JP2007518376A - ルックアヘッド変調器のノイズ量子化最小化を用いた信号処理 - Google Patents

Abstract

信号処理システムは、各出力候補ベクトルの量子化誤差ベクトルを決定するために複数の出力候補ベクトル（Ｙｉ）および入力ベクトル（Ｘｉ）を処理するルックアヘッドデルタ・シグマ変調器（５００）を含む。一実施形態において、量子化誤差ベクトルは、コスト値ベクトルと入力候補ベクトルとの間の差を表す。ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器出力値は、例えば、入力ベクトルＸごとの最小パワー量子化誤差ベクトルを決定し、最小パワー量子化誤差ベクトルに関連する入力候補ベクトルから出力値を選択することにより、量子化誤差ベクトル（Ｃｉ−Ｙｉ）を使用して選択される。量子化誤差ベクトルは、不均一な重みベクトルを使用して重み付けされてもよい。

Description

（関連出願の相互参照）
本出願は、（ｉ）タイトルが「Ｌｏｏｋ−Ａｈｅａｄ Ｄｅｌｔａ−ｓｉｇｍａ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ」の米国仮出願第６０／５３７，２８５号（２００４年１月１６日出願）、および（ｉｉ）タイトルが「Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ ｗｉｔｈ Ｌｏｏｋ Ａｈｅａｄ Ｄｅｌｔａ−Ｓｉｇｍａ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ」の米国仮出願第６０／５３９，１３２号（２００４年１月２６日出願）の米国特許法第１１９条（ｅ）の下での利益を主張する。これらの仮出願は、例示的なシステムおよび方法を含む。その全容を参考として援用する。

本願は、タイトルが「Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ ｗｉｔｈ ａ Ｌｏｏｋ−ａｈｅａｄ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ Ｈａｖｉｎｇ Ｔｉｍｅ Ｗｅｉｇｈｔｅｄ Ｅｒｒｏｒ Ｖａｌｕｅｓ」の同一譲受人による米国特許出願（２００４年６月２２日出願、出願番号：１０／８７５，９２０、発明者：Ｊｏｈｎ Ｌ．Ｍｅｌａｎｓｏｎ）の米国特許法第１２０条の下での利益を主張する。本明細書では、この特許出願を「Ｍｅｌａｎｓｏｎ Ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ Ｐａｔｅｎｔ」と呼ぶ。Ｍｅｌａｎｓｏｎ Ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ特許は、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器の誤差ベクトルを重み付ける例示的なシステムおよび方法を記載する。その全容を参考として援用する。

（発明の背景）
（発明の分野）
本発明は信号処理に関し、より具体的には、量子化ノイズを最小化するための量子化誤差に基づく出力選択を有するルックアヘッドデルタ・シグマ変調器に関する。

いくつかの信号処理システムは、入力・出力信号の信頼性を得ようとして、長期誤差を最小限に抑えることによりルックアヘッド（ｌｏｏｋ−ａｈｅａｄ）デルタ・シグマ変調器を実装している。「デルタ・シグマ変調器」は「シグマ・デルタ変調器」、「デルタ・シグマ変換器」、「シグマ・デルタ変換器」および「ノイズシェーパー」などのその他の代替可能な用語で呼ばれることも多い。図１は、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器１０２を有する従来技術の信号処理システム１００を示す。

信号源１０２は、前処理コンポーネント１０４に入力信号を送る。前処理コンポーネントは、ｋビットのディジタル入力信号ｘ（ｎ）を生成するためのアナログ・ディジタル変換器（「ＡＤＣ」）とオーバーサンプリングコンポーネントとを含む。オーディオの用途では、ｘ（ｎ）は概して、４４．１ｋＨｚに６４：１などのオーバーサンプリング比を乗じた周波数でサンプリングした信号を表す。ルックアヘッド変調器１０６は、大部分の量子化雑音が所望の信号帯域（例：オーディオの用途では約０〜２０ｋＨｚ）外となるように、入力信号ｘ（ｎ）を量子化し、量子化雑音を形成する。各出力信号ｙ（ｎ）（本書では「出力値」とも称される）は、概してｙ（ｎ）のフルスイングを表す「Δ」を持つセット｛＋Δ／２，−Δ／２｝から選択された二つの値の一つを有する。（便宜上、Δ／２は＋１、Δ／２は−１として示される。）出力信号ｙ（ｎ）はさらに処理することが可能であり、例えばオーディオサウンドシステムの実行に使用したり、記憶媒体に直接記録したりすることができる。

図２は、ルックアヘッド深さＭを有する従来技術のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器１０６の概略図を示す。表１は、図２で使用される記号の実施形態について説明している。

ルックアヘッド深さとは、出力信号ｙ（ｎ）を決定するために使用する各出力候補ベクトルＹ_Ｄｉの大きさをいう。時間ｔにおいて、負の遅延出力候補ベクトル−Ｙ_Ｄｉ，ｉ□｛０，１，２，．．．，Ｎ−１｝および入力ベクトルＸ_ｔは、ノイズシェーピングフィルター２０２（ｉ）への入力である。ルックアヘッド深さＭおよびｙ（ｎ）＝｛−１，＋１｝の場合、および出力候補をプルーニングしない場合、各Ｎ遅延出力候補ベクトルは独自のエレメントセットを含む。ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器１０６の各ノイズシェーピングフィルター２０２（ｉ）は、各コストベクトルＣ_ｉの計算時において時間ｔで通常のフィルター状態変数セットを使用する。フィルター２０２は、各ｙ（ｎ）の計算時に使用される実際のフィルター状態変数を維持する。状態変数は、選択されたｙ（ｎ）出力値によって更新される。ループフィルター２０２は、誤差値を生み出すためにＸ_ｉおよび−Ｙ_ｉを処理し、この実施形態においてはこれをコスト値ベクトルＣ_ｉと称する。コスト値ベクトルＣ_ｉおよび、結果としてコスト値ベクトルＣ_ｉの各エレメントは、周波数加重の誤差値である。ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器１０６のいくつかの実施形態において、入力信号ベクトルＸ_ｔおよび遅延出力候補ベクトルＹ_Ｄｉも、フィルター２０２（ｉ）への直接入力として使用される。

量子化誤差および出力生成器２０３は、ｙ（ｎ）を決定するために二つのモジュールを含む。コスト関数最小検索モジュール２０４は式１にしたがって各コスト値ベクトルＣ_ｉのコスト値指数Ｃ_ｉ ^（２）を計算し、時間ｔにおける最小コスト値指数を求める。

「ｃ_ｔ」は、ｔ＝１からＭまでの、時間ｔのコストベクトルＣ_ｉにおけるコスト値を表す。したがって、量子化器２０３のコスト関数最小検索モジュール２０４は、ループフィルター２０２外のエネルギーを最小化しようとする。ループフィルター２０２外のエネルギーを効果的に最小化することにより、入力Ｃ_ｉを小さい値にし、結果として効果的にルックアヘッドデルタ・シグマ変調器１０６のループゲインを比較的高くし、したがって、ノイズシェーピング伝達関数を望ましくない方式で変更する。

ｙ（ｎ）選択モジュール２０６はＹ_ｉの先行ビットとしてｙ（ｎ）を選択し、ここでＣ_ｉ ^（２） _ｍｉｎは最小のコスト値の指数を表す。

例えば、Ｍ＝２かつｙ∈｛−１，＋１｝である場合、Ｎ＝４，ｉ□｛０，１，２，３｝となり、表２に、Ｙ出力候補ベクトルおよびＸ_ｔのそれぞれを表す。

Ｃ_３ ^（２）が最小コスト値の指数を表す場合、出力候補ベクトルＹ_３（Ｃ_３ ^（２）に関する出力候補ベクトル）の最初のビットが１と等しいため、選択モジュール２０６はｙ（ｎ）＝１を選択する。Ｃ_１ ^（２）が最小のコスト値の指数を表す場合、出力候補ベクトルＹ_１（Ｃ_１ ^（２）に関する出力候補ベクトル）の最初のビットが０と等しいため、選択モジュール２０６はｙ（ｎ）＝０を選択する。

ルックアヘッド変調器についての従来の研究には、主に二つの流れがある。最初の研究は、２００２年５月１０−１３日にミュンヘンで開催された、第１１２回ＡＥＳ会議で発表されたＨｉｒｏｓｈｉ Ｋａｔｏによる「Ｔｒｅｌｌｉｓ Ｎｏｉｓｅ−Ｓｈａｐｉｎｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ ａｎｄ １−ｂｉｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ａｕｄｉｏ」、およびＨｉｒｏｓｈｉ Ｋａｔｏによる特許文献１であり、より詳細な研究が２００３年３月２２−２５日にアムステルダムで開催された、第１１４回ＡＥＳ会議で発表されたＨａｒｐｅ Ｐ．、Ｒｅｅｆｍａｎ Ｄ．、Ｊａｎｓｓｅｎ Ｅ．による「Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｔｒｅｌｌｉｓ−ｔｙｐｅ Ｓｉｇｍａ Ｄｅｌｔａ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒ」（以下「Ｈａｒｐｅ」と称する）；２００３年３月２２−２５日にアムステルダムで開催された、第１１４回ＡＥＳ会議で発表されたＪａｍｅｓ Ａ． Ｓ． Ａｎｇｕｓによる「Ｔｒｅｅ Ｂａｓｅｄ Ｌｏｏｋ−ａｈｅａｄ Ｓｉｇｍａ Ｄｅｌｔａ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ」；２００３年１０月１０−１３日にニューヨークで開催された第１５５回ＡＥＳ会議で発表されたＪａｍｅｓ Ａ．Ｓ． Ａｎｇｕｓによる「Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｆｏｒ Ｌｏｏｋ−Ａｈｅａｄ Ｓｉｇｍａ−Ｄｅｌｔａ Ｍｏｄｕｌａｔｏｒｓ」；２００３年１０月１０−１３日にニューヨークで開催された第１５５回ＡＥＳ会議で発表されたＪａｎｓｓｅｎ Ｅ．、Ｒｅｅｆｍａｎ Ｄによる「Ａｄｖａｎｃｅｓ ｉｎ Ｔｒｅｌｌｉｓ ｂａｓｅｄ ＳＤＭ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ」；２００３年１０月１０−１３日にニューヨークで開催された第１５５回ＡＥＳ会議で発表されたＪａｎｓｓｅｎ Ｅ．、Ｒｅｅｆｍａｎ Ｄ．による「Ａｄｖａｎｃｅｓ ｉｎ Ｔｒｅｌｌｉｓ ｂａｓｅｄ ＳＤＭ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ」に述べられている。この研究は、パルス符号変調「ＰＣＭ」に関連付けられる急激なアンチエイリアスフィルターを使用することなく保存用オーディオデータの１ビットエンコードの問題を解決することを目的としている。適度なオーバーサンプリング比（３２または６４）を持つスーパーオーディオＣＤ「ＳＡＣＤ」の到来によって、この研究はより意義のあるものとなった。

ルックアヘッド変調器に関する研究の二つ目の主要な流れは、ディジタルＰＷＭ変調段と組み合わせられたデルタ・シグマ変調器に基づくパルス幅変調（「ＰＷＭ」）増幅器を含む。主要な研究者は、Ｐｅｔｅｒ ＣｒａｖｅｎおよびＪｏｈｎ Ｌ． Ｍｅｌａｎｓｏｎである。参照することで本願明細書にその全体が組み込まれる、特許文献２「Ａｎａｌｏｇｕｅ ａｎｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ Ｕｓｉｎｇ Ｐｕｌｓｅ Ｅｄｇｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｓ ｗｉｔｈ Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ」、発明者Ｐｅｔｅｒ Ｃｒａｖｅｎ（「Ｃｒａｖｅｎ」）において、Ｃｒａｖｅｎは、デルタ・シグマ変調器のルックアヘッドの使用について述べている。Ｃｒａｖｅｎの目的は、安定化が本質的に困難な変調モードである交流エッジ変調の安定性を確保することである。ＰＷＭの場合、デルタ・シグマ変調器は低いオーバーサンプリング比で動作しており（通常４から１６）、量子化ノイズが特に問題である。

従来の技術では、プルーニングせずに、検索する２^Ｍの考えられる妥当な組み合わせがあり、また出力信号Ｙ［ｎ］の長さが一分の信号で６０＊４４１００＊６４（すなわち、６０秒、４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数、および６４：１のオーバーサンプリング比）であるとした場合に、各時間ｔにおける最も近く一致する出力信号を直接見つける妥当な方法は提案されていない。トレリス検索、ツリー検索、およびプルーニングはすべて、演算を削減する解決策として提案されてきた。

図３Ａは、二つの伝達関数Ｈ_１（ｚ）およびＨ_２（ｚ）の合成物としてモデルフィルター２０２のモデルを描写している。出力候補ベクトルＹ_Ｄｉのフィードバックは、量子化ノイズ３０２をルックアヘッド変調器１０６のフィードバックループへ導入するが、ルックアヘッド変調器１０６の入力には導入しない。したがって、ループフィルター２０２は二つの別個の伝達関数Ｈ_１（ｚ）およびＨ_２（ｚ）をモデルとすることができる。ノイズ伝達関数（「ＮＴＦ」）は１／［１＋ｚ^−１＊Ｈ_２（ｚ）］と等しい。信号伝達関数（「ＳＴＦ」）は、Ｈ_１（ｚ）／［１＋ｚ^−１＊Ｈ_２（ｚ）］と等しい。いくつかの実装において、Ｈ_１とＨ_２は同一である。一般的な場合、Ｈ_１とＨ_２は異なる。実装の選択は、主としてＳＴＦに影響する。ほとんどの目的の場合に、ＮＴＦはＨ１の選択の重大度を下げる重大な設計基準である。

図３Ｂは、入力ｘ（ｎ）およびフィードバックｙ（ｎ）を持つ一般的な５番目のノイズシェーピングフィルター３００を表す。フィルター３００はフィルター２０２の一実施形態を表しており、ルックアヘッドでないおよびルックアヘッドデルタ・シグマ変調器に適用してもよい。スケール係数ｋおよびゲイン係数ｇは、設計時の選択である。一実施形態において、ｋ_１スケール係数は第一整数段階３０２にユニティゲインを提供する。式２は、伝達関数Ｈ_１（ｚ）を表す。

式３は、伝達関数Ｈ_２（ｚ）を表す。

図３Ｃおよび３Ｄは、フィルター３００の代表的なＮＴＦおよびＳＴＦ極零配置を描写している。ＮＴＦは信号帯において複数のゼロを持つハイパス関数であり、ＳＴＦは全極型ローパス関数である。

図４は、ＮＴＦがＮＴＦを添加されたゼロを持つ７番目のバターワースフィルターに設定されている場合の伝達関数Ｈ_２（ｚ）を示す。コスト関数エレメントＣ_ｔの二乗の和を最小化することにより、０ｄＢに近づくにしたがって伝達関数Ｈ_２（ｚ）４０２は円滑な伝達を維持しなくなる。それどころか、ノイズを表すスパイク４０４が発生する。このノイズは帯域外の周波数領域付近にあり、再生をより難しくするため、望ましくない。

したがって、Ｈａｒｐｅの５ページで述べられているように、従来のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器では、標準的な（ルックアヘッドでない）デルタ・シグマ変調器の線形性の向上がみられるが、Ｈａｒｐｅは同ページでさらに、すべての場合において、トレリス構造のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器の信号対雑音比は、標準的なデルタ・シグマ変調器と比較して数ｄＢも悪いということも述べている。
特開２００３−１２４８１２号公報 米国特許第５，７８４，０１７号明細書

（発明の概要）
本発明の一実施形態において、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器は、フィルター出力ベクトルを生成するために入力信号データに由来するデータおよび遅延出力候補ベクトルの各エレメントをフィルター処理するためのディジタルフィルターであって、選択された出力値のフィードバックによって更新される状態変数を含むディジタルフィルターを含む。前記ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器は、Ｍエレメント変調器出力候補ベクトルと前記フィルター出力ベクトルの各セットからの量子化誤差ベクトルセットを決定するために、前記フィルター出力ベクトルを受け取るための前記ディジタルフィルターに連結された量子化誤差生成器であって、Ｍが１より大きく、前記出力候補ベクトル中の各エレメントが前記デルタ・シグマ変調器の可能な出力値である量子化誤差生成器をさらに含む。前記ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器は、各量子化誤差ベクトルセットから変調器出力候補ベクトルに関連する量子化誤差ベクトルを選択し、前記関連する変調器出力候補ベクトルから出力を選択するための出力生成器も含む。

本発明の別の実施形態において、量子化誤差ベクトルを使用してデルタ・シグマ変調器の出力値を決定する方法は、フィルター出力ベクトルを生成するために、入力信号データに由来するデータおよびＭエレメント遅延出力候補ベクトルの各エレメントをフィルター処理するステップを含む。前記方法は、Ｍエレメント変調器出力候補ベクトルの各セットおよびＭエレメントフィルター出力ベクトルの各セットの量子化誤差ベクトルを生成するステップであって、Ｍは１よりも大きく、前記出力候補ベクトルの各エレメントは前記デルタ・シグマ変調器の可能な出力値であるステップをさらに含む。前記方法は、量子化誤差ベクトルの各セットから、前記変調器出力候補ベクトルの一つに関連する量子化誤差ベクトルを選択するステップと、前記関連する変調器出力候補ベクトルから出力を生成するステップも含む。

本発明のさらなる実施形態において、信号処理システムは、量子化誤差ベクトルを使用してＭエレメント変調器出力候補ベクトルの各セットから出力値を決定するためのＭ深さのデルタ・シグマ変調器であって、Ｍは１よりも大きく、前記出力候補ベクトルの各エレメントは前記デルタ・シグマ変調器の可能な出力値であるデルタ・シグマ変調器を含む。

本発明の別の実施形態において、Ｍ深さのデルタ・シグマ変調器と量子化誤差ベクトルを使用して出力信号を決定する方法であって、Ｍは１よりも大きく、前記出力候補ベクトルの各エレメントは前記デルタ・シグマ変調器の可能な出力値である方法は、入力信号ベクトルと遅延出力候補ベクトルのセットを処理するステップを含む。各処理された入力信号ベクトルおよび遅延出力候補ベクトルについて、前記方法は、前記処理された入力信号ベクトルおよび遅延出力候補ベクトルから量子化誤差ベクトルを計算するステップと、前記入力信号ベクトルと最も良く一致する前記出力候補ベクトルを識別するために各量子化誤差ベクトルを処理するステップとをさらに含む。前記方法は、前記入力信号ベクトルと最も良く一致する前記出力候補ベクトルから出力を選択するステップも含む。

本発明の別の実施形態において、デルタ・シグマ変調器を使用して信号を処理する方法は、量子化誤差ベクトルを使用してＭエレメント変調器出力候補ベクトルとＭエレメント変調器入力ベクトルの各セットからＭ深さのデルタ・シグマ変調器の出力値を決定するステップであって、Ｍは１よりも大きく、前記出力候補ベクトルの各エレメントは前記デルタ・シグマ変調器の可能な出力値であるステップを含む。

本発明は添付の図面を参照することでより良く理解することが可能であり、当業者にその多くの目的、特徴、および利点が明らかになるであろう。複数の図において同じ参照番号が使用されているが、これは同様のまたは類似のエレメントを示す。

ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器についての課題には、少なくとも二つの興味深い特色がある。第一に、誤差を最小限にし、信号に依存する量子化雑音を取り除こうとする試みに伴う量子化誤差がある。背景の項で説明したように、大部分の先行研究は、ルックアヘッド変調器を使用した場合の帯域内雑音の増加を明らかにしている。第二の課題には、ループ安定性がある。ループ安定性が向上すると、より大規模なノイズシェーピングを使用して帯域内雑音を低減させることができる。大部分の状況においてより良い平均的な選択を行うために、本書で説明する技術を利用してルックアヘッド変調器を設計することができ、これによって、必ずしもループフィルターを変更する手段をとらなくても帯域内雑音を低減することができる。

従来の公告において、デルタ・シグマ・ノイズへーピングフィルターの指数出力は最適化のための良い測定基準となること（すなわち、式１を参照）が提案されている。しかしながら、式１は、（１）式１は振幅周波数応答において非単調である、また（２）式１は２を超える量子化レベルには適切でない、という少なくとも二つの不利点を有する。残念ながら、背景の項で説明したように、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器を用いる式１のアプローチは、従来のデルタ・シグマ変調器と比較して信号対雑音比を低下させることがある。

従来のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器は安定性向上のために帯域内雑音を増加させるが、本書で説明されているルックアヘッドデルタ・シグマ変調器は、従来のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器および従来のルックアヘッドではないデルタ・シグマ変調器と比較して帯域内雑音を低下させるという予期しなかった結果を達成しつつ、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器の優れた安定性を維持することができる。本書で説明する信号処理システムは、出力候補ベクトルごとの量子化誤差ベクトルを決定するために複数の出力候補ベクトルおよび入力ベクトルを処理するルックアヘッドデルタ・シグマ変調器を含む。一実施形態において、量子化誤差ベクトルは、コスト値ベクトルと入力候補ベクトルとの間の差を表す。ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器出力値は、例えば、入力ベクトルＸごとの最小指数量子化誤差ベクトルを決定し、最小指数量子化誤差ベクトルに関連する入力候補ベクトルから出力値を選択することにより、量子化誤差ベクトルを使用して選択される。量子化誤差ベクトルは、不均一な重みベクトルを使用して重み付けされてもよい。

本書において説明される信号処理システムのルックアヘッドデルタ・シグマ変調器は、ノイズ伝達関数（「ＮＴＦ」）および信号伝達関数（「ＳＴＦ」）を持つループフィルターを含む。ループフィルターを設計する際、フィルターはＮＴＦ量１／［１＋ｚ^−１＊Ｈ_２（ｚ）］（「Ｈ_２（ｚ）」は図６に図示されている）を最適化する程度に設計される。「１／［１＋ｚ^−１＊Ｈ_２（ｚ）］」の最適化は、ｚ＋Ｈ_２（ｚ）の最小化と同様に効果的である。ｚ＋Ｈ_２（ｚ）の最小化は、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器量子化器の入力値と出力値との間の差を効果的に最小化する。量子化器の入力値と出力値との間の差は、量子化誤差を表す。したがって、本書において説明する信号処理システムのルックアヘッドデルタ・シグマ変調器は、量子化誤差値に基づいて出力を選択する。一実施形態において、量子化誤差は各フィルター出力ベクトルＣ_ｉと各出力候補ベクトルＹ_ｉ，ｉ＝｛０，１，２，．．．Ｎ−１｝との間の差を表す。ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器出力値はＹ_ｉから選択され、ここで［Ｃ_ｉ−Ｙ_ｉ］^（２） _ｍｉｎは最小量子化誤差指数を表す。

図５は、量子化誤差を使用して出力値を選択するためのルックアヘッドデルタ・シグマ変調器を含むディジタル信号処理システムの一実施形態を示す。一実施形態において、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００は、離散時間、オーバーサンプリングされた入力信号パターンＸ［ｎ］を処理し、信号帯域幅Ｘ［ｎ］＝ｘ_１，ｘ_２，ｘ_３，．．．およびＹ［ｎ］＝ｙ_１，ｙ_２，ｙ_３，．．．のＸ［ｎ］を概算するために最適な出力信号パターンＹ［ｎ］を決定する。「最適」とは所望の信号帯域に最も近いものとして定義することができる。「最も近い」とは、例えば、指数という意味（最も近い距離）、最小／最大という意味、心理音響的に加重されたという意味、またはその他の望ましい測定基準において定義可能である。このように、一実施形態において、「最適な」出力信号パターンＹ［ｎ］とは、［Ｈ（Ｘ−Ｙ_Ｄ）−Ｙ］の指数が最小になるようにするＹ［ｎ］のパターンである。例えば、「所望の信号帯域」は、所望のデータを持つ信号を含む周波数帯である。例えば、所望のオーディオ信号帯はおよそ０ｋＨｚから２５ｋＨｚである。当業者には、本書で説明されている信号処理システムは様々な制約下において「最適」で「最も近い」出力信号パターンを決定するように適応させることが可能であり、本書で規定されている「最適」かつ「最も一致する」という制約に制限されず、所望の目標を達成するために制約を定義することが可能であるということが明らかであろう。

図５を参照すると、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００は、出力値を決定するために量子化誤差を使用するルックアヘッドデルタ・シグマ変調器の実施形態を表している。ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００は、ルックアヘッド変調器１０６と同じ手法で、フィルター関数を入力ベクトルＸ_ｔおよび各負の遅延出力候補ベクトル−Ｙ_Ｄｉ、ｉ＝｛１，２，．．．，Ｎ｝、Ｍ＝ルックアヘッド深さ、およびＮ＝２^Ｍに適用することにより、時間ｔの各フィルター出力ベクトルＣ_ｉを決定する。遅延出力候補ベクトルＹ_Ｄｉの遅延はｔ＋ｘであり、ここでｘ＝１または設計時の選択によって決定されたその他の実数である。ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００によって行われる演算の数は、プルーニングまたはその他の演算削減方法を使用して削減することができる。プルーニング技術は、冗長なコスト値ベクトルの処理の排除および低減または重複する演算の削減を含む。ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００は、各ループフィルター５０２（ｉ）の伝達関数によって、入力データ、入力ベクトルＸ_ｔおよび各負の遅延出力候補ベクトル−Ｙ_Ｄｉにおけるノイズシェーピングを行う。一実施形態において、各ループフィルター５０２（ｉ）によって使用される状態変数は、ループフィルター５０２および状態変数５０１の共用を示す関連線によって示されるものと同一である。一実施形態において、ループフィルター５０２（ｉ）は、ループフィルター２０２（ｉ）、ｉ＝｛１，２，．．．，Ｎ｝と同一である。

複数の量子化誤差ベクトル（Ｃ_ｉ−Ｙ_ｉ）は、各出力候補ベクトルの値を変更することによって決定される。例えば、Ｍ深さの出力候補ベクトルＹ_ｉでは、Ｙ_ｉの各エレメントが二つの可能な値を有する場合、最大で２^２の可能な出力候補ベクトルＹ_１、Ｙ_２、Ｙ_３、およびＹ_４が存在する。出力候補ベクトルの数は、例えば、重複する演算を排除または削減することによってプルーニングすることが可能である。ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器の出力値の選択は、任意の技術数に基づいて行うことができる。

図５および６を参照すると、ループフィルター２０２は、二つの別個の伝達関数Ｈ_１（ｚ）およびＨ_２（ｚ）をモデルとすることができる。ノイズ伝達関数（「ＮＴＦ」）は１／［１＋ｚ^−１＊Ｈ_２（ｚ）］と等しい。信号伝達関数（「ＳＴＦ」）は、Ｈ_１（ｚ）／［１＋ｚ^−１＊Ｈ_２（ｚ）］と等しい。ループフィルター５０２（ｉ）を設計する際、フィルター５０２（ｉ）はＮＴＦ量１／［１＋ｚ^−１＊Ｈ_２（ｚ）］を最適化する程度に設計される。「１／［１＋ｚ^−１＊Ｈ_２（ｚ）］」の最適化は、ｚ＋Ｈ_２（ｚ）の最小化と同様に効果的である。ｚ＋Ｈ_２（ｚ）の最小化は、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器量子化器の入力値と出力値との間の差を効果的に最小化する。入力の差Ｃ_ｉ−Ｙ_ｉは、量子化誤差の一実施形態である。したがって、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００は、量子化誤差値を使用して出力値ｙ（ｎ）を選択する。

従来のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器は、式１で決定されるように、最小のコスト値指数値Ｃ_ｉ ^（２） _ｍｉｎを使用する。この決定により、量子化器２０３への入力を効果的に小さい値に抑えるため、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器１０６のループゲインが効果的に大きくなり、ＮＴＦを不利に修正する。

ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００の一実施形態において、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００は、各量子化誤差ベクトルの最小指数量子化誤差Ｃ_ｉ−Ｙ_ｉ，ｉ＝｛１，２，．．．，Ｎ｝を選択する最小量子化誤差ノイズ検索モジュール５０４を含む。検索モジュール５０４は、式４にしたがって二乗の和を求めることにより、量子化誤差指数（Ｃ_ｉ−Ｙ_ｉ）^（２）を計算する。

「ｃ_ｔ」は、コストベクトルＣ_ｉにおけるｔ＝１からＭの、時間ｔのフィルター２０２出力を表し、ｙ_ｔはコストベクトルＹ_ｉにおける時間ｔの出力候補を表す。ｙ（ｎ）選択モジュール５０８は、Ｙ_ｉの先行ビットとして［Ｃ_ｉ−Ｙ_ｉ］^（２） _ｍｉｎからｙ（ｎ）を選択する。［Ｃ_ｉ−Ｙ_ｉ］^（２） _ｍｉｎは、最小量子化誤差指数を表す。

例えば、Ｍ＝２かつｙ∈｛−１，＋１｝である場合、Ｎ＝４，ｉ□｛０，１，２，３｝となり、表３は、Ｙ出力候補ベクトルおよび入力候補ベクトルＸ_ｔのそれぞれを表す。

（Ｃ_３−Ｙ_３）^（２）が最小量子化誤差指数値を表す場合、出力候補ベクトルＹ_３（（Ｃ_３−Ｙ_３）^（２）に関する出力候補ベクトル）の最初のビットが１と等しいため、選択モジュール５０８はｙ（ｎ）＝１を選択する。（Ｃ_２−Ｙ_２）^（２）が最小量子化誤差指数値を表す場合、出力候補ベクトルＹ_２（（Ｃ_２−Ｙ_２）^（２）に関する出力候補ベクトル）の最初のビットが１と等しいため、選択モジュール５０８はｙ（ｎ）＝０を選択する。この例は、ルックアヘッド深さおよび出力候補セットの数をカバーするために外挿することができる。因果関係を維持するため、初期の量子化値のみがフィルターへフィードバックされる。例えばルックアヘッド深さが４かつ現在の時間が１０である場合、フィードバックベクトルの選択肢は時間１０、１１、１２、および１３の考えられる１６セットである。時間１２におけるフィルター出力は、時間１１までのすべての出力選択肢の関数となるが、時間１２を表す出力選択肢の関数とはならない。同様に、時間１３におけるフィルター出力は、時間１２までの選択肢によって決まることになる。量子化誤差は、現在のフィルター出力および現在の出力候補によって決まることになる。時間１３における量子化誤差は、したがって時間１０から１３における選択肢によって決まる。使用される四つの量子化誤差は、時間１０から１３におけるものである。これは、コスト関数を作成するためにＣを使用する際の挙動とは異なる。この場合、１０は現在のベクトルの選択肢による影響を受けないため、最適化に使用される四つのフィルター出力は１１から１４となる。

このため、ルックアヘッド変調器５００が一つの決定ビット（Ｙ∈｛−１，＋１｝）を使って周期的に１０ずつの決定をルックアヘッドした場合、各時点１０２４において距離を計算する（プルーニングはないと仮定）。検索モジュール５０４が時間ｔにおける最適の出力値ｙに位置する場合、すべての可能な｛ｙ_０，ｙ_１．．．ｙ_９｝が試行される。次のステップにおいて、検索モジュール５０４は、最適な時間ｔ＋１における最適の出力値ｙを検索する。別の実施形態において、ルックアヘッド変調器５００は複数の出力値を有する出力を生成することができる。例えば、一実施形態において、選択モジュール５０８は、最小量子化誤差指数値を有する出力候補ベクトルのｒ先行ビットを出力として提供することによって各出力のｒ出力値を発生させることができ、ここで概して１≦ｒ≦Ｍ（出力候補ベクトルの深さ）であり、一実施形態においてｒは２と等しい。その後ｒ出力はノイズシェーピングフィルター５０２へフィードバックされ、状態変数がｒ回更新される。

量子化誤差を最小化する場合、最小量子化誤差検索および出力生成器５０６は定義されたゲインを有する。さらに、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００で見られる信号対雑音比は、ある場合において、従来のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器よりも１０ｄＢの向上を見せる。

図７は、ＮＴＦがＮＴＦを添加されたゼロを持つ７番目のバターワースフィルターに設定されている場合、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器１０６の伝達関数Ｈ_２（ｚ）とデルタ・シグマ変調器５００の１＋ｚ^−１Ｈ_２（ｚ）との比較を示す。ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００を使用して得られた配置７０２は、スパイク４０４が発生する円滑な伝達を見せる。したがって、配置７０２は、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００により所望の信号帯（例えば、０Ｈｚ〜２５ｋＨｚ）におけるノイズを削減することによって、従来のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器と比較して量子化ノイズシェーピングの向上を見せる。

図８を参照すると、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器８００は、出力値を決定するために、時間加重、周波数加重の誤差値、および量子化誤差を使用するルックアヘッドデルタ・シグマ変調器の実施形態を表している。ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器８００は、最小量子化誤差検索および出力生成器８０６を除き、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００と同一である。不均一加重の最小量子化誤差ノイズ検索モジュール８０４により、スカラー、ｉ□｛０，１，２，．．．，Ｎ−１｝の重み付けされた量子化誤差ベクトルＣ_ｉ−Ｙ_ｉの指数は最小化される。検索モジュール３０４は、式４にしたがってＷ・［Ｃ_ｉ−Ｙ_ｉ］^（２）を計算する。

「ｃ_ｔ−ｙ_ｔ」は量子化誤差ベクトルＣ_ｉ−Ｙ_ｉにおけるｔ＝１からＭの、時間ｔの量子化誤差値を表し、ｗ_ｔは重みコスト関数ベクトルＷにおける時間ｔの重みを表す。ベクトルＷは不均一重みベクトルの一実施形態を表す。「Ｗ・［Ｃ_ｉ−Ｙ_ｉ］^（２） _ｍｉｎ」は、最小加重量子化器入力／出力差分の指数を示す。ｙ（ｎ）選択モジュール８０８は、出力候補ベクトルＹ_ｉの先行ビットとしてＷ・［Ｃ_ｉ−Ｙ_ｉ］^（２） _ｍｉｎからｙ（ｎ）を選択する。不均一重みベクトルＷは、例えば、別の重みエレメント値とは異なる少なくとも一つのゼロ以外の重みエレメントまたは少なくとも一つの非均一かつゼロ以外の重み値を含む。量子化誤差ベクトルの重み付けは、量子化誤差ベクトルと時間領域重みベクトルの内積を決定することにより実現できる。

一般に、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器８００は、量子化誤差ベクトルエレメントを少なくとも一つのゼロ以外、非均一の重み（すなわち、１ではない）で重み付けするルックアヘッドデルタ・シグマ変調器の一実施形態を表す。不均一の重みにより、デルタ・シグマ変調器は、従来のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器に関連する線形性を維持しつつ、従来のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器よりも高い信号対雑音率を得ることができる。

不均一の重みベクトルＷのエレメントは、設計時の選択によるものであり、概して出力信号雑音を最小化するよう経験的に選択される。一実施形態において、重みベクトルのエレメントは時間領域において下降する。しかしながら、下降傾向の重みベクトルなどの選択された不均一の重みを使用する重み付けは、サンプルセットのトランケーションのためにエイリアシングを低下させ、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器３００の信号対雑音率を向上させる。

図９Ａ〜９Ｆ（集合的に「図９」）は、不均一加重の最小量子化誤差ノイズ検索モジュール８０４によって適用される様々な典型的な重みベクトルを示す。図４は、コスト値指数の各セットを重み付けするウィンドウとしての重みベクトルを示し、また、下降の重み付け傾向を持つ典型的な重み付けウィンドウを示す。図４Ａでは、深さは４となり、重みベクトルのエレメントはＷｔ＝１．５^{Ｍ−１−ｔ}となる。このため、ウィンドウは本質的に指数関数的となる。Ｗｔ＝１．５の場合、最も初期のコスト値出力は、最近のコスト値出力の３．３７５倍で重み付けされる。図９に示すように、さまざまなウィンドウを、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器８００とともに使用することができる。指数関数的ウィンドウは、概して、トレリス・デルタ・シグマ変調器で実装するのが最も容易である。

検索モジュール８０４で指数を加算する前に適用される先細りの重みベクトルは、均一な重み付けに関連する質の問題を解決し、信号対雑音比およびノイズ伝達シェーピングの両方を向上させる。重みベクトルＷ＝［１．０，１．０，ｌ．０，１．０，１．０，．９２，．８０，．７０，．５２，．２４］を有する、図４Ｃと類似の重み付けウィンドウは、１０の深さで良好なパフォーマンスを見せている。図９Ｃに示されるウィンドウは、トレリスおよびツリー構造の多くがそうであるように、従来のコスト計算を再利用するルックアヘッドシステムにおいて実装することが困難な場合がある。図９Ａのウィンドウなどの指数関数的に減衰するウィンドウをこのような場合に活用することができる。矩形のウィンドウの利点を使用して得られる結果は、図９Ａに示される先細りの凸型を使用して得られる経験的な結果には経験的に及ばない。重みベクトルＷの重みエレメントｗ_ｔを特定の範囲内にするよう定義することもできる。例えば重みベクトルはＷ＝［ｗ_０，ｗ_１，ｗ_２，ｗ_３，．．．］として定義することができ、ここでｗ_０，ｗ_１，およびｗ_２は互いの約＋／−５％以内の値であり、ｗ_３はｗ_０，ｗ_１またはｗ_２の約８０％以下である。特定の深さおよび用途のための最適なウィンドウは指数関数的に決定することができる。Ｍｅｌａｎｓｏｎ Ｗｅｉｇｈｔｉｎｇの特許は、重みベクトルＷのさらなる実施形態および用途を説明している。

図１０を参照すると、信号処理システム１０００は、ルックアヘッド変調器５００を含む信号処理システムの一実施形態を示している。信号処理システム１０００は、スーパーオーディオＣＤ（「ＳＡＣＤ」）記録用途などのハイエンドなオーディオ用途に特に有用である。信号処理システム１０００は、入力信号源１００３によって生成される入力信号１００４を処理する。入力信号１００４はディジタルまたはアナログであってよく、記録／ミックスプロセスまたはその他のハイエンドオーディオ源の一部として生成される信号を含む信号源、または、コンパクトディスクプレイヤー、ＭＰ３プレイヤー、オーディオ／ビデオシステム、オーディオテーププレイヤーまたはその他の信号記録および／またはプレイバック機器などのそれほど性能の高くない源からであってもよい。

入力信号１００４は、オーディオ信号、ビデオ信号、オーディオおよびビデオ信号、および／またはその他の信号タイプであってよい。一般的に、入力信号１００４は、ルックアヘッド変調器１００２によって変調される前に、いくつかの前処理１００６を実行する。例えば、前処理１００６は、公知の方法によって、ディジタル入力信号１００４をオーバーサンプルするための補間フィルターを含むことができる。前処理１００６は、アナログ入力信号１００４をディジタル信号に変換するためのアナログ・ディジタル変換器を含むことができる。前処理１００６は、さらに、ミックス、残響、均等化、編集、帯域外雑音フィルタリングおよびその他のフィルタリング操作も含めることができる。

ディジタル領域では、前処理１００６は、離散入力信号Ｘ［ｎ］をルックアヘッド変調器１１０２に送る。各離散入力信号ｘ［ｎ］はＫビットの信号であり、Ｋは１よりも大きい。既に詳細に説明したように、ルックアヘッド変調器５００は出力信号１００７を決定するために入力信号Ｘ［ｎ］および候補Ｙ［ｎ］を処理する。出力信号１００７は、例えば、１ビットの出力値の集合となる。このため、出力信号１００７は、入力信号１００４のエンコードされたものである。

図１０および図１１を参照すると、信号処理システム１０００は、通常、ルックアヘッド変調器５００の出力信号１００７を後処理するための後処理１００８を含む。後処理１００８は、可逆データ処理１１０２を含むことができる。ＳＡＣＤオーディオマスタリングでは、マスター記憶媒体１１０８に焼かれる実際のピットを生成する記録プロセス１１０６の後に、可逆データ圧縮ステージ１１０４がある。マスター記憶媒体１１０８は機械的に複製されて、ディスク（またはその他の記憶媒体）１１１２が幅広い配信ができるようにする。ディスク１１１２は、例えば、ディジタル多目的ディスク、コンパクトディスク、テープ、またはスーパーオーディオコンパクトディスクなどである。プレイバック／出力機器１０１０は、ディスク１１１２からデータを読み出して、ユーザーが知覚できる形式で信号出力を行う。プレイバック／出力装置１０１０は、出力信号１００７を利用することができるいかなる出力機器であってもよい。このため、記憶媒体１１０８および１１１２は、ルックアヘッド変調器５００を使用して実行される信号変調プロセスを使用してエンコードされるデータを含む。

多くのシステムは、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００を実装することができる。例えば、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器５００の重み付けは、ハードウェアおよび／またはソフトウェアを利用して実装することができる。

本発明は詳細に説明されているが、添付された請求の範囲に定義されているように、発明の精神および範囲から逸脱しない限り、様々な変更、置換、および修正を加えることが可能であると理解されたい。

図１（従来技術）は、従来のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器を有する信号処理システムを示す。 図２（従来技術）は、出力信号を決定するために図１のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器１によって使用されるデータ例を示す。 図３Ａ（従来技術）は、ノイズシェーピングフィルターのモデルを含む図１のルックアヘッド変調器のモデルを示す。 図３Ｂ（従来技術）は、図３Ａのノイズシェーピングフィルターを表す。 図３Ｃ（従来技術）は、図３Ｂのフィルターのノイズ伝達関数の極零配置を表す。 図３Ｄ（従来技術）は、図３Ｂのフィルターの信号伝達関数の極零配置を表す。 図４（従来技術）は、図１のルックアヘッド変調器のループフィルター伝達関数例を示す。 図５は、量子化誤差を表す量子化入力値を持つルックアヘッドデルタ・シグマ変調器を有する信号処理システムを示す。 図６は、図５のルックアヘッド変調器のモデルを示す。 図７は、図５のルックアヘッド変調器のループフィルター伝達関数例を示す。 図８は、重み付けされた量子化誤差ベクトルを持つルックアヘッドデルタ・シグマ変調器を有する信号処理システムを示す。 図９Ａ〜９Ｆは、下降の重み付け傾向のある重み付けウィンドウを示す。 図１０は、図５のルックアヘッドデルタ・シグマ変調器、出力機器およびプロセス、ならびに出力媒体を含む信号処理システムを示す。 図１１は、図８の信号処理システムの実施形態における後処理操作を示す。

Claims (56)

1. フィルター出力ベクトルを生成するために入力信号データに由来するデータおよび遅延出力候補ベクトルの各エレメントをフィルター処理するためのディジタルフィルターであって、選択された出力値のフィードバックによって更新される状態変数を含む、ディジタルフィルターと、
   Ｍエレメント変調器出力候補ベクトルと前記フィルター出力ベクトルの各セットからの量子化誤差ベクトルセットを決定するために、前記フィルター出力ベクトルを受け取るための前記ディジタルフィルターに連結された量子化誤差生成器であって、Ｍが１より大きく、前記出力候補ベクトル中の各エレメントが前記デルタ・シグマ変調器の可能な出力値である、量子化誤差生成器と、
   各量子化誤差ベクトルセットから変調器出力候補ベクトルに関連する量子化誤差ベクトルを選択し、前記関連する変調器出力候補ベクトルから出力を選択するための出力生成器と
   を備える、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器。
2. 前記量子化誤差生成器が、出力候補ベクトルごとに一つの量子化誤差ベクトルを決定する、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
3. 前記出力値生成器によって生成された出力値を保存するための記録システムをさらに備える、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
4. エンコードされた前記出力値を有する記憶媒体をさらに備える、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
5. エンコードされた出力値に由来するデータを有する記憶媒体をさらに含む、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
6. 前記誤差生成器によって決定された量子化誤差ベクトルのセットが２^Ｍと等しい、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
7. 前記誤差生成器によって決定された量子化誤差ベクトルのセットは非重複セットであり、２^Ｍ未満の量子化誤差ベクトルを含む、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
8. 各変調器出力候補ベクトルの各エレメントは二つの考えられる値を有する、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
9. 前記デルタ・シグマ変調器がトレリスタイプのデルタ・シグマ変調器である、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
10. 前記デルタ・シグマ変調器がツリーベースのデルタ・シグマ変調器である、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
11. Ｙ出力値のセットが対象の信号帯におけるＹ入力値の対応するセットを最も良く表し、ここでＹは正の整数である、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
12. 各出力値は各識別された量子化誤差ベクトルに関連する各変調器出力候補の先行ビットを表す、請求項１１に記載のデルタ・シグマ変調器。
13. 前記出力値が選択される前記変調器出力候補ベクトルに関連する前記量子化誤差ベクトルが、前記セットにおける残りの量子化誤差ベクトルと比較して最小の指数を有する前記量子化誤差ベクトルである、請求項１１に記載のデルタ・シグマ変調器。
14. 前記デルタ・シグマ変調器がソフトウェアを使用して実装される、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
15. 量子化器であって、前記量子化誤差ベクトルのセットにおいてｉ番目の量子化誤差ベクトルがｉ番目のディジタルフィルター出力データベクトルＣ_ｉとｉ番目の変調器出力候補ベクトルＹ_ｉとの差を含み、前記ベクトルＣ_ｉが前記ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器入力べクトルとｉ番目のＭエレメント遅延出力候補ベクトルＹ_Ｄｉとの差に由来するｉ番目のＭエレメントベクトルを表す、量子化器をさらに備える、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
16. 前記ｉ番目の量子化誤差ベクトルが、コスト値ベクトルＣ_ｉ−出力候補ベクトルＹ_ｉを含む、請求項１５に記載のデルタ・シグマ変調器。
17. 各コスト値ベクトルが、ｉ番目の量子化入力ベクトルと前記ｉ番目の変調器出力候補ベクトルとの間の差を含む、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
18. 重みベクトルによって各量子化誤差ベクトルを不均一に重み付けするための重み付けモジュールをさらに含む、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
19. 前記重みベクトルが、別の非ゼロ重みエレメントとは異なる少なくとも一つの非ゼロ重みエレメントを含む、請求項１８に記載のデルタ・シグマ変調器。
20. 前記重みベクトルの各非ゼロ重みエレメントの大きさが、前記誤差値のルックアヘッド深さが大きくなるにつれて下降する、請求項１９に記載のデルタ・シグマ変調器。
21. 前記重みベクトルの各非ゼロ重みエレメントの前記大きさが直線的に低下する、請求項２０に記載のデルタ・シグマ変調器。
22. 前記重みベクトルの各非ゼロ重みエレメントの前記大きさが指数関数的に低下する、請求項２０に記載のデルタ・シグマ変調器。
23. 前記重みベクトルはエレメント［ｗ_０，ｗ_ｌ，ｗ_２，ｗ_３，．．．］を含み、ｗ０，ｗｌ，ｗ２は互いの約＋／−５％以内の大きさを有し、ｗ３はその前のエレメントの一つの大きさの約８０％以下の大きさを有する、請求項２０に記載のデルタ・シグマ変調器。
24. 前記出力生成器によって選択される前記出力がｒ出力値を含み、ここでｒは１からＭの任意の整数である、請求項１に記載のデルタ・シグマ変調器。
25. 量子化誤差ベクトルを使用してデルタ・シグマ変調器の出力値を決定する方法であって、
    （ａ）フィルター出力ベクトルを生成するために、入力信号データおよびＭエレメント遅延出力候補ベクトルの各エレメントに由来するデータをフィルター処理するステップと、
    （ｂ）Ｍエレメント変調器出力候補ベクトルの各セットおよびＭエレメントフィルター出力ベクトルの各セットに対して量子化誤差ベクトルを生成するステップであって、Ｍは１よりも大きく、前記出力候補ベクトルの各エレメントは前記デルタ・シグマ変調器の可能な出力値である、ステップと、
    （ｃ）量子化誤差ベクトルの各セットから、前記変調器出力候補ベクトルの一つに関連する量子化誤差ベクトルを選択するステップと、
    （ｄ）前記関連する変調器出力候補ベクトルから出力を生成するステップと
    を包含する、方法。
26. 前記量子化誤差ベクトルを生成するために、前記フィルター出力ベクトルと出力候補ベクトルとの間の差を決定するステップと、
    入力信号データに由来する前記データおよび前記出力候補ベクトルの各エレメントをフィルター処理するフィルターへ各出力値をフィードバックするステップと、
    前記フィルターにフィードバックされた前記出力値により前記フィルターの状態変数を更新するステップと、
    をさらに包含する、請求項２５に記載の方法。
27. 各出力候補ベクトルに対して一つの量子化誤差ベクトルを生成するステップをさらに包含する、請求項２５に記載の方法。
28. 前記デルタ・シグマ変調器への複数の入力値のそれぞれについて（ａ）、（ｂ）、および（ｃ）を繰り返すステップをさらに包含する、請求項２５に記載の方法。
29. Ｙ出力値のセットが対象の信号帯におけるＹ入力値の対応するセットを最も良く表し、ここでＹは正の整数である、請求項２８に記載の方法。
30. 前記出力値に由来するデータを記憶媒体に記録するステップをさらに包含する、請求項２５に記載の方法。
31. 前記出力値を記憶媒体に記録するステップをさらに含む、請求項２５に記載の方法。
32. 前記量子化誤差ベクトルを生成するステップが、２^Ｍ量子化誤差ベクトルを生成するステップを含む、請求項２５に記載の方法。
33. 前記量子化誤差ベクトルを生成するステップが、２^Ｍ未満の量子化誤差ベクトルを含む非重複セットを生成するステップを包含する、請求項２５に記載の方法。
34. 各変調器出力候補ベクトルの各エレメントが二つの可能な値を有する、請求項２５に記載の方法。
35. 前記ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器がトレリスタイプのデルタ・シグマ変調器である、請求項２５に記載の方法。
36. 前記ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器がツリーベースのデルタ・シグマ変調器である、請求項２５に記載の方法。
37. 各出力値が、それぞれ選択された、識別された量子化誤差ベクトルに関連する各変調器出力候補ベクトルの先行ビットを表す、請求項３６に記載の方法。
38. 各量子化誤差ベクトルを生成するステップが、
    前記Ｍエレメント変調器出力候補ベクトルの一つと前記Ｍエレメント変調器入力ベクトルの一つとの差を決定することによって第一差分ベクトルを生成するステップと、
    前記第一差分ベクトルをフィルター処理するステップと、
    前記Ｍエレメント変調器出力候補ベクトルの一つと前記Ｍエレメント第一差分ベクトルの差を決定することによって第二差分ベクトルを生成するステップと、
    を包含する、請求項３６に記載の方法。
39. 前記関連する変調器出力候補ベクトルから出力値を生成するステップが、前記残りの量子化誤差ベクトルと比較して、最小の累積指数を有する前記量子化誤差ベクトルを識別するステップを包含する、請求項３８に記載の方法。
40. 前記ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器がソフトウェアを使用して実装される、請求項２５に記載の方法。
41. 前記デルタ・シグマ変調器が量子化器を備え、ルックアヘッドデルタ・シグマ変調器入力と出力候補ベクトルとの間の差に由来する各ベクトルがコスト値ベクトルを表し、各コスト値ベクトルがｉ番目の量子化入力ベクトルとｉ番目の変調器出力候補ベクトルと間の差を含む、請求項２５に記載の方法。
42. 前記ｉ番目の量子化入力ベクトルが、前記変調器入力ベクトルと前記ｉ番目の変調器出力候補ベクトルとの間のフィルター処理された差を含む、請求項４１に記載の方法。
43. 異なる非ゼロの重みを有する量子化誤差ベクトルの少なくとも二つのエレメントを時間領域において重み付けするステップをさらに包含する、請求項２５に記載の方法。
44. 前記量子化誤差ベクトルの少なくとも二つのエレメントを前記時間領域において重み付けするステップが、各誤差ベクトルと重みベクトルの内積を計算するステップを包含する、請求項４３に記載の方法。
45. 前記量子化誤差ベクトルの少なくとも二つのエレメントを前記時間領域において重み付けするステップが、前記誤差値のルックアヘッド深さが大きくなるにつれて下降する非ゼロのエレメントを有する重みベクトルで重み付けするステップを包含する、請求項４３に記載の方法。
46. 前記量子化誤差ベクトルの少なくとも二つのエレメントを前記時間領域において重み付けするステップが、直線的に下降する非ゼロのエレメントを有する重みベクトルで重み付けするステップを包含する、請求項４３に記載の方法。
47. 前記量子化誤差ベクトルの少なくとも二つのエレメントを前記時間領域において重み付けするステップが、指数関数的に下降する非ゼロのエレメントを有する重みベクトルで重み付けするステップを包含する、請求項４３に記載の方法。
48. 前記量子化誤差ベクトルの少なくとも二つのエレメントを前記時間領域において重み付けするステップが、エレメント［ｗ_０，ｗ_ｌ，ｗ_２，ｗ_３，．．．］を含む重みベクトルによる重み付けを包含し、ｗ０，ｗｌ，ｗ２は互いの約＋／−５％以内の大きさを有し、ｗ３はその前のエレメントの一つの大きさの約８０％以下の大きさを有する、請求項４３に記載の方法。
49. 前記量子化誤差ベクトルの少なくとも二つのエレメントを前記時間領域において重み付けするステップが、Ｍ変調器出力候補の各セットで同じ状態のままであるエレメントを有する重みベクトルで重み付けするステップを包含する、請求項４３に記載の方法。
50. 前記生成された出力がｒ出力値を含み、ここでｒは１からＭの任意の整数である、請求項２５に記載の方法。
51. 量子化誤差ベクトルを使用してＭエレメント変調器出力候補ベクトルの各セットから出力値を決定するためのＭ深さのデルタ・シグマ変調器であって、Ｍは１よりも大きく、前記出力候補ベクトルの各エレメントは前記デルタ・シグマ変調器の可能な出力値であるデルタ・シグマ変調器を備える、信号処理システム。
52. 入力ベクトルと前記遅延変調器出力候補ベクトルのセットとの間の差に対応する差分ベクトルを決定するための第一差分モジュールと、
    各差分ベクトルからフィルター出力ベクトルを決定するためのディジタルフィルターと、
    量子化誤差ベクトルを決定するための第二差分モジュールであって、前記ｉ番目の量子化誤差ベクトルがｉ番目のフィルター出力ベクトルとｉ番目の変調器出力候補ベクトルとの間の差に対応する、第二差分モジュールと
    をさらに備える、請求項５１に記載の信号処理システム。
53. 前記出力値でエンコードされた記憶媒体をさらに含む、請求項５１に記載の信号処理システム。
54. Ｍ深さのデルタ・シグマ変調器と量子化誤差ベクトルを使用して出力信号を決定する方法であって、Ｍは１よりも大きく、前記出力候補ベクトルの各エレメントは前記デルタ・シグマ変調器の可能な出力値であり、前記方法は、
    入力信号ベクトルと遅延出力候補ベクトルのセットを処理するステップと、
    各処理された入力信号ベクトルおよび遅延出力候補ベクトルに対して、前記処理された入力信号ベクトルおよび遅延出力候補ベクトルから量子化誤差ベクトルを計算するステップと、
    前記入力信号ベクトルと最も良く一致する前記出力候補ベクトルを識別するために各量子化誤差ベクトルを処理するステップと、
    前記入力信号ベクトルと最も良く一致する前記出力候補ベクトルから出力を選択するステップと
    を包含する、方法。
55. 前記入力信号ベクトルと遅延出力候補ベクトルのセットを処理するステップが、前記入力信号ベクトルと前記遅延出力候補ベクトルのセットとの間の差をフィルター処理するステップを包含する、請求項５４に記載の方法。
56. デルタ・シグマ変調器を使用して信号を処理する方法であって、量子化誤差ベクトルを使用してＭエレメント変調器出力候補ベクトルとＭエレメント変調器入力ベクトルの各セットからＭ深さのデルタ・シグマ変調器の出力値を決定するステップであって、Ｍは１よりも大きく、前記出力候補ベクトルの各エレメントは前記デルタ・シグマ変調器の可能な出力値であるステップを包含する、方法。

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