JP4221302B2

JP4221302B2 - パルス幅変調信号を発生する方法および装置

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Publication number: JP4221302B2
Application number: JP2003561103A
Authority: JP
Inventors: ジェイ．レックナー、ウィリアム; ミドヤ、パラブ; エイ．ワグ、プージャン; ジェイ．リンダークネヒト、ウィリアム
Original assignee: NXP USA Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 2002-01-02
Filing date: 2002-12-13
Publication date: 2009-02-12
Anticipated expiration: 2022-12-13
Also published as: WO2003061136A1; TW200301996A; US6606044B2; JP2005515684A; CN1615588A; AU2002357212A1; HK1076665A1; CN100483949C; KR100979075B1; TWI284459B; EP1466412A1; KR20040071289A; US20030122692A1

Description

本発明は、一般にパルス幅変調に関し、具体的には、パルス密度変調データストリームまたはパルス符号変調データストリームのいずれかを、パルス幅変調信号に変換することに関する。

パルス幅変調（ＰＷＭ、以下ＰＷＭともいう）は、電力信号を効率よく生成するのに好適な方法である。特に、多くの高効率デジタルオーディオスイッチング電力増幅器は、ＰＷＭ信号方式に基づいている。これらの増幅器へのデジタルオーディオ入力は、通常、パルス符号変調（ＰＣＭ）による。一様にサンプリングされたＰＷＭ（ＵＰＷＭ：ｕｎｉｆｏｒｍｌｙｓａｍｐｌｅｄＰＷＭ）信号を発生させるＰＣＭからＰＷＭへの直接変換は、多くの高調波歪みの原因となる非線形演算である。これに対して、自然にサンプリングされたＰＷＭ（ＮＰＷＭ：ｎａｔｕｒａｌｌｙｓａｍｐｌｅｄＰＷＭ）は、高調波歪みを含まない。自然にサンプリングされたＰＷＭ信号は、アナログ入力信号を鋸歯状のまたは三角形状のランプ信号と比較することにより、アナログドメイン内で簡単に発生される。ＮＰＷＭパルスエッジは、入力アナログ信号とランプ信号間の自然な交点によって決定される。しかし、ＰＣＭ入力データに基づいて、デジタルドメインでＮＰＷＭの自然な交点を計算することは、計算上高価となり得る。

スーパーオーディオコンパクトディスク（ＳＡＣＤ）は、新しいデジタルオーディオデータ形式である。音声はデジタル化され、パルス密度変調（ＰＤＭ）形式で格納されている。それは、オーバサンプリングされた（６４ｘＦｓ、ここでＦｓは最初のサンプリングレート）１ビットのＰＤＭデータストリームから構成されている。ＳＡＣＤビットストリーム（または任意のＰＤＭビットストリーム）を、高効率スイッチングデジタルオーディオアンプを駆動するのに使用可能なパルス幅変調（ＰＷＭ）信号に変換することが望ましい。ＳＡＣＤのＰＤＭビットストリームは、スイッチング信号として直接使用可能であるが、この方法では、いかなる所望の信号処理（すなわち音量調節、等化等）も簡単には実現できない。

パルス密度変調信号（ＳＡＣＤのような）は、通常、対象となる周波数帯から量子化雑音を除去するためにノイズシェイプされる。この結果、多くの帯域外ノイズを含む周波数スペクトルが発生する。

ＳＡＣＤ入力用の非常に高性能なスイッチングデジタルオーディオアンプが、商業的に導入されている。しかし、音量調節に対応するために、該アンプはＳＡＣＤのＰＤＭ信号を直接増幅することができない。その代わりに、該アンプは、音量調節に望ましいように、ＰＤＭ入力信号を減衰可能なアナログ信号として処理する必要がある。次に、この信号は、スイッチングアンプでの増幅用の新しいＰＤＭ信号を発生する７次１ビットのシグマデルタＡＤＣ変調器に送出される。このシステムの大きな欠点は、信号がデジタルドメイン内にとどまらないことである。デジタル入力信号は、アナログドメインで信号処理ができるようにアナログに変換され、次に、スイッチングアンプを駆動するようにデジタル（ＰＤＭ）に変換され、デジタル信号の機器構成を維持する利点がすべて失われる。また、スイッチングアンプの駆動にＰＤＭ信号を使用することは、ＰＷＭ信号を使用するのと比較して、いくつかの欠点がある。例えば、ＰＷＭは、ＰＤＭに比べてより大きな効率をもたらす低い平均スイッチング周波数を有している。さらに、ＰＤＭ信号が持つ非ゼロ復帰（ＮＲＺ：ｎｏｎ−ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−ｚｅｒｏ）の性質は、ゼロ復帰（ＲＺ：ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−ｚｅｒｏ）のＰＷＭ信号に比較して、歪みが増加する原因にもなる。デジ
タルシグマデルタ変調器の前に、デジタルドメイン（音量調節、等化等）において、高速１ビットＰＤＭ信号を処理することを考えるかもしれない。しかし、このような高速ビットレートでの処理は、非常に高価になるであろう。

ＳＡＣＤ復調および増幅についての多くの共通した取り組みは、高いサンプリングレートＰＤＭを低いサンプリングレートＰＣＭに間引きすること、信号処理を実行すること、デジタルからアナログへの変換を実行すること、およびアナログドメインで増幅することから成る。この取り組みの重大な欠点は、高効率デジタルスイッチング増幅器の利点がすべて失われるということである。

したがって、スイッチングデジタル電力増幅器を有利に駆動するために、ＰＤＭとＰＣＭの両方の符号化入力信号を、デジタルドメイン内でＰＷＭスイッチング波形に完全に変換する計算上効率的な方法が望まれている。この方法は、ＰＤＭ信号に通常見られるような帯域外ノイズに対する耐性があるべきである。

本発明を実施例によって示すが、本発明は添付の図面に限定されるものではなく、図中、同様な参照番号は、同様な構成要素を示している。
当業者は、図中の構成要素が簡潔さおよび明瞭さを目的として示されており、必ずしも正しい尺度に基づいて描かれていないことを十分に理解できるであろう。例えば、図中の構成要素のいくつかの寸法は、本発明の実施形態についての理解を助けるために、他の構成要素に対して誇張して表現されている場合もある。

図１に、デジタルからアナログへの変換（Ｄ／Ａ変換）システム１０の一実施形態を示す。本発明の一実施形態において、Ｄ／Ａ変換システム１０は、ＰＤＭからＰＷＭへの変換器（ＰＤＭ／ＰＷＭコンバータ）２０の入力としてパルス密度変調（ＰＤＭ）信号２４を受け取る。次に、ＰＤＭ／ＰＷＭコンバータ２０は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号３０をローパスフィルタ１８に与える。ローパスフィルタ１８は、出力として、アナログ信号を負荷２２（図示されない）に与える。一実施形態において、負荷２２はオーディオスピーカであってもよい。本発明の他の実施形態では、他の形態の負荷を使用してもよい。本発明の一実施形態において、ＰＤＭ／ＰＷＭコンバータ２０は、間引きフィルタ１２、デジタル信号調整回路１４、およびＰＣＭからＰＷＭへの変換器すなわちＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６を含む。一実施形態において、間引きフィルタ１２は、入力としてＰＤＭ信号２４を受け取り、出力としてパルス符号変調（ＰＣＭ）信号２６を与える。ＰＤＭ信号２４は、高いサンプリングレートの１ビット分解能を有することに注意されたい。間引きフィルタ１２は、サンプリングレートを下げ、ビット分解能を向上させて、パルス符号変調（ＰＣＭ）信号２６を発生させる。デジタル信号調整回路１４は、入力としてＰＣＭ信号２６を受け取り、出力として調整済みＰＣＭ信号２８を与える。ＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６は、入力として調整済みＰＣＭ信号２８を受け取り、出力としてＰＷＭ信号３０をローパスフィルタ１８に与える。本発明の代替の実施形態は、Ｄ／Ａ変換システム１０の一部として、増幅器を任意選択で含むことができることに注意されたい。例えば、増幅器（図示されない）は、コンバータ１６とローパスフィルタ１８の間に任意選択で含まれていてもよい。他の選択肢として、任意選択の増幅器（図示されない）は、上記の代りに、ローパスフィルタ１８と負荷２２の間に含まれていてもよい。本発明の代替の実施形態では、いかなる方法で、間引きフィルタ１２とデジタル信号調整回路１４の機能を組み合わせてもよいことに注意されたい。重要なことは、回路１２および１４の機能が、入力としてＰＤＭ信号２４を受け取り、出力として調整済みＰＣＭ信号を与えるということである。デジタル信号調整回路１４によって実行されるデジタル信号調整は、大きく変化してもよい。例えば、本発明のいくつかの実施形態では、デジタル信号調整回路１４を使用して、音量調節、グラフィック等化、および他の所望のデジタル効果または処理を行っても
よい。もう１つの選択肢として、デジタル信号調整は、間引きフィルタ機能より前に実行されてもよい。

図２にＤ／Ａ変換システム１１０の一実施形態を示す。本発明の一実施形態において、Ｄ／Ａ変換システム１１０は、入力として、パルス符号変調（ＰＣＭ）信号１２４をＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１２０に受け取る。次に、ＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１２０は、パルス幅変調（ＰＷＭ）信号１３０をローパスフィルタ１１８に与える。ローパスフィルタ１１８は、出力としてアナログ信号を、負荷１２２（図示されない）に与える。一実施形態において、負荷１２２はオーディオスピーカであってもよい。本発明の他の実施形態では、他の形態の負荷を使用してもよい。本発明の一実施形態において、ＰＣＭ／ＰＷＭ変換器１２０は、オーバサンプリング回路１１２、デジタル信号調整回路１１４、およびＰＣＭ／ＰＷＭ変換器１１６を含む。一実施形態において、オーバサンプリング回路１１２は、入力としてＰＣＭ信号１２４を受け取り、出力としてオーバサンプリングされたパルス符号変調（ＰＣＭ）信号１２６を与える。デジタル信号調整回路１１４は、入力としてオーバサンプリングされたパルス符号変調（ＰＣＭ）信号１２６を受け取り、出力として調整済みＰＣＭ信号１２８を与える。ＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１１６は、入力として調整済みＰＣＭ信号１２８を受け取り、出力としてＰＷＭ信号１３０をローパスフィルタ１１８に与える。本発明の代替の実施形態は、Ｄ／Ａ変換システム１１０の一部として、増幅器を任意選択で含むことができることに注意されたい。例えば、増幅器（図示されない）は、コンバータ１１６とローパスフィルタ１１８の間に任意選択で含まれていてもよい。他の選択肢として、任意選択の増幅器（図示されない）は、上記の代りに、ローパスフィルタ１１８と負荷１２２の間に含まれていてもよい。本発明の代替の実施形態では、いかなる方法で、オーバサンプリング回路１１２とデジタル信号調整回路１１４の機能を組み合わせてもよいことに注意されたい。重要なことは、回路１１２および１１４の機能が、入力としてＰＣＭ信号１２４を受け取り、出力として調整済みＰＣＭ信号を与えるということである。デジタル信号調整回路１１４によって実行されるデジタル信号調整は、大きく変化してもよい。例えば、本発明のいくつかの実施形態では、デジタル信号調整回路１１４を使用して、音量調節、グラフィックの等化、および他の所望のデジタル効果または処理を行ってもよい。もう１つの選択肢として、デジタル信号調整は、オーバサンプリング回路機能より前に実行されてもよい。

図３に、図１に示したＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６、および図２に示したＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１１６の一実施形態を示す。ＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６，１１６の両方を（同じように）図３で示したが、図１に示したＤ／Ａ変換システム１０と図２に示したＤ／Ａ変換システム１１０の代替の実施形態では、ＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６，１１６の異なる実施形態を使用してもよいことに注意されたい。図３では、任意選択の回路および接続を破線で示していることに注意されたい。一実施形態において、ＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６，１１６は、自然サンプリング回路４０と、ＰＷＭ量子化器およびノイズシェーパ４２を含む。一実施形態において、自然サンプリング回路４０は、入力として調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８を受け取り、出力として自然サンプリング点出力（Ｘ）５７を与える。ＰＷＭ量子化器およびノイズシェーパ４２は、入力として自然サンプリング点出力（Ｘ）５７を受け取り、出力としてＰＷＭ信号３０，１３０を与える。本発明の一実施形態において、自然サンプリング回路４０は、デューティ比予測器４４、信号値補間回路４６、およびデューティ比補正回路４８を含む。本発明の一実施形態において、デューティ比予測器４４は、入力信号として調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８を受け取り、出力として時点推定（Ｇ）５０を与える。信号値補間回路４６は、入力信号として時点推定（Ｇ）５０を受け取り、出力として補間信号値（Ｖ）５２を与える。デューティ比補正回路４８は、入力として補間信号値（Ｖ）５２を受け取り、出力として自然サンプリング点出力（Ｘ）５７を与える。本発明の一実施形態において、自然サンプリング点出力（Ｘ）５７は、フィードバックとして、前回の自然サンプリング点出力（Ｘ）５
８としてデューティ比予測器４４に与えられる。また、本発明のいくつかの実施形態において、自然サンプリング点出力（Ｘ）５７は、最新の時点推定（Ｇ）５６入力として信号値補間回路４６にフィードバックされる。また、本発明のいくつかの実施形態において、補間信号値（Ｖ）５２は、最新の時点推定（Ｇ）５９としてフィードバックされる。フィードバック経路５６、５８、および５９は任意選択であり、本発明の種々の実施形態に含まれていても、いなくてもよいことに注意されたい。デューティ比予測器４４が任意選択であることにも注意されたい。本発明のいくつかの実施形態では、調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８を直接信号値補間回路４６に出力してもよい。時点推定（Ｇ）５０信号も、入力としてデューティ比補正回路４８に出力されることに注意されたい。調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８も、入力として、信号値補間回路４６およびデューティ比補正回路４８に出力されることに注意されたい。デューティ比予測器４４を使用しない場合には、時点推定（Ｇ）信号５０は、調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８と全く同一であることに注意されたい。ＰＷＭ量子化器およびノイズシェーパ４２への入力は、高分解能ＰＷＭ信号である自然サンプリング点出力（Ｘ）５７である。したがって、ＰＷＭ量子化器およびノイズシェーパ４２は、この高分解能ＰＷＭ信号を量子化して、より低い分解能に量子化されたＰＷＭ信号３０，１３０を生成する。一実施形態において、回路４２のノイズシェイプ機能は、通過帯域外の量子化ノイズを波形整形する。

引き続き図３を参照すると、本発明の一実施形態において、デューティ比補正回路４８の追加によって、コンバータ１６，１１６で発生される自然サンプリング点出力（Ｘ）信号５７の精度を大幅に向上させることができる。実際、コンバータ１６，１１６にデューティ比補正回路４８を追加することによって、いくつかのアプリケーションでは、デューティ比予測器４４を完全になくせる可能性がある。しかし、本発明の代替の実施形態では、デューティ比補正回路４８とデューティ比予測器回路４４の組み合わせを使用してもよい。デューティ比補正回路４８の追加によって、コンバータ１６，１１６で必要とされる計算の数およびメモリ容量を削減することができる。デューティ比補正回路４８の追加によって、自然サンプリング点出力（Ｘ）信号５７の歪み特性も大きく向上され、したがって、ＰＷＭ信号３０，１３０の歪み特性も著しく向上される。また、デューティ比補正回路４８は、帯域外ノイズにさほど感応しない自然サンプリング点出力（Ｘ）信号５７を生成する。ＰＤＭ信号２４（図１参照）は、通常、多量の帯域外ノイズを有するので、このことは特に重要である。

図４に、片側ＰＷＭ信号が鋸歯状のランプ信号８１を使用して発生される、自然サンプリング回路４０（図３を参照）で使用および／または発生される信号のいくつかの時間領域表示図を示す。本発明の代替の実施形態では、鋸歯状以外のランプを使用してもよい。例えば、図５に、対称的な三角形状のランプ信号９０を持つ両側ＰＷＭ信号のタイミング図の一実施形態を示す。ランプ信号９０の左半分は、ランプが立ち上がっているとき、ランプ信号９０の右半分は、ランプが立ち下がっているときである。調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８のそれぞれのサンプルすなわち標本が、ランプ信号８１またはランプ信号９０の中心に並ぶように選択される。理論上のアナログ信号８０および理論上のアナログ信号９１が、調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８のサンプルに対応する理想的なアナログ信号を表わしている。両側ＰＷＭ信号３０，１３０の具体例を図５に示す。調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８が、左半分に偶数の時間指標を有するように選択される一方、ＰＷＭ信号３０，１３０の右半分に奇数の指標が並んでいる。

図３および図４を参照すると、時点推定（Ｇ）信号５０を用いて、補間信号値（Ｖ）５２の値を調整済みＰＣＭ（Ｕ）信号２８，１２８を利用して算出される。もし誤差がすべて除去されなければ、補間信号値（Ｖ）５２は時点推定（Ｇ）５０に等しくならない。差分（Ｖ−Ｇ）に理論上のアナログ信号８０の推定信号傾斜（Ｓ）を乗算して、補正（Ｃ）８２を算出する。自然サンプリング点出力（Ｘ）信号５７は補正された信号である。本発
明の一実施形態について、ランプ信号８１は、０と１間で線形に立ち上がるように選択されたことに注意されたい。

図６は、図３の自然サンプリング回路４０の一実施形態で実行される機能をフローチャートの形で示している。一実施形態において、フロー１９９は、長円形で示された開始２００で始まり、ステップ２０３に進み、ステップ２０３で推測時間（Ｇ）が出力される。ステップ２０３では、調整ＰＣＭサンプル、および／またはあらかじめ計算された自然サンプリング点出力（Ｘ）に基づいて推定時間（Ｇ）が与えられる。フロー１９９は、次に、ステップ２０４に進み、ステップ２０４で、時点推定（Ｇ）での補間信号値（Ｖ）が、調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）に基づいてデジタル的に算出される。フロー１９９は、次に、菱形で示された判定２０２に続き、判定２０２において、補間信号値（Ｖ）を次の時点推定（Ｇ）として使用してステップ２０４を繰り返すことが必要かどうかについての判定がなされる。菱形で示された判定２０２は、ステップ２０４をＮ回（ここで、Ｎは０以上の整数）繰り返すために使用され得ることに注意されたい。したがって、Ｎが０の場合には、ステップ２０４は１回実行されるだけで、反復的なループは発生しない。ステップ２０５は、ステップ２０４が次の時点推定（Ｇ）として補間信号値（Ｖ）を使用することを単に示しているにすぎないという点に注意されたい。ステップ２０４をＮ回繰り返した後、フロー１９９は、ステップ２０６に続き、ステップ２０６において、最も新しい補間信号値（Ｖ）および最も新しい時点推定（Ｇ）と、推定信号傾斜（Ｓ）とに基づいた補正（Ｃ）が生成される。ステップ２０６から、フロー１９９は、ステップ２０７に続き、ステップ２０７において、補正（Ｃ）を最も新しい補間信号値（Ｖ）と組み合わせて、自然サンプリング点出力（Ｘ）を発生する。ステップ２０７から、フロー１９９は、ステップ２０８に続く。ステップ２０８では、フロー１９９の全体が、調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）の各サンプルに対して繰り返される。ステップ２０８から、フロー１９９は、長円形で示された２０１に続き、２０１においてフロー１９９は終了する。本発明の代替の実施形態において、ステップ２０６および２０７は、ステップ２０６および２０７が、繰り返しの反復ループの一部として繰り返されるように、菱形で示された判定２０２よりも前のステップに移動されてもよい。本発明のいくつかの実施形態について、菱形で示された判定２０２においてＮに使用された数が、フロー１９９で使用される値の１つの関数になり得ることに注意されたい。例えば、菱形で示された判定２０２の値Ｎは、補正値（Ｃ）の関数になり得る。本発明の代替の実施形態は、ステップ２０３で必要とされる時点推定（Ｇ）を与えるために、あらゆる適切な方法を使用してもよいことに注意されたい。２０００年１月５日出願のパラボ・ミダ（ＰａｌｌａｂＭｉｄｙａ）等の米国特許出願シリアル番号第０９／４７８，０２４号に、時点推定（Ｇ）を与える方法のひとつの実施例が説明されている。

所与の補間の順序について、コンバータ１６，１１６によって実行された図６に説明したフローは、その順序の理想的な自然サンプリング時点と比較してほぼ最適な自然サンプリング点出力（Ｘ）を発生していることを示している。

本発明の一実施形態の数学的な記述は、以下の変数を使用して与えられる。
サンプリングインデックスｎ
調整済みＰＣＭ信号Ｕ（ｎ）２８，１２８
時点推定Ｇ（ｎ）５０
補間信号値Ｖ（ｎ）５２
補正信号Ｃ（ｎ）８２
自然サンプリング点出力Ｘ（ｎ）５７
第１の反復の自然サンプリングの時点推定：Ｇ_１（ｎ）
第１の反復のサンプリング時点での補間によって取得された補間信号値：Ｖ_１（ｎ）
第１の反復の信号値に対する補正：Ｃ_１（ｎ）
第１の反復の自然サンプリング点出力：Ｘ_１（ｎ）
第２の反復の自然サンプリングの時点推定：Ｇ_２（Ｎ）
第２の反復のサンプリング時点での補間によって取得された補間信号値：Ｖ_２（ｎ）
第２の反復の信号値に対する補正：Ｃ_２（ｎ）
第２の反復の自然サンプリング点出力：Ｘ_２（ｎ）
最初のステップは、最初の時点推定（Ｇ）５０を決定することである。その最も一般的な形態において、時点推定（Ｇ）５０は、調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８の過去、現在、および未来のサンプルと、自然サンプリング点出力（Ｘ）５７の過去に計算されたサンプルとのの組み合わせから導き出される。具体例は以下のとおりである。

または

推定時点における理論上のアナログ信号８０，９１の補間信号値（Ｖ）５２は、補間方程式に基づいて算出される。本発明のいくつかの実施形態では、調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８の一様なサンプルがランプ８１，９０の中心に並べられたときに、より良好な精度が得られることが確認されている。この方法を、両側ＰＷＭ（図５を参照）に使用すると、左側ＰＷＭの場合の補間信号値（Ｖ）５２は、以下のように計算することができる。

右側について、同様の方程式が適用できる。

これらの方程式はいずれも、３点２次のラグランジェ補間演算式に基づいている。精度および計算の制約に基づいて、ラグランジェ補間の他の次数のみならず他の種類の補間方程式も代用することができる。

次のステップは、補正ステップである。補正ステップは、時点推定（Ｇ）が理想的な自然サンプリング時点に近接しているならば、補間信号値（Ｖ）５２の値は、ランプ（の値）に非常に近いという考えに基づいている。したがって、補間信号値（Ｖ）は、時点推定（Ｇ）に非常に近いはずである。いかなる差分も、時点推定（Ｇ）が完全に正確ではなく、かつ信号が十分にゆっくり移動している場合に補正が可能なことを示唆している。左側ＰＷＭおよび右側ＰＷＭ両方の１次補正は、それぞれ、以下に与えられる。

いずれの場合も、補正された自然サンプリング点出力は、補間信号値と補正信号値を単純に合計することによって決定される。

補正項によって精度が向上する。反復を導入して、さらに精度を向上させることが可能になる。通常、２回の反復により、精度は著しく向上する。次の方程式によって与えられる新しい時点推定として、補正された自然サンプリング点出力を使用することによって反復を実行することができる。

方程式（９）から方程式（１１）のステップを繰り返して、精度を向上することができる。所与の精度を達成するのに必要な反復回数は、オーバサンプリング率によって決まる。低いオーバサンプリング率に対応して、信号が速く移動し、かつサンプルからサンプルの間で著しく変化している場合には、反復の必要性は高まるであろう。これは、さらなる計算およびメモリの必要性を伴う。各時点推定の複雑さ、信号値を算出する補間、および信号値の補正ステップは、要求される精度によって変化する。メモリおよび計算の制約のみならず精度に対する要求事項に基づいて、最適なアルゴリズムが設計され得る。一実施例として、２０ｋＨｚの帯域幅に制約された入力信号および３７５ｋＨｚのＰＷＭスイッチング周波数を持つデジタルオーディオ増幅器システムの一実施形態に対して、次の左側の方程式を使用し、非常に好ましい結果を得ることができる。

対応する右側の方程式は、以下のとおりである。

この例では、最初の時点推定（Ｇ）５０が、入力された調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８になるよう選ばれたことに注意されたい。調整済みＰＣＭ信号（Ｕ）２８，１２８は、既に利用可能であるので、推定に随伴する計算または記憶装置はまったくない。補間信号値（Ｖ）５２の計算に関連付けられた１１回の乗算または加算がある。このステップには、４つの記憶場所が必要である。補正された自然サンプリング点出力の計算は、付加的な２回の加算または乗算演算を必要とし、１つの記憶場所を使用する。したがって、この実施例については、サンプル当たり合計１３回の演算と５つの記憶場所を必要とする。スイッチングサイクル当たり２つのサンプルを持つ３７５ｋＨｚのスイッチング周波数の場合、演算合計は、毎秒９７５万オペレーションである。少数の総メモリ数しか必要ないことは、全体の計算費用の減少に特に有用である。

ＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６，１１６のようなコンバータが使用されない場合には、ＰＣＭからＰＷＭへの直接変換は、許容できない全高調波歪みを発生させる非線形演算であることに注意されたい。ＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６，１１６によって実行された変換処理は、線形性のよい出力を生成するので、ＰＷＭ信号３０，１３０に顕著な高調波を追加しないことに注意されたい。ＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６，１１６によって実行された変換処理は、ＳＡＣＤのようなパルス密度変調入力信号に多くの場合関連付けられている、大量のシェイプされた広帯域ノイズに対して著しい耐性を有することにも注意されたい。

図３のデューティ比補正回路４８の追加によって、ＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６，１１６をより効率的にすることができる。このＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６，１１６は、片側および両側ＰＷＭ信号の両方に使用可能である。図６を参照すると、ステップ２０４，２０６，および２０７の１つまたは２つ以上のステップで実行される反復によって、ＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６，１１６は、高調波歪みのより少ない、理論上の正確さの限界に近づいた、さらに正確なＰＷＭ信号３０，１３０を生成することが可能になる。

一実施形態において、本発明は、新しいＳＡＣＤオーディオフォーマットを採用し、それをデジタルＰＷＭ信号に変換して非常に効率的なデジタルスイッチングアンプを駆動する全デジタル構成である。この構成は、完全にデジタルドメイン内での、音量調節の処理、グラフィックの等化、および他の所望のデジタル信号処理機能に対して容易に対応可能なことに注意されたい。したがって、本発明が示した構成は、ＰＤＭ入力信号から増幅されたデジタルＰＷＭ出力信号まですべて、完全なデジタル経路を維持している。本発明を音声信号処理の状況で説明したが、本発明は、パルス密度変調データストリームまたはパルス符号変調データストリームがパルス幅変調信号に変換される、いかなる形態のデジタル信号処理アプリケーションにも適用可能であることに注意することは重要であろう。音声信号処理は、このような応用例の単なる１つにすぎない。

図３に示したＰＣＭ／ＰＷＭコンバータ１６，１１６のみならず図６に説明した方法も、無線周波数を含む種々の周波数に使用することができる。例えば、開示した回路および方法は、無線周波増幅器の一部として使用することができる。

図７は、本発明の一実施形態を実行するために使用される汎用コンピュータ２２０を示すブロック図である。汎用コンピュータ２２０は、バス２２６で接続されたコンピュータプロセッサ２２２と、メモリ２２４を含む。メモリ２２４は、比較的高速の機械読取り可能媒体であって、例えばＤＲＡＭ、ＳＲＡＭのような揮発性メモリや、ＲＯＭ、フラッシュ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、およびバブルメモリのような不揮発性メモリを含む。また、補助記憶装置２３０、外部記憶装置２３２、モニター２３４を始めとする出力装置、キーボード（マウスを有する）２３６を始めとする入力装置、プリンタ２３８、および通信リンク２２８経由で接続された１つまたは２つ以上の他のコンピュータ２４０がバスに接続されている。補助記憶装置２３０として、ハードディスクドライブ、磁気ドラム、およびバブルメモリのような機械読取り可能媒体があげられる。外部記憶装置２３２として、フロッピー（登録商標）ディスク、取外し可能なハードドライブ、磁気テープ、ＣＤ−ＲＯＭ、および通信回線を介して接続されるであろう他のコンピュータなどのような機械読取り可能媒体があげられる。ここで指摘した補助記憶装置２３０と外部記憶装置２３２間の区別は、主として本発明の説明の便宜のためである。それゆえ、実質の機能的な重複がこれらの構成要素間にあることは十分に理解されるべきであろう。ユーザプログラムを含むコンピュータソフトウェア２３３は、メモリ２２４、補助記憶装置２３０、および外部記憶装置２３２のようなコンピュータソフトウェア記憶媒体に格納することができる。補助記憶装置２３０および不揮発性メモリは、実行用揮発性メモリに直接ロードされるか、不揮発性メモリから直接実行されるか、または実行用揮発性メモリにローディング前に補助記憶装置２３０に格納される。

本発明を実行する装置の大部分は、当業者には既知の電子部品および回路から構成されているので、回路の詳細については、本発明の基本的概念の理解および認識のために、かつ本発明の教義を不明瞭にし、または本発明の教義から逸れないために、上に示すように、必要であると見なされる程度以上には詳細には説明しない。

以上の明細書において、本発明を特定の実施形態に関して説明した。しかし、通常の当業者は、添付の請求項に記載の本発明の範囲から逸脱することなく、種々の修正および変更を行なうことができることは十分に理解できるであろう。したがって、明細書および図面は、本発明を限定するよりもむしろ一例証として考慮されるべきであり、かかる修正はすべて、本発明の範囲内に含まれるように意図されている。

利点、他の効果、および課題解決策を、特定の実施形態に関して説明した。しかし、そのような利点、効果、課題解決策、および任意の利点、効果、または解決策を生じさせたり顕在化したりする可能性がある任意の１つまたは複数の要素は、一部または全部の請求項の重要な、必要な、または不可欠な特徴または要素として解釈されるべきでない。

本発明によるデジタル／アナログ変換システムの一実施形態を示す。本発明によるデジタル／アナログ変換システムの他の実施形態を示す。本発明によるＰＣＭ／ＰＷＭコンバータの一実施形態を示す。本発明による自然サンプリング回路で使用されるいくつかの信号を示す。両側のＰＷＭ信号に対するタイミング図の一実施形態を示す。本発明の一実施形態による自然サンプリング回路によって実行される機能を、フローチャートの形で示す。本発明の一実施形態を実行するのに使用される汎用コンピュータを示すブロック図である。

Claims

パルス幅変調信号を発生する方法であって、
パルス密度変調（ＰＤＭ）の形をしたデジタル形式の変調入力信号（２４）を受け取ること、および
前記変調入力信号（２４）をパルス幅変調（ＰＷＭ）（３０）の形に変換して（１６）、前記パルス幅変調信号（３０）を与えること、から成り、
前記変換は、
前記変調入力信号（２４）を間引いて（１２）、前記変調入力信号のサンプリング速度を下げると共に前記変調入力信号の分解能を向上させてパルス符号変調（ＰＣＭ）信号を出力すること、
前記出力されたパルス符号変調（ＰＣＭ）信号の振幅および周波数応答の少なくとも１つを修正して前記パルス符号変調信号を調整する（１４）こと、
前記調整された変調入力信号の複数の所定の標本の各々に対して、
前記変調入力信号をサンプリングする自然サンプリング時点を予測すること（２０３）、
前記予測された自然サンプリング時点で、前記変調入力信号を補間して補間信号値を与えること（２０４）、
前記補間信号値、予測された前記自然サンプリング時点、および推定信号傾斜値を使用して得られた補正値を与え、予測された前記自然サンプリング時点に関連付けられた誤差を修正すること（２０６）、
前記補正値と前記補間信号値を組み合わせて、補正された自然サンプリング点出力を与えること（２０７）、
を含む方法。
パルス幅変調信号を発生する装置（１０）であって、
パルス密度変調（ＰＤＭ）の形をしたデジタル形式の変調入力信号（２４）を受け取る入力端子と、
入力端子に接続され、前記変調入力信号（２４）をパルス幅変調の形に変換して前記パルス幅変調信号（３０）を与えるコンバータ（２０）と、を有し、
前記コンバータ（２０）は、さらに、
前記入力端子に接続され、前記変調入力信号を間引き、前記変調入力信号のサンプリング速度を下げると共に前記変調入力信号の分解能を向上させてパルス符号変調（ＰＣＭ）信号を出力する間引きフィルタ（１２）と、
前記出力されたパルス符号変調（ＰＣＭ）信号を調整するデジタル信号調整回路（１４）と、
前記調整されたパルス符号変調信号の複数の所定の標本の各々に対して、自然サンプリング時点を予測して前記変調入力信号をサンプリングするデューティ比予測器（４４）と、
デューティ比予測器（４４）に接続され、前記自然サンプリング時点で前記変調入力信号を補間して補間信号値を与える信号値補間回路（４６）と、
前記信号値補間回路に接続され、前記補間信号値、前記予測された自然サンプリング時点、および推定信号傾斜値を使用して得られた補正値を与え、予測された前記自然サンプリング時点に関連付けられた誤差を修正し、前記補正値と前記補間信号値を組み合わせて、補正された自然サンプリング点出力を与える補正回路（４８）と、
を備える装置。
パルス幅変調信号を発生する方法であって、
パルス符号変調（ＰＣＭ）の形（１２４）をした変調入力信号を受け取ること、
前記変調入力信号（１２４）をパルス幅変調（ＰＷＭ）（１３０）の形に変換して、前記パルス幅変調信号（１３０）を与えること、から成り、
前記変換は、
前記パルス符号変調（１２４）をオーバサンプリングして、オーバサンプリングされたパルス符号変調（ＰＣＭ）信号を出力すること、
前記オーバサンプリングされたパルス符号変調（ＰＣＭ）信号を調整する（１１４）こと、
複数の所定のサンプルの各々に対して、
前記変調入力信号をサンプリングする自然サンプリング時点を予測すること（２０３）、
前記自然サンプリング時点で、前記変調入力信号を補間して補間信号値を与えること（２０４）、
前記補間信号値、予測された前記自然サンプリング時点、および推定信号傾斜値を使用して得られた補正値を与え、予測された前記自然サンプリング時点に関連付けられた誤差を修正すること（２０６）、
前記補正値と前記補間信号値を組み合わせて、補正された自然サンプリング点出力を与えること（２０７）、
から成る、方法。
パルス幅変調信号を発生する装置（１１０）であって、
パルス符号変調（ＰＣＭ）（１２４）の形をした変調入力信号を受け取る入力端子と、
前記変調入力信号（１２４）をパルス幅変調（ＰＷＭ）（１３０）の形に変換して前記パルス幅変調信号を与える（１１６）コンバータ（１１６）と、を有し、
前記コンバータは、さらに、
前記パルス符号変調（１２４）をオーバサンプリングして、オーバサンプリングされたパルス符号変調（ＰＣＭ）信号を出力するオーバサンプリング回路（１１２）と、
前記オーバサンプリングされたパルス符号変調（ＰＣＭ）信号を調整するデジタル信号調整回路（１１４）と、
自然サンプリング時点を予測して前記変調入力信号をサンプリングするデューティ比予測器（４４）と、
デューティ比予測器（４４）に接続され、前記自然サンプリング時点で前記変調入力信号を補間して補間信号値を与える信号値補間回路（４６）と、
前記信号値補間回路に接続され、前記補間信号値、前記予測された自然サンプリング時点、および推定信号傾斜値を使用して得られた補正値を与え、予測された前記自然サンプリング時点に関連付けられた誤差を修正し、前記補正値と前記補間信号値を組み合わせて、補正された自然サンプリング点出力を与える補正回路（４８）と、
を備える装置。
負荷の駆動に好適にするために、所定の周波数成分を除去することにより前記パルス幅変調信号を濾波することをさらに含む請求項１または３に記載の方法。
前記入力変調信号の補間をＮ回繰り返し（Ｎはゼロまたは０または正の整数）、最も新しい補間信号値を、新しい予測された自然サンプリング時点の発生に使用することをさらに含む請求項１または３に記載の方法。
前記入力変調信号の補間、前記補正値を与えること、および前記補正値と前記補間信号値を組み合わせることをＮ回繰り返し（Ｎはゼロまたは０または正の整数）、最も新しい補正された自然サンプリング点を新しい予測された自然サンプリング時点として使用することをさらに含む請求項１または３に記載の方法。
前記デジタル信号調整回路に接続され、負荷の駆動に好適にするために、所定の周波数成分を除去することにより前記パルス幅変調信号を濾波するフィルタ（１８，１１８）をさらに有する、請求項２または４記載の装置。
前記補正回路（４８）に結合され、パルス幅調整信号の分解能を修正し、量子化に伴う量子化ノイズを波形整形するＰＷＭ量子化器およびノイズシェーパをさらに備える請求項２または４に装置。