KR20040071289A - 펄스폭 변조 신호를 생성하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

펄스폭 변조 신호를 생성하기 위한 방법 및 장치 Download PDF

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KR20040071289A KR10-2004-7010503A KR20047010503A KR20040071289A KR 20040071289 A KR20040071289 A KR 20040071289A KR 20047010503 A KR20047010503 A KR 20047010503A KR 20040071289 A KR20040071289 A KR 20040071289A
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Abstract

펄스폭 변조(PWM) 신호(30, 130)용 방법 및 장치가 제공된다. 입력은 변조 신호(24, 124)인 디지털 신호 중 하나이다. 도시된 형태에서, 변조된 입력 신호는 PDM 신호 또는 PCM 신호이다. 본 발명의 일 실시예에서, PCM-PWM 변환기(16, 116)는 듀티비 보정 회로(48)를 포함한다. 사용된 방법은 예측, 보간, 및 보정 후에 얻어지는 값들의 순환을 포함할 수도 있다. 디지털-아날로그 변환 시스템(10)은 완전 디지털 도메인에서 동작하는 PDM-PWM 변환기(20)를 사용하고 아날로그 회로를 포함하지 않는다.

Description

펄스폭 변조 신호를 생성하기 위한 방법 및 장치{Method and apparatus for generating a pulse width modulated signal}
펄스폭 변조(PWM)는 고효율을 갖는 전력 신호를 생성하기에 적합한 방법이다. 특히, 다수의 고효율 디지털 오디오 스위칭 전력 증폭기들은 PWM 신호화(signaling)에 기초한다. 이들 증폭기들로의 디지털 오디오 입력들은 통상적으로 펄스 코드 변조(PCM)된 것이다. 유니폼 샘플링된 PWM(UPWM) 신호를 생성하기 위한 PCM으로부터 PWM으로의 직접 변환은 대량의 고조파 왜곡을 발생시키는 비선형 동작이다. 대조적으로, 내츄럴 샘플링된 PWM(NPWM)은 고조파 왜곡을 포함하지 않는다. 내츄럴 샘플링된 PWM 신호들은 아날로그 입력 신호를 톱니형 또는 삼각형 램프 신호와 비교함으로써 아날로그 도메인에서 용이하게 생성된다. NPWM 펄스 에지들은 입력 아날로그 신호와 램프 신호 사이의 내츄럴 교점들에 의해 결정된다. 그러나, PCM 입력 데이터에 기초하는 디지털 도메인에서의 NPWM에 대한 내츄럴 교점들을 계산하는 것은 계산적으로 고가일 수 있다.
슈퍼 오디오 콤팩트 디스크(SACD)는 새로운 디지털 오디오 데이터 포맷이다. 오디오는 디지털화되어 펄스 밀도 변조(PDM) 포맷으로 저장된다. 이는 오버샘플링된(64*Fs, 여기서 Fs는 초기 샘플링 레이트) 1-비트 PDM 데이터 스트림으로 구성된다. SACD 비트 스트림(또는 임의의 PDM 비트 스트림)을 매우 효율적인 스위칭 디지털 오디오 증폭기를 구동하는데 사용될 수 있는 펄스폭 변조(PWM) 신호로 변환하는 것이 바람직하다. SACD PDM 비트 스트림은 스위칭 신호로서 직접 사용될 수 있지만, 이 접근법은 임의의 소정의 신호 처리(즉, 볼륨 제어, 균등화 등)의 구현을 쉽게 허용하지 않는다.
(SACD와 같은) 펄스 밀도 변조 신호들은 통상적으로 관련 주파수 대역을 벗어난 양자화 노이즈를 밀어내기 위해 형상화된 노이즈이다. 이는 대량의 대역외 노이즈를 포함하는 주파수 스펙트럼을 발생시킨다.
SACD 입력을 위한 고성능 스위칭 디지털 오디오 증폭기가 상업적으로 도입되어 있다. 그러나, 볼륨 제어를 수용하기 위해, SACD PDM 신호를 직접 증폭할 수는 없다. 대신에, 볼륨 제어를 위해 요구되는 대로 감쇠될 수 있는 아날로그 신호로서 PDM 입력 신호를 취급해야 한다. 다음, 이 신호는 스위칭 증폭기에서의 증폭을 위한 새로운 PDM 신호를 생성하는 7차 1-비트 시그마 델타 ADC 변조기에 공급된다. 이 시스템의 큰 결점은 신호가 디지털 도메인 내에 머무르지 않는다는 것이다. 디지털 입력 신호는 아날로그 도메인에서의 신호 처리를 허용하도록 아날로그로 변환되고, 이어서 스위칭 증폭기를 구동하도록 디지털(PDM)로 변환된다. 디지털 신호 라인업을 유지하는 모든 장점들이 손실된다. 부가적으로, 스위칭 증폭기를 구동하기 위한 PDM 신호의 사용은 PWM 신호를 사용하는 것과 비교할 때 몇몇 단점들을 갖는다. 예를 들면, PWM은 더 낮은 평균 스위칭 주파수를 갖는데, 이는 PDM과 비교할 때 더 높은 효율을 발생시킨다. 더욱이, PDM 신호의 비제로 복귀(NRZ, non-return-to-zero) 특성은 제로 복귀 PWM 신호와 비교할 때 증가된 왜곡을 발생시킬 수 있다. 디지털 도메인(볼륨 제어, 균등화 등)에 이어서 디지털 시그마 델타 변조기에서의 고속 1-비트 PDM 신호의 처리를 고려할 수도 있다. 그러나, 이러한 높은 비트 레이트에서의 처리는 매우 고비용일 수 있다.
SACD 변조 및 증폭의 다수의 공통적인 접근법들은 높은 샘플 레이트 PDM을 낮은 샘플 레이트 PCM으로 데시메이션하는 것, 신호 처리의 실행, 디지털-아날로그 변환의 실행, 및 아날로그 도메인에서의 증폭으로 구성된다. 이 접근법의 중대한 결점은 고효율 디지털 스위칭 증폭의 모든 장점들이 손실된다는 것이다.
본 발명은 일반적으로 펄스폭 변조에 관한 것으로, 더 구체적으로는 펄스 밀도 변조 데이터 스트림 또는 펄스 코드 변조 데이터 스트림을 펄스폭 변조 신호로 변환하는 것에 관한 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 디지털-아날로그 변환 시스템의 일 실시예를 도시하는 도면.
도 2는 본 발명에 따른 디지털-아날로그 변환 시스템의 다른 실시예를 도시하는 도면.
도 3은 본 발명에 따른 PCM-PWM 변환기의 일 실시예를 도시하는 도면.
도 4는 본 발명에 따른 내츄럴 샘플링 회로에 사용되는 다수의 신호들을 도시하는 도면.
도 5는 양방향 PWM 신호들에 대한 타이밍도의 일 실시예를 도시하는 도면.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 내츄럴 샘플링 회로에 의해 수행되는 기능을 흐름차트 형태로 도시하는 도면.
도 7은 본 발명의 일 실시예를 구현하기 위해 사용되는 범용 컴퓨터를 도시하는 블록도.
따라서, 스위칭 디지털 전력 증폭기를 유리하게 구동하기 위해 디지털 도메인에서 PDM 및 PCM 인코딩된 입력 신호들 모두를 PWM 스위칭 파형으로 완전하게 변환하기 위한 계산적으로 효율적인 방법이 요구된다. 이 방법은 PDM 신호들에서 통상적으로 발견되는 바와 같은 대역외 노이즈를 견뎌야 한다.
본 발명은 유사한 도면 부호들이 유사한 요소들을 나타내는 첨부 도면들을 참조하여 제한적이 아니라 예시적으로 설명된다.
당 기술 분야의 숙련자들은 도면들의 요소들이 단순화 및 명료화를 위해 도시되었고 반드시 축적대로 도시되지는 않았다는 것을 이해할 것이다. 예를 들면, 도면들의 요소들의 일부의 치수들은 본 발명의 실시예들의 이해를 향상시키는 것을 보조하기 위해 다른 요소들에 비해 과장되어 도시될 수도 있다.
도 1은 디지털-아날로그 변환 시스템(10)의 일 실시예를 도시한다. 본 발명의 일 실시예에서, 디지털-아날로그 변환 시스템(10)은 PDM-PWM 변환기(20)로의 입력으로서 펄스 밀도 변조(PDM) 신호(24)를 수신한다. 다음, PDM-PWM 변환기(20)는 저역 통과 필터(18)에 펄스폭 변조(PWM) 신호(30)를 제공한다. 저역 통과필터(18)는 로드(22)(도시 생략)로의 출력으로서 아날로그 신호를 제공한다. 일 실시예에서, 로드(22)는 오디오 스피커일 수도 있다. 본 발명의 다른 실시예들은 다른 유형들의 로드들을 사용할 수도 있다. 본 발명의 일 실시예에서, PDM-PWM 변환기(20)는 데시메이션 필터(12), 디지털 신호 조정 회로(14), 및 PCM-PWM 변환기(16)를 포함한다. 일 실시예에서, 데시메이션 필터(12)는 입력으로서 PDM 신호(24)를 수신하고 출력으로서 펄스 코드 변조(PCM) 신호(26)를 제공한다. PDM 신호(24)는 높은 샘플 레이트에서 1-비트 분해능을 갖는다. 데시메이션 필터(12)는 샘플 레이트를 감소시키고 펄스 코드 변조(PCM) 신호(26)를 발생시키는 비트 분해능을 증가시킨다. 디지털 신호 조정 회로(14)는 입력으로서 PCM 신호(26)를 수신하고 출력으로서 조정된 PCM 신호(28)를 제공한다. PCM-PWM 변환기(16)는 입력으로서 조정된 PCM 신호(28)를 수신하고 출력으로서 PWM 신호(30)를 저역 통과 필터(18)에 제공한다. 본 발명의 대안 실시예들은 디지털-아날로그 변환 시스템(10)의 일부분으로서 증폭기를 선택적으로 포함할 수도 있다는 것을 주목하라. 예를 들면, 증폭기(도시 생략)는 변환기(16)와 저역 통과 필터(18) 사이에 선택적으로 포함될 수도 있다. 대안적으로, 선택적 증폭기(도시 생략)가 대신에 저역 통과 필터(18)와 로드(22) 사이에 포함될 수도 있다. 본 발명의 대안 실시예들은 데시메이션 필터(12) 및 디지털 신호 조정 회로(14)의 기능을 임의의 방식으로 조합할 수도 있다는 것을 주목하라. 중요한 것은, 회로들(12, 14)의 기능은 입력으로서 PDM 신호(24)를 수신하고 출력으로서 조정된 PCM 신호를 제공한다는 것이다. 디지털 신호 조정 회로(14)에 의해 수행되는 디지털 신호 조정은 상당히 가변적일 수도 있다. 예를 들면, 본 발명의 몇몇 실시예들은 볼륨 제어, 그래픽 균등화, 및 임의의 다른 소정의 디지털 효과들 또는 처리를 제공하기 위해 디지털 신호 조정 회로(14)를 사용할 수도 있다. 대안적으로, 디지털 신호 조정은 데시메이션 필터 기능 전에 수행될 수도 있다.
도 2는 디지털-아날로그 변환 시스템(110)의 일 실시예를 도시한다. 본 발명의 일 실시예에서, 디지털-아날로그 변환 시스템(110)은 PCM-PWM 변환기(120)로의 입력으로서 펄스 코드 변조(PCM) 신호(124)를 수신한다. 다음, PCM-PWM 변환기(120)는 펄스폭 변조(PWM) 신호(130)를 저역 통과 필터(118)에 제공한다. 저역 통과 필터(118)는 로드(122)(도시 생략)로의 출력으로서 아날로그 신호를 제공한다. 일 실시예에서, 로드(122)는 오디오 스피커일 수도 있다. 본 발명의 다른 실시예들은 다른 유형들의 로드들을 사용할 수도 있다. 본 발명의 일 실시예에서, PCM-PWM 변환기(120)는 오버 샘플링 회로(112), 디지털 신호 조정 회로(114), 및 PCM-PWM 변환기(116)를 포함한다. 일 실시예에서, 오버 샘플링 회로(112)는 입력으로서 PCM 신호(124)를 수신하고 출력으로서 오버 샘플링된 펄스 코드 변조(PCM) 신호(126)를 제공한다. 디지털 신호 조정 회로(114)는 입력으로서 오버 샘플링된 펄스 코드 변조(PCM) 신호(126)를 수신하고 출력으로서 조정된 PCM 신호(128)를 제공한다. PCM-PWM 변환기(116)는 입력으로서 조정된 PCM 신호(128)를 수신하고 저역 통과 필터(118)로의 출력으로서 PWM 신호(130)를 제공한다. 본 발명의 대안 실시예들은 디지털-아날로그 변환 시스템(110)의 일부분으로서 증폭기를 선택적으로 포함할 수도 있다는 것을 주목하라. 예를 들면, 증폭기(도시 생략)는 변환기(116)와 저역 통과 필터(118) 사이에 선택적으로 포함될 수도 있다. 대안적으로, 선택적 증폭기(도시 생략)가 대신에 저역 통과 필터(118)와 로드(122) 사이에 포함될 수도 있다. 본 발명의 대안 실시예들은 오버 샘플링 회로(112) 및 디지털 신호 조정 회로(114)의 기능을 임의의 방식으로 조합할 수도 있다는 것을 주목하라. 중요한 것은, 회로들(112, 114)의 기능은 입력으로서 PCM 신호(124)를 수신하고 출력으로서 조정된 PCM 신호를 제공한다는 것이다. 디지털 신호 조정 회로(114)에 의해 수행되는 디지털 신호 조정은 상당히 가변적일 수도 있다. 예를 들면, 본 발명의 몇몇 실시예들은 볼륨 제어, 그래픽 균등화, 및 임의의 다른 소정의 디지털 효과들 또는 처리를 제공하기 위해 디지털 신호 조정 회로(114)를 사용할 수도 있다. 대안적으로, 디지털 신호 조정은 오버 샘플링 회로 기능 전에 수행될 수도 있다.
도 3은 도 1에 도시된 PCM-PWM 변환기(16) 및 도 2에 도시된 PCM-PWM 변환기(116)의 일 실시예를 도시한다. PCM-PWM 변환기(16, 116)가 모두 도 3에 도시되어 있지만, 도 1에 도시된 디지털-아날로그 변환 시스템(10) 및 도 2에 도시된 디지털-아날로그 변환 시스템(110)의 대안 실시예들은 PCM-PWM 변환기(16, 116)의 상이한 실시예들을 사용할 수도 있다는 것을 주목하라. 도 3에서, 선택적 회로 및 접속들은 점선들로 도시되어 있다는 것을 주목하라. 일 실시예에서, PCM-PWM 변환기(16, 116)는 내츄럴 샘플링 회로(40) 및 PWM 양자화기 및 노이즈 셰이퍼(42)를 포함한다. 일 실시예에서, 내츄럴 샘플링 회로(40)는 입력으로서 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)를 수신하고 출력으로서 내츄럴 샘플 포인트 출력(X)(57)을 제공한다. PWM 양자화기 및 노이즈 셰이퍼(42)는 입력으로서 내츄럴 샘플 포인트 출력(X)(57)을 수신하고 출력으로서 PWM 신호(30, 130)를 제공한다. 본 발명의 일 실시예에서, 내츄럴 샘플링 회로(40)는 듀티비 예측기(44), 신호값 보간기(46), 및 듀티비 보정 회로(48)를 포함한다. 본 발명의 일 실시예에서, 듀티비 예측기(44)는 입력 신호로서 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)를 수신하고 출력으로서 시간 포인트 추측(G)(50)을 제공한다. 신호값 보간기(46)는 입력 신호로서 시간 포인트 추측(G)(50)을 수신하고 출력으로서 보간된 신호값(V)(52)을 제공한다. 듀티비 보정 회로(48)는 입력으로서 보간된 신호값(V)(52)을 수신하고 출력으로서 내츄럴 샘플 포인트 출력(X)(57)을 제공한다. 본 발명의 일 실시예에서, 내츄럴 샘플 포인트 출력(X)(57)은 이전의 내츄럴 샘플 포인트 출력(X)(58)으로서 듀티비 예측기(44)로의 피드백으로서 제공된다. 또한, 본 발명의 몇몇 실시예들에서, 내츄럴 샘플 포인트 출력(X)(57)은 신호값 보간기(46)로의 갱신된 시간 포인트 추측(G)(56)으로서 피드백된다. 또한, 본 발명의 몇몇 실시예들에서, 보간된 신호값(V)(52)은 갱신된 시간 포인트 추측(G)(59) 입력으로서 피드백된다. 피드백 경로들(56, 58, 59)은 선택적이고 본 발명의 다양한 실시예들에 포함되거나 포함되지 않을 수도 있다는 것을 주목하라. 또한 듀티비 예측기(44)는 선택적이라는 것을 주목하라. 본 발명의 몇몇 실시예들은 신호값 보간기(46)에 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)를 직접 제공할 수도 있다. 시간 포인트 추측(G)(50) 신호는 또한 듀티비 보정 회로(48)로의 입력으로서 제공된다는 것을 주목하라. 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)는 또한 신호값 보간기(46)와 듀티비 보정 회로(48)로의 입력으로서 제공된다. 듀티비예측기(44)가 사용되지 않으면, 시간 포인트 추측(G) 신호(50)는 단지 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)와 동일하다는 것을 주목하라. PWM 양자화기 및 노이즈 셰이퍼(42)로의 입력은 고분해능 PWM 신호인 내츄럴 샘플 포인트 출력(X)(57)이다. 따라서, PWM 양자화기 및 노이즈 셰이퍼(42)는 더 낮은 분해능의 양자화된 PWM 신호(30, 130)를 생성하기 위해 이 고분해능 PWM 신호를 양자화한다. 일 실시예에서, 회로(42)의 노이즈 셰이핑 기능은 통과 대역 밖의 양자화 노이즈를 셰이핑한다.
도 3을 계속 참조하면, 본 발명의 일 실시예에서, 듀티비 보정 회로(48)의 부가는 변환기(16, 116)에 의해 생성되는 내츄럴 샘플 포인트 출력(X) 신호(57)의 정확도를 매우 증가시킬 수도 있다. 실제로, 변환기(16, 116)에 대한 듀티비 보정 회로(48)의 부가는 듀티비 예측기(44)가 몇몇 응용들을 위해 완전히 배제될 수도 있게 한다. 그러나, 본 발명의 대안 실시예들은 듀티비 보정 회로(48) 및 듀티비 예측기 회로(44)의 조합을 사용할 수도 있다. 듀티비 보정 회로(48)의 부가는 변환기(16, 116)에 의해 요구되는 메모리량 및 계산들의 수를 감소시킬 수도 있다. 듀티비 보정 회로(48)의 부가는 또한 내츄럴 샘플 포인트 출력(X) 신호(57)의 왜곡 성능과 그에 따른 PWM 신호(30, 130)의 왜곡 성능도 크게 향상시킨다. 게다가, 듀티비 보정 회로(48)는 대역외 노이즈에 덜 민감한 내츄럴 샘플 포인트 출력(X) 신호(57)를 생성한다. 이는 특히 PDM 신호(24)(도 1 참조)가 일반적으로 상당한 양의 대역외 노이즈를 갖기 때문에 중요하다.
도 4는 단방향 PWM 신호가 톱니형 램프 신호(81)를 사용함으로써 생성되는내츄럴 샘플링 회로(40)(도 3 참조)에서 생성되고 및/또는 사용되는 몇몇 신호들의 시간 도메인 표현을 도시한다. 본 발명의 대안 실시예들은 톱니형 이외에 램프를 사용할 수도 있다. 예를 들면, 도 5는 대칭 삼각형 램프 신호(90)를 갖는 양방향 PWM 신호에 대한 타이밍도의 일 실시예를 도시한다. 램프 신호(90)의 좌측 절반은 램프가 상승할 때이고, 램프 신호(90)의 우측 절반은 램프가 하강할 때이다. 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)의 개별 샘플들은 램프 신호(81) 또는 램프 신호(90)의 중심들과 정렬되도록 선택된다. 이론적 아날로그 신호(80) 및 이론적 아날로그 신호(91)는 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)의 샘플들에 대응하는 이상적 아날로그 신호를 나타낸다. 양방향의 예시적인 PWM 신호(30, 130)는 도 5에 도시된다. 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)는 좌측 절반 동안 짝수 인덱스들을 갖도록 선택되고, 홀수 인덱스들은 PWM 신호(30, 130)의 우측 절반과 정렬된다.
도 3 및 도 4를 참조하면, 시간 포인트 추측(G) 신호(50)는 조정된 PCM(U) 신호(28, 128)를 사용하여 보간된 신호값(V)(52)의 값을 계산하는데 사용된다. 보간된 신호값(V)(52)은 모든 에러가 제거되지 않으면 시간 포인트 추측(G)(50)과 동일하지 않다. 차이(V-G)는 보정(C)(82)을 계산하기 위해 이론적 아날로그 신호(80)의 추정 신호 기울기(S)와 곱해진다. 내츄럴 샘플 포인트 출력(X) 신호(57)는 보정된 신호이다. 본 발명의 일 실시예에서, 램프 신호(81)는 0과 1 사이에서 선형적으로 상승하도록 선택된다는 것을 주목하라.
도 6은 도 3의 내츄럴 샘플링 회로(40)의 일 실시예에 의해 수행되는 기능을 흐름도 형태로 도시한다. 일 실시예에서, 흐름 199는 시작 타원 200에서 개시되어추측 시간(G)이 제공되는 단계 203으로 진행한다. 단계 203은 조정된 PCM 샘플들 및/또는 이미 계산된 내츄럴 샘플 포인트 출력(X)에 기초하는 추측 시간(G)을 제공한다. 다음, 흐름 199는 시간 포인트 추측(G)에서의 보간된 신호값(V)이 조정된 PCM 신호(U)에 기초하여 디지털 방식으로 계산되는 단계 204로 진행한다. 다음, 흐름 199는 다음 시간 포인트 추측(G)으로서 보간된 신호값(V)을 사용하여 단계 204를 반복할 필요가 있는지에 대한 결정이 수행되는 결정 다이아몬드 202로 계속된다. 결정 다이아몬드 202는 단계 204를 N회 반복하는데 사용될 수도 있고, 여기서 N은 0 이상의 정수라는 것을 주목하라. 따라서, N이 0이면, 단계 204는 단 1회만 실행되고 순환 루핑이 발생되지 않는다. 단계 205는 단지 단계 204가 다음 시간 포인트 추측(G)으로서 보간된 신호값(V)을 사용할 것이라는 것을 나타낸다는 것을 주목하라. 단계 204를 N회 반복한 후에, 흐름 199는 가장 최근의 보간된 신호값(V) 및 가장 최근의 시간 포인트 추측(G) 및 추정 신호 기울기(S)에 기초하여 보정(C)이 생성되는 단계 206으로 계속된다. 단계 206으로부터, 흐름 199는 내츄럴 샘플 포인트 출력(X)을 생성하기 위해 보정(C)이 가장 최근의 보간 신호값(V)과 조합되는 단계 207에서 계속된다. 단계 207로부터, 흐름 199는 199의 전체 흐름이 조정된 PCM 신호(U)의 각각의 샘플에 대해 반복되는 단계 208에서 계속된다. 단계 208로부터, 흐름 199는 흐름 199가 종료되는 타원 201에서 계속된다. 본 발명의 대안 실시예들에서, 단계 206 및 207은 결정 다이아몬드 202 전으로 이동될 수도 있으므로, 단계 206 및 207은 반복적 순환 루프의 일부분으로서 반복된다. 본 발명의 몇몇 실시예들에서 결정 다이아몬드 202에서의 N에 사용되는 수는 흐름 199에서 사용되는 값들 중 하나의 함수일 수도 있다는 것을 주목하라. 예를 들면, 결정 다이아몬드 202에서의 값(N)은 보정값(C)의 함수일 수도 있다. 본 발명의 대안 실시예들은 단계 203에서 요구되는 바와 같은 시간 포인트 추측(G)을 제공하기 위해 임의의 적절한 방법을 사용할 수도 있다는 것을 주목하라. 시간 포인트 추측(G)을 제공하기 위한 방법의 일례가 2000년 1월 5일 출원된 팔랍 미드야(Pallab Midya) 등의 미국 특허 출원 제09/478,024호에 설명되어 있다.
소정 순서의 보간에 있어서 변환기(16, 116)에 의해 수행되는 도 6에 설명된 흐름은 그 순서로 이상적 내츄럴 샘플과 비교할 때 거의 최적인 내츄럴 샘플 포인트 출력(X)을 생성한다는 것을 알 수 있다.
본 발명의 일 실시예의 수학적 설명은 이하의 변수들을 사용하여 제공될 것이다:
샘플 인덱스 n
조정된 PCM 신호 U(n)(28, 128)
시간 포인트 추측 G(n)(50)
보간된 신호값 V(n)(52)
보정 신호 C(n)(82)
내츄럴 샘플 포인트 출력 X(n)(57)
제 1 반복에서의 내츄럴 샘플링을 위한 시간 포인트 추측: G1(n)
제 1 반복의 샘플 포인트에서의 보간에 의해 얻어진 보간된 신호값: V1(n)
제 1 반복에서의 신호값의 보정: C1(n)
제 1 반복에서의 내츄럴 샘플 포인트 출력: X1(n)
제 2 반복에서의 내츄럴 샘플링을 위한 시간 포인트 추측: G2(n)
제 2 반복의 샘플 포인트에서의 보간에 의해 얻어진 보간된 신호값: V2(n)
제 2 반복에서의 신호값의 보정: C2(n)
제 2 반복에서의 내츄럴 샘플 포인트 출력: X2(n)
제 1 단계는 초기 시간 포인트 추측(G)(50)을 결정하는 것이다. 가장 일반적인 형태에서, 이는 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)의 이전, 현재 및 미래 샘플들의 조합 뿐만 아니라 내츄럴 샘플 포인트 출력(X)(57)의 과거-계산된 샘플들로부터 유도된다. 예시적인 경우들은 다음과 같다.
(1)
또는
(2)
또는
(3)
추측 시간 포인트에서의 이론적 아날로그 신호(80, 91)의 보간된 신호값(V)(52)은 보간식에 기초하여 계산된다. 본 발명의 몇몇 실시예들에서, 더양호한 정확도는 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)의 균일 샘플들이 램프들(81, 90)의 중심과 정렬될 때 성취될 수도 있는 것으로 관찰된다. 양방향 PWM에 대해 이 접근법을 사용함으로써(도 5 참조), 좌측 PWM 경우에 대한 보간된 신호값(V)(52)은 이하와 같이 계산될 수 있다.
(4)
우측에 대해서는 유사한 식이 유지된다.
(5)
이들 수학식들 모두는 3점 2차 라그랑지 보간식(three-point second order Lagrange interpolation formula)에 기초한다. 다른 차수들의 라그랑지 보간 뿐만 아니라 다른 유형들의 보간식이 정확도 및 계산적 제약들에 기초하여 대체될 수도 있다.
다음 단계는 보정 단계이다. 보정 단계는 시간 포인트 추측(G)이 이상적 내츄럴 샘플 시간 포인트에 근접할 경우 보간된 신호값(V)(52)의 값이 램프에 매우 근접하게 되는 사상에 기초한다. 따라서, 신호값(V)은 시간 포인트 추측(G)에 매우 근접해야 한다. 임의의 차이는 시간 포인트 추측(G)이 완전히 정확하지는 않고 신호가 충분히 서서히 이동한다고 가정하여 보정될 수 있다는 것을 암시한다. 좌측 PWM 및 우측 PWM 각각에 대한 1차 보정은 다음과 같다.
(6)
(7)
두 경우들에서, 보정된 내츄럴 샘플 포인트 출력은 보간된 신호값과 보정 신호값을 단순히 합산함으로써 결정된다.
(8)
보정항은 정확도를 향상시킨다. 순환은 정확도를 더욱 향상시키기 위해 도입될 수 있다. 통상적으로, 두 개의 반복들이 정확도를 상당히 향상시킨다. 순환은 이하의 수학식들에 의해 제공된 바와 같은 새로운 시간 포인트 추측으로서 보정된 내츄럴 샘플 포인트 출력을 사용함으로써 구현될 수 있다.
(9)
(10)
(11)
수학식 9 내지 11의 단계들은 정확도 향상을 위해 반복될 수 있다. 소정의 정확도를 달성하기 위해 요구되는 순환의 양은 오버샘플링비에 의존한다. 신호가 빠르게 이동하고 낮은 오버샘플링비에 대응하여 샘플로부터 샘플로 상당히 변화되면, 순환의 필요성이 증가한다. 이는 부가의 계산적 및 메모리 요건들에 부수된다. 시간 포인트 추정 단계, 신호값을 계산하기 위한 보간 단계, 및 신호값의 보정 단계 각각의 복잡도는 요구되는 정확도에 따라 변경될 수 있다. 정확도 요건뿐만 아니라 메모리 및 계산의 제약들에 따라, 최적 알고리즘이 설계될 수 있다. 예로서, 입력 신호가 20kHz 대역폭 및 375kHz PWM 스위칭 주파수로 제한된 입력 신호를 갖는 디지털 오디오 증폭기 시스템의 일 실시예에서, 이하의 좌측 수학식들이 극히 양호한 결과들을 달성하는데 사용될 수 있다.
(12)
(13)
(14)
대응하는 우측 수학식들은 이하와 같다.
(15)
(16)
(17)
본 예에서 초기 시간 포인트 추측(G)(50)은 입력 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)가 되도록 선택된다는 것을 주목하라. 조정된 PCM 신호(U)(28, 128)가 이미 이용 가능하기 때문에, 추측과 연관된 계산 또는 메모리 저장 장치가 존재하지 않는다. 보간된 신호값(V)(52)의 계산과 연관된 11개의 곱셈 또는 가산 계산들이 존재한다. 이 단계를 위해 필요한 4개의 메모리 저장 위치들이 존재한다. 보정된내츄럴 샘플 포인트 출력의 계산은 부가의 2개의 가산 또는 곱셈 연산들을 필요로 하고 하나의 메모리 저장 위치를 사용한다. 따라서, 본 예에서, 총 13개의 연산들과 5개의 메모리 저장 위치들이 샘플들마다 요구된다. 스위칭 사이클 당 2개의 샘플들을 갖는 375kHz 스위칭 주파수에서, 총 계산은 초 당 975만개의 연산들이다. 낮은 총 메모리 요건은 특히 전체 계산 오버헤드를 감소시키기 위해 유리하다.
PCM으로부터 PWM으로의 직접 변환은 PCM-PWM 변환기(16, 116)와 같은 변환기가 사용되지 않는 경우 허용 불가능한 총 고조파 왜곡을 발생시키는 비선형 연산이라는 것을 주목하라. PCM-PWM 변환기(16, 116)에 의해 실행되는 변환 처리는 매우 선형적인 출력을 생성하고, 따라서 PWM 신호(30, 130)에 상당한 고조파 성분들을 부가하지 않는다는 것을 주목하라. 또한, PCM-PWM 변환기(16, 116)에 의해 실행되는 변환 프로세스는 SACD와 같은 펄스 밀도 변조 입력 신호들과 종종 연관되는 대량의 셰이핑된 광대역 노이즈에 매우 내성이 있다는 것을 주목하라.
도 3의 듀티비 보정 회로(48)의 부가는 더욱 효율적인 PCM-PWM 변환기(16, 116)를 발생시킬 수도 있다. 이 PCM-PWM 변환기(16, 116)는 단방향 및 양방향 PWM 신호들 모두에 사용될 수 있다. 도 6을 참조하면, 단계 204, 206 및 207 중 하나 이상에 실행될 수도 있는 순환은 PCM-PWM 변환기(16, 116)가 더 적은 고조파 왜곡을 갖고 이론적 정확도 한계들에 접근하는 더욱 정확한 PWM 신호(30, 130)를 생성할 수 있게 한다.
일 실시예에서, 본 발명은 새로운 SACD 오디오 포맷을 취하고 이를 매우 효율적인 디지털 스위칭 증폭기를 구동하기 위한 디지털 PWM 신호로 변환하기 위한완전 디지털 구조(all-digital architecture)이다. 이 구조는 볼륨 제어, 그래픽 균등화 및 다른 소정의 디지털 신호 처리 기능들의 처리를 디지털 도메인에서 완전히 수용한다는 것을 주목하라. 따라서, 본 발명에 설명된 구조는 PDM 입력 신호로부터 증폭된 디지털 PWM 출력 신호로의 완전한 디지털 경로를 줄곧 유지한다. 그러나, 본 발명이 오디오 신호 처리의 개념으로 설명되었지만, 본 발명은 펄스 밀도 변조 데이터 스트림 또는 펄스 코드 변조 데이터 스트림이 펄스폭 변조 신호로 변환되는 임의의 유형의 디지털 신호 처리 적용에 적용 가능하다는 것을 주목하는 것이 중요하다. 오디오 신호 처리는 이러한 적용의 단지 하나일 뿐이다.
도 3에 도시된 PCM-PWM 변환기(16, 116) 뿐만 아니라 도 6에 설명된 방법은 무선 주파수들을 포함하는 광범위한 주파수들에 대해 사용될 수도 있다. 예를 들면, 개시된 회로 및 방법은 무선 주파수 증폭기의 일부분으로서 사용될 수도 있다.
도 7은 본 발명의 일 실시예를 구현하기 위해 사용되는 범용 컴퓨터(220)를 도시하는 블록도이다. 범용 컴퓨터(220)는 버스(226)에 의해 접속된 컴퓨터 처리기(222) 및 메모리(224)를 포함한다. 메모리(224)는 비교적 고속의 기계 판독 가능 매체이고, DRAM 및 SDRAM과 같은 휘발성 메모리들, 및 ROM, FLASH, EPROM, EEPROM 및 버블 메모리와 같은 비휘발성 메모리들을 포함한다. 2차 저장 장치(230), 외부 저장 장치(232), 모니터(234)와 같은 출력 디바이스들, (마우스를 갖는) 키보드(236)와 같은 입력 디바이스들, 프린터들(238), 및 통신 링크(238)에 의해 연결된 하나 이상의 다른 컴퓨터들(240) 또한 버스에 접속된다. 2차 저장 장치(230)는 하드디스크 드라이브들, 자기 드럼, 및 버블 메모리와 같은 기계 판독가능 매체를 포함한다. 외부 저장 장치(232)는 플로피 디스크들, 제거 가능 하드드라이브들, 자기 테이프, CD-ROM, 및 심지어는 통신들 라인을 경유하여 가능하게 접속된 다른 컴퓨터들을 포함한다. 본원에 나타낸 2차 저장 장치(230)와 외부 저장 장치(232) 사이의 구별은 주로 본 발명의 설명의 편의를 위한 것이다. 이와 같이, 이들 요소들 사이의 실질적인 기능적 중복이 존재한다는 것을 이해해야 한다. 사용자 프로그램들을 포함하는 컴퓨터 소프트웨어(233)가 메모리(224), 2차 저장 장치(230), 및 외부 저장 장치(232)와 같은 컴퓨터 소프트웨어 저장 매체에 저장될 수 있다. 2차 저장 장치(230) 및 비휘발성 메모리는 비휘발성 메모리로부터 직접 실행되는 휘발성 메모리 내로의 직접 실행을 위해 로딩되거나, 실행을 위해 휘발성 메모리 내로 로딩되기 전에 2차 저장 장치(230)에 저장된다.
본 발명을 구현하는 장치는 대부분 당 기술 분야의 숙련자들에게 공지된 전자 부품들 및 회로들로 구성되어 있기 때문에, 회로 상세들은 상술한 바와 같이 본 발명의 기본 개념들의 이해 및 인식을 위해 및 본 발명의 교시들로부터 모호하게 하거나 혼란하게 하지 않기 위해 필요하다고 고려되는 임의의 큰 범위에서는 설명되지 않는다.
상기 설명에서, 본 발명은 특정 실시예들을 참조하여 설명되었다. 그러나, 당 기술 분야의 숙련자는 이하의 청구범위에 설명된 바와 같은 본 발명의 범주로부터 일탈하지 않고 다양한 변경들 및 변형들이 수행될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 따라서, 명세서 및 도면들은 제한적인 의미보다는 예시적인 것으로 고려되어야 하고, 이러한 모든 변경들은 본 발명의 범주 내에 포함되는 것으로 의도된다.
이점들, 다른 장점들, 및 문제점들의 해결책들을 특정 실시예들과 관련하여 상술하였다. 그러나, 이점들, 장점들, 문제점들의 해결책들, 및 임의의 이점, 장점, 또는 해결책이 발생될 수 있게 하고 더욱 단언하게 되는 임의의 요소(들)는 임의의 또는 모든 청구항들의 필수의, 요구되는, 또는 본질적인 특징 또는 요소로서 간주되어서는 안 된다.

Claims (10)

  1. 펄스폭 변조 신호를 생성하기 위한 방법에 있어서:
    디지털 포맷의 변조된 입력 신호(24)를 수신하는 단계로서, 상기 변조된 입력 신호는 펄스 밀도 변조(PDM) 형태인, 상기 입력 신호 수신 단계; 및
    펄스폭 변조 신호(30)를 제공하기 위해 상기 변조된 입력 신호를 펄스폭 변조(PWM) 형태(30)로 변환하는 단계(16)로서, 완전히 디지털 포맷으로 실행되는, 상기 변환 단계를 포함하는, 펄스폭 변조 신호 생성 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 변환 단계는,
    상기 변조된 입력 신호의 샘플링 레이트를 감소시키고 상기 변조된 입력 신호의 분해능(resolution)을 증가시키기 위해 상기 변조된 입력 신호(24)를 데시메이팅(decimating)하는 단계(12)를 더 포함하는, 펄스폭 변조 신호 생성 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 변환 단계는,
    상기 변조된 입력 신호의 진폭 및 주파수 응답 중 적어도 하나를 수정함으로써 상기 변조된 입력 신호를 조정하는 단계(14)를 더 포함하는, 펄스폭 변조 신호 생성 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 변환 단계는 복수의 미리 결정된 샘플들 각각에 대해,
    상기 변조된 입력 신호를 샘플링하기 위한 내츄럴 샘플 시간 포인트(natural sample time point)를 예측하는 단계(203);
    보간된 신호값을 제공하기 위해 상기 예측된 내츄럴 샘플 시간 포인트에서 상기 변조된 입력 신호를 보간하는 단계(204);
    예측된 상기 내츄럴 샘플 시간 포인트와 연관된 에러를 보정하기 위해 보정값을 제공하는 단계(206)로서, 상기 보정값은 상기 보간된 신호값, 예측된 상기 내츄럴 샘플 시간 포인트 및 추정된 신호 기울기 값을 사용하여 제공되는, 상기 보정값 제공 단계(206); 및
    보정된 내츄럴 샘플 포인트 출력을 제공하기 위해 상기 보정값과 상기 보간 신호값을 조합하는 단계(207)를 더 포함하는, 펄스폭 변조 신호 생성 방법.
  5. 펄스폭 변조 신호를 생성하기 위한 장치(10)에 있어서:
    디지털 포맷의 변조된 입력 신호(24)를 수신하기 위한 입력 단자로서, 상기 변조된 입력 신호는 펄스 밀도 변조(PDM) 형태인, 상기 입력 단자; 및
    상기 입력 단자에 연결된 변환기(20)로서, 상기 변환기는 펄스폭 변조 신호(30)를 제공하기 위해 상기 변조된 입력 신호를 펄스폭 변조 형태로 변환하고, 상기 변환은 완전히 디지털 포맷으로 실행되는, 상기 변환기(20)를 포함하는, 펄스폭 변조 신호 생성 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 변환기(20)는,
    상기 변조된 입력 신호의 샘플링 레이트를 감소시키고 상기 변조된 입력 신호의 분해능을 증가시키기 위해 상기 변조된 입력 신호를 데시메이팅하도록 상기 입력 단자에 연결된 데시메이션 필터(12)를 더 포함하는, 펄스폭 변조 신호 생성 장치.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 변환기는,
    상기 변조된 입력 신호를 펄스폭 변조 형태로 변환하기 전에 상기 변조된 입력 신호를 조정하기 위한 디지털 신호 조정 회로(14)를 더 포함하는, 펄스폭 변조 신호 생성 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    미리 결정된 주파수 성분들을 거절함으로써 상기 펄스폭 변조된 신호가 로드를 구동하기에 적합하게 되도록 하기 위해 상기 펄스폭 변조된 신호를 필터링하도록 상기 디지털 신호 조정 회로에 결합된 필터(18)를 더 포함하는, 펄스폭 변조 신호 생성 장치.
  9. 펄스폭 변조 신호를 생성하기 위한 방법에 있어서:
    변조된 입력 신호를 수신하는 단계로서, 상기 변조된 신호는 펄스 코드 변조(PCM) 형태(124) 또는 펄스 밀도 변조(PDM) 형태(24) 중 하나인, 상기 입력 신호 수신 단계;
    상기 펄스폭 변조 신호(30, 130)를 제공하기 위해 상기 변조된 입력 신호를 펄스폭 변조 형태로 변환하는 단계로서, 완전히 디지털 포맷으로 실행되는, 상기 변환 단계를 포함하고,
    상기 변환 단계는, 복수의 미리 결정된 샘플들 각각에 대해,
    상기 변조된 입력 신호를 샘플링하기 위해 내츄럴 샘플 시간 포인트를 예측하는 단계(203);
    보간된 신호값을 제공하기 위해 상기 내츄럴 샘플 시간 포인트에서 상기 변조된 입력 신호를 보간하는 단계(204);
    예측된 상기 내츄럴 샘플 시간 포인트와 연관된 에러를 보정하기 위해 보정값(206)을 제공하는 단계로서, 상기 보정값은 상기 보간된 신호값, 예측된 상기 내츄럴 샘플 시간 포인트 및 추정된 신호 기울기 값을 사용하여 제공되는, 상기 보정값 제공 단계(206); 및
    보정된 내츄럴 샘플 포인트 출력을 제공하기 위해 상기 보정값(207)과 상기 보간된 신호값을 조합하는 단계를 더 포함하는, 펄스폭 변조 신호 생성 방법.
  10. 펄스폭 변조 신호를 생성하기 위한 장치(10, 110)에 있어서:
    변조된 입력 신호를 수신하기 위한 입력 단자로서, 상기 변조된 신호는 펄스 코드 변조(PCM) 형태(124) 또는 펄스 밀도 변조(PDM) 형태(24) 중 하나인, 상기 입력 단자;
    상기 펄스폭 변조 신호를 제공하기 위해 상기 변조된 입력 신호를 펄스폭 변조 형태로 변환하기 위한 변환기(16, 116)로서, 상기 변환은 완전히 디지털 포맷으로 실행되는, 상기 변환기를 포함하고,
    상기 변환기는,
    상기 변조된 입력 신호를 샘플링하기 위한 내츄럴 샘플 시간 포인트를 예측하기 위한 듀티비 예측기(44);
    상기 듀티비 예측기에 연결된 신호값 보간기(46)로서, 보간된 신호값을 제공하기 위해 상기 내츄럴 샘플 시간 포인트에서 상기 변조된 입력 신호를 보간하는, 상기 신호값 보간기(46); 및
    상기 신호값 보간기에 연결된 보정 회로(48)로서, 상기 보정 회로는 예측된 상기 내츄럴 샘플 시간 포인트와 연관된 에러를 보정하기 위해 보정값을 제공하고, 상기 보정값은 상기 보간된 신호값, 예측된 상기 내츄럴 샘플 시간 포인트 및 추정된 신호 기울기 값을 사용하여 제공되고, 상기 보정 회로는 보정된 내츄럴 샘플 포인트 출력을 제공하기 위해 상기 보정값과 상기 보간 신호값을 조합하는, 상기 보정 회로(46)를 포함하는, 펄스폭 변조 신호 생성 장치.
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