンバータを内蔵するＣＰＵと、ＣＰＵによって制御され図１のＭＯＳＦＥＴ２，３に与えるゲート信号Ｇ２，Ｇ３を駆動する駆動回路ＤＲＶとを含む。

図３は、図１の制御部５で実行されるプログラムの制御構造を示すフローチャートである。このフローチャートの処理は、メインルーチンから直流−直流電圧変換器２０の始動条件が成立するごとに呼び出されて実行される。

図３を参照して、まず処理が開始されるとステップＳ１において初期設定が行なわれる。初期設定では、Ｇ２＝ＯＦＦ、Ｇ３＝ＯＦＦ、ｔｇ２＝０、ＴＧ２＝ｘ、ＴＷ＝ｙ、ＴＧ３＝ＴＷ−ＴＧ２に設定される。ここで、Ｇ２，Ｇ３は、図１のＭＯＳＦＥＴ２，３のゲートにそれぞれ与えられるゲート信号である。

図４は、図３のフローチャートの時間変数を説明するための図である。
図４に示すように、ＴＷはスイッチング周期を示し、ＴＧ２は入力電圧および出力電圧によって決まるデューティー比をスイッチング周期に掛けた時間を示す。ｔは制御部が内蔵するタイマで測定される経過時間、ｔｇ２はソフトスタート制御モードにおけるパルス幅を示す。また、ＴＧ３＝ＴＷ−ＴＧ２であり、ｔｇ３＝ＴＷ−ｔｇ２である。

再び図３を参照して、ステップＳ１において初期設定が終了すると、続いてステップＳ２において経過時間ｔ＝０に設定される。そしてステップＳ３においてＴＧ２＞ｔｇ２であるか否かが判断される。ＴＧ２＞ｔｇ２が成立すればステップＳ５に処理が進み、ＴＧ２＞ｔｇ２が成立しない場合には処理はステップＳ４に進む。

ステップＳ４に処理が進んだ場合には、制御がソフトスタート制御モードから同期清流制御モードに移行する。

一方、ステップＳ５に処理が進んだ場合には、以下の式に基づいて時間ｔｇ２およびｔｇ３が決定される。なお、ａは所定の時間増分を示す。
ｔｇ２＝ｔｇ２＋ａ
ｔｇ３＝ＴＷ−ｔｇ２
ステップＳ５の次は、ステップＳ６に処理が進み、ゲート信号Ｇ２がオン状態に設定される。そして処理がステップＳ７に進み、経過時間ｔがｔｇ２より小さいか否かが判断される。ｔ＜ｔｇ２が成立した場合には処理はステップＳ６に戻りゲート信号Ｇ２のオン状態が継続される。一方、ｔ＜ｔｇ２が成立しない場合には処理はステップＳ８に進む。

ステップＳ８では、ゲート信号Ｇ２がオン状態からオフ状態に変更される。なお、コイルに流れる電流ＩＬの向きが直流電源６に向かう方向であればノードＮ１の電位Ｖ（Ｎ１）は所定のしきい値Ｖｔｈよりも小さいため、ゲート信号Ｇ３のオン状態としても問題はない。従って、図３のステップＳ８中に＊印で示したようにゲート信号Ｇ３をオフ状態からオン状態にしても良い。

さらに、ステップＳ８において経過時間ｔを０に再設定し、ノードＮ１の電位検出フラグｆｌｇ＝１に設定が行なわれる。ステップＳ８の処理が終了すると、ステップＳ９に処理が進む。

ステップＳ９〜Ｓ１１においては、ノードＮ１の電圧が所定のしきい値Ｖｔｈを超えるときがあるかが判断され、所定のしきい値を超えるときがあるようならば、フラグｆｌｇを０に設定して、まだ同期整流制御モードに移行する時期でないことを示す。

まず、ステップＳ９では、ノードＮ１の電位Ｖ（Ｎ１）が所定のしきい値Ｖｔｈより小さいか否かが判断される。Ｖ（Ｎ１）＜Ｖｔｈが成立する場合はステップＳ１１に処理が進み、成立しない場合はステップＳ１０に処理が進む。

ステップＳ１０では、ノードＮＩの電位検出フラグｆｌｇ＝０とする。またステップＳ８でゲート信号Ｇ３をオン状態にしていた場合には、ステップＳ１０でさらにゲート信号Ｇ３をオフ状態とする。ステップＳ１０の処理が終了するとステップＳ１１に処理が進む。

ステップＳ１１では現在の経過時間ｔがｔｇ３より小さいか否かが判断される。ｔ＜ｔｇ３が成立する場合には処理はステップＳ９に戻り、ｔ＜ｔｇ３が成立しない場合には処理はステップＳ１２に進む。

ステップＳ１２では、ノードＮ１の電位検出フラグｆｌｇ＝１であるか否かが判断される。ｆｌｇ＝１でなければ処理はステップＳ２に戻る。ｆｌｇ＝１であれば処理はステップＳ１３に進む。

ステップＳ１３では同期整流制御モードに処理が移行される。
図５は、図１に示した直流−直流電圧変換器２０のソフトスタート時の動作を説明するための動作波形図である。

図１、図５を参照して、ゲート信号Ｇ２，Ｇ３は、それぞれＭＯＳＦＥＴ２，３のゲートに与えられるゲート信号である。またＩＬは、リアクトル４に流れる電流を示す信号である。そしてＮ１は、図１のノードＮ１の電圧を示している。

図５には時刻ｔ９まではソフトスタート動作が示されている。すなわち時刻ｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６，ｔ７〜ｔ８の間はゲート信号Ｇ２が活性化されＭＯＳＦＥＴ２が導通状態となっている。この導通状態となる幅が次第に広くなっているのがわかる。

ＭＯＳＦＥＴ３は、時刻ｔ９以降の同期整流制御モードではＭＯＳＦＥＴ２が非導通状態のときに導通するように同期制御がなされる。

また、時刻ｔ１〜ｔ２でリアクトル４に蓄積されたエネルギは、時刻ｔ２〜ｔ２Ａにおいてリアクトル４から放出される。同様に、時刻ｔ３〜ｔ４においてリアクトル４にエネルギが蓄積され、時刻ｔ４〜ｔ４Ａにおいてリアクトル４からエネルギが放出される。

同様に時刻ｔ５〜ｔ６，ｔ７〜ｔ８，ｔ９〜ｔ１０，ｔ１１〜ｔ１２においてリアクトル４にエネルギが蓄積され、時刻ｔ６〜ｔ６Ａ，時刻ｔ８〜ｔ９，ｔ１０〜ｔ１１においてはリアクトル４からエネルギが放出される。

制御部５は時刻ｔ９まではゲート信号Ｇ３をオフ状態に固定する。そして時刻ｔ９において、ＭＯＳＦＥＴ２の非導通期間においてノードＮ１に所定の正電圧が発生しなくなったことに応じて同期整流制御モードに移行する。

ここで、当初、ＭＯＳＦＥＴ２の非導通期間においてノードＮ１に所定の正電圧が発生する理由について説明する。ＭＯＳＦＥＴ２がゲート信号Ｇ２の非活性化により非導通状態となってからリアクトル４に蓄積されたエネルギが電流となって転流を開始する。この電流は、リアクトル４→電源６→接地ノード→ダイオード８→リアクトル４の順に流れる。

まだＭＯＳＦＥＴ２の導通時間が短く、十分にリアクトル４にエネルギが蓄積されていない場合、リアクトルはオン時間に蓄積されたエネルギを放出した後図５の破線部Ａで示すように電源６→リアクトル４→ＭＯＳＦＥＴ３の方向へ電流を流そうとする。

しかし、ＭＯＳＦＥＴ３が非導通であり、ダイオード８が存在するので電流はＭＯＳＦＥＴ３の寄生容量Ｃｏｓｓとの間で次式（１）で表される電圧振動を起こし、正の電圧を発生させるのである。

この正の電圧は、図５において時刻ｔ２Ａ〜ｔ３、ｔ４Ａ〜ｔ５、ｔ６Ａ〜ｔ７の間で観測されるが、時刻ｔ７以降は観測されない。

したがって、この正の電圧の発生を監視すれば、十分にリアクトル４にエネルギが蓄積されたソフトスタート制御解除の条件を満たしたことを知ることができる。この条件はリアクトル電流ＩＬで言えば１サイクル中に電流のゼロ期間が無くなったこと（時刻ｔ９においてＩＬ＞０）に該当するものである。

なお、ノードＮ１の電圧は、リアクトル４からのエネルギ放出時にダイオード８の順方向電圧分だけ接地電位よりも低くなるので最小値が−０．６Ｖ程度になり、また高圧電圧を変換する場合には高い電源電圧が印加される。したがって、図２に示したように抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧してＣＰＵ内蔵のＡ／Ｄコンバータに電位を与える。その際に抵抗Ｒ２の一方端を例えばＤＣ＋１Ｖに結合しておけば、最小値の−０．６ＶをＡ／Ｄコンバータの入力レンジに入れることができる。

このような構成とすれば、図９に示したようなシャント抵抗のような大きい電流センサ５１０を設けるよりも装置を小型にすることができる。また、大電流を扱う場合にはシャント抵抗で消費される電力分は効率を向上させることもできる。

［実施の形態２］
昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータにおいても実施の形態１で説明したような制御を適用することができる。

図６は、実施の形態２の直流−直流電圧変換器である昇圧コンバータ８０の構成を示した回路図である。

図６を参照して、昇圧コンバータ８０は、入力側に接続される低い電圧の電源８１と出力側に接続される高い電圧の電源８６との間に接続される。

昇圧コンバータ８０は、リアクトル８４と、ＭＯＳＦＥＴ８２，８３と、制御部８５とを含む。リアクトル８４およびＭＯＳＦＥＴ８３は、入力側の電源８１と接地ノードとの間に直列に接続される。ＭＯＳＦＥＴ８２は、リアクトル８４とＭＯＳＦＥＴ８３との接続ノードと電源８６の正極との間に接続される。

なおボディダイオード８７，８８はＭＯＳＦＥＴ８２，８３においてそれぞれソースとバックゲートとを内部で接続することによってできる寄生ダイオードである。

このような構成においても、制御部８５は、ＭＯＳＦＥＴ８３の導通デューティー比を次第に増加させるソフトスタート動作を行なうと共に、同時にＭＯＳＦＥＴ８２を非導通状態とする。そしてＭＯＳＦＥＴ８３の非導通期間中にノードＮ８１の電位を監視して、ノードＮ８１の電位が所定電位を超えなかった場合、ＭＯＳＦＥＴ８２の非導通状態を解除し、ＭＯＳＦＥＴ８３と同期して制御を行なう同期整流制御へ移行する。

［実施の形態３］
実施の形態３では昇降圧を双方向に可能なＤＣ／ＤＣコンバータにおいても本発明を適用する。

図７は、実施の形態３で用いられる双方向に昇降圧が可能なＤＣ／ＤＣコンバータ１００の構成を示した回路図である。

図７を参照して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は直流電源１０１と直流電源１０６との間に接続される。

直流電源１０１の電圧はシステムの状態によって直流電源１０６の電圧よりも高かったり低かったりする場合がある。これに限定されないがたとえば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００が燃料電池自動車に搭載されて用いられる場合には、直流電源１０１はバッテリに相当し、直流電源１０６は燃料電池に相当する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、直流電源１０１の正電極と接地ノードとの間に直列に接続されるＭＯＳＦＥＴ１０２，１０３と、直流電源１０６の正極と接地ノードとの間に直列に接続されるＭＯＳＦＥＴ１０５，１１０と、リアクトル１０４と、制御部１１５とを含む。リアクトル１０４はＭＯＳＦＥＴ１０２，１０３の接続ノードＮ１０１とＭＯＳＦＥＴ１０５，１１０の接続ノードＮ１０２との間に接続される。

ＭＯＳＦＥＴ１０２，１０３をスイッチングさせて昇降圧を行なう場合にはＭＯＳＦＥＴ１１０は非導通状態に固定し、ＭＯＳＦＥＴ１０５は導通させて電源にリアクトル１０４を接続する接続部としての動作を行なわせる。

逆にＭＯＳＦＥＴ１０５，１１０をスイッチングさせて昇降圧動作を行なわせる際にはＭＯＳＦＥＴ１０３は非導通状態に制御し、ＭＯＳＦＥＴ１０２は導通させて電源にリアクトル１０４を接続する接続部としての動作を行なわせる。

なおボディダイオード１０７，１０８はそれぞれＭＯＳＦＥＴ１０２，１０３においてソースとバックゲートとを内部で接続することによってできる寄生ダイオードである。またボディダイオード１０９，１１１はそれぞれＭＯＳＦＥＴ１０５，１１０においてソースとバックゲートとを内部で接続することによってできる寄生ダイオードである。

このような構成においても、例えば直流電源１０６から直流電源１０１へ降圧動作を行なう場合、制御部１１５は、ＭＯＳＦＥＴ１０２を常時導通状態、ＭＯＳＦＥＴ１０３を常時非導通状態とし、ＭＯＳＦＥＴ１０５の導通デューティー比を次第に増加させるソフトスタート動作を行なうと共に、同時にＭＯＳＦＥＴ１１０を非導通状態とする。そしてＭＯＳＦＥＴ１０５の非導通期間中にノードＮ１０２の電位を監視して、ノードＮ１０２の電位が所定電位を超えなかった場合、ＭＯＳＦＥＴ１１０の非導通状態を解除し、同期して制御を行なう同期整流制御へ移行する。

なお、他の昇降圧動作時においてもＭＯＳＦＥＴの動作を変更し、監視電圧をＮ１０１又はＮ１０２にすることにより同様の制御が可能である。

［実施の形態４］
実施の形態４ではマルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて各フェーズにおいて実施の形態１と同様な制御を行なう。

図８は、マルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示した図である。
図８を参照して、マルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、高圧側の電源２０１と低圧側の電源２０６との間に接続される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２００は、電源２０１と電源２０６との間に並列接続される変換部２００Ｄおよび２１０Ｄを含む。

変換部２００Ｄは、電源２０１の正極と接地ノードとの間に直列に接続されるＭＯＳＦＥＴ２０２，２０３と、ＭＯＳＦＥＴ２０２，２０３の接続ノードに一方端が接続されるリアクトル２０４とを含む。

変換部２１０Ｄは、電源２０１の正極と接地ノードとの間に直列に接続されるＭＯＳＦＥＴ２１２，２１３と、ＭＯＳＦＥＴ２１２，２１３の接続ノードに一方端が接続されるリアクトル２１４とを含む。

リアクトル２０４の他方端とリアクトル２１４の他方端はともに、電源２０６の正極に接続される。

ボディダイオード２０７，２０８は、それぞれＭＯＳＦＥＴ２０２，２０３のソースとバックゲートを結合してできる寄生ダイオードである。また、ボディダイオード２１７，２１８は、それぞれＭＯＳＦＥＴ２１２，２１３のソースとバックゲートを結合してできる寄生ダイオードである。

変換部２１０Ｄについては変換部２００Ｄと位相をずらした形で同様な制御が行なわれる。位相をずらすことにより、電源２０１から電源２０６に供給する電流のリップルを少なくすることができる。

以上のようなマルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータ２００においても、例えば直流電源２０１から直流電源２０６へ降圧動作を行なう場合、制御部２０５は、ＭＯＳＦＥＴ２０２及び２１２の導通デューティー比を次第に増加させるソフトスタート動作を行なうと共に、同時にＭＯＳＦＥＴ２０３及び２１３を非導通状態とする。そしてＭＯＳＦＥＴ２０２の非導通期間中にノードＮ２０１の電位を監視して、ノードＮ２０１の電位が所定電位を超えなかった場合、ＭＯＳＦＥＴ２０３の非導通状態を解除し、同期制御を行なう同期整流制御へ移行する。同様にＭＯＳＦＥＴ２１２の非導通期間中にノードＮ２０２の電位を監視して、ノードＮ２０２の電位が所定電位を超えなかった場合、ＭＯＳＦＥＴ２１３の非導通状態を解除し、同期制御を行なう同期整流制御へ移行する。

なお、他の昇降圧動作時においてもＭＯＳＦＥＴ２０２，２０３，２１２，２１３の動作を変更し、監視電圧をＮ２０１又はＮ２０２にすることにより同様の制御が可能である。

なお、図８においては、フェーズ数が２の場合を説明したがフェーズ数はさらに多くてもかまわない。

また図８においては、降圧コンバータを複数含むマルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータについて説明したが、昇圧コンバータや双方向型の昇降圧コンバータを複数含む形のマルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータにおいても本願発明は適用することができる。

以上説明したように、２つのスイッチング素子の接続ノードの電圧を監視することにより、小型化が可能な構成でソフトスタート制御の終了時点を知ることができるので、全体としてＤＣ／ＤＣコンバータの小型化を実現することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態１に係る直流−直流電圧変換器２０の構成を示した回路図である。 図１の制御部５の構成を示した回路図である。 図１の制御部５で実行されるプログラムの制御構造を示すフローチャートである。 図３のフローチャートの時間変数を説明するための図である。 図１に示した直流−直流電圧変換器２０のソフトスタート時の動作を説明するための動作波形図である。 実施の形態２の直流−直流電圧変換器である昇圧コンバータ８０の構成を示した回路図である。 実施の形態３で用いられる双方向に昇降圧が可能なＤＣ／ＤＣコンバータ１００の構成を示した回路図である。 マルチフェーズ型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示した図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの通常制御への切換タイミングを検討するための検討例の構成を示す回路図である。

符号の説明

１，６，８１，８６，１０１，１０６，２０１，２０６，５０１，５０６ 電源、４，８４，１０４，２０４，２１４，５０４ リアクトル、５，１３，８５，１１５，２０５，５０５ 制御部、２，３，８２，８３，１０２，１０３，１０５，１１０，２０２，２０３，２１２，２１３ ＭＯＳＦＥＴ、７，８，８７，８８，１０７，１０８，１０９，１１１，２０７，２０８，２１７，２１８，５０７，５０８ ダイオード、１０ コンデンサ、２０ 直流−直流電圧変換器、８０ 昇圧コンバータ、１００，２００ ＤＣ／ＤＣコンバータ、２００Ｄ，２１０Ｄ 変換部、５１０ 電流センサ、ＤＲＶ 駆動回路、Ｒ１，Ｒ２ 抵抗。

Claims (4)

1. 直列に接続される第１、第２のスイッチング素子と、
   前記第１、第２のスイッチング素子の導通制御を行なう制御部とを備え、
   前記制御部は、前記第１のスイッチング素子の導通デューティー比を次第に増加させるソフトスタート動作を行ない、前記第１、第２のスイッチング素子の接続ノードの電位を監視して前記ソフトスタート動作の終了時点を判断する、直流−直流電圧変換器。
2. 前記第１、第２のスイッチング素子は、第１の電源ノードと接地ノードとの間に直列に接続され、
   前記直流−直流電圧変換器は、
   前記第１、第２のスイッチング素子の接続ノードと第２の電源ノードとの間に接続されるリアクトルをさらに備える、請求項１に記載の直流−直流電圧変換器。
3. 前記制御部は、前記ソフトスタート動作中に前記第１のスイッチング素子の非導通期間において前記第１、第２のスイッチング素子の接続ノードの電位が所定電位を超えなくなったことに応じて前記ソフトスタート動作を終了する、請求項１または２に記載の直流−直流電圧変換器。
4. 前記制御部は、前記ソフトスタート動作中は、前記第２のスイッチング素子を非導通状態に維持し、前記ソフトスタート動作が終了したときは、前記第２のスイッチング素子を前記第１のスイッチング素子に同期して制御する、請求項１〜３のいずれか１項に記載の直流−直流電圧変換器。

Images