JP4200535B2 - 発光素子の駆動回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信等で用いられるレーザダイオード(Laser Diode) 等の発光素子を駆動する駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、従来の発光素子としてのレーザダイオード用駆動回路の構成例を示す回路図である。
このレーザダイオード用駆動回路１０は、差動入力回路１１、レベルシフト回路１２、差動出力回路１３、および電流設定回路１４により構成されている。また、ＬＤがレーザダイオードを示している。
【０００３】
入力回路１１は、ｎｐｎ型トランジスタＱ111 ，Ｑ112 、抵抗素子Ｒ111 ，Ｒ112 、および電流源Ｉ111 により構成されている。
トランジスタＱ111 およびＱ112 のエミッタ同士が接続され、このエミッタ同士の接続点が電流源Ｉ111 に接続されている。
トランジスタＱ111 のベースが駆動信号Ｄの入力端子ＴD に接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ111 を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されている。
トランジスタＱ112 のベースが駆動信号Ｄの相補的なレベルをとる駆動信号ＤＢの入力端子ＴDBに接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ112 を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されている。
【０００４】
レベルシフト回路１２は、ｎｐｎ型トランジスタＱ121 ，Ｑ122 ，Ｑ123 ，Ｑ124 、および電流源Ｉ121 ，Ｉ122 により構成されている。
トランジスタＱ121 のベースが入力回路１１のトランジスタＱ111 のコレクタに接続され、コレクタが電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、エミッタがトランジスタＱ123 のコレクタおよびベースに接続されている。すなわち、トランジスタＱ123 はダイオード接続されており、そのエミッタが電流源Ｉ121 に接続されている。
トランジスタＱ122 のベースが入力回路１１のトランジスタＱ112 のコレクタに接続され、コレクタが電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、エミッタがトランジスタＱ124 のコレクタおよびベースに接続されている。すなわち、トランジスタＱ124 はダイオード接続されており、そのエミッタが電流源Ｉ122 に接続されている。
【０００５】
差動出力回路１３は、ｎｐｎ型トランジスタＱ131 ，Ｑ132 ，Ｑ133 および抵抗素子Ｒ131 により構成されている。
トランジスタＱ131 およびＱ132 のエミッタ同士が接続され、このエミッタ同士の接続点が電流源としてのトランジスタＱ133 のコレクタに接続されている。
トランジスタＱ131 のベースがレベルシフト回路１２のトランジスタＱ124 のエミッタに接続され、コレクタが接続端子Ｔ131 を介してレーザダイオードＬＤ（のカソード）に接続されている。
トランジスタＱ132 のベースがレベルシフト回路１２のトランジスタＱ123 のエミッタに接続され、コレクタが接続端子Ｔ132 を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されている。
そして、トランジスタＱ133 のエミッタが抵抗素子Ｒ131 を介して接地されている。
【０００６】
電流設定回路１４は、ｎｐｎ型トランジスタＱ141 、抵抗素子Ｒ141 、および外付けの電流源Ｉ141 により構成されている。
トランジスタＱ141 のベースが差動出力回路１３のトランジスタＱ133 のベースに接続されているとともに、自身のコレクタに接続され、コレクタは接続端子Ｔ141 を介して電流源Ｉ141 に接続されている。そして、トランジスタＱ141 のエミッタは抵抗素子Ｒ141 を介して接地されている。
この電流設定回路１４のトランジスタＱ141 、抵抗素子Ｒ141 、差動出力回路１３のトランジスタＱ133 および抵抗素子Ｒ131 により、いわゆるカレントミラー回路が構成されている。
この場合、たとえば差動出力回路１３のトランジスタＱ133 のトランジスタサイズ（エミッタサイズ）は電流設定回路１４のトランジスタＱ141 のトランジスタのｎ倍に設定される。
また、電流設定回路１４の抵抗素子Ｒ141 の抵抗値をＲとした場合、差動出力回路１３の抵抗素子Ｒ131 の抵抗値はＲ／ｎに設定される。
これにより、差動出力回路１３にはｎ×Ｉset の変調電流が供給されることになる。
【０００７】
このように電流設定回路１４の電流源Ｉ141 による電流Ｉset のｎ倍の変調電流が差動出力回路１３に供給された状態で、駆動信号Ｄの入力レベルに応じて、差動出力回路１３のトランジスタＱ131 ，Ｑ132 からなる差動回路をスイッチング駆動することにより、レーザダイオードＬＤが発光駆動される。
【０００８】
具体的には、駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれハイレベル（Ｈ）、ローレベル（Ｌ）で入力回路１１に供給されると、トランジスタＱ111 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ111 がオン状態となり）、トランジスタＱ112 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ112 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ111 のコレクタ電流が増大し、レベルシフト回路１２のトランジスタＱ121 がオフ状態となり、さらにダイオードとしてのトランジスタＱ123 でレベルシフト（ここでは降圧）されて、差動出力回路１３のトランジスタＱ132 のベースに供給される。
このとき、レベルシフト回路１２のトランジスタＱ124 はハイ状態となり、差動出力回路１３のトランジスタＱ131 のベースに供給される。
したがって、差動出力回路１３のトランジスタＱ131 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ131 がオン状態となり）、トランジスタＱ132 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ132 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光する。
【０００９】
一方、駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれローレベル（Ｌ）、ハイレベル（Ｈ）で入力回路１１に供給されると、トランジスタＱ112 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ112 がオン状態となり）、トランジスタＱ111 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ111 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ112 のコレクタ電流が増大し、レベルシフト回路１２のトランジスタＱ122 がオフ状態となり、増幅作用を受けた入力信号は、さらにダイオードとしてのトランジスタＱ124 でレベルシフト（ここでは降圧）されて、差動出力回路１３のトランジスタＱ131 のベースに供給される。
このとき、レベルシフト回路１２のトランジスタＱ123 はハイ状態となり、差動出力回路１３のトランジスタＱ132 のベースに供給される。
したがって、差動出力回路１３のトランジスタＱ132 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ132 がオン状態となり）、トランジスタＱ131 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ131 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光しない。
【００１０】
以上のように、駆動信号Ｄ，ＤＢの入力レベルに応じて差動出力回路１３の差動対トランジスタＱ131 ，Ｑ132 をスイッチングさせてレーザダイオードＬＤの発光制御が行われる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、近年の低電力化の要求に伴い光通信等に用いられる発光素子用駆動回路も低電源電圧（たとえば３．３Ｖ）化が求められている。
これを実現するに際し問題となるのが、レーザダイオード等の発光素子が持つ駆動時の順方向バイアス電圧（Ｖf ）の特性である。
この順方向バイアス電圧Ｖf は全温度範囲において所望の光パワーを得るために最大で１．８〜２．０Ｖ必要であるが、上述した従来の駆動回路では、３．３Ｖ電源にてこの特性を満たすことが困難である。
【００１２】
すなわち、従来の駆動回路１０において変調電流を設定する回路は、上述したようにカレントミラー回路が用いられるが、このカレントミラー回路からなる定電流源に必要な電圧（ＶX ）は最低（低温、大電流時）でも１．０Ｖ程度必要であり、駆動トランジスタ（Ｑ131 ）のＶf （ＶLD）が最大で１．０Ｖしか保持できない。
したがって、従来の駆動回路１０では、発光素子にかかる電圧（ＶLD）を２．０Ｖとることは温度特性を考えるとカレントミラー回路を用いる限り不可能である。
【００１３】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、低電源電圧下においても発光素子が必要とする順方向電圧を保持しつつ、所望の定電流を設定でき、しかも高速にかつ安定に動作可能な発光素子の駆動回路を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、発光するために所定の順方向電圧を必要とする発光素子の駆動回路であって、第１および第２の電流入出力端子を有し、制御端子への供給信号レベルに応じて当該第１および第２の電流入出力端子間に流れる電流量が調整可能で、互いの第１の電流入出力端子同士が接続された第１および第２のトランジスタと、当該第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点と基準電位間に接続された電流／電圧変換素子とを有し、上記第１のトランジスタの第２の電流入出力端子と電源電圧源との間に上記発光素子が接続され、上記第２のトランジスタの第２の電流入出力端子が電源電圧源に接続された差動出力回路と、相補的な第１のレベルと第２のレベルをとる第１および第２の駆動信号を受けて、供給される駆動電圧のレベルに応じたレベルの第１および第２の差動信号を上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路であり、第３および第４のトランジスタを有し、上記第１の駆動信号が第１のレベルで上記第２の駆動信号が第２のレベルのとき上記第３のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第４のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１のトランジスタをオンさせ、第２のトランジスタをオフさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給し、上記第１の駆動信号が第２のレベルで上記第２の駆動信号が第１のレベルのとき上記第４のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第３のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１トランジスタをオフさせ、第２のトランジスタをオンさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路と、リファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成回路と、上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点の電位と上記リファレンス電圧とを比較し、上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より大きいときはレベルを上げ、上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より小さいときはレベルの下げた信号を出力する比較回路と、上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より大きいときで上記比較回路からレベルを上げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが低くなるように調整し、上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より小さいときで上記比較回路からレベルを下げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが高くなるように調整した電圧を生成し、生成した電圧を上記入力回路に上記駆動電圧として供給する可変電圧供給回路とを有する。
【００１５】
本発明では、上記電流／電圧変換素子は抵抗素子である。
【００１６】
また、本発明は、発光するために所定の順方向電圧を必要とする発光素子の駆動回路であって、第１および第２の電流入出力端子を有し、制御端子への供給信号レベルに応じて当該第１および第２の電流入出力端子間に流れる電流量が調整可能で、互いの第１の電流入出力端子同士が接続された第１および第２のトランジスタと、当該第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点と基準電位間に接続された電流／電圧変換素子とを有し、上記第１のトランジスタの第２の電流入出力端子と電源電圧源との間に上記発光素子が接続され、上記第２のトランジスタの第２の電流入出力端子が電源電圧源に接続された差動出力回路と、相補的な第１のレベルと第２のレベルをとる第１および第２の駆動信号を受けて、供給される駆動電圧のレベルに応じたレベルの第１および第２の差動信号を上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路であり、第３および第４のトランジスタを有し、上記第１の駆動信号が第１のレベルで上記第２の駆動信号が第２のレベルのとき上記第３のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第４のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１のトランジスタをオンさせ、第２のトランジスタをオフさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給し、上記第１の駆動信号が第２のレベルで上記第２の駆動信号が第１のレベルのとき上記第４のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第３のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１トランジスタをオフさせ、第２のトランジスタをオンさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路と、リファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成回路と、上記駆動電圧を受けて上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点の電位と略同値の比較電圧を生成可能なダミー回路と、上記ダミー回路で生成された比較電圧とリファレンス電圧とを比較し、上記比較電圧が上記リファレンス電圧より大きいときはレベルを上げ、上記比較電圧が上記リファレンス電圧より小さいときはレベルの下げた信号を出力する比較回路と、上記比較電圧が上記リファレンス電圧より大きいときで上記比較回路からレベルを上げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが低くなるように調整し、上記比較電圧が上記リファレンス電圧より小さいときで上記比較回路からレベルを下げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが高くなるように調整した電圧を生成し、生成した電圧を上記入力回路およびダミー回路に上記駆動電圧として供給する可変電圧供給回路とを有する。
【００１７】
また、本発明では、上記ダミー回路は、第１および第２の電流入出力端子を有し、制御端子への供給信号レベルに応じて当該第１および第２の電流入出力端子間に流れる電流量が調整可能で、上記制御端子に上記駆動電圧が供給されるダミー用トランジスタと、当該ダミー用トランジスタの第１の電流入出力端子と基準電位との間に接続された電流／電圧変換素子とを有する。
【００１８】
また、本発明では、上記差動出力回路およびダミー回路の電流／電圧変換素子は抵抗素子からなり、ダミー回路の抵抗素子の抵抗値は差動出力回路の抵抗素子の抵抗値Ｒのｍ（ただしｍは自然数）倍に設定され、かつ、上記ダミー回路のダミー用トランジスタのサイズが上記差動出力回路の第１のトランジスタのサイズの１／ｍに設定されている。
【００１９】
また、本発明では、上記リファレンス電圧生成回路は、電源電圧源と基準電位との間に直列に接続された電流源および抵抗素子からなり、この抵抗素子の抵抗値は、上記電流／電圧変換素子としての抵抗素子の抵抗値Ｒのｎ（ただしｎは自然数）倍に設定されている。
【００２１】
本発明によれば、リファレンス電圧生成回路において、リファレンス電圧が生成されて比較回路に供給され、可変電圧供給回路から駆動電圧が入力回路に供給されている。
この状態で、差動の駆動信号が所定のレベルで入力回路に供給されると、駆動電圧に応じた差動信号として差動出力回路の第１および第２のトランジスタの制御端子に供給される。
そして、第１のトランジスタに流れる電流が増大し、その結果、発光素子が発光する。
【００２２】
このとき、差動出力回路の第１の電流入出力端子同士の接続部に接続された電流／電圧変換素子、たとえば抵抗素子には略一定の変調電流が流れる。したがって、この変調電流が電圧に変換されて比較回路に供給される。
比較回路では、差動出力回路からの供給電圧とリファレンス電圧発生回路で発生されたリファレンス電圧とが比較され、比較結果に応じたレベルの信号が可変電圧供給回路に出力される。
可変電圧供給回路においては、入力信号のレベルに応じて電圧が生成され、駆動電圧として入力回路に供給される。
したがって、たとえば入力回路から差動出力回路に供給される差動信号のレベルは、差動出力回路の第１の電流入出力端子同士の接続点の電圧がリファレンス電圧より大きいときにはそのレベルが低くなるように調整、換言すれば差動出力回路に流れる変調電流が一定の値に収束するように帰還制御される。
逆に、差動出力回路の第１の電流入出力端子同士の接続点の電圧がリファレンス電圧より小さいときには、入力回路から差動出力回路に供給される差動信号のレベルが高くなるように調整され、同様に、差動出力回路に流れる変調電流が一定の値に収束するように帰還制御される。
【００２３】
また、消光時には、差動出力回路の第２のトランジスタ側に流れるに電流が増大するように、差動信号が入力回路から供給される。
その結果、発光素子は発光しない。
【００２４】
また、本発明によれば、リファレンス電圧生成回路において、リファレンス電圧が生成されて比較回路に供給され、可変電圧供給回路から駆動電圧が入力回路およびダミー回路に供給されている。
この状態で、差動の駆動信号が所定のレベルで入力回路２１に供給されると、駆動電圧に応じた差動信号として差動出力回路の第１および第２のトランジスタの制御端子に供給される。
そして、第１のトランジスタに流れる電流が増大し、その結果、発光素子が発光する。
【００２５】
このとき、ダミー回路においては、駆動電圧を受けて差動出力回路の第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点の電位と略同値の比較電圧が生成されて比較回路に供給される。
比較回路では、ダミー回路からの供給電圧とリファレンス電圧発生回路で発生されたリファレンス電圧とが比較され、比較結果に応じたレベルの信号が可変電圧供給回路に出力される。
可変電圧供給回路においては、入力信号のレベルに応じて電圧が生成され、駆動電圧として入力回路に供給される。
したがって、たとえば入力回路から差動出力回路に供給される差動信号のレベルは、差動出力回路の第１の電流入出力端子同士が接続点の電位と略等しいダミー回路による比較電圧がリファレンス電圧より大きいときにはそのレベルが低くなるように調整、換言すれば差動出力回路に流れる変調電流が一定の値に収束するように制御される。
逆に、ダミー回路による比較電圧がリファレンス電圧より小さいときには、入力回路から差動出力回路に供給される差動信号のレベルが高くなるように調整され、同様に、差動出力回路に流れる変調電流が一定の値に収束するように制御される。
【００２６】
【発明の実施の形態】
第１実施形態
図１は、本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第１の実施形態を示す回路図である。
【００２７】
このレーザダイオード用駆動回路２０は、図１に示すように、入力回路２１、差動出力回路２２、リファレンス電圧発生回路２３、比較回路２４、および定電流設定用可変電圧供給回路２５により構成されている。
【００２８】
入力回路２１は、ｎｐｎ型トランジスタＱ211 〜Ｑ214 、および抵抗素子Ｒ211 〜Ｒ216 により構成されており、差動の駆動信号Ｄ，ＤＢを受けて可変電圧供給回路２５から供給される駆動電圧ＶA のレベルに応じた第１および第２の差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂを差動出力回路２２に供給する。
トランジスタＱ211（第４のトランジスタ）およびＱ212（第３のトランジスタ）のエミッタ同士が接続され、このエミッタ同士の接続点が抵抗素子Ｒ211 を介して接地されている。
トランジスタＱ212 のベースが第１の駆動信号Ｄの入力端子ＴD に接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ213 を介して可変電圧供給回路２５の電圧供給ライン（トランジスタＱ252 のエミッタ）に接続されている。
トランジスタＱ211 のベースが第１の駆動信号Ｄの相補的なレベルをとる第２の駆動信号ＤＢの入力端子ＴDBに接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ212 を介して可変電圧供給回路２５の電圧供給ラインに接続されている。
トランジスタＱ213 およびＱ214 のエミッタ同士が接続され、このエミッタ同士の接続点が抵抗素子Ｒ214 を介して接地されている。
トランジスタＱ213 のベースがトランジスタＱ212 のコレクタに接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ215 を介して可変電圧供給回路２５の電圧供給ラインに接続されている。
トランジスタＱ214 のベースがトランジスタＱ211 のコレクタに接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ216 を介して可変電圧供給回路２５の電圧供給ラインに接続されている。
【００２９】
差動出力回路２２は、ｎｐｎ型トランジスタＱ221 ，Ｑ222 および電流／電圧変換素子としての抵抗値Ｒの抵抗素子Ｒ221 により構成されており、入力回路２１からの差動信号Ｓ２１，２１Ｂを受けて、差動回路がスイッチングしてレーザダイオードＬＤへの電流の供給量を調整して発光駆動する。
トランジスタＱ221 およびＱ222 のエミッタ同士が接続され、このエミッタ同士の接続点が抵抗素子Ｒ221 を介して接地されている。
トランジスタＱ221 のベースが入力回路２１のトランジスタＱ213 のコレクタに接続され、コレクタが接続端子Ｔ221 を介してレーザダイオードＬＤ（のカソード）に接続されている。
トランジスタＱ222 のベースが入力回路２１のトランジスタＱ214 のコレクタに接続され、コレクタが接続端子Ｔ222 を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されている。
【００３０】
リファレンス電圧発生回路２３は、外付けの電流源Ｉ231 、および抵抗値がｎ×Ｒ、すなわち差動出力回路２２の抵抗素子Ｒ221 の抵抗値Ｒのｎ倍に設定された抵抗素子Ｒ231 により構成されており、リファレンス電圧ＶE （＝Ｉset ×(n×R)）を生成して比較回路２４に供給する。
抵抗素子Ｒ231 の一端が接続端子Ｔ231 を介して電流源Ｉ231 に接続され、その接続点（ノード）Ｎ231 が比較回路２４の一入力に接続されている。そして、抵抗素子Ｒ231 の他端が接地されている。
【００３１】
比較回路２４は、オペアンプＯＰ241 により構成されており、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD とリファレンス電圧発生回路２３で発生されたリファレンス電圧ＶE とを比較し、比較結果に応じたレベルの信号Ｓ２４を可変電圧供給回路２５に出力する。
オペアンプＯＰ241 の反転入力（−）がリファレンス電圧発生回路２３のノードＮ231 に接続され、非反転入力（＋）が差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ２２１に接続されている。
【００３２】
可変電圧供給回路２５は、ｎｐｎ型トランジスタＱ251 ，Ｑ252 、抵抗素子Ｒ251 、および位相補償用キャパシタＣ251 により構成されており、比較回路２４の出力信号Ｓ２４の入力レベルに応じた電圧ＶF を入力回路２１の駆動電圧ＶA として供給する。実際には、供給電圧は電圧ＶF からトランジスタＱ252 の順方向バイアスＶf 分下がった電圧（ＶF −Ｖf ）となる。
トランジスタＱ251 のベースが比較回路２４としてのオペアンプＯＰ241 の出力に接続され、エミッタが接地され、コレクタがトランジスタＱ252 のベースに接続されているとともに、抵抗素子Ｒ251 を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、また、キャパシタＣ251 の一方の電極に接続されている。キャパシタＣ251 の他方の電極は電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されている。
トランジスタＱ252 のコレクタが電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、エミッタが入力回路２１の負荷用抵抗素子Ｒ212 ，Ｒ213 ，Ｒ215 ，Ｒ216 に接続されている。
【００３３】
次に、上記構成による動作を説明する。
初期状態においては、リファレンス電圧生成回路２３において、ＶE （＝Ｉset ×(n×R)）なるリファレンス電圧が生成されて比較回路２４に供給され、可変電圧供給回路２５からＶA なる駆動電圧が入力回路２１に供給されている。
【００３４】
この状態で、たとえば第１および第２の駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれハイレベル（Ｈ、たとえば第１のレベル）、ローレベル（Ｌ、第２のレベル）で入力回路２１に供給されると、トランジスタＱ212 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ212 がオン状態となり）、トランジスタＱ211 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ211 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ212 のコレクタ電流が増大し、後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ213 がオフ状態となり、増幅作用を受けた入力信号はレベルＶB の差動信号Ｓ２１として差動出力回路２２のトランジスタＱ221（第１のトランジスタ）のベースに供給される。
このとき、入力回路２１の後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ214はオン状態に保持されており、差動信号Ｓ２１Ｂはローレベルで差動出力回路２２のトランジスタＱ222（第２のトランジスタ）のベースに供給される。
これにより、差動出力回路２２のトランジスタＱ221 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ221 がオン状態となり）、トランジスタＱ222 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ222 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光する。
【００３５】
このとき、差動回路のエミッタ結合部側に接続された抵抗素子Ｒ221 には略Ｉset ×ｎなる変調電流が流れる。したがって、エミッタ結合部Ｎ221 の電位ＶD は、略Ｉset ×ｎ×Ｒとなり、この電圧ＶD は比較回路２４としてのオペアンプＯＰ241 の非反転入力（＋）に供給（帰還）される。
【００３６】
比較回路２４では、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD とリファレンス電圧発生回路２３で発生されたリファレンス電圧ＶE とが比較され、比較結果に応じたレベルの信号Ｓ２４が可変電圧供給回路２５に出力される。
具体的には、エミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD がリファレンス電圧ＶE より大きいときには信号Ｓ２４のレベルを上げ、小さいときには信号Ｓ２４のレベルを下げて出力される。
【００３７】
可変電圧供給回路２５においては、入力信号Ｓ２４のレベルに応じてトランジスタＱ251 に流れる電流量が調整され、この可変電流と抵抗素子Ｒ251 の抵抗値で決まる電圧ＶF が生成される。
そして、この電圧ＶF がトランジスタＱ252 を通して駆動電圧ＶA として入力回路２１に供給される。実際には、供給電圧は電圧ＶF からトランジスタＱ252 の順方向バイアスＶf 分下がった電圧（ＶF −Ｖf ）となる。
【００３８】
したがって、入力回路２１から差動出力回路２２に供給される第１および第２の差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂのレベルは、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD がリファレンス電圧ＶE より大きいときにはそのレベルが低くなるように調整、換言すれば差動出力回路２２に流れる変調電流がｎ×Ｉset に収束するように制御される。
逆に、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD がリファレンス電圧ＶE より小さいときには、入力回路２１から差動出力回路２２に供給される差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂのレベルが高くなるように調整され、同様に、差動出力回路２２に流れる変調電流がｎ×Ｉset に収束するように制御される。
【００３９】
一方、第１および第２の駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれローレベル（Ｌ、第２のレベル）、ハイレベル（Ｈ、第１のレベル）で入力回路２１に供給されると、トランジスタＱ211 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ211 がオン状態となり）、トランジスタＱ212 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ212 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ211 のコレクタ電流が増大し、後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ214 がオフ状態となり、増幅作用を受けた入力信号はレベルＶB の差動信号Ｓ２１Ｂとして差動出力回路２２のトランジスタＱ222 のベースに供給される。
このとき、入力回路２１の後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ213はオン状態に保持されており、差動信号Ｓ２１はローレベルで差動出力回路２２のトランジスタＱ221 のベースに供給される。
これにより、差動出力回路２２のトランジスタＱ222 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ222 がオン状態となり）、トランジスタＱ221 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ221 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光しない。
この場合も、上述したように変調電流の帰還制御が行われる。
【００４０】
このようにリファレンス電圧発生回路２３の電流源Ｉ231 による電流Ｉset のｎ倍の変調電流が差動出力回路２２に供給されるように帰還制御された状態で、駆動信号Ｄ，ＤＢの入力レベルに応じて、差動出力回路２２のトランジスタＱ221 ，Ｑ222 からなる差動回路をスイッチング駆動することにより、レーザダイオードＬＤが発光駆動される。
【００４１】
以上説明したように、本第１の実施形態によれば、差動の駆動信号Ｄ，ＤＢを受けて可変電圧供給回路２５から供給される駆動電圧ＶA のレベルに応じたレベルの差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂを出力する入力回路２１と、トランジスタＱ221 ，Ｑ222 のエミッタ同士が接続され、このエミッタ結合部Ｎ221 が抵抗値Ｒの抵抗素子Ｒ221 を介して接地され、各ベースに差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂが供給され、トランジスタＱ221 のコレクタにレーザダイオードＬＤが接続された差動出力回路２２と、Ｉset ×ｎ×Ｒなるリファレンス電圧ＶE を生成するリファレンス電圧生成回路２３と、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD とリファレンス電圧発生回路２３で発生されたリファレンス電圧ＶE とを比較し、比較結果に応じたレベルの信号Ｓ２４を出力する比較回路２４と、比較回路２４の出力信号Ｓ２４の入力レベルに応じた電圧ＶF を生成し、入力回路２１の駆動電圧ＶA として供給する可変電圧供給回路２５とを設け、リファレンス電圧ＶE と差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD とが等しくなるように帰還制御を行うようにしたので、カレントミラー回路の定電流源用のトランジスタが不要となり、大変調電流設定時でも飽和することがなく、低電源電圧（３．３Ｖ）下においても発光素子が必要とする順方向電圧を保持しつつ、所望の定電流（変調電流）を設定できる。
また、抵抗素子Ｒ221 の抵抗値Ｒ、およびその両端の電圧ＶY を適切な値に設定することにより、低電源電圧（３．３Ｖ）下においても広い出力電圧範囲（ＶLD＞２Ｖ）を得ることができる。
さらに、レーザダイオードＬＤの駆動はトランジスタの差動回路で行うので、高速にかつ安定な動作を実現できる利点がある。
【００４２】
第２実施形態
図２は、本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第２の実施形態を示す回路図である。
【００４３】
本第２の実施形態が前述した第１の実施形態と異なる点は、比較回路２４でリファレンス電圧ＶE と比較する電圧として、差動出力回路２２のエミッタ結合Ｎ221 の電圧ＶD を直接用いる代わりに、差動出力回路２２の駆動トランジスタＱ221 と等価なｎｐｎ型トランジスタＱ261 、およびトランジスタＱ261 のエミッタと接地ＧＮＤ間に接続された抵抗素子Ｒ261 からなり、トランジスタＱ261 のベースが可変電圧供給回路２５の電圧供給ラインに接続されたダミー回路２６を設け、トランジスタＱ261 のエミッタ側電圧ＶG を比較電圧として用いるようにしたことにある。
【００４４】
これは、差動出力回路２２のエミッタ結合Ｎ221 の電圧ＶD はダイナミックに変化していることから、オペアンプＯＰ241 により電圧比較の点でオフセットを生じる可能性があることから、オフセットの発生を防止するための回路構成となっている。
【００４５】
なお、ダミー回路２６におけるトランジスタＱ261 のサイズ（エミッタサイズ）は、差動回路２２のトランジスタＱ221 ，Ｑ222 の１／ｍに設定され、抵抗素子Ｒ261 の抵抗値は、抵抗素子Ｒ221 の抵抗値Ｒのｍ倍のｍ×Ｒに設定されている。
したがって、ダミー回路２６に流れる電流は、差動出力回路２２の変調電流をＩQ とした場合、このＩQ の１／ｍの電流が流れるように制御され、電圧ＶG は（ＩQ ／ｍ）×ｍ×Ｒ、すなわちＩQ ×Ｒとなる。この電圧ＩQ ×Ｒは差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD と等しい。
【００４６】
次に、本第２の実施形態の動作を説明する。
初期状態においては、リファレンス電圧生成回路２３において、ＶE （＝Ｉset ×(n×R)）なるリファレンス電圧が生成されて比較回路２４に供給され、可変電圧供給回路２５からＶA なる駆動電圧が入力回路２１およびダミー回路２６に供給されている。
【００４７】
この状態で、たとえば駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれハイレベル（Ｈ）、ローレベル（Ｌ）で入力回路２１に供給されると、トランジスタＱ212 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ212 がオン状態となり）、トランジスタＱ211 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ211 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ212 のコレクタ電流が増大し、後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ213 がオフ状態となり、増幅作用を受けた入力信号はレベルＶB の差動信号Ｓ２１として差動出力回路２２のトランジスタＱ221 のベースに供給される。
このとき、入力回路２１の後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ214 はオン状態に保持されており、差動信号Ｓ２１Ｂはローレベルで差動出力回路２２のトランジスタＱ222 のベースに供給される。
これにより、差動出力回路２２のトランジスタＱ221 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ221 がオン状態となり）、トランジスタＱ222 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ222 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光する。
【００４８】
このとき、ダミー回路２６のトランジスタＱ261 のエミッタ側には略ＩQ ／ｍなる電流が流れる。したがって、エミッタ側の電位ＶG は、略ＩQ ／ｍ×ｍ×Ｒ（＝ＩQ ×Ｒ）となり、この電圧ＶG は比較回路２４としてのオペアンプＯＰ241 の非反転入力（＋）に供給（帰還）される。
【００４９】
比較回路２４では、ダミー回路２６のエミッタ側電圧ＶG とリファレンス電圧発生回路２３で発生されたリファレンス電圧ＶE とが比較され、比較結果に応じたレベルの信号Ｓ２４が可変電圧供給回路２５に出力される。
具体的には、ダミー回路２６のエミッタ側電圧ＶG がリファレンス電圧ＶE より大きいときには信号Ｓ２４のレベルを上げ、小さいときには信号Ｓ２４のレベルを下げて出力される。
【００５０】
可変電圧供給回路２５においては、入力信号Ｓ２４のレベルに応じてトランジスタＱ251 に流れる電流量が調整され、この可変電流と抵抗素子Ｒ251 の抵抗値で決まる電圧ＶF が生成される。
そして、この電圧ＶF がトランジスタＱ252 を通して駆動電圧ＶA として入力回路２１およびダミー回路２６に供給される。実際には、供給電圧は電圧ＶF からトランジスタＱ252 の順方向バイアスＶf 分下がった電圧（ＶF −Ｖf ）となる。
【００５１】
したがって、入力回路２１から差動出力回路２２に供給される差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂのレベルは、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD と等しいダミー回路２６のエミッタ側電圧ＶG がリファレンス電圧ＶE より大きいときにはそのレベルが低くなるように調整、換言すれば差動出力回路２２に流れる変調電流がＩQ （ｎ×Ｉset ）に収束するように制御される。
逆に、ダミー回路２６のエミッタ側電圧ＶG がリファレンス電圧ＶE より小さいときには、入力回路２１から差動出力回路２２に供給される差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂのレベルが高くなるように調整され、同様に、差動出力回路２２に流れる変調電流がＩQ （ｎ×Ｉset ）に収束するように制御される。
【００５２】
一方、駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれローレベル（Ｌ）、ハイレベル（Ｈ）で入力回路２１に供給されると、トランジスタＱ211 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ211 がオン状態となり）、トランジスタＱ212 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ212 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ211 のコレクタ電流が増大し、後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ214 がオフ状態となり、増幅作用を受けた入力信号はレベルＶB の差動信号Ｓ２１Ｂとして差動出力回路２２のトランジスタＱ222 のベースに供給される。
このとき、入力回路２１の後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ213 はオン状態に保持されており、差動信号Ｓ２１はローレベルで差動出力回路２２のトランジスタＱ221 のベースに供給される。
これにより、差動出力回路２２のトランジスタＱ222 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ222 がオン状態となり）、トランジスタＱ221 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ221 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光しない。
この場合も、上述したように変調電流の帰還制御が行われる。
【００５３】
以上説明したように、本第２の実施形態によれば、上述した第１の実施形態の効果に加えて、プロセスばらつき、温度変化、電源変動に対してさらに安定かつ精度の良い電流設定比を確保することができる利点がある。
【００５４】
第３実施形態
図３は、本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第３の実施形態を示す回路図である。
【００５５】
本第３の実施形態が前述した第１の実施形態と異なる点は、たとえば本駆動回路を光通信に適用した場合、レーザダイオードＬＤの発光（光出射）面に対向して光信号伝搬路としての光ファイバ端面がコネクタ等を用いて配置されるが、この光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態が何らかの原因で外れた場合やレーザダイオードＬＤに過大電流が流れることを防ぐ安全（safety）回路等に、人間の眼等への影響を考慮またはレーザダイオードＬＤの破壊を考慮して、レーザダイオードＬＤの発光（発振）を強制的に停止させるシャットダウン回路２７を設けたことにある。
【００５６】
本第３の実施形態に係るシャットダウン回路２７は、光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態の異常の有無を検出し、異常を検出した場合に検出信号Ｓ２７１を出力する検出回路２７１と、検出信号Ｓ２７１を受けると、リファレンス電圧発生回路２３の電圧出力ノードＮ231 を抵抗素子Ｒ231 をバイパスさせて接地ラインＧＮＤに接続させるスイッチ回路２７２から構成される。
【００５７】
シャットダウン回路２７の検出回路２７１で、光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態の異常が検出されると、検出信号Ｓ２７１がスイッチ回路２７２に出力される。
検出信号Ｓ２７１を受けたスイッチ回路２７２はオン状態となる。その結果、リファレンス電圧発生回路２３の電圧出力ノードＮ231 が接地され、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD が帰還制御により接地され、レーザダイオードＬＤの発光が強制的に停止される。
【００５８】
本第３の実施形態によれば、上述した第１の実施形態の効果に加えて、より安全な発光制御を行える利点がある。
【００５９】
第４実施形態
図４は、本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第４の実施形態を示す回路図である。
【００６０】
本第４の実施形態が前述した第２の実施形態と異なる点は、上述した第３の実施形態と第１の実施形態の関係と同様である。
すなわち、たとえば本駆動回路を光通信に適用した場合、レーザダイオードＬＤの発光（光出射）面に対向して光信号伝搬路としての光ファイバ端面がコネクタ等を用いて配置されるが、この光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態が何らかの原因で外れた場合やレーザダイオードＬＤに過大電流が流れることを防ぐ安全（safety）回路等に、人間の眼等への影響を考慮またはレーザダイオードＬＤの破壊を考慮して、レーザダイオードＬＤの発光（発振）を強制的に停止させるシャットダウン回路２８を設けたことにある。
【００６１】
本第４の実施形態に係るシャットダウン回路２８は、光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態の異常の有無を検出し、異常を検出した場合に検出信号Ｓ２８１を出力する検出回路２８１と、検出信号Ｓ２８１を受けると、リファレンス電圧発生回路２３の電圧出力ノードＮ231 を抵抗素子Ｒ231 をバイパスさせて接地ラインＧＮＤに接続させるスイッチ回路２８２から構成される。
【００６２】
シャットダウン回路２８の検出回路２８１で、光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態の異常が検出されると、検出信号Ｓ２８１がスイッチ回路２８２に出力される。
検出信号Ｓ２８１を受けたスイッチ回路２８２はオン状態となる。その結果、リファレンス電圧発生回路２３の電圧出力ノードＮ231 が接地され、入力回路２１への駆動電圧の供給が停止され、レーザダイオードＬＤの発光が強制的に停止される。
【００６３】
本第４の実施形態によれば、上述した第２の実施形態の効果に加えて、より安全な発光制御を行える利点がある。
【００６４】
なお、上述した第１〜第４の実施形態においては、バイポーラトランジスタを適用した回路について説明したが、絶縁ゲート型、あるいは接合型の電界効果トランジスタについても本発明が適用できることはいうまでもない。
【００６５】
また、発光素子としてレーザダイオードを例に説明したが、ＬＥＤの駆動回路の場合も同様に構成され、同様の効果を得ることができる。
【００６６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、カレントミラー回路の定電流源用のトランジスタが不要となり、大変調電流設定時でも飽和することがなく、低電源電圧下においても発光素子が必要とする順方向電圧を保持しつつ、所望の定電流（変調電流）を設定できる。
さらに、発光素子の駆動はトランジスタの差動回路で行うので、高速にかつ安定な動作を実現できる。
【００６７】
また、本発明によれば、ダミー回路を設け、このダミー回路の出力電圧とリファレンス電圧を比較して帰還制御するようにしたので、プロセスばらつき、温度変化、電源変動に対してさらに安定かつ精度の良い電流設定比を確保することができる。
【００６８】
さらに、シャットダウン回路を設けたので、より安全な発光制御を行える利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第２の実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第３の実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第４の実施形態を示す回路図である。
【図５】従来のレーザダイオード用駆動回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
２０…レーザダイオード用駆動回路、２１…入力回路、Ｑ211 〜Ｑ214 …ｎｐｎ型トランジスタ、Ｒ211 〜Ｒ216 …抵抗素子、２２…差動出力回路、Ｑ221 ，Ｑ222 …ｎｐｎ型トランジスタ、Ｒ221 …電流／電圧変換素子としての抵抗素子、２３…リファレンス電圧発生回路、Ｉ231 …電流源、Ｒ231 …抵抗素子、２４…比較回路、ＯＰ241 …オペアンプ、２５…定電流設定用可変電圧供給回路、Ｑ251 ，Ｑ252 …ｎｐｎ型トランジスタ，Ｒ251 …抵抗素子、Ｃ251 …キャパシタ、２６…ダミー回路、Ｑ261 …ｎｐｎ型トランジスタ、Ｒ261 …抵抗素子、２７，２８…シャットダウン回路、２７１，２８１…検出回路、２７２，２８２…スイッチ回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、光通信等で用いられるレーザダイオード(Laser Diode) 等の発光素子を駆動する駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、従来の発光素子としてのレーザダイオード用駆動回路の構成例を示す回路図である。
このレーザダイオード用駆動回路１０は、差動入力回路１１、レベルシフト回路１２、差動出力回路１３、および電流設定回路１４により構成されている。また、ＬＤがレーザダイオードを示している。
【０００３】
入力回路１１は、ｎｐｎ型トランジスタＱ111 ，Ｑ112 、抵抗素子Ｒ111 ，Ｒ112 、および電流源Ｉ111 により構成されている。
トランジスタＱ111 およびＱ112 のエミッタ同士が接続され、このエミッタ同士の接続点が電流源Ｉ111 に接続されている。
トランジスタＱ111 のベースが駆動信号Ｄの入力端子ＴD に接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ111 を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されている。
トランジスタＱ112 のベースが駆動信号Ｄの相補的なレベルをとる駆動信号ＤＢの入力端子ＴDBに接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ112 を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されている。
【０００４】
レベルシフト回路１２は、ｎｐｎ型トランジスタＱ121 ，Ｑ122 ，Ｑ123 ，Ｑ124 、および電流源Ｉ121 ，Ｉ122 により構成されている。
トランジスタＱ121 のベースが入力回路１１のトランジスタＱ111 のコレクタに接続され、コレクタが電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、エミッタがトランジスタＱ123 のコレクタおよびベースに接続されている。すなわち、トランジスタＱ123 はダイオード接続されており、そのエミッタが電流源Ｉ121 に接続されている。
トランジスタＱ122 のベースが入力回路１１のトランジスタＱ112 のコレクタに接続され、コレクタが電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、エミッタがトランジスタＱ124 のコレクタおよびベースに接続されている。すなわち、トランジスタＱ124 はダイオード接続されており、そのエミッタが電流源Ｉ122 に接続されている。
【０００５】
差動出力回路１３は、ｎｐｎ型トランジスタＱ131 ，Ｑ132 ，Ｑ133 および抵抗素子Ｒ131 により構成されている。
トランジスタＱ131 およびＱ132 のエミッタ同士が接続され、このエミッタ同士の接続点が電流源としてのトランジスタＱ133 のコレクタに接続されている。
トランジスタＱ131 のベースがレベルシフト回路１２のトランジスタＱ124 のエミッタに接続され、コレクタが接続端子Ｔ131 を介してレーザダイオードＬＤ（のカソード）に接続されている。
トランジスタＱ132 のベースがレベルシフト回路１２のトランジスタＱ123 のエミッタに接続され、コレクタが接続端子Ｔ132 を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されている。
そして、トランジスタＱ133 のエミッタが抵抗素子Ｒ131 を介して接地されている。
【０００６】
電流設定回路１４は、ｎｐｎ型トランジスタＱ141 、抵抗素子Ｒ141 、および外付けの電流源Ｉ141 により構成されている。
トランジスタＱ141 のベースが差動出力回路１３のトランジスタＱ133 のベースに接続されているとともに、自身のコレクタに接続され、コレクタは接続端子Ｔ141 を介して電流源Ｉ141 に接続されている。そして、トランジスタＱ141 のエミッタは抵抗素子Ｒ141 を介して接地されている。
この電流設定回路１４のトランジスタＱ141 、抵抗素子Ｒ141 、差動出力回路１３のトランジスタＱ133 および抵抗素子Ｒ131 により、いわゆるカレントミラー回路が構成されている。
この場合、たとえば差動出力回路１３のトランジスタＱ133 のトランジスタサイズ（エミッタサイズ）は電流設定回路１４のトランジスタＱ141 のトランジスタのｎ倍に設定される。
また、電流設定回路１４の抵抗素子Ｒ141 の抵抗値をＲとした場合、差動出力回路１３の抵抗素子Ｒ131 の抵抗値はＲ／ｎに設定される。
これにより、差動出力回路１３にはｎ×Ｉset の変調電流が供給されることになる。
【０００７】
このように電流設定回路１４の電流源Ｉ141 による電流Ｉset のｎ倍の変調電流が差動出力回路１３に供給された状態で、駆動信号Ｄの入力レベルに応じて、差動出力回路１３のトランジスタＱ131 ，Ｑ132 からなる差動回路をスイッチング駆動することにより、レーザダイオードＬＤが発光駆動される。
【０００８】
具体的には、駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれハイレベル（Ｈ）、ローレベル（Ｌ）で入力回路１１に供給されると、トランジスタＱ111 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ111 がオン状態となり）、トランジスタＱ112 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ112 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ111 のコレクタ電流が増大し、レベルシフト回路１２のトランジスタＱ121 がオフ状態となり、さらにダイオードとしてのトランジスタＱ123 でレベルシフト（ここでは降圧）されて、差動出力回路１３のトランジスタＱ132 のベースに供給される。
このとき、レベルシフト回路１２のトランジスタＱ124 はハイ状態となり、差動出力回路１３のトランジスタＱ131 のベースに供給される。
したがって、差動出力回路１３のトランジスタＱ131 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ131 がオン状態となり）、トランジスタＱ132 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ132 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光する。
【０００９】
一方、駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれローレベル（Ｌ）、ハイレベル（Ｈ）で入力回路１１に供給されると、トランジスタＱ112 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ112 がオン状態となり）、トランジスタＱ111 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ111 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ112 のコレクタ電流が増大し、レベルシフト回路１２のトランジスタＱ122 がオフ状態となり、増幅作用を受けた入力信号は、さらにダイオードとしてのトランジスタＱ124 でレベルシフト（ここでは降圧）されて、差動出力回路１３のトランジスタＱ131 のベースに供給される。
このとき、レベルシフト回路１２のトランジスタＱ123 はハイ状態となり、差動出力回路１３のトランジスタＱ132 のベースに供給される。
したがって、差動出力回路１３のトランジスタＱ132 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ132 がオン状態となり）、トランジスタＱ131 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ131 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光しない。
【００１０】
以上のように、駆動信号Ｄ，ＤＢの入力レベルに応じて差動出力回路１３の差動対トランジスタＱ131 ，Ｑ132 をスイッチングさせてレーザダイオードＬＤの発光制御が行われる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、近年の低電力化の要求に伴い光通信等に用いられる発光素子用駆動回路も低電源電圧（たとえば３．３Ｖ）化が求められている。
これを実現するに際し問題となるのが、レーザダイオード等の発光素子が持つ駆動時の順方向バイアス電圧（Ｖf ）の特性である。
この順方向バイアス電圧Ｖf は全温度範囲において所望の光パワーを得るために最大で１．８〜２．０Ｖ必要であるが、上述した従来の駆動回路では、３．３Ｖ電源にてこの特性を満たすことが困難である。
【００１２】
すなわち、従来の駆動回路１０において変調電流を設定する回路は、上述したようにカレントミラー回路が用いられるが、このカレントミラー回路からなる定電流源に必要な電圧（ＶX ）は最低（低温、大電流時）でも１．０Ｖ程度必要であり、駆動トランジスタ（Ｑ131 ）のＶf （ＶLD）が最大で１．０Ｖしか保持できない。
したがって、従来の駆動回路１０では、発光素子にかかる電圧（ＶLD）を２．０Ｖとることは温度特性を考えるとカレントミラー回路を用いる限り不可能である。
【００１３】
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、低電源電圧下においても発光素子が必要とする順方向電圧を保持しつつ、所望の定電流を設定でき、しかも高速にかつ安定に動作可能な発光素子の駆動回路を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明は、発光するために所定の順方向電圧を必要とする発光素子の駆動回路であって、第１および第２の電流入出力端子を有し、制御端子への供給信号レベルに応じて当該第１および第２の電流入出力端子間に流れる電流量が調整可能で、互いの第１の電流入出力端子同士が接続された第１および第２のトランジスタと、当該第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点と基準電位間に接続された電流／電圧変換素子とを有し、上記第１のトランジスタの第２の電流入出力端子と電源電圧源との間に上記発光素子が接続され、上記第２のトランジスタの第２の電流入出力端子が電源電圧源に接続された差動出力回路と、相補的な第１のレベルと第２のレベルをとる第１および第２の駆動信号を受けて、供給される駆動電圧のレベルに応じたレベルの第１および第２の差動信号を上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路であり、第３および第４のトランジスタを有し、上記第１の駆動信号が第１のレベルで上記第２の駆動信号が第２のレベルのとき上記第３のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第４のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１のトランジスタをオンさせ、第２のトランジスタをオフさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給し、上記第１の駆動信号が第２のレベルで上記第２の駆動信号が第１のレベルのとき上記第４のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第３のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１トランジスタをオフさせ、第２のトランジスタをオンさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路と、リファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成回路と、上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点の電位と上記リファレンス電圧とを比較し、上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より大きいときはレベルを上げ、上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より小さいときはレベルの下げた信号を出力する比較回路と、上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より大きいときで上記比較回路からレベルを上げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが低くなるように調整し、上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より小さいときで上記比較回路からレベルを下げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが高くなるように調整した電圧を生成し、生成した電圧を上記入力回路に上記駆動電圧として供給する可変電圧供給回路とを有する。
【００１５】
本発明では、上記電流／電圧変換素子は抵抗素子である。
【００１６】
また、本発明は、発光するために所定の順方向電圧を必要とする発光素子の駆動回路であって、第１および第２の電流入出力端子を有し、制御端子への供給信号レベルに応じて当該第１および第２の電流入出力端子間に流れる電流量が調整可能で、互いの第１の電流入出力端子同士が接続された第１および第２のトランジスタと、当該第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点と基準電位間に接続された電流／電圧変換素子とを有し、上記第１のトランジスタの第２の電流入出力端子と電源電圧源との間に上記発光素子が接続され、上記第２のトランジスタの第２の電流入出力端子が電源電圧源に接続された差動出力回路と、相補的な第１のレベルと第２のレベルをとる第１および第２の駆動信号を受けて、供給される駆動電圧のレベルに応じたレベルの第１および第２の差動信号を上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路であり、第３および第４のトランジスタを有し、上記第１の駆動信号が第１のレベルで上記第２の駆動信号が第２のレベルのとき上記第３のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第４のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１のトランジスタをオンさせ、第２のトランジスタをオフさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給し、上記第１の駆動信号が第２のレベルで上記第２の駆動信号が第１のレベルのとき上記第４のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第３のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１トランジスタをオフさせ、第２のトランジスタをオンさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路と、リファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成回路と、上記駆動電圧を受けて上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点の電位と略同値の比較電圧を生成可能なダミー回路と、上記ダミー回路で生成された比較電圧とリファレンス電圧とを比較し、上記比較電圧が上記リファレンス電圧より大きいときはレベルを上げ、上記比較電圧が上記リファレンス電圧より小さいときはレベルの下げた信号を出力する比較回路と、上記比較電圧が上記リファレンス電圧より大きいときで上記比較回路からレベルを上げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが低くなるように調整し、上記比較電圧が上記リファレンス電圧より小さいときで上記比較回路からレベルを下げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが高くなるように調整した電圧を生成し、生成した電圧を上記入力回路およびダミー回路に上記駆動電圧として供給する可変電圧供給回路とを有する。
【００１７】
また、本発明では、上記ダミー回路は、第１および第２の電流入出力端子を有し、制御端子への供給信号レベルに応じて当該第１および第２の電流入出力端子間に流れる電流量が調整可能で、上記制御端子に上記駆動電圧が供給されるダミー用トランジスタと、当該ダミー用トランジスタの第１の電流入出力端子と基準電位との間に接続された電流／電圧変換素子とを有する。
【００１８】
また、本発明では、上記差動出力回路およびダミー回路の電流／電圧変換素子は抵抗素子からなり、ダミー回路の抵抗素子の抵抗値は差動出力回路の抵抗素子の抵抗値Ｒのｍ（ただしｍは自然数）倍に設定され、かつ、上記ダミー回路のダミー用トランジスタのサイズが上記差動出力回路の第１のトランジスタのサイズの１／ｍに設定されている。
【００１９】
また、本発明では、上記リファレンス電圧生成回路は、電源電圧源と基準電位との間に直列に接続された電流源および抵抗素子からなり、この抵抗素子の抵抗値は、上記電流／電圧変換素子としての抵抗素子の抵抗値Ｒのｎ（ただしｎは自然数）倍に設定されている。
【００２１】
本発明によれば、リファレンス電圧生成回路において、リファレンス電圧が生成されて比較回路に供給され、可変電圧供給回路から駆動電圧が入力回路に供給されている。
この状態で、差動の駆動信号が所定のレベルで入力回路に供給されると、駆動電圧に応じた差動信号として差動出力回路の第１および第２のトランジスタの制御端子に供給される。
そして、第１のトランジスタに流れる電流が増大し、その結果、発光素子が発光する。
【００２２】
このとき、差動出力回路の第１の電流入出力端子同士の接続部に接続された電流／電圧変換素子、たとえば抵抗素子には略一定の変調電流が流れる。したがって、この変調電流が電圧に変換されて比較回路に供給される。
比較回路では、差動出力回路からの供給電圧とリファレンス電圧発生回路で発生されたリファレンス電圧とが比較され、比較結果に応じたレベルの信号が可変電圧供給回路に出力される。
可変電圧供給回路においては、入力信号のレベルに応じて電圧が生成され、駆動電圧として入力回路に供給される。
したがって、たとえば入力回路から差動出力回路に供給される差動信号のレベルは、差動出力回路の第１の電流入出力端子同士の接続点の電圧がリファレンス電圧より大きいときにはそのレベルが低くなるように調整、換言すれば差動出力回路に流れる変調電流が一定の値に収束するように帰還制御される。
逆に、差動出力回路の第１の電流入出力端子同士の接続点の電圧がリファレンス電圧より小さいときには、入力回路から差動出力回路に供給される差動信号のレベルが高くなるように調整され、同様に、差動出力回路に流れる変調電流が一定の値に収束するように帰還制御される。
【００２３】
また、消光時には、差動出力回路の第２のトランジスタ側に流れるに電流が増大するように、差動信号が入力回路から供給される。
その結果、発光素子は発光しない。
【００２４】
また、本発明によれば、リファレンス電圧生成回路において、リファレンス電圧が生成されて比較回路に供給され、可変電圧供給回路から駆動電圧が入力回路およびダミー回路に供給されている。
この状態で、差動の駆動信号が所定のレベルで入力回路２１に供給されると、駆動電圧に応じた差動信号として差動出力回路の第１および第２のトランジスタの制御端子に供給される。
そして、第１のトランジスタに流れる電流が増大し、その結果、発光素子が発光する。
【００２５】
このとき、ダミー回路においては、駆動電圧を受けて差動出力回路の第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点の電位と略同値の比較電圧が生成されて比較回路に供給される。
比較回路では、ダミー回路からの供給電圧とリファレンス電圧発生回路で発生されたリファレンス電圧とが比較され、比較結果に応じたレベルの信号が可変電圧供給回路に出力される。
可変電圧供給回路においては、入力信号のレベルに応じて電圧が生成され、駆動電圧として入力回路に供給される。
したがって、たとえば入力回路から差動出力回路に供給される差動信号のレベルは、差動出力回路の第１の電流入出力端子同士が接続点の電位と略等しいダミー回路による比較電圧がリファレンス電圧より大きいときにはそのレベルが低くなるように調整、換言すれば差動出力回路に流れる変調電流が一定の値に収束するように制御される。
逆に、ダミー回路による比較電圧がリファレンス電圧より小さいときには、入力回路から差動出力回路に供給される差動信号のレベルが高くなるように調整され、同様に、差動出力回路に流れる変調電流が一定の値に収束するように制御される。
【００２６】
【発明の実施の形態】
第１実施形態
図１は、本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第１の実施形態を示す回路図である。
【００２７】
このレーザダイオード用駆動回路２０は、図１に示すように、入力回路２１、差動出力回路２２、リファレンス電圧発生回路２３、比較回路２４、および定電流設定用可変電圧供給回路２５により構成されている。
【００２８】
入力回路２１は、ｎｐｎ型トランジスタＱ211 〜Ｑ214 、および抵抗素子Ｒ211 〜Ｒ216 により構成されており、差動の駆動信号Ｄ，ＤＢを受けて可変電圧供給回路２５から供給される駆動電圧ＶA のレベルに応じた第１および第２の差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂを差動出力回路２２に供給する。
トランジスタＱ211（第４のトランジスタ）およびＱ212（第３のトランジスタ）のエミッタ同士が接続され、このエミッタ同士の接続点が抵抗素子Ｒ211 を介して接地されている。
トランジスタＱ212 のベースが第１の駆動信号Ｄの入力端子ＴD に接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ213 を介して可変電圧供給回路２５の電圧供給ライン（トランジスタＱ252 のエミッタ）に接続されている。
トランジスタＱ211 のベースが第１の駆動信号Ｄの相補的なレベルをとる第２の駆動信号ＤＢの入力端子ＴDBに接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ212 を介して可変電圧供給回路２５の電圧供給ラインに接続されている。
トランジスタＱ213 およびＱ214 のエミッタ同士が接続され、このエミッタ同士の接続点が抵抗素子Ｒ214 を介して接地されている。
トランジスタＱ213 のベースがトランジスタＱ212 のコレクタに接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ215 を介して可変電圧供給回路２５の電圧供給ラインに接続されている。
トランジスタＱ214 のベースがトランジスタＱ211 のコレクタに接続され、コレクタが抵抗素子Ｒ216 を介して可変電圧供給回路２５の電圧供給ラインに接続されている。
【００２９】
差動出力回路２２は、ｎｐｎ型トランジスタＱ221 ，Ｑ222 および電流／電圧変換素子としての抵抗値Ｒの抵抗素子Ｒ221 により構成されており、入力回路２１からの差動信号Ｓ２１，２１Ｂを受けて、差動回路がスイッチングしてレーザダイオードＬＤへの電流の供給量を調整して発光駆動する。
トランジスタＱ221 およびＱ222 のエミッタ同士が接続され、このエミッタ同士の接続点が抵抗素子Ｒ221 を介して接地されている。
トランジスタＱ221 のベースが入力回路２１のトランジスタＱ213 のコレクタに接続され、コレクタが接続端子Ｔ221 を介してレーザダイオードＬＤ（のカソード）に接続されている。
トランジスタＱ222 のベースが入力回路２１のトランジスタＱ214 のコレクタに接続され、コレクタが接続端子Ｔ222 を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されている。
【００３０】
リファレンス電圧発生回路２３は、外付けの電流源Ｉ231 、および抵抗値がｎ×Ｒ、すなわち差動出力回路２２の抵抗素子Ｒ221 の抵抗値Ｒのｎ倍に設定された抵抗素子Ｒ231 により構成されており、リファレンス電圧ＶE （＝Ｉset ×(n×R)）を生成して比較回路２４に供給する。
抵抗素子Ｒ231 の一端が接続端子Ｔ231 を介して電流源Ｉ231 に接続され、その接続点（ノード）Ｎ231 が比較回路２４の一入力に接続されている。そして、抵抗素子Ｒ231 の他端が接地されている。
【００３１】
比較回路２４は、オペアンプＯＰ241 により構成されており、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD とリファレンス電圧発生回路２３で発生されたリファレンス電圧ＶE とを比較し、比較結果に応じたレベルの信号Ｓ２４を可変電圧供給回路２５に出力する。
オペアンプＯＰ241 の反転入力（−）がリファレンス電圧発生回路２３のノードＮ231 に接続され、非反転入力（＋）が差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ２２１に接続されている。
【００３２】
可変電圧供給回路２５は、ｎｐｎ型トランジスタＱ251 ，Ｑ252 、抵抗素子Ｒ251 、および位相補償用キャパシタＣ251 により構成されており、比較回路２４の出力信号Ｓ２４の入力レベルに応じた電圧ＶF を入力回路２１の駆動電圧ＶA として供給する。実際には、供給電圧は電圧ＶF からトランジスタＱ252 の順方向バイアスＶf 分下がった電圧（ＶF −Ｖf ）となる。
トランジスタＱ251 のベースが比較回路２４としてのオペアンプＯＰ241 の出力に接続され、エミッタが接地され、コレクタがトランジスタＱ252 のベースに接続されているとともに、抵抗素子Ｒ251 を介して電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、また、キャパシタＣ251 の一方の電極に接続されている。キャパシタＣ251 の他方の電極は電源電圧ＶCCの供給ラインに接続されている。
トランジスタＱ252 のコレクタが電源電圧ＶCCの供給ラインに接続され、エミッタが入力回路２１の負荷用抵抗素子Ｒ212 ，Ｒ213 ，Ｒ215 ，Ｒ216 に接続されている。
【００３３】
次に、上記構成による動作を説明する。
初期状態においては、リファレンス電圧生成回路２３において、ＶE （＝Ｉset ×(n×R)）なるリファレンス電圧が生成されて比較回路２４に供給され、可変電圧供給回路２５からＶA なる駆動電圧が入力回路２１に供給されている。
【００３４】
この状態で、たとえば第１および第２の駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれハイレベル（Ｈ、たとえば第１のレベル）、ローレベル（Ｌ、第２のレベル）で入力回路２１に供給されると、トランジスタＱ212 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ212 がオン状態となり）、トランジスタＱ211 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ211 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ212 のコレクタ電流が増大し、後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ213 がオフ状態となり、増幅作用を受けた入力信号はレベルＶB の差動信号Ｓ２１として差動出力回路２２のトランジスタＱ221（第１のトランジスタ）のベースに供給される。
このとき、入力回路２１の後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ214はオン状態に保持されており、差動信号Ｓ２１Ｂはローレベルで差動出力回路２２のトランジスタＱ222（第２のトランジスタ）のベースに供給される。
これにより、差動出力回路２２のトランジスタＱ221 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ221 がオン状態となり）、トランジスタＱ222 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ222 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光する。
【００３５】
このとき、差動回路のエミッタ結合部側に接続された抵抗素子Ｒ221 には略Ｉset ×ｎなる変調電流が流れる。したがって、エミッタ結合部Ｎ221 の電位ＶD は、略Ｉset ×ｎ×Ｒとなり、この電圧ＶD は比較回路２４としてのオペアンプＯＰ241 の非反転入力（＋）に供給（帰還）される。
【００３６】
比較回路２４では、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD とリファレンス電圧発生回路２３で発生されたリファレンス電圧ＶE とが比較され、比較結果に応じたレベルの信号Ｓ２４が可変電圧供給回路２５に出力される。
具体的には、エミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD がリファレンス電圧ＶE より大きいときには信号Ｓ２４のレベルを上げ、小さいときには信号Ｓ２４のレベルを下げて出力される。
【００３７】
可変電圧供給回路２５においては、入力信号Ｓ２４のレベルに応じてトランジスタＱ251 に流れる電流量が調整され、この可変電流と抵抗素子Ｒ251 の抵抗値で決まる電圧ＶF が生成される。
そして、この電圧ＶF がトランジスタＱ252 を通して駆動電圧ＶA として入力回路２１に供給される。実際には、供給電圧は電圧ＶF からトランジスタＱ252 の順方向バイアスＶf 分下がった電圧（ＶF −Ｖf ）となる。
【００３８】
したがって、入力回路２１から差動出力回路２２に供給される第１および第２の差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂのレベルは、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD がリファレンス電圧ＶE より大きいときにはそのレベルが低くなるように調整、換言すれば差動出力回路２２に流れる変調電流がｎ×Ｉset に収束するように制御される。
逆に、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD がリファレンス電圧ＶE より小さいときには、入力回路２１から差動出力回路２２に供給される差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂのレベルが高くなるように調整され、同様に、差動出力回路２２に流れる変調電流がｎ×Ｉset に収束するように制御される。
【００３９】
一方、第１および第２の駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれローレベル（Ｌ、第２のレベル）、ハイレベル（Ｈ、第１のレベル）で入力回路２１に供給されると、トランジスタＱ211 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ211 がオン状態となり）、トランジスタＱ212 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ212 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ211 のコレクタ電流が増大し、後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ214 がオフ状態となり、増幅作用を受けた入力信号はレベルＶB の差動信号Ｓ２１Ｂとして差動出力回路２２のトランジスタＱ222 のベースに供給される。
このとき、入力回路２１の後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ213はオン状態に保持されており、差動信号Ｓ２１はローレベルで差動出力回路２２のトランジスタＱ221 のベースに供給される。
これにより、差動出力回路２２のトランジスタＱ222 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ222 がオン状態となり）、トランジスタＱ221 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ221 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光しない。
この場合も、上述したように変調電流の帰還制御が行われる。
【００４０】
このようにリファレンス電圧発生回路２３の電流源Ｉ231 による電流Ｉset のｎ倍の変調電流が差動出力回路２２に供給されるように帰還制御された状態で、駆動信号Ｄ，ＤＢの入力レベルに応じて、差動出力回路２２のトランジスタＱ221 ，Ｑ222 からなる差動回路をスイッチング駆動することにより、レーザダイオードＬＤが発光駆動される。
【００４１】
以上説明したように、本第１の実施形態によれば、差動の駆動信号Ｄ，ＤＢを受けて可変電圧供給回路２５から供給される駆動電圧ＶA のレベルに応じたレベルの差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂを出力する入力回路２１と、トランジスタＱ221 ，Ｑ222 のエミッタ同士が接続され、このエミッタ結合部Ｎ221 が抵抗値Ｒの抵抗素子Ｒ221 を介して接地され、各ベースに差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂが供給され、トランジスタＱ221 のコレクタにレーザダイオードＬＤが接続された差動出力回路２２と、Ｉset ×ｎ×Ｒなるリファレンス電圧ＶE を生成するリファレンス電圧生成回路２３と、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD とリファレンス電圧発生回路２３で発生されたリファレンス電圧ＶE とを比較し、比較結果に応じたレベルの信号Ｓ２４を出力する比較回路２４と、比較回路２４の出力信号Ｓ２４の入力レベルに応じた電圧ＶF を生成し、入力回路２１の駆動電圧ＶA として供給する可変電圧供給回路２５とを設け、リファレンス電圧ＶE と差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD とが等しくなるように帰還制御を行うようにしたので、カレントミラー回路の定電流源用のトランジスタが不要となり、大変調電流設定時でも飽和することがなく、低電源電圧（３．３Ｖ）下においても発光素子が必要とする順方向電圧を保持しつつ、所望の定電流（変調電流）を設定できる。
また、抵抗素子Ｒ221 の抵抗値Ｒ、およびその両端の電圧ＶY を適切な値に設定することにより、低電源電圧（３．３Ｖ）下においても広い出力電圧範囲（ＶLD＞２Ｖ）を得ることができる。
さらに、レーザダイオードＬＤの駆動はトランジスタの差動回路で行うので、高速にかつ安定な動作を実現できる利点がある。
【００４２】
第２実施形態
図２は、本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第２の実施形態を示す回路図である。
【００４３】
本第２の実施形態が前述した第１の実施形態と異なる点は、比較回路２４でリファレンス電圧ＶE と比較する電圧として、差動出力回路２２のエミッタ結合Ｎ221 の電圧ＶD を直接用いる代わりに、差動出力回路２２の駆動トランジスタＱ221 と等価なｎｐｎ型トランジスタＱ261 、およびトランジスタＱ261 のエミッタと接地ＧＮＤ間に接続された抵抗素子Ｒ261 からなり、トランジスタＱ261 のベースが可変電圧供給回路２５の電圧供給ラインに接続されたダミー回路２６を設け、トランジスタＱ261 のエミッタ側電圧ＶG を比較電圧として用いるようにしたことにある。
【００４４】
これは、差動出力回路２２のエミッタ結合Ｎ221 の電圧ＶD はダイナミックに変化していることから、オペアンプＯＰ241 により電圧比較の点でオフセットを生じる可能性があることから、オフセットの発生を防止するための回路構成となっている。
【００４５】
なお、ダミー回路２６におけるトランジスタＱ261 のサイズ（エミッタサイズ）は、差動回路２２のトランジスタＱ221 ，Ｑ222 の１／ｍに設定され、抵抗素子Ｒ261 の抵抗値は、抵抗素子Ｒ221 の抵抗値Ｒのｍ倍のｍ×Ｒに設定されている。
したがって、ダミー回路２６に流れる電流は、差動出力回路２２の変調電流をＩQ とした場合、このＩQ の１／ｍの電流が流れるように制御され、電圧ＶG は（ＩQ ／ｍ）×ｍ×Ｒ、すなわちＩQ ×Ｒとなる。この電圧ＩQ ×Ｒは差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD と等しい。
【００４６】
次に、本第２の実施形態の動作を説明する。
初期状態においては、リファレンス電圧生成回路２３において、ＶE （＝Ｉset ×(n×R)）なるリファレンス電圧が生成されて比較回路２４に供給され、可変電圧供給回路２５からＶA なる駆動電圧が入力回路２１およびダミー回路２６に供給されている。
【００４７】
この状態で、たとえば駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれハイレベル（Ｈ）、ローレベル（Ｌ）で入力回路２１に供給されると、トランジスタＱ212 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ212 がオン状態となり）、トランジスタＱ211 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ211 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ212 のコレクタ電流が増大し、後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ213 がオフ状態となり、増幅作用を受けた入力信号はレベルＶB の差動信号Ｓ２１として差動出力回路２２のトランジスタＱ221 のベースに供給される。
このとき、入力回路２１の後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ214 はオン状態に保持されており、差動信号Ｓ２１Ｂはローレベルで差動出力回路２２のトランジスタＱ222 のベースに供給される。
これにより、差動出力回路２２のトランジスタＱ221 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ221 がオン状態となり）、トランジスタＱ222 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ222 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光する。
【００４８】
このとき、ダミー回路２６のトランジスタＱ261 のエミッタ側には略ＩQ ／ｍなる電流が流れる。したがって、エミッタ側の電位ＶG は、略ＩQ ／ｍ×ｍ×Ｒ（＝ＩQ ×Ｒ）となり、この電圧ＶG は比較回路２４としてのオペアンプＯＰ241 の非反転入力（＋）に供給（帰還）される。
【００４９】
比較回路２４では、ダミー回路２６のエミッタ側電圧ＶG とリファレンス電圧発生回路２３で発生されたリファレンス電圧ＶE とが比較され、比較結果に応じたレベルの信号Ｓ２４が可変電圧供給回路２５に出力される。
具体的には、ダミー回路２６のエミッタ側電圧ＶG がリファレンス電圧ＶE より大きいときには信号Ｓ２４のレベルを上げ、小さいときには信号Ｓ２４のレベルを下げて出力される。
【００５０】
可変電圧供給回路２５においては、入力信号Ｓ２４のレベルに応じてトランジスタＱ251 に流れる電流量が調整され、この可変電流と抵抗素子Ｒ251 の抵抗値で決まる電圧ＶF が生成される。
そして、この電圧ＶF がトランジスタＱ252 を通して駆動電圧ＶA として入力回路２１およびダミー回路２６に供給される。実際には、供給電圧は電圧ＶF からトランジスタＱ252 の順方向バイアスＶf 分下がった電圧（ＶF −Ｖf ）となる。
【００５１】
したがって、入力回路２１から差動出力回路２２に供給される差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂのレベルは、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD と等しいダミー回路２６のエミッタ側電圧ＶG がリファレンス電圧ＶE より大きいときにはそのレベルが低くなるように調整、換言すれば差動出力回路２２に流れる変調電流がＩQ （ｎ×Ｉset ）に収束するように制御される。
逆に、ダミー回路２６のエミッタ側電圧ＶG がリファレンス電圧ＶE より小さいときには、入力回路２１から差動出力回路２２に供給される差動信号Ｓ２１，Ｓ２１Ｂのレベルが高くなるように調整され、同様に、差動出力回路２２に流れる変調電流がＩQ （ｎ×Ｉset ）に収束するように制御される。
【００５２】
一方、駆動信号Ｄ，ＤＢがそれぞれローレベル（Ｌ）、ハイレベル（Ｈ）で入力回路２１に供給されると、トランジスタＱ211 側に流れる電流が増大し（トランジスタＱ211 がオン状態となり）、トランジスタＱ212 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ212 がオフ状態となる）。
その結果、トランジスタＱ211 のコレクタ電流が増大し、後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ214 がオフ状態となり、増幅作用を受けた入力信号はレベルＶB の差動信号Ｓ２１Ｂとして差動出力回路２２のトランジスタＱ222 のベースに供給される。
このとき、入力回路２１の後段の差動増幅回路を構成するトランジスタＱ213 はオン状態に保持されており、差動信号Ｓ２１はローレベルで差動出力回路２２のトランジスタＱ221 のベースに供給される。
これにより、差動出力回路２２のトランジスタＱ222 に流れる電流が増大し（トランジスタＱ222 がオン状態となり）、トランジスタＱ221 側に流れる電流が減少する（トランジスタＱ221 がオフ状態となる）。
その結果、レーザダイオードＬＤが発光しない。
この場合も、上述したように変調電流の帰還制御が行われる。
【００５３】
以上説明したように、本第２の実施形態によれば、上述した第１の実施形態の効果に加えて、プロセスばらつき、温度変化、電源変動に対してさらに安定かつ精度の良い電流設定比を確保することができる利点がある。
【００５４】
第３実施形態
図３は、本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第３の実施形態を示す回路図である。
【００５５】
本第３の実施形態が前述した第１の実施形態と異なる点は、たとえば本駆動回路を光通信に適用した場合、レーザダイオードＬＤの発光（光出射）面に対向して光信号伝搬路としての光ファイバ端面がコネクタ等を用いて配置されるが、この光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態が何らかの原因で外れた場合やレーザダイオードＬＤに過大電流が流れることを防ぐ安全（safety）回路等に、人間の眼等への影響を考慮またはレーザダイオードＬＤの破壊を考慮して、レーザダイオードＬＤの発光（発振）を強制的に停止させるシャットダウン回路２７を設けたことにある。
【００５６】
本第３の実施形態に係るシャットダウン回路２７は、光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態の異常の有無を検出し、異常を検出した場合に検出信号Ｓ２７１を出力する検出回路２７１と、検出信号Ｓ２７１を受けると、リファレンス電圧発生回路２３の電圧出力ノードＮ231 を抵抗素子Ｒ231 をバイパスさせて接地ラインＧＮＤに接続させるスイッチ回路２７２から構成される。
【００５７】
シャットダウン回路２７の検出回路２７１で、光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態の異常が検出されると、検出信号Ｓ２７１がスイッチ回路２７２に出力される。
検出信号Ｓ２７１を受けたスイッチ回路２７２はオン状態となる。その結果、リファレンス電圧発生回路２３の電圧出力ノードＮ231 が接地され、差動出力回路２２のエミッタ結合部Ｎ221 の電圧ＶD が帰還制御により接地され、レーザダイオードＬＤの発光が強制的に停止される。
【００５８】
本第３の実施形態によれば、上述した第１の実施形態の効果に加えて、より安全な発光制御を行える利点がある。
【００５９】
第４実施形態
図４は、本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第４の実施形態を示す回路図である。
【００６０】
本第４の実施形態が前述した第２の実施形態と異なる点は、上述した第３の実施形態と第１の実施形態の関係と同様である。
すなわち、たとえば本駆動回路を光通信に適用した場合、レーザダイオードＬＤの発光（光出射）面に対向して光信号伝搬路としての光ファイバ端面がコネクタ等を用いて配置されるが、この光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態が何らかの原因で外れた場合やレーザダイオードＬＤに過大電流が流れることを防ぐ安全（safety）回路等に、人間の眼等への影響を考慮またはレーザダイオードＬＤの破壊を考慮して、レーザダイオードＬＤの発光（発振）を強制的に停止させるシャットダウン回路２８を設けたことにある。
【００６１】
本第４の実施形態に係るシャットダウン回路２８は、光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態の異常の有無を検出し、異常を検出した場合に検出信号Ｓ２８１を出力する検出回路２８１と、検出信号Ｓ２８１を受けると、リファレンス電圧発生回路２３の電圧出力ノードＮ231 を抵抗素子Ｒ231 をバイパスさせて接地ラインＧＮＤに接続させるスイッチ回路２８２から構成される。
【００６２】
シャットダウン回路２８の検出回路２８１で、光ファイバとレーザダイオードＬＤの発光（光出射）面との接続状態の異常が検出されると、検出信号Ｓ２８１がスイッチ回路２８２に出力される。
検出信号Ｓ２８１を受けたスイッチ回路２８２はオン状態となる。その結果、リファレンス電圧発生回路２３の電圧出力ノードＮ231 が接地され、入力回路２１への駆動電圧の供給が停止され、レーザダイオードＬＤの発光が強制的に停止される。
【００６３】
本第４の実施形態によれば、上述した第２の実施形態の効果に加えて、より安全な発光制御を行える利点がある。
【００６４】
なお、上述した第１〜第４の実施形態においては、バイポーラトランジスタを適用した回路について説明したが、絶縁ゲート型、あるいは接合型の電界効果トランジスタについても本発明が適用できることはいうまでもない。
【００６５】
また、発光素子としてレーザダイオードを例に説明したが、ＬＥＤの駆動回路の場合も同様に構成され、同様の効果を得ることができる。
【００６６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、カレントミラー回路の定電流源用のトランジスタが不要となり、大変調電流設定時でも飽和することがなく、低電源電圧下においても発光素子が必要とする順方向電圧を保持しつつ、所望の定電流（変調電流）を設定できる。
さらに、発光素子の駆動はトランジスタの差動回路で行うので、高速にかつ安定な動作を実現できる。
【００６７】
また、本発明によれば、ダミー回路を設け、このダミー回路の出力電圧とリファレンス電圧を比較して帰還制御するようにしたので、プロセスばらつき、温度変化、電源変動に対してさらに安定かつ精度の良い電流設定比を確保することができる。
【００６８】
さらに、シャットダウン回路を設けたので、より安全な発光制御を行える利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第２の実施形態を示す回路図である。
【図３】本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第３の実施形態を示す回路図である。
【図４】本発明に係るレーザダイオード用駆動回路の第４の実施形態を示す回路図である。
【図５】従来のレーザダイオード用駆動回路の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
２０…レーザダイオード用駆動回路、２１…入力回路、Ｑ211 〜Ｑ214 …ｎｐｎ型トランジスタ、Ｒ211 〜Ｒ216 …抵抗素子、２２…差動出力回路、Ｑ221 ，Ｑ222 …ｎｐｎ型トランジスタ、Ｒ221 …電流／電圧変換素子としての抵抗素子、２３…リファレンス電圧発生回路、Ｉ231 …電流源、Ｒ231 …抵抗素子、２４…比較回路、ＯＰ241 …オペアンプ、２５…定電流設定用可変電圧供給回路、Ｑ251 ，Ｑ252 …ｎｐｎ型トランジスタ，Ｒ251 …抵抗素子、Ｃ251 …キャパシタ、２６…ダミー回路、Ｑ261 …ｎｐｎ型トランジスタ、Ｒ261 …抵抗素子、２７，２８…シャットダウン回路、２７１，２８１…検出回路、２７２，２８２…スイッチ回路。
Claims (7)
- 発光するために所定の順方向電圧を必要とする発光素子の駆動回路であって、
第１および第２の電流入出力端子を有し、制御端子への供給信号レベルに応じて当該第１および第２の電流入出力端子間に流れる電流量が調整可能で、互いの第１の電流入出力端子同士が接続された第１および第２のトランジスタと、当該第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点と基準電位間に接続された電流／電圧変換素子とを有し、上記第１のトランジスタの第２の電流入出力端子と電源電圧源との間に上記発光素子が接続され、上記第２のトランジスタの第２の電流入出力端子が電源電圧源に接続された差動出力回路と、
相補的な第１のレベルと第２のレベルをとる第１および第２の駆動信号を受けて、供給される駆動電圧のレベルに応じたレベルの第１および第２の差動信号を上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路であり、第３および第４のトランジスタを有し、上記第１の駆動信号が第１のレベルで上記第２の駆動信号が第２のレベルのとき上記第３のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第４のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１のトランジスタをオンさせ、第２のトランジスタをオフさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給し、上記第１の駆動信号が第２のレベルで上記第２の駆動信号が第１のレベルのとき上記第４のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第３のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１トランジスタをオフさせ、第２のトランジスタをオンさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路と、
リファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成回路と、
上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点の電位と上記リファレンス電圧とを比較し、上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より大きいときはレベルを上げ、上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より小さいときはレベルの下げた信号を出力する比較回路と、
上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より大きいときで上記比較回路からレベルを上げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが低くなるように調整し、上記接続点の電位が上記リファレンス電圧より小さいときで上記比較回路からレベルを下げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが高くなるように調整した電圧を生成し、生成した電圧を上記入力回路に上記駆動電圧として供給する可変電圧供給回路と
を有する発光素子の駆動回路。 - 上記電流／電圧変換素子は抵抗素子である
請求項１記載の発光素子の駆動回路。 - 上記リファレンス電圧生成回路は、電源電圧源と基準電位との間に直列に接続された電流源および抵抗素子からなり、この抵抗素子の抵抗値は、上記電流／電圧変換素子としての抵抗素子の抵抗値Ｒのｎ（ただしｎは自然数）倍に設定されている
請求項２記載の発光素子の駆動回路。 - 発光するために所定の順方向電圧を必要とする発光素子の駆動回路であって、
第１および第２の電流入出力端子を有し、制御端子への供給信号レベルに応じて当該第１および第２の電流入出力端子間に流れる電流量が調整可能で、互いの第１の電流入出力端子同士が接続された第１および第２のトランジスタと、当該第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点と基準電位間に接続された電流／電圧変換素子とを有し、上記第１のトランジスタの第２の電流入出力端子と電源電圧源との間に上記発光素子が接続され、上記第２のトランジスタの第２の電流入出力端子が電源電圧源に接続された差動出力回路と、
相補的な第１のレベルと第２のレベルをとる第１および第２の駆動信号を受けて、供給される駆動電圧のレベルに応じたレベルの第１および第２の差動信号を上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路であり、第３および第４のトランジスタを有し、上記第１の駆動信号が第１のレベルで上記第２の駆動信号が第２のレベルのとき上記第３のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第４のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１のトランジスタをオンさせ、第２のトランジスタをオフさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給し、上記第１の駆動信号が第２のレベルで上記第２の駆動信号が第１のレベルのとき上記第４のトランジスタに流れる電流が増大し、上記第３のトランジスタに流れる電流が減少し、上記差動出力回路の第１トランジスタをオフさせ、第２のトランジスタをオンさせる上記第１および第２の差動信号を上記第１および第２のトランジスタの制御端子にそれぞれ供給する入力回路と、
リファレンス電圧を生成するリファレンス電圧生成回路と、
上記駆動電圧を受けて上記差動出力回路の第１および第２のトランジスタの第１の電流入出力端子同士の接続点の電位と略同値の比較電圧を生成可能なダミー回路と、
上記ダミー回路で生成された比較電圧とリファレンス電圧とを比較し、上記比較電圧が上記リファレンス電圧より大きいときはレベルを上げ、上記比較電圧が上記リファレンス電圧より小さいときはレベルの下げた信号を出力する比較回路と、
上記比較電圧が上記リファレンス電圧より大きいときで上記比較回路からレベルを上げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが低くなるように調整し、上記比較電圧が上記リファレンス電圧より小さいときで上記比較回路からレベルを下げる信号が出力されたときは上記第１および第２の差動信号のレベルが高くなるように調整した電圧を生成し、生成した電圧を上記入力回路およびダミー回路に上記駆動電圧として供給する可変電圧供給回路と
を有する発光素子の駆動回路。 - 上記ダミー回路は、第１および第２の電流入出力端子を有し、制御端子への供給信号レベルに応じて当該第１および第２の電流入出力端子間に流れる電流量が調整可能で、上記制御端子に上記駆動電圧が供給されるダミー用トランジスタと、当該ダミー用トランジスタの第１の電流入出力端子と基準電位との間に接続された電流／電圧変換素子とを有する
請求項４記載の発光素子の駆動回路。 - 上記差動出力回路およびダミー回路の電流／電圧変換素子は抵抗素子からなり、ダミー回路の抵抗素子の抵抗値は差動出力回路の抵抗素子の抵抗値Ｒのｍ（ただしｍは自然数）倍に設定され、
かつ、上記ダミー回路のダミー用トランジスタのサイズが上記差動出力回路の第１のトランジスタのサイズの１／ｍに設定されている
請求項５記載の発光素子の駆動回路。 - 上記リファレンス電圧生成回路は、電源電圧源と基準電位との間に直列に接続された電流源および抵抗素子からなり、この抵抗素子の抵抗値は、上記電流／電圧変換素子としての抵抗素子の抵抗値Ｒのｎ（ただしｎは自然数）倍に設定されている
請求項６記載の発光素子の駆動回路。
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