JP4423467B2 - スイッチング制御用の集積回路装置およびスイッチング電源 - Google Patents

Description

本発明は、外部昇圧回路としてインダクタ、ダイオード、コンデンサが外付けされるスイッチング制御用の集積回路装置およびスイッチング電源に関し、とくに、昇圧型のスイッチング電源における過電圧保護回路を含む集積回路装置に関する。

一般に、昇圧のスイッチング電源回路は、図５に示すように、カレントモードのスイッチング制御用集積回路装置（以下、スイッチング制御ＩＣという。）１００に、ディスクリート部品であるコンデンサＣ１，Ｃ２、インダクタＬ、ダイオード（ここでは、ショットキダイオードＤ１とする。）などを外付けしたものとして構成されている。

このスイッチング電源回路のスイッチング制御ＩＣ１００は、出力電圧（ＯＵＴ）端子１、接地（ＧＮＤ）端子２、検知信号（Ｒｓｅｎｓｅ）端子３、ＳＨＤＮ端子４、電源入力（Ｖｉｎ）端子５、およびブースト信号（Ｖｂｏｏｓｔ）端子６など、複数の外部端子を備えた半導体集積回路装置として構成され、例えば液晶表示装置のバックライト用電源として用いられている。ここでスイッチング電源回路の負荷には、液晶表示装置のバックライトに使用する、直列接続された４つの白色ＬＥＤ７を示している。スイッチング制御ＩＣ１００のＶｉｎ端子５には、外部の蓄電池やバッテリなどのＤＣ電源が接続され、インダクタＬの一端は、Ｖｉｎ端子５に接続され、コンデンサＣ１がインダクタＬとＧＮＤ端子２の間に接続されている。

また、スイッチング制御ＩＣ１００のＯＵＴ端子１は、インダクタＬの他端に接続され、ここにはショットキダイオードＤ１のアノードが接続されている。ショットキダイオードＤ１のカソードには、昇圧時に相当する電荷を保持するように、コンデンサＣ２が接続される。負荷となる白色ＬＥＤ７と抵抗Ｒの直列回路は、このコンデンサＣ２に対して並列に設けられている。そして、これらの白色ＬＥＤ７の直列回路と、その接地側の抵抗Ｒとの接続点は、スイッチング制御ＩＣ１００のＲｓｅｎｓｅ端子３に接続されている。

スイッチング制御ＩＣ１００の内部には、Ｎｃｈ型のＭＯＳトランジスタ（例えば、Ｎｃｈ型のＭＯＳ電界効果トランジスタ。以下では、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１という。）、抵抗Ｒ１、過電圧保護回路１１、比較器１２、基準電圧源Ｅ１、ドライブ回路１３、ＲＳフリップフロップ１４、発振回路１５、ＯＲ回路１６、ＰＷＭコンパレータ１７、エラーアンプ１８、基準電圧源Ｅ２、および加算器１９などの昇圧制御回路が集積化されている。このスイッチング制御ＩＣ１００では、スイッチング電源回路の負荷となる白色ＬＥＤ７を製造するとき、一般にその順方向電圧Ｖｆのばらつきが大きくなることを考慮して、複数個の白色ＬＥＤ７が直列に接続して使用されており、スイッチング制御ＩＣ１００のＲｓｅｎｓｅ端子３で、白色ＬＥＤ７の直列回路とＧＮＤ端子２との間に設けた抵抗Ｒに流れる電流を検出し、その大きさを制御することによって負荷の定電流制御が実行されている。

ところで、負荷として使用されている白色ＬＥＤ７とスイッチング電源回路の接続がオープンになる場合があって、そうしたときには、スイッチング制御ＩＣ１００のＲｓｅｎｓｅ端子３で検出される電圧（Ｒｓｅｎｓｅ）が接地電位レベルまで低下し、スイッチング電源回路は制御不能になる。すると、スイッチング制御ＩＣ１００では、その出力電圧（ＯＵＴ）が昇圧を続け、それがコンデンサＣ２やショットキダイオードＤ１の耐圧だけでなく、スイッチング制御ＩＣ１００内部のＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１などの定格耐圧を越えると、電源回路としての信頼性に悪影響が及び、さらには電源回路自体の永久破壊が引き起こされるおそれもある。このとき、白色ＬＥＤ７の個数が多ければ多いほど、それらがオープンになる確率が高くなる。

このため、図５に示すスイッチング制御ＩＣ１００には過電圧保護回路１１が内蔵されている。過電圧保護回路１１は、Ｖｂｏｏｓｔ端子６に接続され、昇圧した出力電圧の過電圧を検出する目的で設けられたものであって、その具体的な回路の一例を図６に示している。

過電圧保護回路１１にショットキダイオードＤ１のアノード側から入力されるブースト信号（Ｖｂｏｏｓｔ）は、接地電位との間で抵抗Ｒ１１とＲ１２とにより分圧され、比較器５１で所定の基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。比較器５１からの信号（過電圧検出出力）は図５のドライブ回路１３に供給され、そのドライブ信号の生成を抑制して、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング動作を停止する。

図７は、別のスイッチング電源回路の従来例を示す回路図である。ここでは、スイッチング制御ＩＣ１０１は、図５のものと異なり過電圧保護回路１１を内蔵していない代わりに、スイッチング制御ＩＣ１０１の外部に接続したツェナーダイオードＤ２によって、白色ＬＥＤ７への過電圧を保護するように構成されている。このようなアプリケーションを採用した場合には、半導体集積装置における実装面積が削減できることから、こうした方式を推奨している制御ＩＣも多い。

これらの従来装置では、過電圧保護回路１１で検出される電圧や、外部のツェナーダイオードＤ２で決まる電圧によって、出力電圧（ＯＵＴ）が制限され、所定値以上には昇圧しないことから、スイッチング電源回路を構成する素子やスイッチング制御ＩＣ１０１を保護することができる。

また、下記の特許文献１には、過電圧発生を検知して、スイッチング制御部での動作を抑制させるようにしたアクティブ力率改善型電源の過電圧保護回路についての記載がある。
実開平５−５５７８３号公報（段落番号〔０００３〕〜〔０００５〕）

ところで、近年のデジタルカメラや携帯電話は小型、軽量、薄型化が求められているだけでなく、さらに多機能化へ向かっている。そのため、液晶表示装置のバックライトを構成する電源回路も、ピン数の削減によるパッケージの小型化や、部品点数の削減による実装面積の削減とともに、コストの削減が必要になってきている。

しかし、従来のスイッチング制御用の集積回路装置では、昇圧された出力電圧を検出するための外部端子（図５のＶｂｏｏｓｔ端子６など）が追加して必要となること、あるいはスイッチング制御用の集積回路装置本体の外部に余分な素子（図７のツェナーダイオードＤ２など）を接続して保護する必要があって、製造コストが上昇するとともに、集積回路装置の実装面積が増大するという欠点があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、外部端子や外部部品を追加しないで過電圧保護回路を構成するようにしたスイッチング制御用の集積回路装置およびスイッチング電源を提供することを目的とする。

本発明では、上記問題を解決するために、外部昇圧回路としてインダクタ、ダイオード、コンデンサが外付けされるスイッチング制御用の集積回路装置が提供される。このスイッチング制御用の集積回路装置では、前記インダクタに流れる電流を制御するＮｃｈＭＯＳトランジスタと、前記ＮｃｈＭＯＳトランジスタをスイッチング制御するドライブ回路と、前記コンデンサにおける昇圧された出力電圧が過電圧状態となったときに、前記ドライブ回路に対して前記ＮｃｈＭＯＳトランジスタのスイッチング動作停止信号を出力する過電圧保護回路と、を備え、前記過電圧保護回路では前記ＮｃｈＭＯＳトランジスタのドレイン電圧を予め定められた所定電圧と比較することによって前記過電圧状態の判定を行う。

また、本発明は、外部電源の直流電圧を昇圧して所定の大きさの出力電圧を形成する昇圧型のスイッチング電源において、スイッチング制御用の集積回路装置と、インダクタ、ダイオード、コンデンサから構成される外部昇圧回路と、を備え、前記集積回路装置は、前記インダクタに流れる電流を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をスイッチング制御するドライブ回路と、前記昇圧された出力電圧が過電圧状態となったときに、前記ドライブ回路に対して前記スイッチング素子のスイッチング動作停止信号を出力する過電圧保護回路とを含み、前記過電圧保護回路において、前記スイッチング素子の出力電圧を予め定められた所定電圧と比較することにより過電圧を検出するように構成したことを特徴とする。

本発明のスイッチング制御用の集積回路装置によれば、集積回路装置内部に形成したＮｃｈＭＯＳトランジスタのドレイン電圧を分圧して過電圧を検出するように構成しているので、集積回路装置の外部昇圧回路における過電圧検出のための専用端子を追加する必要がなく、ピン数の少ない小さいパッケージが利用できる。したがって、また実装基板の配線パターンを容易にし、システムコストの上昇や実装面積の増大を招く外付け部品を用いることなく、スイッチング電源の過電圧保護を確実に行うことができる。また、スイッチング動作を停止した後も、スイッチング電源の過電圧保護が継続的になされるとともに、ノイズなどにより設定された基準電圧を超え、一時的に過電圧となったときも、過電圧保護回路の不安定動作を防止できる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明に係るスイッチング制御用の集積回路装置によって構成されたスイッチング電源回路を示す回路図である。

図１において、カレントモードのスイッチング制御ＩＣ１０は、図５に示した従来のスイッチング制御ＩＣ１００に対応するものであって、スイッチング電源としてはコンデンサＣ１，Ｃ２、インダクタＬ、ダイオード（ここでは、ショットキダイオードＤ１とする。）などが外付けされ、図５と同様のスイッチング電源回路を構成している。すなわち、電源入力（Ｖｉｎ）端子５には、電池やバッテリなどの外部電源が接続されるとともに、インダクタＬの一端が接続され、さらに平滑用のコンデンサＣ１がインダクタＬと接地間に接続される。以下では、図１のスイッチング電源のうち、図５に対応する部分には対応する番号を付けて、それらについての詳細な説明を省く。

図１のスイッチング電源回路において、従来のスイッチング制御ＩＣ１００と異なる点は、スイッチング制御ＩＣ１０のＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子が、ＯＵＴ端子１に接続されているだけでなく、過電圧保護回路１１の入力端子と接続され、この過電圧保護回路１１において、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧を予め定められた所定電圧と比較するように構成されていることである。なお、ＯＵＴ端子１にはインダクタＬの他端と、ショットキダイオードＤ１のアノードとが接続され、ショットキダイオードＤ１のカソードは、白色ＬＥＤ７の直列回路とコンデンサＣ２とに接続されている。

図２は、図１のスイッチング制御用の集積回路装置（スイッチング制御ＩＣ１０）を構成する過電圧保護回路１１の一例を示す回路図である。
検出電圧（ＶＤ）入力端子２１は、図１のＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン端子に接続されており、このＶＤ入力端子２１と接地間には、抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路が設けられている。２２は基準電圧源であって、比較器２３の負（−）入力端子に基準電圧Ｖｒｅｆ１を与えている。この比較器２３の正（＋）入力端子は、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点と接続され、その出力端子は充電パルス生成回路２４の入力端子と接続されている。

充電パルス生成回路２４は、その出力側に設けたコンデンサＣ３を充電するためのパルス信号を生成する回路である。コンデンサＣ３は、充電パルス生成回路２４のパルス信号に基づいてオンオフ制御される一対のＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ２，ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ３を介して接続されている。すなわち、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ２のソース端子は、定電流源２５を介してＶｉｎ端子５から電源供給され、ゲート端子は充電パルス生成回路２４の出力端子と接続され、ドレイン端子はコンデンサＣ３の一端と、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ３のドレイン端子とに接続されている。また、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ３のゲート端子は充電パルス生成回路２４の出力端子と接続され、ソース端子は、定電流源２６を介して接地されている。

コンデンサＣ３は、一端が所定の閾値電圧を有するインバータ２７の入力端子と接続され、他端は接地されている。さらに、インバータ２７は、出力側にもう一つのインバータ２８が直列に接続されている。インバータ２８の出力端子は、ＲＳフリップフロップ２９のセット入力端子（Ｓ）と接続され、ＲＳフリップフロップ２９のＱ出力端子は、インバータ３０を介して検出信号出力端子３１と接続されている。なお、この充電パルス生成回路２４を含む過電圧保護回路１１はイネーブル端子３２を備えており、このイネーブル端子３２はＲＳフリップフロップ２９のリセット入力端子（Ｒ）と接続されている。

図３は、図１のスイッチング電源回路の各部信号波形を示すタイミング図である。同図（Ａ）には、過電圧保護設定電圧Ｖｐに対するＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧波形、同図（Ｂ）には、比較器２３の出力信号波形、同図（Ｃ）には、充電パルス生成回路２４の出力信号波形、同図（Ｄ）には、インバータ２７の閾値電圧に対するコンデンサＣ３の出力電圧波形、同図（Ｅ）には、ＲＳフリップフロップ２９のセット信号端子Ｓへの入力信号波形、同図（Ｆ）には、過電圧保護回路１１の出力信号波形を示している。

スイッチング制御ＩＣ１０は、通常の昇圧動作では、昇圧が始まるとコンデンサＣ２の電圧が上昇し、その電圧が白色ＬＥＤ７の４個分のＶｆ電圧を越えると、抵抗Ｒを通じて接地側に電流が流れることにより、Ｒｓｅｎｓｅ端子３の入力電圧が上がり始める。このとき、スイッチング制御ＩＣ１０では内部の基準電圧源Ｅ２とＲｓｅｎｓｅ端子３の電圧が等しくなるようにフィードバック制御が働くことによって、ＯＵＴ端子１の電圧値が制御され、白色ＬＥＤ７に流れる電流が一定になる。

ここで、複数個直列接続された白色ＬＥＤ７のどこかにオープンの箇所がある場合には、いくらスイッチング動作が続いたとしても、Ｒｓｅｎｓｅ端子３の検知信号電圧（Ｒｓｅｎｓｅ）は接地電位と等しいままとなる。そのため、ＯＵＴ端子１は設定電圧を越えた電圧値まで昇圧を続けることがある。その場合に、過電圧保護回路１１では、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧が抵抗Ｒ２，Ｒ３により接地電位との間で分圧され、この分圧点における電位が基準電圧源２２の基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較される。分圧点の電位が基準電圧を越えるとき、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧が過電圧保護設定電圧Ｖｐを越えたとして、比較器２３の出力がＨレベルとなり、コンデンサＣ３の充電が開始される。ここで、充電パルス生成回路２４では比較器２３の出力を受けて、所定のデューティ比でオンオフ信号を生成することにより、コンデンサＣ３の充電電位を安定させるように、一対のＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ２，ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ３をオンオフすることができる。なお、この充電パルス生成回路２４については、後述する図４に示すような回路として構成できる。

また、定電流源２５と定電流源２６は、充電パルス生成回路２４のデューティ比よりわずかに大きい比率で定電流源２５の方が大きく設定されている。したがって、ドライブ回路１３に対して発振回路１５の周期毎に連続した充電パルスが現れ、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧が過電圧保護の設定電圧Ｖｐを越え、コンデンサＣ２がさらに昇圧し続ける場合は、コンデンサＣ３の電位も図３に示すように充電、放電を繰り返しながら上昇し、それがインバータ２７の閾値電圧を越えるとＲＳフリップフロップ２９をセット状態とする。これにより、インバータ３０の出力側の検出信号出力端子３１から過電圧保護回路１１への出力は、ＨレベルからＬレベルへ切り替えられる。

こうして、スイッチング制御ＩＣ１０に内蔵された過電圧保護回路１１は、図１のドライブ回路１３に対してスイッチング動作停止信号が出力されたとき、ドライブ回路１３をディセーブルとすることによって、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のスイッチング動作を停止させることができ、スイッチング電源を過電圧から確実に保護することができる。しかも、このスイッチング制御ＩＣ１０では、ブースト信号（Ｖｂｏｏｓｔ）端子のような過電圧検出のための専用端子を設けることなしに過電圧保護を行っているので、ピン数の少ない小さいパッケージが利用できる。

図４は、図２の過電圧保護回路１１を構成する充電パルス生成回路２４の一例を示す回路図である。入力信号端子４１はＲＳフリップフロップ４２のセット端子Ｓと接続されており、出力端子Ｑはインバータ４３の入力端子と接続されている。また、インバータ４３の出力側には出力信号端子４４が接続されるとともに、一対のＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ４，ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ５を介してコンデンサＣ４が接続されている。また、ＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ４のソース端子は、定電流源４５を介して電源入力（Ｖｉｎ）から電源供給されている。さらに、一対のＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ４，ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ５の接続点は、２段のインバータ４６，４７を介してＲＳフリップフロップ４２のリセット端子Ｒと接続されている。

入力信号端子４１への入力信号ＩＮがＬレベルの間は、ＲＳフリップフロップ４２がリセット状態を保持しており、入力信号ＩＮがＨレベルになると、ＲＳフリップフロップ４２がセットされる。したがって、その出力端子Ｑの信号レベルがＨレベルとなって、インバータ４３を介して接続されたＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ４のゲート端子とＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ５のゲート端子、および出力信号端子４４にはＬレベルの信号（出力信号ＯＵＴ２）が出力される。

ここでは、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１は最大デューティで駆動されていて、過電圧保護設定電圧Ｖｐに達する電圧付近ではパルスの立上り、立下り時間の関係から、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧は極細い幅のパルス状態になっている。そのため、ＲＳフリップフロップ４２のＳ端子は一度Ｈレベルとなったあと、一瞬でＬレベルに復帰することになる。Ｓ端子にＨレベルが入力され、ＲＳフリップフロップ４２の出力端子ＱがＨレベルとなることによって、インバータ４３の出力はＬレベルに反転するが、そのときＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ４がオンとなって、コンデンサＣ４は定電流源４５の定電流で充電され始める。そして、所定の期間の後、充電されたコンデンサＣ４の電位がインバータ４６の閾値電圧を越えると、インバータ４７の出力がＨレベルになって、ＲＳフリップフロップ４２をリセットする。こうして、出力信号端子４４の信号ＯＵＴ２がＨレベルに復帰する。

すなわち過電圧保護回路１１では、図３（Ａ）に示すように、比較器２３ではＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧が過電圧保護の設定電圧Ｖｐを越え始めるときに、Ｈレベル幅の短い出力パルスが形成されるが、その後、設定電圧を大きく越えて昇圧した場合、Ｈレベル幅が広くなった出力が比較器２３から、充電パルス生成回路２４に入力する。したがって、図４に示す充電パルス生成回路２４は、そのような場合でも一定のパルス幅に変換して出力するような回路として構成されることになる。

このように、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧がノイズなどにより一瞬だけ過電圧設定値を越えた場合には、充電パルス生成回路２４の信号ＯＵＴ２は一発だけＬレベルに反転したパルスを出力し、その後は、充電パルス生成回路２４からはＨレベル信号を出力し続ける。したがって、充電パルス生成回路２４からのＬレベルの信号ＯＵＴ２によりＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ２がオンしたとき、コンデンサＣ３の電位は一定時間充電されるが、その後にＨレベルの信号ＯＵＴ２によりＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ３がオンすることで、コンデンサＣ３の電位は定電流源２６を介して接地側に放電されるから、過電圧保護回路１１の誤動作が防止される。

以上に説明したように、この発明のスイッチング制御用の集積回路装置では、過電圧保護回路１１が、ＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ１のドレイン電圧を線形分割した電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較し、基準電圧Ｖｒｅｆ１を越えたタイミングで比較信号を出力する比較器２３と、この比較信号に基づいて一定パルス幅のパルス信号を生成する充電パルス生成回路２４と、このパルス信号により交互にオンオフ制御され、定電流による充電と放電のタイミングを切り替えるＰｃｈＭＯＳＦＥＴＱ２およびＮｃｈＭＯＳＦＥＴＱ３からなるスイッチ回路と、このスイッチ回路を介して充放電されるコンデンサＣ３と、このコンデンサＣ３の充電電圧が所定の閾値電圧を越えたときスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作停止信号を出力するＲＳフリップフロップ２９とからなり、外部端子や外部部品を追加しないでスイッチング電源を構成できる。

本発明に係るスイッチング電源回路を示す回路図である。 図１の過電圧保護回路の一例を示す回路図である。 図１のスイッチング電源回路の各部信号波形を示すタイミング図である。 図２の充電パルス生成回路の一例を示す回路図である。 従来のスイッチング電源回路の一例を示す回路図である。 図５のスイッチング電源回路に内蔵される過電圧保護回路の一例を示す回路図である。 別のスイッチング電源回路の従来例を示す回路図である。

符号の説明

７ 白色ＬＥＤ
１０ スイッチング制御ＩＣ
１１ 過電圧保護回路
１２ 比較器
１３ ドライブ回路
１４，２９，４２ ＲＳフリップフロップ
１５ 発振回路
１６ ＯＲ回路
１７ ＰＷＭコンパレータ
１８ エラーアンプ
１９ 加算器
２１ 検出電圧（ＶＤ）入力端子
２２ 基準電圧源
２３ 比較器
２４ 充電パルス生成回路
２５，２６，４５ 定電流源
２７，２８，３０，４３，４６，４７ インバータ
３１ 検出信号出力端子
３２ イネーブル端子
４１ 入力信号端子
４４ 出力信号端子
Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード（ショットキダイオード）
Ｅ１，Ｅ２ 基準電圧源
Ｌ インダクタ
Ｒ，Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗
Ｑ１ ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
Ｑ２ ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ
Ｑ３ ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ
Ｑ４ ＰｃｈＭＯＳＦＥＴ
Ｑ５ ＮｃｈＭＯＳＦＥＴ

Claims (5)

1. 外部昇圧回路としてインダクタ、ダイオード、コンデンサが外付けされるスイッチング制御用の集積回路装置において、
   前記インダクタに流れる電流を制御するＮｃｈＭＯＳトランジスタと、
   前記ＮｃｈＭＯＳトランジスタをスイッチング制御するドライブ回路と、
   前記コンデンサにおける昇圧された出力電圧が過電圧状態となったときに、前記ドライブ回路に対して前記ＮｃｈＭＯＳトランジスタのスイッチング動作停止信号を出力する過電圧保護回路と、
   を備え、前記過電圧保護回路では前記ＮｃｈＭＯＳトランジスタのドレイン電圧を予め定められた所定電圧と比較することによって前記過電圧状態の判定を行うことを特徴とするスイッチング制御用の集積回路装置。
2. 前記過電圧保護回路は、
   ＮｃｈＭＯＳトランジスタのドレイン電圧を線形分割した電圧を基準電圧と比較し、前記基準電圧を超えたタイミングで比較信号を出力する比較回路と、
   前記比較信号に基づいて一定パルス幅のパルス信号を生成するパルス生成回路と、
   前記パルス生成回路のパルス信号に基づいてオンオフ制御されるスイッチ回路と、
   前記スイッチ回路のオンオフ動作により定電流による充電と放電とが切り替えられるコンデンサと、
   前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値電圧を超えたときスイッチング素子のスイッチング動作停止信号を出力するＲＳフリップフロップと、
   からなることを特徴とする請求項１記載のスイッチング制御用の集積回路装置。
3. 外部電源の直流電圧を昇圧して所定の大きさの出力電圧を形成するスイッチング電源において、
   スイッチング制御用の集積回路装置と、
   インダクタ、ダイオード、コンデンサから構成される外部昇圧回路と、
   を備え、前記集積回路装置は、前記インダクタに流れる電流を制御するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をスイッチング制御するドライブ回路と、前記昇圧された出力電圧が過電圧状態となったときに、前記ドライブ回路に対して前記スイッチング素子のスイッチング動作停止信号を出力する過電圧保護回路とを含み、前記過電圧保護回路において、前記スイッチング素子の出力電圧を予め定められた所定電圧と比較することにより過電圧を検出するように構成したことを特徴とするスイッチング電源。
4. 前記スイッチング素子をＮｃｈＭＯＳトランジスタによって構成するとともに、前記過電圧保護回路では前記ＮｃｈＭＯＳトランジスタのドレイン電圧を予め定められた所定電圧と比較することによって前記過電圧状態の判定を行うことを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源。
5. 前記過電圧保護回路は、
   ＮｃｈＭＯＳトランジスタのドレイン電圧を線形分割した電圧を基準電圧と比較し、前記基準電圧を超えたタイミングで比較信号を出力する比較回路と、
   前記比較信号に基づいて一定パルス幅のパルス信号を生成するパルス生成回路と、
   前記パルス生成回路のパルス信号に基づいてオンオフ制御されるスイッチ回路と、
   前記スイッチ回路のオンオフ動作により定電流による充電と放電とが切り替えられるコンデンサと、
   前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値電圧を超えたとき前記スイッチング素子のスイッチング動作停止信号を出力するＲＳフリップフロップと、
   からなることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源。

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