KR20060128194A

KR20060128194A - 슬립모드 ｐｗｍ 방식 ｄｃ―ｄｃ 컨버터

Info

Publication number: KR20060128194A
Application number: KR1020050049431A
Authority: KR
Inventors: 하창우; 민병운
Original assignee: 삼성전기주식회사
Priority date: 2005-06-09
Filing date: 2005-06-09
Publication date: 2006-12-14

Abstract

본 발명은 PWM 방식으로 승압된 전압을 공급하는 도중에 출력전압이 불안정한 고전압으로 높아지면 전원공급 모드를 PWM 슬립모드(Sleep Mode)로 제어하는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터를 제공하는데 그 목적이 있다.

본 발명의 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터는, 출력전압을 분압하여 서로 다른 제1 및 제2 검출전압을 출력하는 검출회로부; 기준전압과 상기 제1 검출전압과의 차전압을 검출하는 제1 비교부; 클럭신호를 생성하는 클럭 생성부; 상기 기준전압과 상기 제2 검출전압을 비교하여 그 결과에 따라 클럭신호 또는 PWM 슬립모드 신호를 출력하는 PWM 슬립모드 판정부; 상기 제1 비교부의 차전압과 상기 PWM 슬립모드 판정부로부터의 클럭신호를 비교하여 PWM 스위칭 신호를 생성하고, 상기 PWM 슬립모드 판정부로부터 PWM 슬립모드 신호 입력시는 로우레벨을 제공하는 제2 비교부; 및 상기 제2 비교부의 PWM 스위칭신호에 따라 입력전압을 승압하여 출력하고, 상기 로우레벨 입력시 과전압인 출력전압을 점차적으로 감소시켜 안정화시키는 승압회로부를 포함한다.

휴대폰, 전원장치, DC-DC 컨버터, 부스트 컨버터, PWM 슬립모드

Description

슬립모드 ＰＷＭ 방식 ＤＣ―ＤＣ 컨버터{DC-DC CONVERTER OF SLEEP MODE PWM TYPE}

도 1은 종래 PWM 방식 DC-DC 컨버터의 구성도.

도 2는 도1의 주요신호에 대한 타이밍 챠트.

도 3은 본 발명에 따른 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터의 구성도.

도 4는 도 3의 주요신호에 대한 타이밍 챠트.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명 *

100 : 검출회로부 200 : 제1 비교부

210 : 필터 300 : 클럭 생성부

400 : PWM 슬립모드 판정부 500 : 제2 비교부

600 : 승압회로부 610 : 방전 회로부

CP1,CP2,CP3 : 비교기 AND : 논리연산소자

Vref : 기준전압 Vd1 ; 제1 검출전압

Vd2 : 제2 검출전압 Verr : 차전압

CLK : 클럭신호 SW : PWM 스위칭 신호

Vin : 입력전압

본 발명은 휴대폰 등의 전원장치에 적용되는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터에 관한 것으로, 특히 PWM 방식으로 낮은 전압(예,3V)을 이보다 높은 전압(예,15V)으로 승압하고, 승압된 전압을 공급하는 도중에 출력전압이 불안정한 고전압으로 높아지면 전원공급 모드를 PWM 슬립모드(Sleep Mode)로 제어함으로써, 보다 안정적으로 전압을 공급할 수 있고, 이에 따라 변환 효율을 높일 수 있는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.

최근 모바일 폰(Mobile Phone) 시장은 2005년 기준 6억 5980만대 규모로 매년 20% 이상의 급성장을 이루고 있으며, 모바일 폰의 추세(Trend)는 디지탈 컨버젼(Digital Conversion)에 따라 카메라, PDA, MP3, Media Player등의 기능이 추가되고 있다. 그리고, 2005년 기준 전체 규모의 대략 40%(2억6320만대)에 해당하는 폰(Phone)에 카메라 기능이 지원되고 있다.

현재, 휴대폰에서 채택되고 있는 카메라 모듈은 35만 화소가 주류이지만, 100만화소대로 옮겨가고 있으며, 최근 500만 화소, 700만 화소 등의 고해상도 카메라 폰이 잇따라 출시됨에 따라 휴대폰용 카메라 모듈의 기능도 크게 향상되고 있다.

특히, 디지털 카메라와의 직접적인 경쟁이 예상되면서, 자동 초점기능과 자 동 광학 줌(Zoom) 기능이 크게 요구되고 있는 실정이다. 이를 구현하기 위해 전력소비가 적고 부피가 작은 렌즈 구동 액츄에이터(Actuator)와 드라이버 고밀도 집적회로(Driver LSI) 구현기술이 절실하다.

이에 최근 주목받고 있는 기술이 압전(Piezo) 소자를 이용한 렌즈 구동방식인데, 압전 소자는 기존의 모터 구동방식과 비교하여 소음과 진동이 거의 없고, 전력소비를 1/3 이하로 크게 감소할 수 있는 방식이다. 그런데, 이러한 압전 소자는 10V 이상의 전압에서 동작하기 때문에 드라이버 IC 또한 2.8V의 배터리 전압을 10V이상의 전압으로 승압하여 안정적으로 공급할 수 있어야 한다.

한편, DC-DC 컨버터는 직류전압을 감압 또는 승압하여 원하는 직류전압으로 변환하는데, 이러한 DC-DC 컨버터에는 벅 컨버터(buck converter)와 부스트 컨버터(boost converter)가 있다. 상기 벅 컨버터(buck converter)는 감압(step down) 컨버터로서, 높은 직류전압을 상대적으로 낮은 직류전압을 변환하는 컨버터이고, 상기 부스트 컨버터(boost converter)는 승압(step up) 컨버터로서, 낮은 직류전압을 상대적으로 높은 직류전압을 변환하는 컨버터이다. 여기서, 상기 부스트 컨버터는 저전압을 사용하는 핸드폰 등의 배터리(Battery)의 전압을 고전압으로 승압하는 DC-DC 컨버터로서 적용된다.

한편, 상기 부스트 컨버터는 저전압을 사용하는 핸드폰 등의 배터리(Battery)의 전압을 고전압으로 승압하는 PWM 방식의 DC-DC 컨버터로서 적용된다.

이와 같은 종래의 PWM방식 DC-DC 컨버터중의 하나를 도 1을 참조하여 설명한다.

도 1은 종래 PWM방식 DC-DC 컨버터의 구성도이다.

도 1에 도시된 종래 PWM방식 DC-DC 컨버터는, 기준전압(Vref)과 검출전압(Vd)과의 차전압(Verr)을 검출하는 제1 비교부(10)와, 클럭신호를 생성하는 클럭 생성부(20)와, 상기 제1 비교부(10)의 차전압(Verr)과 상기 클럭 생성부(20)의 클럭을 비교하여 PWM 스위칭 신호(SW)를 생성하는 제2 비교부(30)와, 상기 제2 비교부(30)의 PWM 스위칭신호에 따라 입력전압(Vin)을 승압하여 출력하는 승압회로부(40)와, 상기 승압회로부(40)의 출력전압을 검출하여 상기 제1 비교부(10)에 검출전압을 출력하는 검출회로부(50)를 포함한다.

상기 승압회로부(40)는 일반적인 부스터 컨버터 회로로서, 코일(L), 다이오드(D), 커패시터(C) 및 스위칭 소자(Q)를 포함하고 있다. 상기 검출회로부(50)는 상기 승압회로부(40)의 출력단의 출력전압(Vout)을 저항(R1,R2)으로 분압하여 검출한다.

도 2는 도1의 주요신호에 대한 타이밍 챠트이다.

도 2를 참조하면, 상기 기준전압(Vref)보다 검출전압이 점차적으로 낮아지는 경우, 상기 제1 비교부(10)의 차전압(Verr)은 도 2에 도시된 바와 같이 점차적으로 높아지게 된다. 상기 클럭 생성부(20)의 클럭신호(CLK)는 삼각파 형태이다. 상기 제2 비교부(30)는 상기 클럭신호(CLK)가 상기 차전압(Verr)보다 높을 때 하이레벨을, 그 반대의 경우 로우레벨을 출력하므로, 도 2에 도시된 바와 같이, 스위칭신호(SW)의 펄스폭(PW)이 75%에서, 50%, 25%로 점차적으로 좁아진다.

이와 같이 스위칭신호(SW)에 의해, 상기 승압회로부(40)의 스위치(Q)는 온/오프를 반복하는데, 상기 스위칭신호(SW)의 펄스폭이 좁아지면서, 상기 스위치(Q)의 온구간도 좁아지게 된다. 이때, 상기 스위치(Q)의 온구간에서 코일(L)에 흐르는 전류(IL)가 증가하고, 상기 스위치(Q)의 오프구간에서 코일(L)에 흐르는 전류(IL)가 감소하여, 상기 스위치(Q)의 오프구간이 넓어짐에 따라 상기 전류(IL)는 전체적으로 점점 상승하게 된다.

이에 따라, 상기 전류(IL)에 의해 상기 스위치(Q)가 온되면 커패시터(C)에 전압이 방전되고, 상기 스위치(Q)가 오프되면 상기 커패시터(C)의 전압이 충전되는 동작을 반복하는데, 이때 출력전압(Vout)은 충전구간이 짧을 경우에는 점차적으로 낮아지면서 충전 및 방전 구간이 동일한 경우에는 일정한 크기로 유지되고, 충전구간이 길어지게 되는 경우에는 높아지게 된다.

전술한 바와 같은 종래 PWM 방식 DC-DC 컨버터에서는, PWM 방식으로 펄스의 주파수를 고정하고 스위칭신호(SW)의 펄스폭을 변화시켜서 커패시터에 충전되는 전류량을 조절하여 결국 출력전압을 조절하는 방식이다. 이러한 방식은, 커패시터 충전 전류량을 크게 할 수 있으므로 광범위 부하영역(Wide Load Range)에 대해 고효율 구현이 가능하고, 주파수가 고정되어 있으므로 노이즈 스펙트럼(Noise Spectrum)이 매우 좁아 간단한 로우 패스 필터(Low pass filter)를 사용하여 리플 (Ripple)특성을 크게 향상시킬 수 있다.

그런데, 이와 같은 종래 PWM 방식 DC-DC 컨버터는, 전압변환 효율을 높이기 위해 펄스신호의 듀티(Duty)를 80% 수준으로 제한하게 되는데, 압전 액츄에이터(Actuator)가 동작하지 않을 때, 즉 출력단의 부하에 하이 임피던스(High Impedance)가 걸리는 경우, 커패시터에 펄스 주기에 해당하는 최소값의 전류가 계속 충전(Charging)되어 출력전압이 불안정하게 계속 증가하게 되는 문제점이 있다.

예를 들어, 압전 액츄에이터를 구동을 하기 위해서는 액츄에이터에 대략 15V의 펄스신호가 인가되어야 하고, 이때, 클럭 생성부는 15V 전압원을 필요로 하지만, 모바일 폰(Mobile Phone) 자동 포커스 및 줌 구동용 압전 액츄에이터의 경우, 휴대용 배터리의 전원이 3V 이하이므로 3V to 15V DC 변환기가 필요한데, 액츄에이터 동작시에는 기존의 방식을 사용해서 문제가 없지만, 동작하지 않는 동안은 DC-DC 컨버터 부하가 하이 임피던스 상태가 되어, 이때 커패시터에서 부하로 흘러야 할 전류가 흐르지 못하여 순간적으로 높은 전압이 발생하게 되는 문제점이 있다.

본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위해 제안된 것으로, 그 목적은 휴대폰 등의 전원장치에 적용되는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터에서, PWM 방식으로 낮은 전압(예,3V)을 이보다 높은 전압(예,15V)으로 승압하고, 승압된 전압을 공급하 는 도중에 출력전압이 불안정한 고전압으로 높아지면 전원공급 모드를 PWM 슬립모드(Sleep Mode)로 제어함으로써, 보다 안정적으로 전압을 공급할 수 있고, 이에 따라 변환 효율을 높일 수 있는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터를 제공하는데 있다.

상기한 본 발명의 목적을 달성하기 위해서, 본 발명의 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터는, 출력전압을 분압하여 서로 다른 제1 및 제2 검출전압을 출력하는 검출회로부; 사전에 설정된 기준전압과 상기 제1 검출전압과의 차전압을 검출하는 제1 비교부; 클럭신호를 생성하는 클럭 생성부; 상기 기준전압과 상기 제2 검출전압을 비교하여 출력전압이 과전압이 아닌 경우에는 상기 클럭신호를 출력하고, 출력전압이 과전압인 경우에는 상기 클럭신호의 출력을 차단하고 PWM 슬립모드 신호를 출력하는 PWM 슬립모드 판정부; 상기 제1 비교부의 차전압과 상기 PWM 슬립모드 판정부로부터의 클럭신호를 비교하여 PWM 스위칭 신호를 생성하고, 상기 PWM 슬립모드 판정부로부터 PWM 슬립모드 신호 입력시는 로우레벨을 제공하는 제2 비교부; 및 상기 제2 비교부의 PWM 스위칭신호에 따라 입력전압을 승압하여 출력하고, 상기 로우레벨 입력시 과전압인 출력전압을 점차적으로 감소시켜 안정화시키는 승압회로부를 포함함을 특징으로 한다.

상기 DC-DC 컨버터는, 상기 제1 비교부과 제2 비교부 사이에 연결되어, 상기 제1 비교부의 출력전압에서 노이즈를 제거하는 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 검출회로부의 제1 검출전압은, 상기 제2 검출전압보다 높게 설정된 것을 특징으로 한다.

상기 검출회로부는, 상기 승압회로부의 출력단에서 접지로 직렬로 연결된 제1 저항, 제2 저항 및 제3 저항을 포함하고, 상기 제1 저항과 제2 저항과의 접속노드에서 상기 제1 검출전압을 제공하고, 상기 제2 저항 및 제3 저항과의 접속노드에서 상기 제2 검출전압을 제공하도록 이루어진 것을 특징으로 한다.

상기 검출회로부는, 상기 제2 저항의 저항치를 상기 제1 저항의 저항치 및 제3 저항의 저항치보다 낮게 설정되어 이루어진 것을 특징으로 한다.

상기 제1 비교부는, 상기 기준전압을 입력받는 비반전(+) 입력단자와, 상기 제1 검출전압을 입력받는 반전(-) 입력단자를 포함하고, 상기 기준전압과 상기 제1 검출전압을 비교하는 비교기로 이루어진 것을 특징으로 한다.

상기 PWM 슬립모드 판정부는, 상기 기준전압을 입력받는 비반전(+) 입력단자와, 상기 제2 검출전압을 입력받는 반전(-) 입력단자를 포함하고, 상기 기준전압과 상기 제2 검출전압을 비교하는 비교기; 상기 비교기의 출력전압과 상기 클럭 생성부의 클럭신호를 논리곱 하여 클럭신호 또는 PWM 슬립모드 신호를 출력하는 논리연산소자를 포함하는 것을 특징으로 한다.

상기 제2 비교부는, 상기 제1 비교부의 차전압을 입력받는 반전(-) 입력단자와, 상기 PWM 슬립모드 판정부로부터의 클럭신호를 입력받는 비반전(+) 입력단자를 포함하고, 상기 차전압과 상기 클럭신호를 비교하는 비교기로 이루어진 것을 특징으로 한다.

상기 승압회로부는, 전원에 연결된 일단을 갖는 코일; 상기 코일의 타단과 접지 사이에 연결되어, 상기 제2 비교부의 PWM 스위치신호에 따라 스위칭 동작하고, 로우레벨에 따라 스위칭 오프되는 스위칭 소자; 상기 코일과 스위칭 소자의 접속노드에 연결된 애노드와, 상기 출력단에 연결된 캐소드를 갖는 다이오드; 상기 다이오드의 캐소드와 접지 사이에 연결된 커패시터; 및 상기 커패시터에 병렬로 연결되어, 상기 제2 비교부의 로우레벨에 따라 상기 커패시터의 충전전압에 대한 방전경로를 형성하여, 상기 커패시터의 충전전압을 접지로 방전시키는 방전 회로부를 포함하는 것을 특징으로 한다.

이하, 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 본 발명에 참조된 도면에서 실질적으로 동일한 구성과 기능을 가진 구성요소들은 동일한 부호를 사용할 것이다.

도 3은 본 발명에 따른 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터의 구성도이다.

도 3을 참조하면, 본 발명에 따른 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터는, 출력전압을 분압하여 서로 다른 제1 및 제2 검출전압(Vd1,Vd2)을 출력하는 검출회로부(100)와, 사전에 설정된 기준전압(Vref)과 상기 제1 검출전압(Vd1)과의 차전압(Verr)을 검출하는 제1 비교부(200)와, 클럭신호(CLK)를 생성하는 클럭 생성부(300)와, 상기 기준전압(Vref)과 상기 제2 검출전압(Vd2)을 비교하여 출력전압이 과전압이 아닌 경우에는 상기 클럭신호(CLK)를 출력하고, 출력전압이 과전압인 경 우에는 상기 클럭신호(CLK)의 출력을 차단하고 PWM 슬립모드 신호를 출력하는 PWM 슬립모드 판정부(400)와, 상기 제1 비교부(200)의 차전압(Verr)과 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)로부터의 클럭신호(CLK)를 비교하여 PWM 스위칭 신호(SW)를 생성하고, 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)로부터 PWM 슬립모드 신호 입력시는 로우레벨을 제공하는 제2 비교부(500)와, 상기 제2 비교부(500)의 PWM 스위칭신호(SW)에 따라 입력전압(Vin)을 승압하여 출력하고, 상기 로우레벨 입력시 과전압인 출력전압을 점차적으로 감소시켜 안정화시키는 승압회로부(600)를 포함한다.

상기 DC-DC 컨버터는, 상기 제1 비교부(200)와 제2 비교부(500) 사이에 연결되어, 상기 제1 비교부(200)의 출력전압에서 노이즈를 제거하는 필터(210)를 더 포함한다.

상기 검출회로부(100)의 제1 검출전압(Vd1)은, 상기 제2 검출전압(Vd1)보다 높게 설정된다.

상기 검출회로부(200)는, 상기 승압회로부(600)의 출력단에서 접지로 직렬로 연결된 제1 저항(R1), 제2 저항(R2) 및 제3 저항(R3)을 포함하고, 상기 제1 저항(R1)과 제2 저항(R2)과의 접속노드에서 상기 제1 검출전압(Vd1)을 제공하고, 상기 제2 저항(R2) 및 제3 저항(R3)과의 접속노드에서 상기 제2 검출전압(Vd2)을 제공하도록 이루어진다.

상기 검출회로부(100)는, 상기 제2 저항(R2)의 저항치를 상기 제1 저항(R1)의 저항치 및 제3 저항(R3)의 저항치보다 낮게 설정되어 이루어진다.

상기 제1 비교부(200)는, 상기 기준전압(Vref)을 입력받는 비반전(+) 입력단 자와, 상기 제1 검출전압(Vd1)을 입력받는 반전(-) 입력단자를 포함하고, 상기 기준전압(Vref)과 상기 제1 검출전압(Vd1)을 비교하는 비교기(CP1)로 이루어진다.

상기 PWM 슬립모드 판정부(400)는, 상기 기준전압(Vref)을 입력받는 비반전(+) 입력단자와, 상기 제2 검출전압(Vd2)을 입력받는 반전(-) 입력단자를 포함하고, 상기 기준전압(Vref)과 상기 제2 검출전압(Vd2)을 비교하는 비교기(CP2)와, 상기 비교기(CP2)의 출력전압과 상기 클럭 생성부(300)의 클럭신호(CLK)를 논리곱 하여 클럭신호 또는 PWM 슬립모드 신호를 출력하는 논리연산소자(AND)를 포함한다.

상기 제2 비교부(500)는, 상기 제1 비교부(100)의 차전압(Verr)을 입력받는 반전(-) 입력단자와, 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)로부터의 클럭신호(CLK)를 입력받는 비반전(+) 입력단자를 포함하고, 상기 차전압(Verr)과 상기 클럭신호(CLK)를 비교하는 비교기(CP3)로 이루어진다.

상기 승압회로부(600)는, 전원(Vcc)에 연결된 일단을 갖는 코일(L)과, 상기 코일의 타단과 접지 사이에 연결되어, 상기 제2 비교부의 PWM 스위치신호에 따라 스위칭 동작하고, 로우레벨에 따라 스위칭 오프되는 스위칭 소자(Q)와, 상기 코일과 스위칭 소자의 접속노드에 연결된 애노드와, 상기 출력단에 연결된 캐소드를 갖는 다이오드(D)와, 상기 다이오드의 캐소드와 접지 사이에 연결된 커패시터(C)와, 상기 커패시터에 병렬로 연결되어, 상기 제2 비교부의 로우레벨에 따라 상기 커패시터의 충전전압에 대한 방전경로를 형성하여, 상기 커패시터의 충전전압을 접지로 방전시키는 방전 회로부(610)를 포함한다.

상기 방전 회로부(610)는, 상기 제2 비교부의 로우레벨에 따라 스위칭온되는 스위칭 소자로 구현될 수 있다.

도 4는 도 3의 주요신호에 대한 타이밍 챠트이다.

도 4에서, Verr는 상기 제1 비교부(200)에서 출력되는 전압으로, 상기 기준전압(Vref)과 상기 제1 검출전압(Vd1)과의 차전압이다. CLK은 상기 클럭 생성부(300)에서 생성된 신호이다. SW는 상기 제2 비교부(500)에서 출력되는 PWM 스위칭신호이다. Ssp는 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)에서 출력되는 PWM 슬립모드 신호이다. IL는 상기 승압회로부(600)의 코일(L)에 흐르는 전류이다. Vout는 상기 승압회로부(600)에서 출력되는 출력전압이다.

이하, 본 발명의 작용 및 효과를 첨부한 도면에 의거하여 상세히 설명한다.

본 발명의 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터는, 출력전압이 정상적으로 공급되는 상태에서는 출력전압의 크기에 따라 PWM 방식으로 입력전압(Vin)을 스위칭하여 충전 및 방전을 통해 일정한 전압으로 승압시켜 출력하는 전원 공급모드를 수행하고, 이러한 전원 공급모드 수행중에 출력전압이 정상 출력전압보다 높은 과전압으로 판정되면 상기 PWM 스위칭 신호의 출력을 차단시키는 PWM 슬립모드를 수행하는데, 이하 각 동작 모드에 대해서 도 3 및 도 4를 참조하여 설명한다.

먼저, 본 발명의 전원 공급모드에서의 DC-DC 컨버터의 동작 과정을 설명한다.

도 3을 참조하면, 본 발명의 검출회로부(100)는, 출력전압(Vout)을 분압하여 서로 다른 제1 검출전압(Vd1) 및 제2 검출전압(Vd2)을 각각 검출한다. 여기서, 상기 제1 검출전압(Vd1)은 출력전압(Vout)의 크기에 따라 PWM 방식으로 출력전압으로 제어하기 위한 검출전압이고, 상기 제2 검출전압(Vd2)은 상기 출력전압(Vout)이 과전압인지의 여부를 판정하기 위한 검출전압이다. 이때, 상기 제1 검출전압(Vd1)은 제1 비교부(200)로 출력되고, 상기 제2 검출전압(Vd2)은 PWM 슬립모드 판정부(400)로 출력된다.

이에 대해서 구체적으로 예를 들면, 상기 검출회로부(100)는, 상기 승압회로부(600)의 출력단에서 접지로 직렬로 연결된 제1 저항(R1), 제2 저항(R2) 및 제3 저항(R3)을 포함하고, 상기 제1 저항(R1)과 제2 저항(R2)과의 접속노드에서 상기 제1 검출전압(Vd1)을 제공하고, 상기 제2 저항(R2) 및 제3 저항(R3)과의 접속노드에서 상기 제2 검출전압(Vd2)을 제공하는데, 이때, 상기 제2 저항(R2)의 저항치가 상기 제1 저항(R1)의 저항치 및 제3 저항(R3)의 저항치보다 낮게 설정되므로, 상기 제1 검출전압(Vd1)은 제2 검출전압(Vd2)보다 높다.

상기 제1 비교부(200)는, 사전에 설정된 기준전압(Vref)과 상기 제1 검출전압(Vd1)과의 차전압(Verr)을 검출하는데, 여기서, 상기 제1 비교부(200)가 비교기 (CP1)로 이루어지는 경우, 상기 비교기(CP1)는, 비반전(+) 입력단자로 입력되는 상기 기준전압(Vref)과, 반전(-) 입력단자로 입력되는 제1 검출전압(Vd1)을 비교하여 상기 기준전압(Vref)과 제1 검출전압(Vd1)의 차전압(Verr=Vref-Vd1)을 출력한다.

또한, 본 발명의 필터(210)는, 상기 제1 비교부(200)의 출력전압에서 노이즈를 제거하여 보다 깨끗한 전압을 제2 비교부(500)로 제공한다. 그리고, 본 발명의 클럭 생성부(300)는, 삼각파형태의 클럭신호(CLK)를 생성한다.

여기서, 도 4에 도시한 바와 같이, 상기 차전압(Verr)은 정상 전원공급모드에서는 상기 클럭신호(CLK)의 중간레벨에서 상하로 스윙하며, 상기 클럭신호(CLK)의 레벨을 벗어나지 않는다.

이때, 전원 공급모드에서 상기 출력전압(Vout)은 과전압보다 낮은 전압이고, 상기 제2 검출전압(Vd2)은 기준전압(Vref)보다 낮은 전압으로 설정되므로, 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)는, 상기 기준전압(Vref)과 상기 제2 검출전압(Vd2)을 비교하여 출력전압이 과전압이 아니므로 상기 클럭신호(CLK)를 제2 비교부(500)로 출력한다.

이에 대해서 구체적으로 설명하면, 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)의 비교기(CP2)는, 비반전(+) 입력단자를 통해 입력되는 상기 기준전압(Vref)과, 반전(-) 입력단자를 통해 입력되는 제2 검출전압(Vd2)을 비교하여, 상기 기준전압(Vref)이 제2 검출전압(Vd2)보다 높을 경우에는 하이레벨을 출력한다. 이때, 전원 공급모드에 서는 상기 기준전압(Vref)이 상기 제2 검출전압(Vd2)보다 높게 설정되어 있고, 상기 제1 검출전압(Vd1)은 제2 검출전압(Vd2)보다 높다.

또한, 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)의 논리연산소자(AND)는 상기 비교기(CP2)의 출력전압과 상기 클럭 생성부(300)의 클럭신호(CLK)를 논리곱 하여, 상기 비교기(CP2)의 출력전압이 하이레벨이므로, 상기 클럭 생성부(300)의 클럭신호(CLK)를 그대로 출력하게 된다.

이후, 상기 제2 비교부(500)는 상기 제1 비교부(200)의 차전압(Verr)과 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)로부터의 클럭신호(CLK)를 비교하여 PWM 스위칭 신호(SW)를 생성하여 승압회로부(600)로 출력한다.

이에 대한 구체적인 예를 들면, 상기 제2 비교부(500)가 비교기(CP3)로 이루어지는 경우, 상기 비교기(CP3)는 반전(-) 입력단자를 통해 입력받는 차전압(Verr)과, 비반전(+) 입력단자를 통해 입력받는 클럭신호(CLK)를 비교하여, 상기 클럭신호(CLK)가 차전압(Verr)보다 높을 경우에는 하이레벨을 출력하고, 그 반대의 경우에는 로우레벨을 출력하는데, 이와 같은 전원공급모드에서는 도 4에 도시한 바와 같이 하이레벨과 로우레벨이 반복되는 PWM 스위칭신호(SW)를 승압회로부(600)로 출력한다.

이때, 상기 승압회로부(600)는, 상기 제2 비교부(500)의 PWM 스위칭신호(SW)에 따라 대략 3V의 입력전압(Vin)을 대략 15V로 승압하여 출력한다.

이에 대해서 도 3 및 도 4를 참조하여 구체적으로 설명하면, 상기 승압회로부(600)의 제1 스위칭소자(Q)는 상기 제2 비교부(500)의 PWM 스위칭신호(SW)에 따라 온/오프를 반복하게 되고, 상기 제1 스위칭소자(Q)가 온 되는 경우에는 코일(L)에 흐르는 전류(IL)가 상승하고, 이러한 전류(IL)는 제1 스위칭소자(Q)를 통해서 접지로 흐르고, 커패시터(C)의 충전전압은 출력단으로 방전하게 된다. 이에 반해, 상기 제1 스위칭소자(Q)가 오프되는 경우에는 코일(L)에 흐르는 전류(IL)가 감소하고, 이러한 전류(IL)는 다이오드(D)를 통해 커패시터(C)에 충전되면서, 상기 커패시터(C)의 충전전압이 상승함에 따라 출력전압이 상승하게 된다.

이와 같이, 상기 제1 스위치소자(Q)가 온/오프를 반복함에 따라 상기 커패시터(C)에 충전 및 방전이 반복적으로 이루어지면서 출력전압(Vout)은 일정한 전압으로 상승된다.

전술한 바와 같이, 출력전압을 정상적으로 출력하는 전원공급모드를 수행하는 도중에, 본 발명의 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터가 적용된 시스템의 압전 액츄에이터가 동작하지 않는 경우에는, 출력단의 부하 임피던스가 높아지면서, 승압회로부의 커패시터에 펄스 주기에 해당하는 최소값의 전류가 계속 충전(Charging)되어 출력전압이 불안정하게 계속 증가하게 되면, 본 발명의 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터에서는 PWM 슬립모드를 수행한다.

다음, 과전압 발생시 수행되는 PWM 슬립모드에 대해서 설명한다.

도 3 및 도 4를 참조하면, 상기 출력전압이 불안정하게 계속 상승하는 경우, 상기 검출회로부(100)에서는 기준전압(Vref)보다 높은 제2 검출전압(Vd2)을 검출하여 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)로 출력한다.

이때, 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)는, 상기 기준전압(Vref)과 상기 제2 검출전압(Vd2)을 비교하여 출력전압이 과전압이므로 상기 클럭신호(CLK)를 차단하고, PWM 슬립모드 신호를 제2 비교부(500)로 출력한다.

이에 대해서 구체적으로 설명하면, 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)의 비교기(CP2)는, 비반전(+) 입력단자를 통해 입력되는 상기 기준전압(Vref)과, 반전(-) 입력단자를 통해 입력되는 제2 검출전압(Vd2)을 비교하는데, 상기 제2 검출전압(Vd2)이 기준전압(Vref)보다 높으므로 로우레벨을 출력한다. 이에 따라, 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)의 논리연산소자(AND)는 상기 비교기(CP2)에서 출력되는 로우레벨과 상기 클럭 생성부(300)의 클럭신호(CLK)를 논리곱 하여, 도 4에 도시한 바와 같이 상기 클럭 생성부(300)의 클럭신호(CLK)를 차단하고, 상기 로우레벨인 PWM 슬립모드 신호를 출력하게 된다.

이후, 상기 제2 비교부(500)는 상기 제1 비교부(200)의 차전압(Verr)과 상기 PWM 슬립모드 판정부(400)로부터의 로우레벨인 PWM 슬립모드 신호(Ssp)를 비교하여 본 발명의 컨버터가 적용되는 시스템의 셧다운(shutdown)을 위한 로우레벨을 상기 승압회로부(600)로 출력한다.

예를 들어, 상기 제2 비교부(500)가 비교기(CP3)로 이루어지는 경우, 상기 비교기(CP3)는 반전(-) 입력단자를 통해 입력받는 차전압(Verr)과, 비반전(+) 입력단자를 통해 입력받는 로우레벨인 PWM 슬립모드 신호를 비교하여, 상기 차전압(Verr)이 상기 로우레벨인 PWM 슬립모드 신호보다 높으므로 셧다운을 위한 로우레벨을 상기 승압회로부(600)로 출력한다.

이때, 상기 승압회로부(600)는, 상기 제2 비교부(500)의 로우레벨(SW)에 따라 스위칭 소자(Q)가 오프되어, 도 4에 도시한 바와 같이 전류(IL)는 다소 감소되고, 이와 동시에 방전 회로부(610)가 온되어, 상기 커패시터(C)에 충전된 전압이 상기 방전회로를 통해 접지로 방전되므로, 출력전압은 점차적으로 감소되어 안정화된다.

이에 대해서 구체적으로 설명하면, 상기 승압회로부(600)의 스위칭 소자(Q)는 상기 제2 비교부(500)의 로우레벨(SW)에 따라 스위칭 오프되고, 또한, 상기 제2 비교부(500)의 로우레벨에 따라 본 발명의 방전 회로부(610)가 로우 액티브로 동작하여 방전경로를 형성하고, 이에 따라 커패시터(C)에 충전된 전압은 상기 방전 회로부(610)의 방전경로를 통해서 신속하게 방전되어 과전압 발생되는 출력전압은 신속하게 정상 전압으로 복귀된다.

예를 들어, 상기 방전 회로부(610)가 로우 액티브로 동작하는 스위칭 소자로 구현되는 경우, 상기 제2 비교부(500)의 로우레벨에 따라 스위칭온되어 상기와 같이 방전경로를 형성하게 된다.

이러한 PWM 슬립모드를 수행하여 상기 출력전압이 안정화되면, 상기 설명한 전원 공급모드로 복귀되어 정상 전압 변환 동작을 수행한다.

이상에서 설명한 본 발명은 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 의해 한정되는 것이 아니고 특허청구범위에 의해 한정되며, 본 발명의 장치는 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하다는 것이 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 명백하다.

상술한 바와 같은 본 발명에 따르면, 휴대폰 등의 전원장치에 적용되는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터에서, PWM 방식으로 낮은 전압(예,3V)을 이보다 높은 전압(예,15V)으로 승압하고, 승압된 전압을 공급하는 도중에 출력전압이 불안정한 고전압으로 높아지면 전원공급 모드를 PWM 슬립모드(Sleep Mode)로 제어함으로써, 보다 안정적으로 전압을 공급할 수 있고, 이에 따라 변환 효율을 높일 수 있는 효과가 있다.

즉, PWM방식 DC-DC 컨버터의 출력에 하이 임피던스(High Impedance)가 발생한 경우(액츄에이터 비동작시), 슬립모드 PWM 동작을 통해 출력전압의 증가를 방지한다. PWM 슬립모드 PWM동작시 출력전압 수준이 정상상태(15V)로 떨어질 때까지 커패시터의 충전전압이 방전을 수행하므로 출력전압이 안정화되는 속도가 빨라진다 (Fast One Shot Discharging). 그리고, 고속 원쇼트 방전(Fast One Shot Discharging)은 하이 임피던스(High Impedance)조건의 과도 전압 상태 시간을 단축하여, 지속적인 충전-방진의 반복동작을 제거하여, 스위칭 전류 소비량을 줄여주게 되며, 이는 DC-DC 컨버터의 효율을 높인다. 또한, 출력 부하에서 회로불량 및 고장조건에서 16V이상의 순간적인 과전압 발생시 PWM 동작을 정지시켜서 커패시터 및 액츄에이터를 보호한다.

Claims

출력전압을 분압하여 서로 다른 제1 및 제2 검출전압을 출력하는 검출회로부;

사전에 설정된 기준전압과 상기 제1 검출전압과의 차전압을 검출하는 제1 비교부;

클럭신호를 생성하는 클럭 생성부;

상기 기준전압과 상기 제2 검출전압을 비교하여 출력전압이 과전압이 아닌 경우에는 상기 클럭신호를 출력하고, 출력전압이 과전압인 경우에는 상기 클럭신호의 출력을 차단하고 PWM 슬립모드 신호를 출력하는 PWM 슬립모드 판정부;

상기 제1 비교부의 차전압과 상기 PWM 슬립모드 판정부로부터의 클럭신호를 비교하여 PWM 스위칭 신호를 생성하고, 상기 PWM 슬립모드 판정부로부터 PWM 슬립모드 신호 입력시는 로우레벨을 제공하는 제2 비교부; 및

상기 제2 비교부의 PWM 스위칭신호에 따라 입력전압을 승압하여 출력하고, 상기 로우레벨 입력시 과전압인 출력전압을 점차적으로 감소시켜 안정화시키는 승압회로부

를 포함하는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 DC-DC 컨버터는,

상기 제1 비교부과 제2 비교부 사이에 연결되어, 상기 제1 비교부의 출력전압에서 노이즈를 제거하는 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 검출회로부의 제1 검출전압은

상기 제2 검출전압보다 높게 설정된 것을 특징으로 하는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 검출회로부는

상기 승압회로부의 출력단에서 접지로 직렬로 연결된 제1 저항, 제2 저항 및 제3 저항을 포함하고,

상기 제1 저항과 제2 저항과의 접속노드에서 상기 제1 검출전압을 제공하고,

상기 제2 저항 및 제3 저항과의 접속노드에서 상기 제2 검출전압을 제공하도록 이루어진 것을 특징으로 하는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터.
제4항에 있어서, 상기 검출회로부는

상기 제2 저항의 저항치를 상기 제1 저항의 저항치 및 제3 저항의 저항치보 다 낮게 설정되어 이루어진 것을 특징으로 하는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 제1 비교부는,

상기 기준전압을 입력받는 비반전(+) 입력단자와, 상기 제1 검출전압을 입력받는 반전(-) 입력단자를 포함하고, 상기 기준전압과 상기 제1 검출전압을 비교하는 비교기로 이루어진 것을 특징으로 하는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 PWM 슬립모드 판정부는

상기 기준전압을 입력받는 비반전(+) 입력단자와, 상기 제2 검출전압을 입력받는 반전(-) 입력단자를 포함하고, 상기 기준전압과 상기 제2 검출전압을 비교하는 비교기; 및

상기 비교기의 출력전압과 상기 클럭 생성부의 클럭신호를 논리곱 하여 클럭신호 또는 PWM 슬립모드 신호를 출력하는 논리연산소자

를 포함하는 것을 특징으로 하는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터.
제1항 또는 제7항에 있어서, 상기 제2 비교부는,

상기 제1 비교부의 차전압을 입력받는 반전(-) 입력단자와, 상기 PWM 슬립모드 판정부로부터의 클럭신호를 입력받는 비반전(+) 입력단자를 포함하고, 상기 차 전압과 상기 클럭신호를 비교하는 비교기로 이루어진 것을 특징으로 하는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터.
제1항에 있어서, 상기 승압회로부는

전원에 연결된 일단을 갖는 코일;

상기 코일의 타단과 접지 사이에 연결되어, 상기 제2 비교부의 PWM 스위치신호에 따라 스위칭 동작하고, 로우레벨에 따라 스위칭 오프되는 스위칭 소자;

상기 코일과 스위칭 소자의 접속노드에 연결된 애노드와, 상기 출력단에 연결된 캐소드를 갖는 다이오드;

상기 다이오드의 캐소드와 접지 사이에 연결된 커패시터; 및

상기 커패시터에 병렬로 연결되어, 상기 제2 비교부의 로우레벨에 따라 상기 커패시터의 충전전압에 대한 방전경로를 형성하여, 상기 커패시터의 충전전압을 접지로 방전시키는 방전 회로부

를 포함하는 것을 특징으로 하는 슬립모드 PWM 방식 DC-DC 컨버터,