JP4138243B2 - プログラマブル線形受信機 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、通信に係わる。より詳細には、本発明は新規かつ改良されたプログラマブル線形受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
高性能の受信機の設計は、様々な設計の制約により挑戦されている。まず、高性能は多くの応用で要求されている。高性能は、能動素子の線形性（例えば増幅器、ミキサ等）及び受信機の雑音指数により説明される。第２に、セルラ通信システムのようないくつかの応用では、電力消費は受信機の携帯性故に重要な検討事項である。一般に、高性能及び高効率性は矛盾する設計検討事項である。
【０００３】
能動素子は以下の送信関数を有する。
【０００４】
ｙ（ｘ）＝ａ₁・ｘ＋ａ₂・ｘ²＋ａ₃・ｘ³＋（より高い次数の項）…（１）
ここで、ｘは入力信号、ｙ（ｘ）は出力信号、ａ₁、ａ₂、ａ₃は能動素子の線形性を定義する係数である。簡単化のため、より高い次数（例えば３次以上の項）は省略している。理想的な能動素子では、係数ａ₂、ａ₃は０．０で、出力信号はａ₁によりスケールされた単なる入力信号である。しかしながら、すべての能動素子は係数係数ａ₂、ａ₃により量子化されたいくらかの非線形性を経る。係数ａ₂は３次非線形性量である。
【０００５】
ほとんどのシステムは所定の帯域幅及び中心周波数を有する入力ＲＦ信号で動作する狭い帯域のシステムである。一般に、入力ＲＦ信号は周波数スペクトラムを通じて配置された他のスプリアス信号から構成される。能動素子内の非線形性はスプリアス信号の相互変調を起こし、信号帯域に落ち込む積を生じる。
【０００６】
２次非線形性（例えばｘ²の項で生じる）の影響は、通常注意深い設計方法をとることにより減少あるいは減殺され得る。２次非線形性は、合計で積及び異なる周波数を生じさせる。一般に、帯域内２次積を生じさせ得るスプリアス信号は、信号帯域から大きく離れて位置し、容易にフィルタリングできる。しかしながら、３次非線形性はより問題を含んでいる。３次非線形性に対して、スプリアス信号ｘ＝ｇ₁・ｃｏｓ（ｗ₁ｔ）＋ｇ₂・ｃｏｓ（ｗ₂ｔ）は、周波数（２ｗ₁−ｗ₂）及び（２ｗ₂−ｗ₁）で積を生成する。従って、近隣帯域のスプリアス信号（フィルタリングするのが困難である）は、帯域内に落ち、受信信号の低下を引き起こす３次相互変調積を生成し得る。この問題を解決するため、３次積の振幅はｇ₁・ｇ₂ ²及びｇ₁ ²・ｇ₂によりスケールされる。従って、スプリアス信号の振幅のすべての倍加は、３次積の振幅の８倍の増加を生じさせる。他の方法を検討すると、入力ＲＦ信号のすべての１ｄＢの増加により出力ＲＦ信号が１ｄＢ増加するが、３次積が３ｄＢ増加する。
【０００７】
受信機（あるいは能動素子）の線形性は、入力連関３次切片点（ＩＩＰ３により特徴化される。一般に、出力ＲＦ信号及び３次相互変調積は、入力ＲＦ信号に対してプロットされる。入力ＲＦ信号が増加すると、ＩＩＰ３は理論上好ましい出力ＲＦ信号及び３次積の振幅が等しくなる場合の点である。ＩＩＰ３は、能動素子がＩＩＰ３点に到達する前に圧縮するため、外挿値である。
【０００８】
多くの能動素子が縦続接続されている受信機では、能動素子の最初の段からｎ番目の段までの受信機のＩＩＰ３は以下により計算され得る。
【０００９】
【数１】

【００１０】
ここで、ＩＩＰ３_nは、能動素子の最初の段からｎ番目の段までの入力連関３次切片点であり、ＩＩＰ３_n-1は最初の段から（ｎ−１）番目の段までの入力連関３次切片点、Ａｖ_nはｎ番目の段のゲイン、ＩＩＰ３_dnはｎ番目の入力連関３次切片点であり、すべての項はデシベル（ｄＢ）で与えられる。等式（２）の計算は、受信機内の次の段に対して順次実行され得る。
【００１１】
等式（２）から、受信機の縦続のＩＩＰ３を改良する一つの方法は、最初の非線形性能動素子の前のゲインをより低くすることであることが分かる。しかしながら、各能動素子はまた信号品質を低下させる熱雑音を発生する。雑音レベルは一定に維持されるため、この品質低下はゲインがより低くなり、信号振幅が減少するほど増加する。この低下量は以下に与えられる能動素子の雑音指数（ＮＦ）により測定される。
【００１２】
ＮＦ_d＝ＳＮＲ_in−ＳＮＲ_out …（３）
ここで、ＮＦ_dは能動素子の雑音指数、ＳＮＲ_inは入力ＲＦ信号の能動素子への信号対雑音比、ＳＮＲ_outは能動素子からの出力ＲＦ信号の信号対雑音比であり、ＮＦ_d、ＳＮＲ_in、ＳＮＲ_outはすべてデシベル（ｄＢ）で与えられる。縦続接続された複数の能動素子から構成される受信機にとって、能動素子の最初の段からｎ番目の段までの受信機の雑音指数は以下により計算される。
【００１３】
【数２】

【００１４】
ここで、ＮＦ_nは最初の段からｎ番目の段までの雑音指数、ＮＦ_n-1は最初の段からｎ−１番目の段までの雑音指数、ＮＦ_dnはｎ番目の段の雑音指数、Ｇn-1は最初の段からｎ−１番目の段までのｄＢでの積算ゲインである。等式（４）に示すように、能動素子のゲインは次の段の雑音指数に影響を与える。等式（２）におけるＩＩＰ３の計算と同様に、等式（４）の雑音指数の計算は受信機の次の段に対して順次行うことができる。
【００１５】
受信機は、セルラ通信システム及び高精細テレビ（ＨＤＴＶ）のような多くの通信応用に用いられる。代表的なセルラ通信システムは、符号分割多重接続（ＣＤＭＡ）通信システム、時分割多重接続（ＴＤＭＡ）通信システム、及びアナログＦＭ通信システムを含む。多重接続通信システムにおけるＣＤＭＡ技術の利用は、“衛星又は地上中継器を用いるスペクトル拡散多元接続通信システム”と題する米国特許第４，９０１，３０７号及び“ＣＤＭＡセルラ電話システムにおいて信号波形を発生させるためのシステム及びその発生方法”と題する米国特許第５，１０３，４５９号に開示されており、本発明の譲受人に譲渡されており、参考のためにここに組み込まれている。代表的なＨＤＴＶシステムは、米国特許番号第５，５４２，１０４号、第５，１０７，３４５号及び第５，０２１，８９１号に開示され、すべて“適応ブロックサイズ画像圧縮方法及びシステム”と題され、また“相互フレームビデオエンコード及びデコードシステム”と題された米国特許番号第５，６７６，７６７号に開示され、これら４つすべての特許は本発明の譲受人に譲渡されており、参考のためにここに組み込まれている。
【００１６】
セルラ応用では、同一の地理的有効範囲内で動作する１よりも多くの通信システムを有する点で共通する。さらに、これらシステムは同一あるいは近い周波数帯で動作し得る。このことが生じる時、１つのシステムからの送信が他のシステムの受信信号の低下を生じさせ得る。ＣＤＭＡは、各ユーザに全体で１．２２８８ＭＨｚの信号帯域幅を超える送信電力で拡散する拡散スペクトラム通信システムである。ＦＭベースの送信のスペクトル応答はより中心周波数に集中し得る。従って、ＦＭベースの送信は、割り当てられたＣＤＭＡ帯域内で見られる妨害が生じ、受信ＣＤＭＡ信号に非常に近い。さらに、妨害の振幅はＣＤＭＡ信号のそれよりも何倍も大きくなり得る。これら妨害は、ＣＤＭＡシステムの性能を低下させ得る３次相互変調積を生じさせ得る。
【００１７】
一般に、妨害により生じた相互変調積による低下を最小化するため、受信機は高いＩＩＰ３を有するよう設計されている。しかしながら、高いＩＩＰ３受信機として設計する場合、受信機内の能動素子が高いＤＣ電流でバイアスされる必要があり、その結果多大な電力量を消費する。この設計のアプローチは、受信機が携帯ユニットで電力が制限されているセルラ応用にとって特に好ましくない。
【００１８】
高いＩＩＰ３の要求に対処すべく、従来いくつかの技術が用いられている。そのような１つの技術であってまた電力消費の最小化を試みる技術は、並列接続された複数の増幅器を有するゲイン段を実装し、より高いＩＩＰ３の要求を満たす増幅器を選択的に可能とすることである。この技術は“高効率かつ高い線形性を有する二重モード増幅器”と題された１９９７年４月１７日付米国特許出願第０８／８４３，９０４号に開示され、本発明の譲受人に譲渡され、参考のためにここに組み込まれている。他の技術は、受信ＲＦ信号電力を測定し、ＲＦ信号電力の振幅に基づいて増幅器のゲインを調整する技術である。この技術は、“干渉に対する受信機電力免疫（immunity）を増加させる方法及び装置”と題された１９９６年９月３０日付米国特許出願第０８／７２３，４９１号に詳細に開示され、本発明の譲受人に譲渡され、参考のためにここに組み込まれている。これら技術はＩＩＰ３の性能を改善するが、効率的に電力消費を低減するものでも回路の複雑さを最小にするものでもない。
【００１９】
従来技術の受信機構造の代表的なブロック図を図２に示す。受信機１１００内では、送信されたＲＦ信号はアンテナ１１１２で受信され、送受切換器１１１４を介してルーティングされ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１１６に提供される。ＬＮＡ１１１６はＲＦ信号を増幅し、バンドパスフィルタ１１１８に信号を提供する。バンドパスフィルタ１１１８は次の段で相互変調積を生じさせ得るスプリアス信号のいくつかを除去するため、信号をフィルタリングする。フィルタリングされた信号は、局所オシレータ１１２２からの正弦波を有する中間周波数（ＩＦ）に信号をダウンコンバートするミキサ１１２０に提供される。ＩＦ信号は、スプリアス信号と、その後のダウンコンバート段に先立ってダウンコンバートされた積をフィルタするバンドパスフィルタ１１２４に提供される。フィルタされたＩＦ信号は、必要な振幅でＩＦ信号を提供するため可変ゲインで信号を増幅する自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器１１２６に提供される。ゲインは、ＡＧＣ制御回路１１２８からの制御信号により制御される。ＩＦ信号は復調器１１３０に提供される。復調器１１３０は、送信機で用いられる変調フォーマットに従って信号を復調する。複位相変調（ＢＰＳＫ）、１／４位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）、オフセット１／４位相シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ）、クアドラチュア振幅変調（ＱＡＭ）のようなデジタル送信では、デジタル復調器はデジタルベースバンドデータを提供するのに用いられる。ＦＭ送信では、ＦＭ復調器がアナログ信号を提供するのに用いられる。
【００２０】
受信機１１００は、ほとんどの受信機で必要とされる基本的な機能から構成される。しかしながら、増幅器１１１６及び１１２６、バンドパスフィルタ１１１８及び１１２４、並びにミキサ１１２０は特定の応用のために受信機の性能を最適化するのに再配置可能である。この受信機構造では、高いＤＣバイアス電流で能動素子をバイアスすることにより、及び／又は増幅器１１２６のゲインを制御することにより、高いＩＩＰ３が提供される。
【００２１】
この受信機構造はいくつかの欠点を有する。まず、能動素子は、一般に高いＤＣ電流にバイアスされて最も高い必要ＩＩＰ３を提供する。このことは、ほとんどの時間では高いＩＩＰ３は必要でないにもかかわらず、すべての時間で高いＩＩＰ３動作点で受信機１１００を操作することの結果である。第２に、前述の米国特許第５，０９９，２０４号にも開示されているように、高いＩＩＰ３はＡＧＣ増幅器１１２６のゲインを調整することにより改良可能である。しかしながら、増幅器１１２６のゲインを下げることは受信機１１００の雑音指数を落とすこととなり得る。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、電力消費が減少するシステムの性能の必要レベルを提供する新規かつ改良されたプログラマブル線形受信機である。代表的な実施形態では、受信機は減衰器、少なくとも１段の固定ゲイン増幅器、ミキサ及び復調器からなる。各増幅器は、パッド及びスイッチからなるバイパス信号パスを有する。代表的な実施形態では、増幅器及びミキサはＩＩＰ３動作点がバイアス制御信号でそれぞれ可変な能動素子から構成される。代表的な実施形態では、必要なＡＧＣは減衰器、増幅器及びパッド、並びに復調器により提供される。
【００２３】
本発明の目的は、受信機からの出力信号の測定された非線形性に基づき電力消費を最小化するプログラマブル線形受信機を提供することにある。代表的な実施形態では、非線形性の量は受信信号強度インジケータ（ＲＳＳＩ）勾配法により測定される。ＲＳＳＩ勾配は、入力信号の変化に対する出力信号プラス相互変調の変化の比である。代表的な実施形態では、入力信号レベルは所定のレベルだけ周期的に増加し、受信機からの出力信号が測定される。出力信号は、所望の信号と、受信機内の非線形性からの相互変調積から構成される。受信機が線形動作する時、出力信号レベルは入力信号レベルがｄＢ増加するとともにｄＢ増加する。しかしながら、受信機が非線形領域に入ると、非線形性による相互変調積が所望の信号よりも速く増加する。ＲＳＳＩ勾配を検出することにより、非線形性による低下量は決定され得る。そして、この情報は、電力消費を最小化する一方で性能の必要レベルを提供するため、増幅器及びミキサのＩＩＰ３動作点を調整するのに用いられる。非線形性の量は、チップ当たりエネルギー対雑音比（Ｅ_ｃ／Ｉ_０）のような他の測定技術により見積もることもできる。
【００２４】
本発明の他の目的は、受信機の動作モードに基づく電力消費を最小化するプログラマブル線形受信機を提供することである。受信機の各動作モードは、特有の性質（例えばＣＤＭＡ、ＦＭ）を有する入力信号で動作可能で、各動作モードは異なる動作要求を有する。代表的な実施形態では、受信機内のコントローラは、動作モードと、要求される動作を提供するための受信機内の関連する設定を知っている。例えばＣＤＭＡモードは高いＩＩＰ３動作点を必要とし、従って能動素子はＣＤＭＡモードで受信機が動作している時にバイアスされる。対照的に、ＦＭモードはより線形性要求が緩やかで、受信機がＦＭモードで動作しているとき、より低いＩＩＰ３動作点にバイアスされる。
【００２５】
さらに他の本発明の目的は、受信機内の様々な段での測定信号レベルに基づく電力消費を最小化するプログラマブル線形受信機を提供することである。信号の電力レベルを測定すべく、電力検出器が選択された構成要素の出力に接続され得る。そして、所定の非線形性レベルを超えて動作するいずれの構成要素のＩＩＰ３動作点をも調整するのに用いられる。
【００２６】
本発明の上述した、またさらなる特徴点、対象、及び利点は、図面を考慮すると、以下に示す本発明の実施形態の詳細な説明からさらに明らかになるであろう。図面では、同様の参照符号が同様であると識別される。
【００２７】
【発明の実施の形態】
本発明の受信機は、システムの性能の必要レベルを提供し、能動素子のＤＣバイアスを制御することにより電力消費を最小化する。本発明は、以下で詳細に説明される３つの実施形態のうちの１つを用いて実行される。第１の実施形態では、受信機の出力での非線形性の量が測定され、受信機内の増幅器やミキサのような能動素子のＩＩＰ３動作点を設定するのに用いられる。第２の実施形態では、能動素子のＩＩＰ３動作点は受信機の動作モードに基づいた予想受信信号レベルに従って設定される。そして第３の実施形態では、能動素子のＩＩＰ３動作点は受信機内の様々な段で測定された信号レベルに従って設定される。
【００２８】
本発明では、ＡＧＣ機能が、バイアス制御回路に接続され動作するＡＧＣ制御回路により提供される。能動素子のＩＩＰ３動作点は信号の振幅に依存する非線形性の測定量に従って設定される。同様に、信号振幅は、受信機のゲイン設定に依存する。本発明では、ＡＧＣ及びバイアス制御が統合手法で操作され、電力消費を最小化する一方、特定のＡＧＣ範囲で線形性の必要レベルを提供する。
【００２９】
Ｉ．受信機の構造
本発明の代表的な受信機構造のブロック図が図２に示される。受信機１２００内では、送信されたＲＦ信号はアンテナ１２１２により受信され、送受切換器１２１４を介してルーティングされ、減衰器１２１６に提供される。減衰器１２１６はＲＦ信号を減衰させ、必要な振幅の信号を提供し、減衰信号をＲＦプロセッサ１２１０に提供する。ＲＦプロセッサ１２１０内では、減衰信号はパッド１２２２ａと低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２２０ａに提供される。ＬＮＡ１２２０ａはＲＦ信号を増幅し、増幅信号をバンドパスフィルタ１２２６に提供する。パッド１２２２ａは所定レベルの減衰を提供し、スイッチ１２２４ａに直列接続する。スイッチ１２２４ａは、ＬＮＡ１２２０ａのゲインが必要でない時にＬＮＡ１２２０ａの周囲の迂回路を提供する。バンドパスフィルタ１２２６は信号をフィルタし、スプリアス信号を除去する。スプリアス信号は、相互変調積を次の信号処理段で生じさせる。フィルタされた信号はパッド１２２２ｂ及び低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２２０ｂに提供される。ＬＮＡ１２２０ｂはフィルタされた信号を増幅し、その信号をＲＦ／ＩＦプロセッサ１２４８に提供する。パッド１２２２ｂは所定レベルの減衰を提供し、スイッチ１２２４ｂに直列接続する。スイッチ１２２４ｂは、ＬＮＡ１２２０ｂのゲインが必要でないときにＬＮＡ１２２０ｂの周囲に迂回路を提供する。ＲＦ／ＩＦプロセッサ１２４８内では、ミキサ１２３０は局所オシレータ（ＬＯ）１２２８からの正弦波で信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートする。ＩＦ信号は、スプリアス信号と帯域外ダウンコンバージョン積を濾波するバンドパスフィルタ１２３２に提供される。好ましい実施形態では、フィルタされたＩＦ信号は、ゲイン制御信号により調整される可変ゲインで信号を増幅する電圧制御増幅器（ＶＧＡ）１２３４に提供される。増幅器１２３４は、システムの要求により固定ゲイン増幅器としても実行され、これは本発明の範囲内である。増幅されたＩＦ信号は、送信機（図示せず）により用いられる変調フォーマットに従って信号を復調する復調器１２５０に提供される。ＲＦプロセッサ１２１０及びＲＦ／ＩＦプロセッサ１２４８はフロントエンドとして集合的に参照される。
【００３０】
クアドラチュア変調された信号（例えばＱＰＳＫ、ＯＱＰＳＫ及びＱＡＭ）の復調に用いられる代表的な復調器１２５０のブロック図は図４に示される。代表的な実施形態では、復調器１２５０は２次抽出バンドパス復調器として実装される。ＩＦ信号は、ＣＬＫ信号により決定される高サンプリング周波数で信号を量子化するバンドパスシグマデルタアナログ対デジタルコンバータ（ΣΔＡＤＣ）に提供される。ΣΔＡＤＣの代表的な設計は、“シグマ−デルタアナログ対デジタルコンバータ”と題された１９９７年９月１２日付米国特許出願第０８／９２８，８７４号に詳細に説明され、本発明の譲受人に譲渡されている。受信機内のΣΔＡＤＣの使用は、“シグマ−デルタアナログ対デジタルコンバータを有する受信機”と題された１９９７年１２月９日付米国特許出願第０８／９８７，３０６号に詳細に説明され、本発明の譲受人に譲渡され、参考のためここに組み込まれている。量子化された信号は、信号をフィルタし、デシメートするフィルタ１４１２に提供される。フィルタされた信号は、乗算器１４１４ａ及び１４１４ｂに提供される。乗算器１４１４ａ及び１４１４ｂは、局所オシレータ（ＬＯ２）１４２０及び位相シフタ１４１８からの同相及びクアドラチュアの正弦曲線でベースバンドに信号をそれぞれダウンコンバートする。位相シフタ１４１８は、クアドラチュア正弦波に対して９０°の位相ずれを提供する。ベースバンドＩ及びＱの信号は、信号をフィルタしＩ及びＱデータを提供するローパスフィルタ１４１６ａ及び１４１６ｂにそれぞれ提供される。図２のベースバンドデータは図４のＩ及びＱデータからなる。代表的な実施形態では、フィルタ１４１２及び／又はローパスフィルタ１４１６はまた、復調器１２５０が様々な振幅でベースバンドデータを提供できるように信号のスケーリングを提供する。復調器１２５０の他の実装は、ＱＰＳＫ変調された波形の復調を実行するために設計されており、これは本発明の範囲内である。
【００３１】
図２に戻って参照すると、受信機１２００はほとんどの受信機に必要な基本的機能から構成される。しかしながら、減衰器１２１６、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂ、バンドパスフィルタ１２２６及び１３３２、並びにミキサ１２３０は特定の応用のための受信機１２００の動作を最適化するために再整理され得る。例えば、減衰器１２１６は、雑音指数性能を改良するためにＬＮＡ１２２０ａ及びバンドパスフィルタ１２２６の間に配置される。さらに、バンドパスフィルタは最初の増幅段の前で好ましくないスプリアス信号を除去するため、ＬＮＡ１２２０ａの前に挿入され得る。ここで示した機能の異なる配置が考えられ、これは本発明の範囲内である。さらに、ここに示した機能の、当該技術に知られた他の受信機の機能と関連づけられた他の配置も考えられ、これは本発明の範囲内である。
【００３２】
本発明では、減衰器１２１６、スイッチ１２２４ａ及び１２２４ｂ及び復調器１２５０は、増幅器１２３４からのＩＦ信号が必要な振幅であるようにＡＧＣ制御回路１２６０により制御される。ＡＧＣの機能は以下に詳細に説明される。代表的な実施形態では、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂは固定ゲイン増幅器である。ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂ及びミキサ１２３０は最小の電力消費で必要な線形性の動作が達成されるようにこれら能動素子のＤＣバイアス電流及び／又は電圧を調整するために、バイアス制御回路１２８０により制御される。可変ＩＩＰ３バイアス制御機構は以下に詳細に説明される。
【００３３】
本発明の受信機構造は、セルラ電話及びＨＤＴＶ応用を含む様々な応用に用いられるように適用され得る。セルラ電話では、受信機１２００はパーソナル通信システム（ＰＣＳ）帯域あるいはセルラ帯域で動作するＣＤＭＡ通信システムにおいて用いられるように適用され得る。
【００３４】
二重帯域（ＰＣＳ及びセルラ）及び二重モード（ＣＤＭＡ及びＡＭＰＳ）をサポートする代表的な受信機のブロック図は図３に示される。ＰＣＳ帯域は６０ＭＨｚの帯域幅、１９００ＭＨｚの中心周波数を有する。セルラ帯域は２５ＭＨｚの帯域幅で９００ＭＨｚの中心周波数を有する。各帯域は特定のＲＦバンドパスフィルタを必要とする。従って、２つのＲＦプロセッサが２つの帯域に対して用いられる。
【００３５】
受信機１３００は受信機１２００（図２参照）内のように、同一の構成要素が複数で構成されている。アンテナ１３１２、送受切換器１３１４及び減衰器１３１６は受信機１２００内のアンテナ１２１２、送受切換器１２１４及び減衰器１２１６と同一である。減衰器１３１６からの減衰信号はＲＦプロセッサ１３１０ａ及び１３１０ｂに提供される。ＲＦプロセッサ１３１０ａはセルラ帯域で動作するよう設計され、ＲＦプロセッサ１３１０ｂはＰＣＳ帯域で動作するよう設計されている。ＲＦプロセッサ１３１０ａは受信機１２００内のＲＦプロセッサ１２１０と同一である。ＲＦプロセッサ１３１０ａは、段間に配置されたバンドパスフィルタ１３２６に縦続接続された低雑音増幅器（ＬＮＡ）１３２０ａ及び１３２０ｂの２つの段からなる。各ＬＮＡ１３２０はパッド１３２２及びスイッチ１３２４からなる平行信号パスを有する。ＲＦプロセッサ１３１０ｂは、ＬＮＡ１３２１ａ及び１３２１ｂ並びにバンドパスフィルタ１３２７がＰＣＳ帯域で動作するよう設計されている点を除いてＲＦプロセッサ１３１０ａと同一である。ＲＦプロセッサ１３１０ａ及び１３１０ｂからの出力は、マルチプレクサ（ＭＵＸ）１３４６に提供される。マルチプレクサ１３４６は、コントローラ１３７０からの制御信号に従って所望の信号を選択する（簡単のため図３には示さない）。ＭＵＸ１３４６からのＲＦ信号は、図２に示すＲＦ／ＩＦプロセッサ１２４８と同一のＲＦ／ＩＦプロセッサ１３４８に提供される。プロセッサ１３４８からのＩＦ信号は遠隔送信機（図示せず）で用いられる変調フォーマットに従って信号を復調する復調器（ＤＥＭＯＤ）１３５０に提供される。図３に示す復調器１３５０、ＡＧＣ制御回路１３６０、バイアス制御回路１３８０及び非線形測定回路１３９０は、図２に示す復調器１２５０、ＡＧＣ制御回路１２６０、バイアス制御回路１２８０及び非線形測定回路１２９０とそれぞれ同一である。
【００３６】
コントローラ１３７０はＡＧＣ制御回路１３６０、バイアス制御回路１３８０及びＭＵＸ１３４６に接続され、これら回路の動作を制御する。コントローラ１３７０はマイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、あるいはここで述べる機能を実行するようプログラムされたデジタル信号プロセッサとして実装され得る。コントローラ１３７０はまた、受信機１３００及び関連する制御信号の動作モードを記憶するメモリ記憶要素からなる。
【００３７】
図２を参照すると、セルラ電話の応用に特に適用される受信機１２００の代表的な設計は以下に詳細に与えられる。代表的な実施形態では、減衰器１２１６は２０ｄＢの減衰範囲を有し、０．２ｄＢから−２０ｄＢまでの減衰を提供する。減衰器１２１６は、その実装は当該技術で知られた一対のダイオードや電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いて設計され得る。代表的な実施形態では、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂはそれぞれ１３ｄＢの固定ゲインを有する。ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂは市販品のモノリシックＲＦ増幅器あるいはディスクリート設計された増幅器でよい。ＬＮＡ１２２０の代表的なディスクリート設計は以下に詳細に与えられる。代表的な実施形態では、パッド１２２２ａ及び１２２２ｂは５ｄＢの減衰を提供し、当該技術で知られた手法で抵抗器を用いて実装され得る。代表的な実施形態では、バンドパスフィルタ１２２６は、セルラ帯域の全体の帯域幅である２５ＭＨｚの帯域幅を有する表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタであり、およそ９００ＭＨｚが中心周波数である。
【００３８】
代表的な実施形態では、バンドパスフィルタ１２３２はまた、ＣＤＭＡシステムの帯域幅である１．２２８８ＭＨｚの帯域幅を有し、およそ１１６．５ＭＨｚの中心周波数である。ミキサ１２３０は能動ミキサであり、モトローラＭＣ１３１４３、あるいは当該技術で知られた手法で設計された他の能動ミキサのような市販品のミキサでよい。ミキサ１２３０はまた、ダブルバランスダイオードミキサのような受動素子で実装されてもよい。増幅器１２３４はモノリシック増幅器でもよく、あるいはディスクリート構成で設計された増幅器でもよい。代表的な実施形態では、増幅器１２３４は４０ｄＢのゲインを提供するように設計される。
【００３９】
代表的な実施形態では、復調器１２５０を除く受信機１２００の全ゲイン範囲は＋５１ｄＢから−５ｄＢである。このゲイン範囲は、バンドパスフィルタ１２２６についての代表的な挿入損失−３ｄＢ、ミキサ１２３０についての挿入損失＋１ｄＢ、及びバンドパスフィルタ１２３２にてついての挿入損失−１３ｄＢを仮定している。ＣＤＭＡへの応用については、８０ｄＢのＡＧＣ範囲がパス損失、フェージング状況及び妨害を適正処理するのに典型的に必要である。代表的な実施形態では、減衰器１２１６、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂ並びにパッド１２２２ａ及び１２２２ｂにより提供されるＡＧＣ範囲は５６ｄＢである。代表的な実施形態では、ＡＧＣ範囲の残留２４ｄＢが復調器１２５０及び／又は増幅器１２３４に提供される。復調器１２５０内では（図４参照）、ＡＤＣ１４１０はアナログ波形を量子化し、次のデジタル信号処理ブロックにデジタル値を提供する。代表的な実施形態では、ＡＤＣ１４１０に対する必要な分割は４ビットである。代表的な実施形態では、付加的な分割の６ビットは、未だフィルタされていない妨害に対するヘッドルームを提供する。ＡＤＣ１４１０は１０ビットよりも大きな分割を提供するように設計されてもよい。１０を超えるそれぞれの付加的なビットは６ｄＢのゲイン制御を提供するのに用いられ得る。幸い、高いＣＤＭＡ信号レベルで、帯域外妨害レベルはＣＤＭＡ信号より高い＋７２ｄＢで持続することができない。従って、ＣＤＭＡ信号が強い時、妨害は妨害ヘッドルームに対する６ビットよりも小さい分割を必要とする。代表的な実施形態では、復調器１２５０内で実行されるＡＧＣ機能は、ＣＤＭＡ信号が強い時、例えばＣＤＭＡ制御範囲がハイエンド（high end）の時等のみ動作する。従って、最初に妨害ヘッドルームとして保存される分割の余分なビットは、強いＣＤＭＡ信号レベルの結果として、ＡＧＣ機能として今用いられる。受信機１２００に必要な動作を提供する２次抽出バンドパスΣΔＡＤＣの設計は、上述の係属中米国出願第０８／９８７，３０６号に開示されている。
【００４０】
ＩＩ．増幅器設計
代表的なディスクリートＬＮＡ設計の概略図は図５（Ａ）に示される。ＬＮＡ１２２０内では、ＲＦ入力はＡＣ結合キャパシタ１５１２の一端に提供される。キャパシタ１５１２の他端はキャパシタ１５１４及びインダクタ１５１６の一端に接続される。キャパシタ１５１４の他端はアナログ接地に接続され、インダクタ１５１６の他端は抵抗器１５１８及び１５２０並びにトランジスタ１５４０のベースに接続される。抵抗器１５１８の他端は電源Ｖｄｃに接続され、抵抗器１５２０の他端はアナログ接地に接続される。バイパスキャパシタ１５２２はＶｄｃ及びアナログ接地に接続される。代表的な実施形態では、トランジスタ１５４０は当該技術で一般に用いられるシーメンスＢＦＰ４２０のような低雑音ＲＦトランジスタである。トランジスタ１５４０のエミッタはインダクタ１５４２の一端に接続される。インダクタ１５４２の他端は電流源１５８０に接続され、この電流源１５８０はさらにアナログ接地に接続される。トランジスタ１５４０のコレクタはインダクタ１５３２、抵抗器１５３４及びキャパシタ１５３６の一端に接続される。インダクタ１５３２及び抵抗器１５３４の他端はＶｄｃに接続される。キャパシタ１５３６の他端はＲＦ出力からなる。
【００４１】
ＬＮＡ１２２０内では、キャパシタ１５１２及び１５３６は、それぞれＲＦ入力及び出力信号のＡＣ結合を提供する。キャパシタ１５１４及びインダクタ１５１６は雑音整合を提供する。インダクタ１５１６及び１５３２はまたそれぞれＬＮＡ入力及び出力の整合を提供する。インダクタ１５３２はまたトランジスタ１５４０のバイアス電流のためのＤＣパスを提供する。インダクタ１５４２は線形性を改良するためのエミッタインピーダンスのデジェネレーション（degeneration）を提供する。抵抗器１５１８及び１５２０は抵抗器１５４０のベースでＤＣバイアス電圧を設定する。抵抗器１５３４はＬＮＡ１２２０のゲイン及び出力インピーダンスを決定する。電流源１５８０はＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３を決定するトランジスタ１５４０のバイアス電流を制御する。
【００４２】
代表的な電流源１５８０の概略図は図５（Ｂ）に示される。ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１５８２及び１５８４のソースはアナログ接地に接続される。ＭＯＳＦＥＴ１５８４のドレインは抵抗器１５８６の一端に接続される。抵抗器１５８６の他端はＭＯＳＦＥＴ１５８２のドレインに接続され、電流源１５８０の出力から構成される。バイパスキャパシタ１５８８は電流源１５８０の出力及びアナログ接地を横切って（across）接続される。ＭＯＳＦＥＴ１５８２のゲートはＶbias１に接続され、ＭＯＳＦＥＴ１５８２のゲートはＶbias２に接続される。
【００４３】
ＭＯＳＦＥＴ１５８２及び１５８４は、同様にＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３動作点を決定するトランジスタ１５４０にコレクタバイアス電流Ｉｃｃを提供する。ＭＯＳＦＥＴ１５８２及び１５８４のゲートはそれぞれ制御電圧Ｖbias１及びＶbias２に接続される。Ｖbias１が低い時（例えば０Ｖ）、ＭＯＳＦＥＴ１５８２はターンオフし、トランジスタ１５４０にコレクタバイアス電流Ｉｃｃを提供しない。Ｖbias１が高い場合（例えばＶｄｃに到達している）、ＭＯＳＦＥＴ１５８２はターンオンし、トランジスタ１５４０に最大コレクタバイアス電流を提供する。従って、Ｖbias１はＭＯＳＦＥＴ１５８２により提供されるコレクタバイアス電流Ｉｃｃの量を決定する。同様に、Ｖbias２はＭＯＳＦＥＴ１５８４により提供されるコレクタバイアス電流の量を決定する。しかしながら、トランジスタ１５４０のベースにおける電圧及び抵抗器１５８６の抵抗値は、ＭＯＳＦＥＴ１５８４により提供される最大コレクタバイアス電流を制限する。
【００４４】
ＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３動作対コレクタバイアス電流Ｉｃｃは図６に示される。コレクタバイアス電流におけるオクターブ増加（あるいは倍加）当たりＩＩＰ３はおよそ６ｄＢ増加することに注目する。トランジスタ１５４０のコレクタバイアス電流、ＬＮＡ１２２０のゲイン及びＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３に対する制御電圧Ｖbias１は図７に示される。ゲインはほぼ一定であることに注目する（例えばすべてのＶbias１電圧に対してほぼ１ｄＢのゲイン変動である）。また、ＩＩＰ３はコレクタバイアス電流Ｉｃｃとともに同様に変動する。従って、コレクタバイアス電流は、高いＩＩＰ３が必要でなくても、ＬＮＡ１２２０のゲインに対する効果を最小にして減少する。
【００４５】
図５（Ａ）及び（Ｂ）はＬＮＡ１２２０及び電流源１５８０の代表的な設計をそれぞれ示している。ＬＮＡ１２２０は、必要な動作を提供するため（例えばより高いゲイン、改良された雑音指数、よりよい整合）、他のトポロジーを用いて設計され得る。ＬＮＡ１２２０は、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）、酸化金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、ガリウムヒ素電界効果トランジスタ（ＧａＡｓＦＥＴ）等のような他の能動素子を用いて設計され得る。ＬＮＡ１２２０はまた当該技術で知られた手法でモノリシック増幅器として実装され得る。同様に、電流源１５８０は当該技術で知られた手法により設計されまた実装され得る。ＬＮＡ１２２０及び電流源１５８０の様々な実装は本発明の範囲内である。
【００４６】
ＩＩＩ．様々なＩＩＰ３バイアス制御
上述の通り、帯域内の相互変調積は、非線形デバイスを介してスプリアス信号により生じ得る。厳しい線形性の要求のある応用の一つは、アドバンスト移動電話システム（ＡＭＰＳ）のような他のセルラ電話システムで同じ位置に配置されたＣＤＭＡ通信システムである。他のセルラ電話システムは、ＣＤＭＡシステムの動作帯域に近い高い電力でスプリアス信号（あるいは妨害）を送信し、結果としてＣＤＭＡ受信機において高いＩＩＰ３条件を必要とする。
【００４７】
ＣＤＭＡシステムにおけるスプリアス信号阻止（rejection）要求は、以下ＩＳ−９８−Ａ規格としての“ＴＩＡ／ＥＩＡ／ＩＳ−９８−Ａ相互変調スプリアス応答減衰”における２トーンテスト及び単一トーンテストの２つの仕様により定義される。２トーンテストは図８（Ａ）に示される。２トーンはＣＤＭＡ波形の中心周波数からｆ_１＝＋９００ｋＨｚ及びｆ_２＝＋１７００ｋＨｚの位置である。２トーンは振幅が等しく、ＣＤＭＡ信号の振幅より５８ｄＢ高い。このテストはＡＭＰＳシステムからの信号のような隣接チャネルで送信されたＦＭ変調信号をシミュレートする。ＦＭ変調された信号は、ＣＤＭＡ波形における電力が１．２２８８ＭＨｚの帯域幅を超えて拡散する一方で、搬送波の電力の大きさを有する。ＣＤＭＡ信号はチャネル状況の影響をより受けず、電力制御ループにより低電力レベルで維持される。実際に、ＣＤＭＡ信号は、干渉を減少し容量を増加する動作の必要レベルにとって必要な最小電力レベルが維持される。
【００４８】
単一トーンテストは図８（Ｂ）に示される。単一トーンはＣＤＭＡ波形の中心周波数からｆ_１＝＋９００ｋＨｚの位置であり、ＣＤＭＡ信号の振幅よりも＋７２ｄＢ高い振幅を有する。
【００４９】
ＩＳ−９８−Ａに従うと、受信機の線形性はＣＤＭＡ入力電力レベル−１０１ｄＢｍ、−９０ｄＢｍ、及び−７９ｄＢｍで明確に示される。２トーンテストでは、それぞれ妨害は−４３ｄＢｍ、−３２ｄＢｍ及び−２１ｄＢｍ（＋５８ｄＢｃ）であり、帯域内の相互変調積の等価信号は−１０４ｄＢｍ、−９３ｄＢｍ、及び−８２ｄＢｍであり、入力電力レベルは−１０１ｄＢｍ、−９０ｄＢｍ、及び−７９ｄＢｍである。
【００５０】
図８（Ａ）に示すように、ｆ_１＝＋９００ｋＨｚ及びｆ_２＝＋１７００ｋＨｚでのスプリアストーン（あるいは妨害）は、（２ｆ_１−ｆ_２）＝＋１００ｋＨｚ及び（２ｆ_２−ｆ_１）＝＋２５００ｋＨｚでの３次相互変調積を生成する。＋２５００ｋＨｚでの積は次のバンドパスフィルタ１２２６及び１２３２（図２参照）により容易にフィルタされる。しかしながら、＋１００ｋＨｚでの積はＣＤＭＡ波形内に落ち、ＣＤＭＡ信号を低下させる。
【００５１】
受信機１２００の動作における低下を最小化するため、受信機１２００内の能動素子のＩＩＰ３は受信信号の非線形性の量に従って調整される。受信機１２００は２トーンの相互変調の仕様を満たすように設計される。しかしながら、実際には、妨害は受信機１２００のほんのわずかな動作時間として存在する。さらに、妨害の振幅はまれに明示した＋５８ｄＢレベルに到達する。従って、最悪の場合の妨害に対する設計をし、最悪の場合の妨害を予測した高いＩＩＰ３モードにおいて受信機１２００を操作することは、消費電力を浪費する。
【００５２】
本発明では、特にＬＮＡ１２２０ｂ及びミキサ１２３０における能動素子のＩＩＰ３は受信機１２００からの出力信号の非線形性の量に従って調整される。代表的な実施形態では、非線形性はＲＳＳＩ勾配方法により測定される。ＲＳＳＩ勾配の測定は“高いダイナミックレンジ閉ループ自動ゲイン制御回路”と題され１９９２年４月２１日に発行された米国特許第５，１０７，２２５号に詳細に説明され、本発明の譲受人に譲渡され、参考のためここに組み込まれている。図２を参照すると、バンドパスフィルタ１２３２は１．２２８８ＭＨｚの帯域幅を有し、ほとんどの妨害及び帯域外相互変調積を抑制する。帯域内に落ちる相互変調積は抑制され得ず、ＣＤＭＡ波形に付加される。増幅器１２３４からのＩＦ信号は、ＩＦ信号を処理してＩ及びＱデータからなるデジタルベースバンドデータを提供する復調器１２５０に提供される。ベースバンドデータは非線形測定回路１２９０に提供される。代表的な実施形態では、非線形測定回路１２９０は以下の等式に従った信号の電力を計算する。
【００５３】
Ｐ＝（Ｉ²＋Ｑ²）…（５）
ここで、Ｐはベースバンド信号の電力、Ｉ及びＱはＩ及びＱ信号の振幅をそれぞれ示している。電力測定値はバイアス制御回路１２８０に提供される。
【００５４】
この電力測定は、相互変調積の電力と同様に所望のベースバンドＩ及びＱ信号の電力を含む。上述したように、２次非線形性において、相互変調積は、入力信号レベルがそれぞれｄＢ増加するのに対し２ｄＢ増加する。３次非線形性において、相互変調積は、入力信号レベルがそれぞれｄＢ増加するのに対し３ｄＢ増加する。従って、相互変調量は出力信号レベルに対する入力信号レベルの変化として定義されたＲＳＳＩ勾配の測定により見積もり可能である。入力信号レベルの変化は所定の増加量（例えば０．５ｄＢ）に設定され得る。線形範囲で動作する受信機１２００において、入力信号レベルの０．５ｄＢの増加は出力信号レベルの０．５ｄＢの増加と、ＲＳＳＩ勾配１．０の増加に対応する。しかしながら、非線形性動作領域へ１あるいはそれ以上の能動素子が遷移するにつれ、ＲＳＳＩ勾配は増加する。より高いＲＳＳＩ勾配はより大きな非線形性レベルに対応する。３．０のＲＳＳＩ勾配は総圧縮で（例えば入力が増加する場合に所望の出力信号レベルで増加しない）、３次相互変調積により支配された出力で動作する受信機１２００に対応する。
【００５５】
本発明では、ＲＳＳＩ勾配は所定のＲＳＳＩしきい値に対して比較され得る。ＲＳＳＩ勾配がしきい値を超えると、適切な能動素子のＩＩＰ３は増加する。代替的には、ＲＳＳＩ勾配がＲＳＳＩ勾配よりも下であれば、ＩＩＰ３は減少する。ＲＳＳＩしきい値は、必要なビットエラーレート（ＢＥＲ）あるいはフレームエラーレート（ＦＥＲ）の推移に基づいて受信機１２００の動作中に調整され得る。ＩＩＰ３が増加する前に、ＲＳＳＩしきい値がより高くなると相互変調積のレベルがより高くなり、その結果ＢＥＲあるいはＦＥＲの推移を犠牲にして電力消費を最小化する。ＲＳＳＩしきい値はまた必要な動作のレベル（例えば１％ＦＥＲ）に対するしきい値を設定する制御ループにより調整され得る。代表的な実施形態では、ＲＳＳＩ勾配は１．２に選択される。しかしながら、他のＲＳＳＩしきい値を使用することは本発明の範囲内である。
【００５６】
本発明では、妨害の振幅を直接測定することは重要ではない。より重要なのは、相互変調積のより高いレベルの観点から、所望の信号における妨害の好ましくない影響を測定することにある。ＲＳＳＩ勾配は非線形性のレベルを測定する一つの方法である。また、非線形性のレベルは、入力信号の振幅の益々増加する変化に対する出力信号のチップ当たりエネルギーに対する雑音比（Ｅ_ｃ／Ｉ_０）の変化を計算することにより測定され得る。相互変調積は、受信機１２００が圧縮されている時に３：１の因子により増加し、出力信号は３次相互変調積により支配される。ＲＳＳＩ勾配手法に関しては、非線形性のレベルは、Ｅ_ｃ／Ｉ_０の変化対入力信号レベルの変化により見積もり可能である。非線形性のレベルを測定する他の手法が考えられ、これは本発明の範囲内である。
【００５７】
代表的な実施形態では、動作を最大化するため、能動素子のＩＩＰ３は、各能動素子で経る非線形性の量（例えば、ＲＳＳＩ勾配の測定を通じて）に従って調整される。ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂは固定されたゲインを提供する。従って、ミキサ１２３０は最大の信号レベルを経て、ＬＮＡ１２２０ｂは次の最大信号レベルを経て、ＬＮＡ１２２０ａは最小の信号レベルを経る（これはＬＮＡ１２２０ａのゲインがバンドパスフィルタ１２２６の挿入損失よりも大きいと仮定する）。これらの仮定で、ミキサ１２３０のＩＩＰ３動作点は、妨害が検出された場合に（例えば高いＲＳＳＩ勾配測定を通じて）最初に増加する。ミキサ１２３０のＩＩＰ３が充分に一旦調整されると（例えば最高のＩＩＰ３動作点に達すると）、ＬＮＡ１２２０ａのＩＩＰ３は増加し得る。最後に、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３が充分に一旦調整されると、ＬＮＡ１２２０ａのＩＩＰ３は増加し得る。代表的な実施形態では、ＬＮＡ１２２０ａは、受信機１２００の動作を最適化するために、所定のＩＩＰ３動作点で維持される。補足的な方式では、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は妨害が検出されないと最初に減少する。ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３が充分に一旦調整されると（例えば最低ＩＩＰ３動作点に達すると）、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は減少する。
【００５８】
ＬＮＡ１２２０ｂ及びミキサ１２３０のＩＩＰ３は、連続的な方法（例えば連続的なＶbias１及びＶbias２制御電圧を提供することにより）あるいは離散的なステップで可変である。本発明は連続的、離散的ステップ、あるいは能動素子のＩＩＰ３を制御するための他の方法の使用を目的としている。
【００５９】
ＩＩＰ３調整の上記説明された次数は、ＩＩＰ３は単に考慮されていることを仮定している。しかしながら、異なる応用は、異なる入力状況で実行され、異なる動作要求を有する。ＩＩＰ３調整の次数は、これら要求を満たすために再配置され得る。さらに、ＩＩＰ３調整は上述したもの（例えば入力信号レベルを増加させるのに対してＩＩＰ３を減少させる）から、特定の動作状況に受信機１２００の動作を最適化する方向に置換可能である。ＩＩＰ３調整の異なる次数及びＩＩＰ３調整の異なる方向は本発明の範囲内である。
【００６０】
ＩＶ．ゲイン制御
ほとんどの受信機は、入力信号レベルの広い範囲に適応するよう設計されている。ＣＤＭＡ受信機にとって、必要なＡＧＣ範囲は公称８０ｄＢである。本発明の代表的な実施形態では（図２参照）、ＡＧＣ範囲は減衰器１２１６、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂ、パッド１２２ａ及び１２２２ｂ、復調器１２５０並びにあるいは増幅器１２３４により提供される。代表的な実施形態では、減衰器１２１６は２０ｄＢのＡＧＣ範囲を提供し、パッド１２２２ａ及び１２２２ｂはそれぞれ５ｄＢのＡＧＣ範囲を提供し、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂはそれぞれ１３ｄＢのＡＧＣ範囲を提供し、増幅器１２３４及び／又は復調器１２５０は２４ｄＢのＡＧＣ範囲を提供する。これら構成要素の１あるいはそれ以上のＡＧＣ範囲は可変で、本発明の範囲内である。さらに、増幅器１２３４は他の構成要素のそれを補うＡＧＣ範囲を提供するよう設計され得る。例えば、パッド１２２２のＡＧＣ範囲はそれぞれ２ｄＢに減少され得、増幅器１２３４は６ｄＢのＡＧＣ範囲に設計され得る。
【００６１】
代表的な実施形態では、ＡＧＣ範囲の最初の２ｄＢが復調器１２５０により提供される。復調器１２５０は、ＡＧＣ制御に用いられ得る付加的なビットの分割を提供するバンドパス２次抽出ΣΔＡＤＣ１４１０からなる。ＡＧＣ範囲の次の２０ｄＢは、減衰器１２１６及び／又は増幅器１２３４により提供される。ＡＧＣ範囲の次の１８ｄＢはＬＮＡ１２２０ａ及びパッド１２２２ａにより提供される。ＡＧＣ範囲の次の１８ｄＢはＬＮＡ１２２０ａ及びパッド１２２２ａにより提供される。そして、ＡＧＣ範囲の残りの２２ｄＢは増幅器１２３４及び／又は復調器１２５０により提供される。
【００６２】
ＣＤＭＡ入力信号電力を向上させる本発明の受信機１２００のＡＧＣ制御動作を示した代表的な図を図９に示す。この例では、増幅器１２３４は簡単のため固定ゲイン増幅器として実装される。ＣＤＭＡ入力電力レベルは−１０４ｄＢから−２４ｄＢまでの範囲にわたってよい。−１０４ｄＢから−１０２ｄＢまでは、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂはターンオンし、スイッチ１２２４ａ及び１２２４ｂはスイッチオフされ、ＡＧＣは復調器１２５０により提供される。−１０２ｄＢから−８５ｄＢまでは、ＡＧＣは減衰器１２１６により提供される。−８４ｄＢから−６２ｄＢまでは、ＬＮＡ１２２０ａはターンオフし、スイッチ１２２４ａはスイッチオンし、ＬＮＡ１２２０ｂはオンのままで、スイッチ１２２４ｂはオフのままで、ＡＧＣは減衰器１２１６により提供される。−６３ｄＢから−４６ｄＢまでは、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂはターンオフし、スイッチ１２２４ａ及び１２２４ｂはスイッチオンし、ＡＧＣは減衰器１２１６により提供される。最後に、−４６ｄＢよりも上では、減衰器１２１６は充分に減衰され、復調器１２５０内へのＩＦ信号レベルは入力ＲＦ信号レベルのｄＢ当たりｄＢ増加し、ＡＧＣはＡＤＣ１４１０の後に復調器２１５０に提供される。
【００６３】
ＣＤＭＡ信号電力を下げるための受信機１２００のＡＧＣ制御動作の代表的な図が図１０に示される。また、増幅器１２３４はこの例では簡単のため固定ゲイン増幅器として実装される。−２４ｄＢから−４６ｄＢまでは、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂはターンオフされ、スイッチ１２２４ａ及び１２２４ｂはスイッチオンし、ＡＧＣはＡＤＣ１４１０の後に復調器１２５０により提供される。−４６ｄＢから−６６ｄＢまでは、ＡＧＣは減衰器１２１６により提供される。−６６ｄＢから−６９ｄＢまでは、減衰器１２１６は最小減衰状態で、ＡＧＣは復調器１２５０により提供される。−７０ｄＢでは、ＬＮＡ１２２０ｂはターンオンし、スイッチ１２２４ｂはスイッチオフされる。−７０ｄＢから−８４ｄＢまでは、ＡＧＣは減衰器１２１６により提供される。−８４ｄＢから−９０ｄＢまでは、ＡＧＣは復調器１２５０により提供される。−９１ｄＢでは、ＬＮＡ１２２０ａはターンオンし、スイッチ１２２４ａはスイッチオフされる。−９１ｄＢから−１０２ｄＢまでは、ＡＧＣは減衰器１２１６により提供される。また、−１０２ｄＢから−１０４ｄＢまでは、ＡＧＣは復調器１２５０により提供される。
【００６４】
図９及び図１０は、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂがターンオン及びオフする場合の入力ＲＦ信号レベルを示す。ＬＮＡ１２２０ａは、入力信号レベルが−８５ｄＢ（図９参照）を超える時にターンオフするが、信号レベルが−９１ｄＢを過ぎて下がるまで再びターンオンする。６ｄＢのヒステリシスにより、ＬＮＡ１２２０ａがオン及びオフ状態の間でトグルしないようにする。また、ＬＮＡ１２２０ｂは同様の理由で６ｄＢのヒステリシスが提供される。異なる量のヒステリシスも、システム動作を最適化するのに用いられ得、これは本発明の範囲内である。
【００６５】
上記説明は、必要とされるＡＧＣ制御の代表的な実装を示す。ＡＧＣ制御は可変ゲインを有するＡＧＣ増幅器で実装されてもよい。さらに、減衰器１２１６並びにＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂの図２に示す配置は、ＣＤＭＡ仕様を満たす実装の単なる一例に過ぎない。ここで説明した要素に当該技術で知られる他の要素や回路を組み合わせたＡＧＣ機能の他の実装も本発明の範囲内である。
【００６６】
Ｖ．測定された非線形性に基づく受信機の設定
本発明の第１実施形態では、能動素子のＩＩＰ３は受信機１２００により生成あれる非線形性の測定レベルに基づいて設定される。非線形性のレベルはＲＳＳＩ勾配あるいはＥ_ｃ／Ｉ_０測定により見積もり可能である。代表的なＲＳＳＩ勾配測定の実装のタイミング図が図１１に示される。代表的な実施形態では、入力ＲＦ信号レベルは狭いパルスで減衰器１２１６の減衰を変動させることにより変化する。各パルスは“ウィグル（wiggle）”と呼ばれる。ＲＳＳＩ勾配は各パルスで測定され、その測定値は、ＲＳＳＩ勾配想定の正確性を改良すべく、所定の時間Ｔで平均化される。時間Ｔの最後で、測定されたＲＳＳＩ勾配はＲＳＳＩしきい値と比較され、その結果は上述した手法で能動素子のＩＩＰ３を調整するのに用いられる。
【００６７】
図１１に示すように、Ｔ_０におけるＲＳＳＩ勾配測定値はＲＳＳＩしきい値よりも低く、受信機１２００は線形の範囲内で動作していることを示している。従って、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ２は電力消費を保存するため減少する。同様に、時間Ｔ_１，Ｔ_２及びＴ_３の最後に、測定されたＲＳＳＩ勾配はＲＳＳＩしきい値よりも低く、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は減少し続ける。時間Ｔ_４の最後には、測定されたＲＳＳＩ勾配は未だＲＳＳＩしきい値よりも低く、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３が最初のＩＩＰ３動作点に充分に調整されてから減少する。時間Ｔ_５の最後では、測定されたＲＳＳＩ勾配はＲＳＳＩしきい値よりも大きく、このことは相互変調積は許容できないレベルまで増加していることを示している。ミキサ１２３０のＩＩＰ３は、それに応答する線形性を改良するため増加する。
【００６８】
代表的な実施形態では、各パルスは２００μｓｅｃの時間期間であり、時間Ｔは５ｍｓｅｃであり、一つの時間Ｔ内のパルスの数は９である。これらの値を用いると、デューティーサイクルは３６％である。好ましい実施形態では、パルスのデューティーサイクルは、好ましい信号のＥ_ｃ／Ｉ_０が、信号の振幅における周期的な摂動による低下が最小になるように、充分低くあるべきである。パルス幅は、ＡＧＣ制御回路１２８０に対する外乱を最小化するように短い時間期間が選択される。典型的には、ＡＧＣ制御ループは遅く、短い減衰パルスにより生じる信号レベルの変化に追随することができない。このことは、出力信号の振幅における変化が、入力信号の振幅及び相互変調積の変化に正確に影響を与えるため、またＡＧＣ制御回路１２８０により生じる変化に影響を与えないため、特に重要である。しかしながら、短パルス幅により、出力信号電力はあまり正確に測定できなくなる。本発明は、様々なパルス幅及びここで説明した機能のための様々なデューティーサイクルの利用に向けられている。
【００６９】
入力ＲＳ信号レベルにおける摂動の振幅は、出力信号における低下を最小化するため、また全体の受信機１２００のＩＩＰ３に与える影響を最小限にするため、小さく選択される。代表的な実施形態では、ＲＳＳＩ勾配測定値に対する減衰ステップは０．５ｄＢである。減衰ステップに対する他の値も用いることができ、本発明の範囲内である。
【００７０】
代表的な実施形態では、ＲＳＳＩしきい値は１．２に選択される。１のＲＳＳＩ勾配の使用により、連続する時間Ｔの間でＩＩＰ３動作点がトグルすることができる。これを回避するため、ヒステリシスを提供するのに用いられる２つのＲＳＳＩしきい値が用いられ得る。測定されたＲＳＳＩ勾配が最初のしきい値を超えない限りＩＩＰ３は増加せず、測定されたＲＳＳＩ勾配が第２のＲＳＳＩしきい値より下回らない限りＩＩＰ３は減少しない。単一のしきい値あるいは複数のしきい値を使用することは本発明の範囲内である。
【００７１】
入力ＲＦ電力レベルを向上させるための本発明の受信機１２００のＩＩＰ３バイアス制御動作は図１２に示される。入力ＲＦ信号はＣＤＭＡ信号及びＣＤＭＡ信号よりも＋５８ｄＢ高い２トーンの妨害から構成される。ＣＤＭＡ信号電力が−１０４ｄＢから−１０１ｄＢの間に設定されている時、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は＋１０ｄＢに設定され、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂのＩＩＰ３は０ｄＢに設定される。ＣＤＭＡ信号が−１０１ｄＢを超えて増加しすると、測定されたＲＳＳＩ勾配はＲＳＳＩしきい値を超え、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は非線形性のレベルを最小化するため＋１５ｄＢに増加する。減衰器１２１６は−１０４ｄＢ及び−８４ｄＢの間の入力ＲＦ信号の減衰を提供する。−８４ｄＢでは、ＬＮＡ１２２０ａはバイパスされ、減衰器１２１６はその低い減衰状態にリセットされる。ＣＤＭＡ信号電力が−８３ｄＢ、−７９ｄＢ、−７５ｄＢ及び−７１ｄＢの時、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は、相互変調積を最小化するために増加する。およそ−６４ｄＢでは、ＬＮＡ１２２０ｂはバイパスされ、減衰器１２１６はその低い減衰状態に再度リセットされる。
【００７２】
入力ＲＦ電力レベルを減少させるための受信機１２００のＩＩＰ３バイアス制御動作は図１３に示される。また、入力ＲＦ信号はＣＤＭＡ信号及びＣＤＭＡ信号よりも＋５８ｄＢ高い２トーン妨害から構成される。最初、ＣＤＭＡ入力信号レベルが−６０ｄＢの時、ＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂはバイパスされる。ＣＤＭＡ信号電力が−７０ｄＢに減少するとき、ＬＮＡ１２２０ｂは必要なゲインを提供するためにターンオンされる。およそ−７６ｄＢ、−８０ｄＢ、−８４ｄＢ、−８８ｄＢで、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は電力消費を最小化するために減少する。−９０ｄＢでは、減衰器１２１６はその上の減衰範囲に到達し、ＬＮＡ１２２０ａはターンオンされる。−１００ｄＢでは、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は入力ＲＦ信号レベルが小さいため、電力を保存するために減少する。
【００７３】
上述したように、ミキサ１２３０並びにＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂのＩＩＰ３が調整されている場合の入力ＲＦ電力レベルは、測定されたＲＳＳＩ勾配により決定される。ＲＳＳＩ勾配測定値により、図１２及び図１３に示す線形空間ＩＩＰ３バイアススイッチ点でないかもしれない。さらに、段階スイッチ点は連続的に可変なバイアス制御に置換され得る。
【００７４】
ＶＩ．動作モードに基づく受信機の設定
本発明の第２実施形態では、能動素子のＩＩＰ３は受信機の動作モードに基づいて設定される。上述したように、受信機１３００（図３参照）は、ＰＣＳあるいはセルラ帯域のいずれかで動作することが要求されるセルラ電話で用いられ得る。各帯域はデジタル及び／又はアナログのフォームでもサポート可能である。各フォームはさらに様々な動作モードから構成されてもよい。様々な動作モードが動作を改良しバッテリ電力を保存するのに用いられる。例えば、異なる動作モードはセルラ電話の以下の特徴点をサポートするのに用いられる。（１）より長い待機時間におけるスロットモードページング、（２）ダイナミックレンジ増大のためのゲインステップ、（３）より長時間の通話時間のためのパンクチュア送信機出力、（４）二重帯域電話（ＰＣＳ及びセルラ）のための周波数帯選択、（５）システム間（ＣＤＭＡ、ＡＭＰＳ、ＧＳＭ等）の多重アクセストグル、（６）妨害がある場合の回路バイアス制御手段、である。
【００７５】
セルラ電話の動作モードは異なる動作要求を有し得る。代表的な実施形態では、各動作モードにはＮモードビットからなる特定の識別子が割り当てられる。モードビットは、動作モードの特定の性質を定義する。例えば、１つのモードビットはＰＣＳ及びセルラ帯域の間の選択に用いられ得、他のモードビットは、デジタル（ＣＤＭＡ）あるいはアナログ（ＦＭ）モードの間の選択に用いられ得る。Ｎモードビットは、Ｎモードビットを２^N制御ビットまでの制御バスにデコードするコントローラ１３７０内の論理回路に提供する。制御バスは、制御を要求する受信機１３００内の回路にルーティングされる。例えば、制御バスは以下を指示可能である。（１）ＲＦ／ＩＦプロセッサ１３４８内のミキサのＩＩＰ３及びＲＦプロセッサ１３１０ａ及び１３１０ｂ内のＬＮＡの設定、（２）受信機１３００のゲインの設定、（３）受信機１３００内の他のＲＦ及びＩＦ回路に対するＤＣバイアス電圧及び／又は電流の設定、（４）好ましい信号帯域の選択、（５）適切な周波数へのオシレータの設定、である。
【００７６】
動作モードに基づく受信機１３００に対するＩＩＰ３制御の代表的な実装は表１及び表２に示される。受信機１３００は二重帯域（ＰＣＳ及びセルラ）及び二重モード（ＣＤＭＡ及びＦＭ）をサポートする。代表的な実施形態では、ＰＣＳ帯域はＣＤＭＡ送信をサポートするのみである一方、セルラ帯域はＣＤＭＡ及びＦＭ送信（ＦＭ送信はＡＭＰＳシステムから導かれる）をサポートする。代表的な実施形態では、４モードビットが用いられる。４モードビットは、ＢＡＮＤ＿ＳＥＬＥＣＴ、ＩＤＬＥ／、ＦＭ／及びＬＮＡ＿ＲＡＮＧＥビットである。ＢＡＮＤ＿ＳＥＬＥＣＴビットは動作帯域を決定し、１＝ＰＣＳ、０＝セルラとして定義される。ＩＤＬＥ／ビット（０＝ｉｄｌｅ）は受信機１３００をセルラ電話が動作していない時にアイドルモードに設定する（例えば低いＩＩＰ３で動作させる）。ＦＭ／ビット（０＝ＦＭ）は、受信機１３００をＦＭ信号の処理に設定する。そして、ＬＮＡ＿ＲＡＮＧＥビット（１＝バイパス）は、受信機１３００のゲインを設定する。バイパスモードを示すＬＮＡ＿ＲＡＮＧＥビットが高く設定されている時、最初のＬＮＡ１３２０ａ及び１３２１ｂのＶbias１及びＶbias２は低く設定され、ＬＮＡはターンオフされている。
【００７７】
ＢＡＮＤ＿ＳＥＬＥＣＴが０（セルラ帯域）に設定されている時、受信機１３００は表１に掲げたセルラ動作モードの１つで動作する。表１はＬＮＡ１３２０ａ及び１３２０ｂのＩＩＰ３動作点のみを掲げている。同様の表は、ＲＦ／ＩＦプロセッサ１３４８内の能動ミキサのＩＩＰ３動作点に対しても生成できる。セルラモードの間では、ＬＮＡ１３２１ａ及び１３２１ｂに対するＤＣバイアス電流は、バッテリ電力を保存するためターンオフされる。
【００７８】
【表１】

【００７９】
ＢＡＮＤ＿ＳＥＬＥＣＴが１（ＰＣＳ帯域）に設定されている時、電話は表２に掲げたＰＣＳ動作モードの１つで動作する。ＰＣＳモードの間では、ＬＮＡ１３２０ａ及び１３２０ｂのバイアス電流はバッテリ電力を保存するためターンオフされる。
【００８０】
【表２】

【００８１】
表１及び表２は要求動作を維持しながら電力消費を最小化するＬＮＡのＩＩＰ３動作点を掲げている。制御を必要とする他の回路についても付加的な表が生成可能である。例えば、好ましい動作モードに対する所望の入力信号レベルに基づいて適切な動作範囲にＡＧＣを設定する表を生成できる。受信機１３００内の様々な回路に必要なＤＣバイアス電圧又は電流を設定する他の表を生成できる。
【００８２】
ＶＩＩ．受信信号レベルに基づく受信機の設定
本発明の第３実施形態では、能動素子のＩＩＰ３は受信機内の様々な信号処理段での信号の測定振幅値に基づいて設定される。図２を参照すると、信号の電力レベルを測定するため、選択された構成要素の出力に電力検出器が接続可能である。この設定機構の第１の実施形態では、電力検出器はＬＮＡ１２２０ａ及び１２２０ｂ並びにミキサ１２３０の出力に接続され、これら構成要素からのＲＦ信号の電力を測定する。そして、電力測定値はバイアス制御回路１２８０に提供される。バイアス制御回路１２８０はその情報を用いて、非線形性の所定のレベルを超えて動作するいずれの構成要素のＩＩＰ３動作点をも調整する。受信機設定機構の第２の実施形態では、電力検出器はミキサ１２３０及び復調器１２５０の出力に接続され、それぞれこれら構成要素からのＲＦ信号及びベースバンド信号の電力を測定する。また、電力測定値はバイアス制御回路１２８０に提供される。これら２つの測定値の間の電力の違いは、必要なＩＩＰ３動作を推測するのに用いられ得る帯域外信号からの電力を示している。バイアス制御回路１２８０は、動作の要求レベルを維持するため、上述した手法により構成要素の動作点を調整する。電力検出器は、ローパスフィルタにつづくダイオード検出器のような当該技術の知られた多くの手法で実装される。
【００８３】
好ましい実施形態の上記説明は、いかなる当業者でも製造し、あるいは用いることができるように提供される。これら実施形態の種々の変形は、当業者にとって容易に明確であり、ここで定義された一般的な原理は、発明能力を用いることなく他の実施形態に適用できる。従って、本発明はここに示された実施形態に限定されることを意図するものではなく、ここで開示された原理及び新規な特徴に矛盾しない最も広い視野に調和することを意図するものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の代表的な受信機のブロック図。
【図２】 本発明の代表的なプログラマブル線形受信機のブロック図。
【図３】 本発明の代表的なプログラマブル線形二重帯域受信機のブロック図。
【図４】 本発明の受信機内で用いられる代表的なＱＰＳＫ復調器のブロック図。
【図５】 本発明の受信機内で用いられる代表的な別個独立設計の低雑音増幅器（ＬＮＡ）及び電流源の概略図。
【図６】 ＬＮＡ内で用いられるトランジスタのバイアス電流と対比したＩＩＰ３パフォーマンスを示す図。
【図７】 ＬＮＡのパフォーマンス曲線を示す図。
【図８】 ＩＳ−９８−Ａにより定義されたＣＤＭＡ信号に対する２トーン及び単一トーン妨害仕様を示す図。
【図９】 ＣＤＭＡ入力電力を向上させるＡＧＣ制御範囲を示す図。
【図１０】 ＣＤＭＡ入力電力を低下させるＡＧＣ制御範囲を示す図。
【図１１】 本発明のＩＩＰ３バイアス制御機構の代表的な図。
【図１２】 ＣＤＭＡ入力電力を向上させるＩＩＰ３バイアス制御を示す図。
【図１３】 ＣＤＭＡ入力電力を向上させるＩＩＰ３バイアス制御を示す図。

Claims (93)

1. プログラマブル線形受信機であって、
   （ａ）ゲイン制御入力を有し、ＲＦ信号を受信する可変ゲイン素子と、
   （ｂ）少なくとも１つの増幅段であって、
   （ｉ）可変ゲイン素子に接続され、
   （ｉｉ）バイアス制御入力により可変な可変ＩＩＰ３動作点を有するものと、
   （ｃ）復調器であって、
   （ｉ）増幅段に接続され、
   （ｉｉ）ベースバンドデータを提供するものと、
   （ｄ）非線形測定回路であって、
   （ｉ）復調器に接続され、
   （ｉｉ）ＲＳＳＩ勾配を測定するものと、
   （ｅ）バイアス制御回路であって、
   （ｉ）非線形測定回路に接続され、
   （ｉｉ）可変ＩＩＰ３動作点を有する増幅段のバイアス制御入力に接続されたものと、
   （ｆ）可変ゲイン素子のゲイン制御入力に接続されたゲイン制御回路と
   を具備する受信機。
2. 前記可変ゲイン素子は減衰器である請求項１記載の受信機。
3. 前記バイアス制御回路に接続されたバイアス制御入力を有し、前記少なくとも１つの増幅段と前記復調器の間に挿入されたミキサをさらに具備する請求項１記載の受信機。
4. 前記少なくとも１つの増幅段のそれぞれに並列接続され、前記ゲイン制御回路に接続された制御入力を有するスイッチをさらに具備する請求項１記載の受信機。
5. 前記スイッチに直列接続されたパッドをさらに具備する請求項４記載の受信機。
6. 受信機内にプログラマブルな線形性を提供する方法であって、
   （ａ）ＲＦ信号を受信するステップと、
   （ｂ）ＲＦ信号を所定のレベル減衰させるステップと、
   （ｃ）能動素子を含む少なくとも１つの増幅器でＲＦ信号を増幅させて増幅ＲＦ信号を生成するステップと、
   （ｄ）増幅ＲＦ信号を復調して出力信号を取得するステップと、
   （ｅ）出力信号のＲＳＳＩ勾配を測定することにより、出力信号の非線形性のレベルを測定するステップと、
   （ｆ）能動素子のＩＩＰ３動作点を測定された非線形性のレベルに従って設定するステップと
   を含む方法。
7. 前記設定ステップは、前記受信機の雑音指数性能により決定される順序で実行される請求項６記載の方法。
8. 前記設定ステップは、前記受信機内の能動素子からの信号レベルに基づく順序で実行される請求項６記載の方法。
9. 最高出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加すると最初に増加される請求項８記載の方法。
10. 第２の最高出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加すると２番目に増加され、前記最高出力信号レベルを有する前記能動素子は所定のＩＩＰ３動作点に増加される請求項９記載の方法。
11. 最低出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少すると最初に減少される請求項８記載の方法。
12. 第２の最低出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少すると２番目に減少され、前記最低出力信号レベルを有する前記能動素子は所定のＩＩＰ３動作点に減少される請求項１１記載の方法。
13. 前記設定ステップは、不連続なステップで実行される請求項８記載の方法。
14. 前記設定ステップは、連続的な方法で実行される請求項８記載の方法。
15. 前記測定されたＲＳＳＩ勾配とＲＳＳＩ勾配しきい値とを比較するステップをさらに含み、
    前記設定ステップは、前記比較ステップからの結果に従って実行される請求項６記載の方法。
16. 前記ＲＳＳＩ勾配しきい値は、前記受信機による性能の必要レベルに従って設定される請求項１５記載の方法。
17. 前記ＲＳＳＩしきい値は１．２である請求項１５記載の方法。
18. 前記測定されたＲＳＳＩ勾配を所定の時間で平均化するステップをさらに含む請求項１５記載の方法。
19. 前記所定の時間は、５ミリ秒の持続時間である請求項１８記載の方法。
20. 前記減衰ステップは、パルスで周期的に実行される請求項６記載の方法。
21. 前記パルスは２００μ秒の持続時間である請求項２０記載の方法。
22. 前記減衰ステップにおける前記所定のレベルは０．５ｄＢである請求項６記載の方法。
23. 前記ＲＦ信号が所定のしきい値を超えるとき、一度に１つずつ、前記少なくとも１つの増幅器をターンオフするステップをさらに含む請求項６記載の方法。
24. 前記受信機の入力に最も近い前記増幅器は、前記ＲＦ信号が所定のしきい値を超えるときに、最初にターンオフされる請求項２３記載の方法。
25. 能動素子を含むミキサで実行され、前記増幅ＲＦ信号をミキシングしてＩＦ信号を取得するステップと、
    前記ＩＦ信号をフィルタしてフィルタＩＦ信号を取得するステップとをさらに含み、
    前記復調ステップは、前記フィルタＩＦ信号に実行される請求項６記載の方法。
26. 前記ミキサの前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加するときに最初に増加される請求項２５記載の方法。
27. 前記ミキサの前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少するときに最後に減少される請求項２５記載の方法。
28. 受信機内にプログラマブルな線形性を提供する装置であって、
    （ａ）ＲＦ信号を受信する受信機と、
    （ｂ）ＲＦ信号を所定のレベル減衰させる減衰器と、
    （ｃ）能動素子を含み、ＲＦ信号を増幅させて増幅ＲＦ信号を生成する少なくとも１つの増幅器と、
    （ｄ）増幅ＲＦ信号を復調して出力信号を取得する復調器と、
    （ｅ）出力信号のＲＳＳＩ勾配を測定することにより、出力信号の非線形性のレベルを測定する非線形測定回路と、
    （ｆ）能動素子のＩＩＰ３動作点を測定された非線形性のレベルに従って設定するバイアス制御回路と
    を具備する装置。
29. 前記バイアス制御回路による設定は、前記受信機の雑音指数性能により決定される順序で実行される請求項２８記載の装置。
30. 前記バイアス制御回路による設定は、前記受信機内の能動素子からの信号レベルに基づく順序で実行される請求項２８記載の装置。
31. 最高出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加すると最初に増加される請求項３０記載の装置。
32. 第２の最高出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加すると２番目に増加され、前記最高出力信号レベルを有する前記能動素子は所定のＩＩＰ３動作点に増加される請求項３１記載の装置。
33. 最低出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少すると最初に減少される請求項３０記載の装置。
34. 第２の最低出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少すると２番目に減少され、前記最低出力信号レベルを有する前記能動素子は所定のＩＩＰ３動作点に減少される請求項３３記載の装置。
35. 前記バイアス制御回路による設定は、不連続なステップで実行される請求項３０記載の装置。
36. 前記バイアス制御回路による設定は、連続的な方法で実行される請求項３０記載の装置。
37. 前記測定されたＲＳＳＩ勾配とＲＳＳＩ勾配しきい値とを比較する比較器をさらに具備し、
    前記バイアス制御回路による設定は、前記比較器による比較の結果に従って実行される請求項２８記載の装置。
38. 前記ＲＳＳＩ勾配しきい値は、前記受信機による性能の必要レベルに従って設定される請求項３７記載の装置。
39. 前記ＲＳＳＩしきい値は１．２である請求項３７記載の装置。
40. 前記測定されたＲＳＳＩ勾配を所定の時間で平均化する請求項３７記載の装置。
41. 前記所定の時間は、５ミリ秒の持続時間である請求項４０記載の装置。
42. 前記減衰器による減衰は、パルスで周期的に実行される請求項２８記載の装置。
43. 前記パルスは２００μ秒の持続時間である請求項４２記載の装置。
44. 前記減衰器による減衰における前記所定のレベルは０．５ｄＢである請求項２８記載の装置。
45. 前記ＲＦ信号が所定のしきい値を超えるとき、一度に１つずつ、前記少なくとも１つの増幅器をターンオフする請求項２８記載の装置。
46. 前記受信機の入力に最も近い前記増幅器は、前記ＲＦ信号が所定のしきい値を超えるときに、最初にターンオフされる請求項４５記載の装置。
47. 能動素子を含み、前記増幅ＲＦ信号をミキシングしてＩＦ信号を取得するミキサと、
    前記ＩＦ信号をフィルタしてフィルタＩＦ信号を取得するフィルタとをさらに具備し、
    前記復調器による復調は、前記フィルタＩＦ信号に実行される請求項２８記載の装置。
48. 前記ミキサの前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加するときに最初に増加される請求項４７記載の装置。
49. 前記ミキサの前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少するときに最後に減少される請求項４７記載の装置。
50. 受信機内にプログラマブルな線形性を提供する装置であって、
    （ａ）ＲＦ信号を受信する手段と、
    （ｂ）ＲＦ信号を所定のレベル減衰させる手段と、
    （ｃ）能動素子を含み、ＲＦ信号を増幅させて増幅ＲＦ信号を生成する少なくとも１つの手段と、
    （ｄ）増幅ＲＦ信号を復調して出力信号を取得する手段と、
    （ｅ）出力信号のＲＳＳＩ勾配を測定することにより、出力信号の非線形性のレベルを測定する手段と、
    （ｆ）能動素子のＩＩＰ３動作点を測定された非線形性のレベルに従って設定する手段と
    を具備する装置。
51. 前記設定手段による設定は、前記受信機の雑音指数性能により決定される順序で実行される請求項５０記載の装置。
52. 前記設定手段による設定は、前記受信機内の能動素子からの信号レベルに基づく順序で実行される請求項５０記載の装置。
53. 最高出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加すると最初に増加される請求項５２記載の装置。
54. 第２の最高出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加すると２番目に増加され、前記最高出力信号レベルを有する前記能動素子は所定のＩＩＰ３動作点に増加される請求項５３記載の装置。
55. 最低出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少すると最初に減少される請求項５２記載の装置。
56. 第２の最低出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少すると２番目に減少され、前記最低出力信号レベルを有する前記能動素子は所定のＩＩＰ３動作点に減少される請求項５５記載の装置。
57. 前記設定手段による設定は、不連続なステップで実行される請求項５２記載の装置。
58. 前記設定手段による設定は、連続的な方法で実行される請求項５２記載の装置。
59. 前記測定されたＲＳＳＩ勾配とＲＳＳＩ勾配しきい値とを比較する手段をさらに具備し、
    前記設定手段による設定は、前記比較手段による比較の結果に従って実行される請求項５０記載の装置。
60. 前記ＲＳＳＩ勾配しきい値は、前記受信機による性能の必要レベルに従って設定される請求項５９記載の装置。
61. 前記ＲＳＳＩしきい値は１．２である請求項５９記載の装置。
62. 前記測定されたＲＳＳＩ勾配を所定の時間で平均化する請求項５９記載の装置。
63. 前記所定の時間は、５ミリ秒の持続時間である請求項６２記載の装置。
64. 前記減衰手段による減衰は、パルスで周期的に実行される請求項５０記載の装置。
65. 前記パルスは２００μ秒の持続時間である請求項６４記載の装置。
66. 前記減衰手段による減衰における前記所定のレベルは０．５ｄＢである請求項５０記載の装置。
67. 前記ＲＦ信号が所定のしきい値を超えるとき、一度に１つずつ、前記少なくとも１つの増幅器をターンオフする請求項５０記載の装置。
68. 前記受信機の入力に最も近い前記増幅器は、前記ＲＦ信号が所定のしきい値を超えるときに、最初にターンオフされる請求項６７記載の装置。
69. 能動素子を含み、前記増幅ＲＦ信号をミキシングしてＩＦ信号を取得する手段と、
    前記ＩＦ信号をフィルタしてフィルタＩＦ信号を取得する手段とをさらに具備し、
    前記復調手段による復調は、前記フィルタＩＦ信号に実行される請求項５０記載の装置。
70. 前記増幅ＲＦ信号をミキシングしてＩＦ信号を取得する手段の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加するときに最初に増加される請求項６９記載の装置。
71. 前記増幅ＲＦ信号をミキシングしてＩＦ信号を取得する手段の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少するときに最後に減少される請求項６９記載の装置。
72. 受信機内にプログラマブルな線形性を提供する方法を実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能記録媒体であって、
    （ａ）ＲＦ信号を受信するステップと、
    （ｂ）ＲＦ信号を所定のレベル減衰させるステップと、
    （ｃ）能動素子を含む少なくとも１つの増幅器でＲＦ信号を増幅させて増幅ＲＦ信号を生成するステップと、
    （ｄ）増幅ＲＦ信号を復調して出力信号を取得するステップと、
    （ｅ）出力信号のＲＳＳＩ勾配を測定することにより、出力信号の非線形性のレベルを測定するステップと、
    （ｆ）能動素子のＩＩＰ３動作点を測定された非線形性のレベルに従って設定するステップと
    を実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能記録媒体。
73. 前記設定ステップは、前記受信機の雑音指数性能により決定される順序で実行される請求項７２記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
74. 前記設定ステップは、前記受信機内の能動素子からの信号レベルに基づく順序で実行される請求項７２記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
75. 最高出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加すると最初に増加される請求項７４記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
76. 第２の最高出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加すると２番目に増加され、前記最高出力信号レベルを有する前記能動素子は所定のＩＩＰ３動作点に増加される請求項７５記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
77. 最低出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少すると最初に減少される請求項７４記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
78. 第２の最低出力信号レベルを有する前記能動素子の前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少すると２番目に減少され、前記最低出力信号レベルを有する前記能動素子は所定のＩＩＰ３動作点に減少される請求項７７記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
79. 前記設定ステップは、不連続なステップで実行される請求項７４記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
80. 前記設定ステップは、連続的な方法で実行される請求項７４記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
81. 前記測定されたＲＳＳＩ勾配とＲＳＳＩ勾配しきい値とを比較するステップをさらに具備し、
    前記設定ステップは、前記比較ステップからの結果に従って実行される請求項７２記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
82. 前記ＲＳＳＩ勾配しきい値は、前記受信機による性能の必要レベルに従って設定される請求項８１記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
83. 前記ＲＳＳＩしきい値は１．２である請求項８１記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
84. 前記測定されたＲＳＳＩ勾配を所定の時間で平均化するステップをさらに具備する請求項８１記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
85. 前記所定の時間は、５ミリ秒の持続時間である請求項８４記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
86. 前記減衰ステップは、パルスで周期的に実行される請求項７２記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
87. 前記パルスは２００μ秒の持続時間である請求項８６記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
88. 前記減衰ステップにおける前記所定のレベルは０．５ｄＢである請求項７２記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
89. 前記ＲＦ信号が所定のしきい値を超えるとき、一度に１つずつ、前記少なくとも１つの増幅器をターンオフするステップをさらに具備する請求項７２記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
90. 前記受信機の入力に最も近い前記増幅器は、前記ＲＦ信号が所定のしきい値を超えるときに、最初にターンオフされる請求項８９記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
91. 能動素子を含むミキサで実行され、前記増幅ＲＦ信号をミキシングしてＩＦ信号を取得するステップと、
    前記ＩＦ信号をフィルタしてフィルタＩＦ信号を取得するステップとをさらに具備し、
    前記復調ステップは、前記フィルタＩＦ信号に実行される請求項７２記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
92. 前記ミキサの前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が増加するときに最初に増加される請求項９１記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。
93. 前記ミキサの前記ＩＩＰ３動作点は、前記ＲＦ信号が減少するときに最後に減少される請求項９１記載のコンピュータ読み取り可能記録媒体。

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