KR20010032988A - 프로그램가능한 선형 수신기 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 감소된 전력 소모 하에서 시스템에 필수 레벨을 제공하는 프로그램가능한 선형 수신기 (1200) 에 관한 것이다. 수신기는 수신기 (1200) 로부터의 출력 신호에서 측정한 비선형성에 기초하여 전력 소모를 최소화한다. RSSI 경사 또는 노이즈에 대한 칩 당 에너지 비율 (Ec/Io) 측정에 의해 비선형성의 양을 측정할 수 있다. RSSI 경사는 입력 신호 변화에 대한 출력 신호와 상화 변조를 더한 값의 변화율이다. 입력 신호 레벨은 소정의 레벨만큼 주기적으로 증가하며, 수신기 (1200) 으로부터의 출력이 측정된다. 출력 신호는 수신기 (1200) 내의 비선형성에 기인한 상호 변조 결과 신호 및 원하는 신호를 포함한다. 수신기 (1200) 가 선형영역에서 동작하면, 출력 신호 레벨은 입력 신호 레벨에 따라 증가한다. 그러나, 수신기 (1200) 가 비선형 영역에서 동작하면, 비선형성에 기인한 상호 변조 결과 신호는 원하는 신호보다 빠르게 증가한다. RSSI 경사를 탐지함으로써, 비선형성에 기인한 성능 감소량을 결정할 수 있다. 그 후, 이 정보는 소모 전력을 최소화하면서 성능의 필수 레벨을 제공하기 위해 증폭기 (1234) 및 믹서 (1230) 의 IIP3의 동작점을 조절하는데 사용된다.

Description

프로그램가능한 선형 수신기{PROGRAMMABLE LINEAR RECEIVER}
고성능 수신기를 설계하는 데는 설계상의 많은 제약이 따른다. 첫 째, 많은 응용 분야에서 고성능을 요구한다. 능동 회로 장치 (예를 들면 증폭기, 믹서, 등) 의 선형성 및 수신기의 노이즈 피겨 (NOISE FIGURE) 에 의해 성능을 설명할 수 있다. 둘 째, 셀룰러 통신 시스템같은 애플리케이션에서는, 수신기의 휴대성때문에 전력 소모가 중요 고려 사항이다. 일반적으로, 고성능 및 고효율은 상충하는 설계 고려 사항들이다.
능동 회로 장치는 다음과 같은 전송 함수를 따른다.
y(x) = a1ㆍx + a2ㆍx2+ a3ㆍx3+ 고차항들,
여기서, x는 입력 신호, y(x)는 출력 신호, 및 a1, a2, a3는 능동 소자의 선형성을 정의하는 계수이다. 계산을 간편하게 하기 위해 고차항들 (예를 들면 3차항 이상) 은 무시한다. 이상적인 능동 소자에서, a2및 a3는 0.0이며, 출력신호는 입력신호에 a1을 곱한 값이다. 그러나, 모든 능동 소자는 계수 a2및 a3에 의한 양만큼 약간의 비선형성을 갖고 있다. 계수 a2는 2차 비선형량을 정의하고, 계수 a3는 3차 비선형량을 정의한다.
대부분의 통신 시스템은 소정의 대역폭 및 중심 주파수를 갖는 입력 RF 신호에서 동작하는 협대역 시스템이다. 일반적으로, 입력 RF 신호는 주파수 스펙트럼에 걸쳐 존재하는 다른 의사 신호 (spurious signal)들로 구성된다. 능동 소자에서 비선형성은 의사 신호들의 상호변조를 야기하고, 그 결과 신호 대역 내의 결과 신호들을 생성한다.
2 차 비선형항의 효과 (x2에 의해 야기되는 효과) 는 신중한 설계 방법에 의해 줄이거나 제거할 수 있다. 제 2 차 비선형성은 합(sum) 주파수 및 차(difference) 주파수에서 결과 신호들을 생성한다. 일반적으로, 대역 내의 2 차 결과 신호들을 생성하는 의사 신호들은 신호 대역으로부터 멀리 위치하므로 쉽게 필터링된다. 그러나, 3 차 비선형성은 보다 문제가 된다. 3 차 비선형성에 의해, 의사 신호들 x = g1ㆍcos(w1t) + g2ㆍcos(w2t) 는 주파수 (2w2-w1)및 (2w1-w2) 에서 결과를 발생하게 된다. 따라서, 인접 대역 의사 신호들 (이들을 필터링하기는 어렵다) 은 대역 내로 들어온 3 차 상호변조 결과 신호를 생성하여 수신 신호를 열화시키게 된다. 이러한 문제를 해결하기 위해, 3 차 결과 신호들의 크기에 g1ㆍg2 2및 g1 2ㆍg2를 곱한다. 따라서, 의사 신호들의 크기를 2 배로 할 때마다 3 차항의 크기는 8배가 된다. 다른 방식에서 보면, 입력 RF 신호가 1 dB 증가하면 출력 RF 신호도 1 dB 증가하지만, 3 차항은 3 dB 증가한다.
수신기 (또는 능동 소자) 의 선형성은 입력에 대한 3 차 절점 (IIP3) 에 의해 특징지워진다. 일반적으로, 출력 RF 신호 및 3 차 상호 변조 항은 입력 RF 신호에 대하여 나타낸다. IIP3는 입력 RF 신호가 증가함에 따라 기대 출력과 3 차 결과 신호의 크기가 같아지는 이론적인 점이다. IIP3점에 도달하기 전에 능동 소자가 압축되기 때문에 IIP3는 외삽치이다.
캐스캐이드 방식으로 연결된 능동 소자로 구성된 수신기에 있어서, 제 1 스테이지에서 nth스테이지까지 수신기의 IIP3를 다음과 같이 계산할 수 있다.
여기서 IIP3n는 입력에 대한 능동 소자의 1 스테이지로부터 n 번째 스테이지로의 3 차 절점이고, IIP3n-1는 입력에 대한 능동 소자의 제 1 스테이지로부터 n-1 번째 스테이지로의 절점이며, Avn은 n번째 스테이지의 이득이며, IIP3dn은 입력에 대한 n 번째 스테이지의 3 차 절점이며, 모든 항들은 데시벨로 주어진다. 식 (2) 의 계산은 수신기 내부에서 후속 스테이지에 대해 순차적으로 행해진다.
식 (2) 에 의하면, 수신기의 캐스캐이드된 IIP3를 향상시키는 한가지 방법은 제 1 비선형 능동 소자 앞에서 이득을 낮추는 것이다. 그러나, 각 능동 소자는 신호 품질을 열화시키는 열에 의한 노이즈를 발생하기도 한다. 노이즈 레벨이 일정하게 유지되기 때문에, 신호 진폭이 감소함에 따라 이득이 낮아지며 신호 품질이 더욱 저하되게 된다. 품질 열화량은 다음과 같이 주어지는 능동 소자의 노이즈 피겨에 의해 계산할 수 있다.
NFd= SNRin- SNRout
여기서, NFd는 능동 소자의 노이즈 피겨이며, SNRin은 능동 소자에 입력되는 입력 RF 신호의 신호 대 잡음비이며, SNRout은 능동 소자로부터의 출력 RF 신호의 신호 대 잡음비이다. 캐스캐이드로 연결된 복수의 능동 소자로 구성된 수신기에 있어서, 제 1 스테이지로부터 n 번째 스테이지까지의 수신기의 노이즈 피겨는 다음과 같이 계산된다.
여기서, NFn은 제 1 스테이지로부터 n 번째 스테이지까지의 노이즈 피겨이며, NFn-1은 제 1 스테이지로부터 n-1 번째 스테이지까지의 노이즈 피겨이며, NFdn은 n 번째 스테이지의 노이즈 피겨이며, Gn-1은 제 1 스테이지로부터 n-1 스테이지까지 축적된 이득을 데시벨로 표시한 것이다. 식 (4) 에 나타낸 바와 같이, 능동 소자의 이득은 다음 스테이지의 노이즈 피겨에 영향을 미친다. 식 (2) 에서의 IIP3 계산과 유사하게, 식 (4) 에서의 노이즈 피겨를 수신기의 후속 스테이지를 위해 차례로 계산된다.
수신기들은 여러 통신 애플리케이션 예컨대, 셀룰러 통신 시스템 및 고화질 TV 와 같은 여러 통신 애플리케이션에 사용된다. 바람직한 셀룰러 통신 시스템은 코드 분할 다중 액세스 (CDMA) 통신 시스템, 시분할 다중 액세스 (TDMA) 통신 시스템, 아날로그 FM 통신 시스템을 포함한다. 다중 액세스 통신 시스템에서 CDMA 기법을 사용하는 것은 본 발명의 양수인에게 양도된 발명의 명칭 "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUCATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS"의 미국 특허 공보 제 4,901,307 호 및 발명의 명칭 "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" 인 미국 특허 공보 제 5,103,459 호에 개시되어 있다. 바람직한 HDTV 시스템은 본 발명의 양수인에게 양도된 발명의 명칭 "ADAPTIVE BLOCK SIZE IMAGE COMPRESSION METHOD AND SYSTEM" 인 미국 특허 공보 제 5,452,104 호, 제 5,107,345 호, 제 5,021,891 및 발명의 명칭 "INTERFRAME VIDEO ENCODING AND DECODING SYSTEM" 인 미국 특허 공보 제 5,576,767 에 개시되어 있다.
셀룰러 애플리케이션에서는, 동일 서비스 구역 내에 하나 이상의 통신 시스템이 작동하는 것이 일반적이다. 더구나, 이들 시스템들은 동일 주파스 대역 또는 거의 동일한 주파수 대역에서 동작한다. 이때, 하나의 시스템으로부터의 전송은 다른 시스템의 수신 신호에 품질 저하를 일으킨다. CDMA는 전송 전력을 전체 대역폭 1.2288 MHz 에 걸쳐 각 수신자에게 확산하는 스펙트럼 확산 통신 시스템이다. FM 전송의 주파수 응답은 중심 주파수에서 더욱 집중될 수 있다. 따라서, FM 전송은 할당된 CDMA 대역에서 수신된 CDMA 신호에 재머 (jammer) 가 매우 가깝게 나타나게 한다. 더구나, 재머의 진폭는 CDMA 신호의 진폭보다 몇 배 클 수 있다. 이들 재머는 CDMA 시스템의 성능을 저하시킬 수 있는 3 차 상호 변조결과 신호를 야기할 수 있다.
일반적으로, 재머에 의해 야기된 상호 변조결과 신호에 기인한 성능 저하를 감소시키기 위해, 수신기는 높은 IIP3를 갖도록 설계된다. 그러나, 높은 IIP3 수신기는 수신기 내에 높은 DC 전류에 의해 동작하는 능동 소자를 요구하므로, 전력 소모가 크다. 이러한 설계 방식은 제한된 전력의 휴대용 수신기가 사용되는 셀룰러 애플리케이션에서는 바람직하지 않다.
높은 IIP3에 대한 필요를 충족시키기 위해 몇 몇 기법들이 종래 기술에서 전개되어 왔다. 전력 소모를 감소시키기 위한 기법 중 하나는 높은 IIP3가 요구되기 때문에 병렬 연결된 복수의 증폭기로 이득 스테이지를 구현하고 선택적으로 증폭기를 활성화하는 것이다. 이 기법은 본 발명의 양수인에게 양도된 발명의 명칭 "DUAL MODE AMPLIFIER WITH HIGH FREQUANCY AND HIGH LINEARITY" 으로 1997년 4월 17일 출원된 미국 특허 출원 제 08/843,904 호에 개시되어 있다. 다른 기법은 수신된 RF 신호 전력을 측정하고, RF 신호 전력의 진폭에 기초한 증폭기의 이득을 조절하는 것이다. 이 기법은 본 발명의 양수인에게 양도된 발명의 명칭 "METHOD AND APPARATUS FOR INCREASING RECEIVER POWER IMMUNITY TO INTERFERENCE" 으로 1996년 9월 30일 출원된 미국 특허 출원 제 08/723,491 호에 개시되어 있다. 이 기법들은 IIP3 성능을 개선하였지만, 전력 소모를 감소시키거나 회로를 단순화하지는 못했다.
종래 기술에서 수신기 구조의 모범적인 블록 다이어그램을 도 1에 나타낸다. 수신기 (1100) 내에서, 안테나 (1112) 가 전송된 RF 신호를 수신하고, 수신된 신호는 듀플렉서 (1114) 를 경유하여 저잡음 증폭기 (LNA) (1116)에 제공된다. LNA (1116) 는 RF 신호를 증폭하고, 증폭된 신호를 대역 필터 (1118) 에 전달한다. 대역 필터 (1118) 는 다음 스테이지에서 상호 변조 결과 신호를 야기할 수 있는 의사 신호들을 일부 제거하기 위해 필터링한다. 필터링된 신호를 국부 발진기 (1122) 로부터의 사인파를 이용해서 중간 주파수 (IF) 로 다운컨버트하는 믹서 (1120) 에 전달한다. IF 신호는 후속하는 다운컨버전 스테이지 전의 다운 컨버전 결과 신호 및 의사 신호를 필터링하는 대역 통과 필터 (1124) 에 전달된다. 필터링된 IF 신호는 요구되는 진폭의 IF 신호를 제공하는 다양한 이득으로 증폭하는 자동 이득 제어 (AGC) 증폭기에 전달된다. AGC 제어 회로 (1128) 로부터의 신호로 이득을 제어한다. IF 신호를 송신기에서 사용되는 변조 형식에 따라 신호를 복조하는 복조기 (1130) 에 제공한다. 2진 위상 천이 변조 (BPSK) 와 같은 디지털 송신, 4분상 천이 변조 (QPSK), 오프셋 4분상 천이 변조 (OQPSK), 구상 진폭 변조 (QAM)에 대해서, 디지털화한 기저대역 데이터를 제공하기 위해 디지털 변조기를 사용한다. FM 송신에 있어서, 아날로그 신호를 제공하기 위해 FM 복조기를 사용한다.
수신기 (1100) 은 대부분의 수신기에 요구되는 기본 기능들을 포함한다. 그러나, 증폭기 (1126 및 1116) 의 위치, 대역 통과 필터 (1118 및 1124), 및 믹서 (1120) 은 특정 애플리케이션을 위해 수신기 성능을 최적화하도록 다시 배열된다. 이 수신기 구조에서는, 높은 DC 바이어스 전류에서 능동 소자를 바이어스하고/또는 증폭기 (1126) 의 이득을 제어함으로써, 높은 IIP3를 제공한다.
이 수신기 구조는 몇몇 결함을 갖는다. 첫째, 일반적으로 능동 소자들은 요구되는 최고의 IIP3를 제공하기 위해 높은 DC 전류에 바이어스 된다. 높은 IIP3가 대부분의 시간에 요구되지 않을 지라도, 항상 높은 IIP3 동작점에서 수신기 (1100) 를 동작하는 효과를 갖는다. 둘째, 상술한 미국 특허 제 5,099,204 호에 개시된 바와 같이, AGC 증폭기 (1126) 의 이득을 조절함으로써 높은 IIP3를 개선할 수 있다. 그러나, 증폭기 (1126) 의 이득을 낮추는 것은 수신기 (1100) 의 노이즈 피겨를 저하시킬 수 있다.
본 발명은 통신에 관한 것이다. 더욱 상세하게는, 본 발명은 새롭고 개선된 프로그램가능한 선형 수신기에 관한 것이다.
도 1은 종래의 수신기의 일 예를 나타낸 블록도이다.
도 2는 본 발명의 프로그램 가능한 선형 수신기의 일 예를 나타낸 블럭도이다.
도 3은 본 발명의 프로그램 가능한 선형 듀얼 밴드 수신기의 일 예를 나타낸 블럭도이다.
도 4는 본 발명의 수신기 내에서 사용되는 QPSK 변조기의 일 예를 나타낸 블럭도이다.
도 5a 및 도 5b는 각각 본 발명의 수신기에서 사용되는 전류 소스 및 저 잡음 증폭기 (LNA) 의 일 예를 나타낸 개략도이다.
도 6a 및 도 6b는 각각 LNA에서 사용되는 트랜지스터의 바이어스 전류 대 IIP3 성능 및 LNA의 성능 커브를 나타낸다.
도 7a 및 7b는 각각 IS-98-A에서 정의된 CDMA 신호에 대한 1 개 및 2 개 톤 재머의 특성을 나타낸다.
도 8a 및 8b는 각각 CDMA 입력 전력을 승강하기 위한 AGC 제어 범위을 나타낸다.
도 9는 본 발명의 IIP3 바이어스 제어 메카니즘의 일 예를 나타낸다.
도 10a 및 10b는 각각 CDMA 입력 신호를 승강하기 위한 IIP3 바이어스 제어를 나타낸다.
본 발명은 시스템 성능의 필수 레벨에 감소된 소모 전력을 제공하는 신규하고 진보된 프로그램 가능한 선형 수신기이다. 바람직한 실시예에서, 수신기는 감쇠기, 적어도 하나의 고정이득 증폭단, 믹서, 및 변조기를 포함한다. 각 증폭기는 패드와 스위치로 구성된 우회 신호 경로를 갖는다. 바람직한 실시예에서, 증폭기 및 믹서는 IIP3의 동작점을 바이어스 제어 신호들에 의해 각각 조절하는 능동 소자들을 포함한다. 바람직한 실시예에서, 필요한 AGC를 감쇠기, 증폭기들, 패드들, 및 변조기에 의해 제공한다.
본 발명의 목적은 수신기로부터의 출력 신호에서 비선형성을 측정함으로써 전력 소모를 감소시키는 프로그램가능한 선형 수신기를 제공하는 것이다. 바람직한 실시예에서는, 수신된 신호 강도 지시기 (RSSI) 경사법에 의해 비선형성의 양을 측정한다. RSSI 경사는 입력 신호의 변화에 대한 출력 신호와 상호 변조를 더한 값의 변화율이다. 바람직한 실시예에서, 입력 신호 레벨은 소정의 레벨만큼 주기적으로 증가하며, 수신기로부터의 출력 신호를 측정한다. 출력 신호는 원하는 신호 및 수신기 내의 비선형성에 기인한 상호변조 결과 신호들로 구성된다. 수신기가 선형적으로 동작할 때, 입력 신호 레벨의 1 dB 증가는 출력 신호 레벨의 1 dB 증가를 야기한다. 그러나, 수신기가 비선형 영역에서 동작할 때는, 비 선형성으로 인한 상호 변조 결과 신호들이 원하는 신호보다 빠르게 증가한다. RSSI 경사를 탐지함으로써, 비선형성에 기인한 열화량을 결정할 수 있다. 이 정보는 전력 소모를 최소화하면서 요구되는 성능을 제공하기 위해 증폭기 및 믹서의 IIP3 동작점을 조절하는데 사용된다. 또한, 노이즈에 대한 칩 당 에너지 비율 (Ec/Io) 과 같은 다른 측정 기법에 의해 비선형량을 평가할 수 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 수신기의 동작 모드에서의 전력 소모를 최소화하는 프로그램 가능한 선형 수신기를 제공하는 것이다. 수신기의 각 동작 모드는 유일한 특성 (CDMA, FM)을 가진 입력 신호에 대해 동작할 수 있고, 각 동작 모드는 다른 성능을 요구할 수 있다. 바람직한 실시예에서, 수신기 내의 제어기는 요구되는 성능을 제공하기 위해 동작 모드, 및 수신기 내의 구성요소들 간의 상호 설정을 알고 있다. 예를 들면, CDMA 모드는 높은 IIP3 동작점을 요구하며, 능동 소자들은 수신기가 CDMA 모드에서 동작하는 것에 따라 바이어스된다. 이와는 반대로, FM 모드는 그다지 엄격하지 않은 선형성을 요구하며, 수신기가 FM 모드에서 동작할 때, FM 모드는 낮은 IIP3 동작점에 바이어스될 수 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 수신기 내의 다양한 스테이지에서 측정되는 신호에 따라 전력 소모를 최소화하는 프로그램 가능한 선형 수신기를 제공하는 것이다. 전력 탐지기를 신호의 전력 레벨을 측정하기 위해 선택된 소자들의 출력에 연결할 수 있다. 전력 측정은 비선형성의 소정의 레벨을 초과하여 동작하는 어떤 소자의 IIP3 동작점을 조절하는데 사용된다.
본 발명에 따라 구성된 수신기는 시스템 성능의 필수 레벨을 제공하며, 능동 소자의 DC 바이어스를 제어함으로써 전력 소모를 최소화한다. 본 발명은 아래에서 상세하게 기술될 3 개의 실시예 중 어느 하나를 사용함으로써 실용화될 수 있다. 제 1 실시예에서, 수신기의 출력에서의 비선형성량을 측정하고, 측정된 량을 증폭기 및 믹서와 같은 수신기 내의 능동 소자의 IIP3 동작점을 설정하는데 사용한다. 제 2 실시예에서, 수신기의 동작 모드에서의 예상 수신 레벨에 따라 능동 소자의 IIP3 동작점을 설정한다. 그리고 제 3 실시예에서, 수신기 내의 다양한 스테이지에서 측정된 신호 레벨에 따라 능동 소자의 동작점을 설정한다.
본 발명에서, 바이어스 제어 회로와 함께 동작하는 AGC 제어 회로는 AGC 기능을 제공한다. 신호 진폭에 의존하는 측정된 비선형량에 따라 능동 소자의 IIP3 동작점을 설정한다. 한편, 신호 진폭은 수신기의 이득 설정에 달려 있다. 본 발명에서, AGC 및 바이어스 제어는 전력 소모를 최소화하면서 특정 AGC 범위에 걸쳐 요구되는 레벨의 선형성을 제공하기 위해 집적 방식으로 동작한다.
(수신기 구조)
본 발명에 따라 구성된 수신기 구조의 일 예를 나타낸 블럭도가 도 2에 개시된다. 수신기 (1200) 내에서, 안테나 (1212) 가 전송된 RF 신호를 수신하며, 수신된 신호는 듀플렉서 (1214) 를 경유하여, 감쇠기 (1216) 에 제공된다. 감쇠기 (1216) 는 요구되는 진폭의 신호를 제공하기 위해 RF 신호를 감소시키며, 감쇠된 RF 신호를 RF 프로세서 (1210) 에 제공한다. RF 프로세서 (1210) 내에서, 감쇠된 신호는 패드 (1222a) 및 저잡음 증폭기 (LNA) (1220a)에 제공된다. LNA (1220a) 는 RF 신호를 증폭하며, 증폭된 신호를 대역 필터 (1226) 에 제공한다. 패드 (1222a) 는 소정의 감쇠 레벨을 제공하며, 스위치 (1224a) 에 직렬 연결된다. 스위치 (1224a) 는 LNA (1220a) 의 이득이 불필요할 때 LNA (1220a) 주위로 우회로를 제공한다. 대역 필터 (1226) 는 이어지는 신호 처리 스테이지에서 상호 변조 결과 신호를 야기할 수 있는 의사 신호를 제거하기 위해 신호를 필터링한다. 필터링된 신호는 패드 (1222b) 및 저잡음 증폭기 (LNA) (1220b) 에 제공된다. LNA (1220b) 는 필터링된 신호를 증폭하며, 그 신호를 RF/IF 프로세서 (1248) 에 제공한다. 패드 (1222b) 는 소정의 감쇠 레벨을 제공하며, 스위치 (1224b) 에 직렬 연결된다. 스위치 (1224b) 는 LNA (1220b) 의 이득이 필요치 않을 때 LNA (1220b) 주위로 우회경로를 제공한다. RF/IF 프로세서 (1248) 내에서, 믹서 (1230) 는 신호를 국부 발진기 (1228) 에서 발생한 사인파에 의해 중간 주파수 (IF) 로 다운컨버트한다. IF 신호는 의사 신호 및 대역 밖의 다운컨버젼 결과 신호를 제거하는 대역 통과 필터 (1232) 에 제공된다. 바람직한 실시예에서, 필터링된 IF 신호는 이득 제어 신호에 의해 조절된 가변 이득으로 신호를 증폭하는 전압 제어 증폭기 (1234) 에 제공된다. 또한, 증폭기 (1234) 는 시스템 요구에 따라 고정이득 증폭기로 생성할 수 있으며, 이것도 본 발명의 범위에 포함된다. 증폭된 IF 신호는 송신기 (도시않됨) 에의해 사용되는 변조 형식에 따라 신호를 복조하는 복조기 (1250) 에 제공된다. RF 프로세서 (1210) 및 RF/IF 프로세서 (1248) 는 집합적으로 참조된다.
구형 변조 신호 (즉 QPSK, OQPSK, 및 QAM) 의 복조에 사용되는 복조기 (1250) 의 일 예를 나타낸 블럭도를 도 4에 나타내고 있다. 바람직한 실시예에서, 복조기 (1250) 는 부표본화 대역 통과 복조기로서 기능한다. IF 신호는 CLK 신호에 의해 결정되는 높은 샘플링 주파수에서 신호를 양자화하는 대역 통과 시그마 델타 AD 컨버터 (∑△ ADC) (1410)에 제공된다. ∑△ ADC의 바람직한 설계는 발명의 명칭 "SIGMA-DELTA ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER" 으로 1997년, 9월 12일 출원되며, 본 발명의 양수인에게 양도된 미국 출원 제 08/928,874 호에 개시되어 있다. 수신기에서 ∑△ ADC 를 사용하는 것은 1997년, 12월 9일 출원되고 본 발명의 양수인에게 양도었으며, 본 명세서의 참조 문헌에 병합된 발명의 명칭 "RECEIVER WITH SIGMA-DELTA ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER" 인 미국 특허 출원 제 08/987,306에 개시되어 있다. 양자화된 신호는 신호를 필터링하고 데시메이트하는 필터 (1412) 에 제공된다. 필터링된 신호는 국부 발진기 (1420) 및 위상천이기 (1418) 에서 발생된 동상 및 4분상 사인파에 의해 신호를 기저 대역으로 다운컨버트하는 멀티플라이어 (1414a 및 1414b) 에 제공된다. 위상 천이기 (1418) 는 4분상을 위해 90°위상 천이를 수행한다. 기저 대역 I 및 Q 신호들은 각각 I 및 Q 데이터를 제공하기 위해 신호를 필터링하는 저역 통과 필터 (1416a 및 1416b)에 제공된다. 도 2에서의 기저 대역은 도 4의 I 및 Q로 구성된다. 또한 바람직한 실시예에서, 필터 (1412) 및/또는 저역 통과 필터 (1416) 는 복조기 (1250) 이 다양한 진폭에서 기저 대역 데이터를 제공할 수 있도록 신호 스케일링을 제공한다. 복조기 (1250) 의 다른 기능이 QPSK 변조된 파형의 복조를 수행하도록 설계될 수 있으며, 이 또한 본 발명의 범위에 포함된다.
도 2를 재참조하면, 수신기 (1200) 는 대부분의 수신기들에 요구되는 기본 기능들을 포함한다. 그러나, 감쇠기 (1216), LNA (1220a 및 1220b), 대역 통과 필터 (1226 및 1232), 및 믹서 (1230) 의 배열은 특정 애플리케이션에 대한 수신기 (1200) 의 성능을 최적화하기 위해 재배열될 수 있다. 예를 들면, 노이즈 피겨 성능을 개선하기 위해 LNA (1220a) 및 대역 통과 필터 (1226) 사이에 감쇠기 (1216) 를 배치할 수 있다. 더구나, 제 1 증폭 스테이지전에 바람직하지 않은 의사 신호를 제거하기 위해 대역 통과 필터를 LNA (1220a) 앞에 삽입할 수 있다. 여기서 보여주는 기능의 재배열은 예상될 수 있는 것들로서 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명에서, 증폭기 (1234) 로부터의 IF 신호가 요구되는 진폭을 갖도록 AGC 제어 회로1260에 의해 감쇠기 (1216), 스위치 (1224a 및 1224b), 및 복조기 (1250) 를 제어한다. AGC 기능을 아래에서 상세하게 기술한다. 바람직한 실시예에서, LNA (1220a 및 1220b) 는 고정 이득 증폭기이다. 요구되는 선형성 성능이 최소 전력 소모를 획득할 수 있도록 이들 능동 소자의 DC 바이어스 전류 및/또는 전압을 조절하기 위해 바이어스 제어 회로1280에 의해 LNA (1220a 및 1220b) 및 믹서 (1230) 를 제어한다. 가변 IIP3 바이어스 제어 메카니즘을 아래에서 상세하게 기술한다.
셀룰러 폰 및 HDTV를 포함하는 다양한 애플리케이션에서 사용하기 위해 본 발명의 수신기 구조를 채용한다. 셀룰러 폰에서는, 개인 휴대 통신 (PCS) 대역 또는 셀룰러 대역에서 동작하는 CDMA 통신 시스템에서 사용하기 위해 수신기 (1200) 를 채용한다.
이중 대역 (PCS 및 셀룰러) 및 이중 모드 (CDMA 및 AMPS) 를 지원하는 수신기의 일 예를 나타낸 블럭도를 도 3에 나타낸다. PCS 대역은 60 MHz의 대역폭 및 1900 MHz의 중심 주파수를 갖는다. 셀룰러 대역은 25 MHz의 대역폭 및 900 MHz의 중심 주파수를 갖는다. 각 대역은 유일한 RF 대역 통과 필터를 요구한다. 그러므로, 2 개의 대역을 위해 2 개의 RF 프로세서를 사용한다.
수신기 (1300) 는 수신기 (1200) 와 동일한 구성요소로 구성된다. 안테나 (1312), 듀플렉서 (1314), 및 감쇠기 (1316) 는 수신기 (1200) 의 안테나 (1212), 듀플렉서 (1214), 및 감쇠기 (1216) 와 동일하다. 감쇠기 (1316) 으로부터 감소된 신호는 RF 프로세서 (1310a 및 1310b) 에 제공된다. RF 프로세서 (1310a) 는 셀룰러 대역에서 동작하도록 설계되고, RF 프로세서 (1310b) 는 PCS 대역에서 동작하도록 설계된다. RF 프로세서 (1310a) 는 수신기 (1200) 에서의 RF 프로세서 (1210) 와 동일하다. RF 프로세서 (1310a) 는 캐스케이드 연결된 저잡음 증폭기 (LNA) (1320a 및 1320b) 및 그 사이에 배치된 대역 통과 필터 (1326) 로 구성된다. 각 LNA (1320) 는 패드 (1322) 및 스위치(1324) 로 구성된 병렬 신호 경로를 갖는다. RF 프로세서 (1310b) 는 LNA (1321a 및 1321b) 및 대역 통과 필터 (1327)가 PCS 대역에서 동작하도록 설계된 것을 제외하고는 RF 프로세서 (1310a) 와 유사하다. RF 프로세서 (1310a 및 1310b) 로부터의 출력은 제어기 (1370) (도 3에 도시 않됨) 로부터의 제어 신호에 따라 바람직한 신호를 선택하는 멀티플렉서 (MUX)(1346) 에 제공된다. MUX (1346) 으로부터의 RF 신호는 도 2의 RF/IF 프로세서 (1248) 와 동일한 RF/IF 프로세서 (1348) 에 제공된다. 프로세서 (1348) 로부터의 IF 신호는 원격 송신기 (도시 않됨) 에서 사용되는 변조 형식에 따라 신호를 복조하는 복조기 (1350) (DEMOD) 에 제공된다. 복조기 (1350), AGC 제어 회로 (1360), 바이어스 제어 회로 (1380), 및 도 3의 비선형성 측정 회로 (1390) 는 각각 도 2의 복조기 (1250), AGC 제어 회로 (1260), 바이어스 제어 회로 (1280), 및 도 3의 비선형성 측정 회로 (1290) 와 동일하다.
제어기 (1370) 는 AGC 제어 회로 (1360), 바이어스 제어 회로 (1380), 및 MUX (1346) 에 연결되며, 이들 회로의 동작을 제어한다. 제어기 (1370) 는 여기에 기술된 기능들을 수행하도록 프로그램된 디지털 신호 프로세서, 마이크로제어기, 또는 마이크로프로세서로서 기능할 수 있다. 제어기 (1370) 는 수신기 (1300) 및 관련 제어 신호들의 동작 모드를 저장하기 위한 저장 소자를 포함할 수 있다.
도 2를 참조하여, 특히 셀룰러 폰 애플리케이션에 채용된 수신기 (1200) 의 설계의 일 예를 아래에 상세하게 기술한다. 바람직한 실시예에서, 감쇠기 (1216) 는 20dB의 감쇠 범위를 갖고, 0.2 내지 -0.2 dB만큼 감소시킨다. 감쇠기 (1216) 는 한 쌍의 다이오드 또는 전계 효과 트랜지스터에 의해 설계될 수 있으며, 그 구현 방법은 이미 개시되어 있다. 바람직한 실시예에서, LNA (1220a 및 1220b) 각각 13 dB의 고정 이득을 갖는다. LNA (1220a 및 1220b)는 오프-더-쉘프 (off-the shelf) 모노리딕 RF 증폭기 또는 이산적인 구성 소자를 사용하여 설계된 증폭기일 수 있다. LNA (1220) 의 이산 설계의 일 예를 아래에서 상세하게 기술한다. 바람직한 실시예에서, 패드 (1222a 및 1222b) 는 5 dB 감쇠를 제공하며, 이미 알려진 바와 같이 저항들로서 구현할 수 있다. 바람직한 실시예에서, 대역 통과 필터 (1226) 는 셀룰러 대역의 전체 대역폭인 25MHz 대역폭을 갖고 중심 주파수 900 MHz 인 표면 탄성파 (SAW) 필터이다.
또한 바람직한 실시예에서, 대역 통과 필터 (1232) 는 CDMA 시스템의 대역폭인 1.2288 MHz 대역폭을 갖고 중심 주파수가 116.5 MHz인 SAW 필터이다. 믹서 (1230) 는 예컨대 모토롤라 MC13143 와 같은 오프-더-쉘프-믹서가 될 수 있는 능동 믹서이거나, 또는 이미 알려진 방법으로 설계된 다른 능동 믹서이다. 또한, 믹서 (1230) 는 더블-밸런스된 (double-balanced) 다이오드 믹서와 같은 수동 소자로 구현할 수도 있다. 증폭기 (1234) 는 모노리딕 증폭기 또는 이산 소자로 설계된 증폭기일 수 있다. 바람직한 실시예에서, 증폭기 (1234) 는 40 dB의 이득을 제공하도록 설계된다.
바람직한 실시예에서, 복조기 (1250) 를 제외한 수신기 (1200) 의 전체 이득 범위는 +51 dB 내지 -5 dB이다. 이러한 이득 범위로부터, 대역 통과 필터 (1226) 의 삽입손 -3 dB, 믹서 (1230) 의 이득+1 dB, 대역 통과 필터 (1232) 의 삽입손 -13 dB를 추정할 수 있다. CDMA 애플리케이션에 있어서, 일반적으로 경로 손실, 페이딩 조건, 및 재머를 적절하게 다루기 위해 80 dB의 AGC 범위가 요구된다. 바람직한 실시예에서, 감쇠기 (1216), LNA (1220a 및 1220b), 및 패드 (1222a 및 1222b)에 의해 제공된 AGC 범위는 56 dB이다. 바람직한 실시예에서, AGC 범위의 나머지 24 dB는 복조기 (1250) 및/또는 증폭기 (1234) 에 의해 제공된다. 복조기 (1250) (도 4 참조) 내에서, ADC (1420) 는 아날로그 파형을 양자화하고, 후속의 디지털 신호 처리 블럭에 디지털화한 값을 제공한다. 바람직한 실시예에서, ADC (1410) 를 구분하기 위해 4 비트가 필요하다. 바람직한 실시예에서, 추가적인 6 비트는 아직 필터링되지 않은 재머를 위해 헤드룸을 제공한다. ADC (1410) 는 10 비트 이상을 제공하도록 설계될 수 있다. 이득 제어의 6 dB를 제공하기 위해 10을 초과하는 각 추가 비트를 사용할 수 있다. 다행히, 높은 CDMA 신호 레벨에서, 대역 밖의 재머 레벨은 계속하여 CDMA 신호를 초과하는 +72 dB가 될 수는 없다. 그러므로, CDMA 신호가 강할 때, 재머는 재머 헤드룸을 위해 6 비트 이하를 요구한다. 바람직한 실시예에서, 복조기 (1250) 에서 동작하는 AGC 기능은 CDMA 신호가 강할 때만 즉, CDMA 제어 범위의 상단에서만 활성화된다. 따라서, 재머 헤드룸을 위해 예약된 나머지 비트는 강한 CDMA 신호 레벨덕분에 AGC 기능을 위해 사용된다. 수신기 (1200) 에 요구되는 성능을 제공하는 부표본 대역 통과 ∑△ADC의 설계는 상기한 미국 특허 출원 제 08/987,306에 개시되어 있다.
(증폭기 설계)
이산 LNA 회로의 일 실시예를 나타낸 개략도가 도 5a에 도시되어 있다. LNA (1220) 내에서, RF 입력은 AC 결합 커패시터 (1512) 의 한쪽 단부에 제공된다. 커패시터 (1512) 의 다른 쪽 단부는 커패시터 (1514) 및 인덕터 (1516) 의 한쪽 단부에 연결된다. 커패시터 (1514) 의 다른 쪽 단부는 아날로그 접지에 연결되며, 인덕터 (1516) 의 다른 쪽 단부는 저항 (1518 및 1520)의 한 쪽 단부 및 트랜지스터 (1540) 의 베이스 단자에 연결된다. 저항 (1518) 의 다른 쪽 단부는 전력 공급 장치 Vdc 에 연결되며, 저항 (1520) 의 다른 쪽 단부는 아날로그 접지에 연결된다. 우회 커패시터 (1522) 는 Vdc 및 아날로그 접지에 연결된다. 바람직한 실시예에서, 트랜지스터 (1540) 는 이 분야에서 일반적으로 사용되는 지멘스 BFP420과 같은 저잡음 RF 트랜지스터이다. 트랜지스터 (1540) 의 에미터는 인덕터 (1542) 의 한 쪽 단부에 연결된다. 인덕터 (1542) 의 다른 쪽 단부는 아날로그 접지에도 연결된 전류 소오스 (1580) 에 연결된다. 트랜지스터 (1540) 의 콜렉터는 인덕터 (1532), 저항 (1534), 및 커패시터 (1536)의 한쪽 단부에 연결된다. 인덕터 (1532) 및 저항 (1534) 의 다른 쪽 단부는 Vdc에 연결된다. 커패시터 (1536) 의 다른 쪽 단부는 RF 출력을 포함한다.
LNA (1220) 내에서, 커패시터 (1512 및 1516)는 각각 RF 입력과 출력 신호의 AC 결합을 제공한다. 커패시터 (1514) 및 인덕터 (1516) 는 노이즈 매칭을 제공한다. 또한, 인덕터 (1516 및 1532)는 각각 LNA 입력과 출력의 매칭을 제공한다. 또한, 인덕터 (1532) 는 트랜지스터 (1540) 의 바이어스 전류에 대한 DC 경로를 제공한다. 인덕터 (1542) 는 선형성을 개선하기 위해 에미터 임피던스를 악화시킨다. 저항 (1518 및 1520) 은 트랜지스터 (1540) 의 베이스에서의 DC 바이어스 전압을 설정한다. 저항 (1534) 는 LNA (1220) 의 이득 및 출력 임피던스를 결정한다. 전류 소오스 (1580) 는 LNA (1220) 의 IIP3를 결정하는 트랜지스터 (1540) 의 바이어스 전류를 제어한다.
도 5b에는 전류 소오스 (1580) 를 개략적으로 나타내고 있다. n-채널 MOSFET (1582 및 1584)의 소오스 단자는 아날로그 접지에 연결된다. MOSFET(1584)의 드레인 단자는 저항 (1586) 의 한 쪽 단부에 연결된다. 저항 (1586) 의 다른 쪽 단부는 MOSFET (1582) 의 드레인에 연결되며, 전류 소오스 (1580) 의 출력을 포함한다. 우회 커패시터 (1588) 은 전류 소오스 (1580) 및 아날로그 접지를 가로질러 연결한다. MOSFET (1582) 의 게이트는 Vbias1에 연결되고 MOSFET (1584) 의 게이트는 Vbias2에 연결된다.
MOSFET (1582 및 1584)는 LNA (1220) 의 IIP3 동작점을 결정하는 트랜지스터 (1540) 를 위한 콜렉터 바이어스 전류 (Icc)를 제공한다. MOSFET (1582 및 1584) 의 게이트는 각각 제어 전압 (Vbias1 및 Vbias2) 에 연결된다. Vbias1이 낮으면 (예컨대 0.0 V) MOSFET (1582) 는 턴오프되고, 트랜지스터 (1540) 를 위한 콜렉터 전류 Icc를 제공하지 않는다. Vbias1이 높으면 (예컨대 Vdc) MOSFET (1582) 는 턴온되고, 트랜지스터 (1540) 를 위한 최대 콜렉터 전류 Icc를 제공한다. 따라서, Vbias1은 MOSFET (1582) 에 의해 제공되는 콜렉터 바이어스 전류 Icc의 량을 결정한다. 유사하게, Vbias2은 MOSFET1584에 의해 제공되는 콜렉터 바이어스 전류 Icc의 량을 결정한다. 그러나, 트랜지스터 (1540) 의 베이스에서의 전압 및 저항 (1586) 값은 MOSFET (1584) 에 의해 제공된 최대 콜렉터 바이어스 전류를 제한한다.
콜렉터 바이어스 전류 Icc 대한 LNA (1220) 의 IIP3 성능은 도 6a에 나타나 있다. IIP3는 콜렉터 바이어스 전류가 1 옥타브 증가할 때 약 6 dB 증가하는 것을 주의하여야 한다. 제어 전압 Vbias1에 대한 트랜지스터 (1540) 의 콜렉터 바이어스 전류, LNA (1220) 의 이득, 및 LNA (1220) 의 IIP3가 도 6b에 나타나 있다. 이득은 거의 일정하다 (예를 들면 모든 Vbias1 전압에 대해 약 1 dB의 변동) 는 것을 주의하여야 한다. 또한, IIP3는 콜렉터 바이어스 전류 Icc와 유사한 방식으로 변한다. 따라서, 높은 IIP3가 요구되지 않는다면, LNA (1220) 의 이득에 최소한의 영향만 미치며 콜렉터 바이어스 전류를 감소시킬 수 있다.
도 5a 및 도 5b는 각각 LNA (1220) 및 전류 소오스 (1580) 의 회로의 일 예를 나타낸다. LNA (1220) 는 필요한 성능 (예를 들면, 더 높은 이득, 개선된 노이즈 피겨, 더 나은 매칭) 을 제공하기 위해 다른 토폴로지를 사용하여 설계할 수 있다. LNA (1220) 는 바이폴라 접합 트랜지스터, 헤테로 접합 바이폴라 트랜지스터, MOSFET, 갈륨 알스나이드 전계 효과 트랜지스터 (GaAsFET), 또는 다른 능동 소자로 설계할 수도 있다. 또한, LNA (1220) 는 이미 알려진 방식에 의해 모노리딕 증폭기로 구현할 수도 있다. 유사하게, 전류 소오스 (1580) 는 이미 알려진 다른 방식으로 설계 및 구현할 수 있다. 본 발명의 범위 안에서 LNA (1220) 및 전류 소오스 (1580) 의 다양한 변형이 가능하다.
(가변 IIP3 바이어스 제어)
상술한 바와 같이, 대역 내의 상호 변조 결과 신호는 비선형 장치에 존재하는 의사 신호에 의해 발생한다. 선형성을 요구하는 하나의 애플리케이션은 Advance Mobile Phone System (AMPS) 와 같은 다른 셀룰러 폰 시스템들과 공존하는 CDMA 통신 시스템이다. 다른 셀룰러 폰 시스템은 CDMA 시스템의 동작 대역 부근에서 높은 전력의 의사 신호들을 전송할 수 있으므로, CDMA 수신기에는 높은 IIP3가 필요하다.
CDMA 시스템에 있어서, 의사 신호 거절 조건은 "TIA/EIA/IS-98-A Intermodulation Spurious Response Attenuation", (이하에서는 IS-98-A 표준이라고 함)에 기재된 2개 톤, 및 단일 톤 테스트라는 2 개의 사양에 의해 정의된다. 2 개 톤 테스트는 도 7a에 나타나 있다. 2 개의 톤들은 CDMA 파형의 중심 주파수로부터 f1= 900kHz 및 f2= 1700 kHz 에 위치한다. 2 개의 톤들은 진폭이 동일하고, CDMA 신호의 진폭 보다 58 dB 만큼 높다. 이 테스트는 AMPS 시스템으로부터의 신호같은 인접 채널에서 전송되는 FM 변조된 신호를 시뮬레이션한다. FM 변조된 신호는 캐리어 내에 덩어리 전력을 포함하는 반면에, CDMA 파형 내의 전력은 1.2288 MHz 대역폭에 걸쳐 확산되어 있다. CDMA 신호는 채널 조건에 더 영향을 받지 않으며, 전력 제어 루프에 의해 낮은 전력 레벨을 유지한다. 실제로, CDMA 신호는 간섭을 줄이고 회선을 증가시키기 위해 필요한 레벨로 전력 레벨을 유지한다.
단일 톤 테스트는 도 7b에 나타나 있다. 단일 톤은 CDMA 파형의 중심 주파수로부터 f1= 900kHz 에 위치하며, CDMA 신호의 진폭 보다 72 dB 높은 진폭을 갖는다. IS-98-A에 따르면, 수신기의 선형성은 CDMA 입력 전력 레벨 -101 dBm, -90dBm, 및 -79 dBm에서 특정된다. 2 개 톤 테스트에 있어서, 재머는 -43dBm, -32dBm, 및 -21dBm (+58dB시)에 있고, 입력 전력 레벨 -101dBm, -90dBm, 및 -79dBm 각각에 대하여 상호 변조 결과 신호의 대역 내 동일 신호는 -104dBm, -93dBm, 및 -82dBm에 있다.
도 7a에 나타난 바와 같이, f1= 900 KHz 및 f2= 1700 KHz 에서의 의사 톤들 (또는 재머들) 는 2f1- f2= 100KHz 및 2f2- f1= 2500 KHz에서 제 3 차 상호 변조 결과 신호들을 생성한다. 2500KHz 에서의 결과 신호는 후속의 대역 통과 필터 (1226 및 1232) 에 의해 쉽게 필터링될 수 있다. 그러나, 100KHz에서의 결과 신호는 CDMA 파형 내로 들어오며, CDMA 신호를 약화시킨다.
수신기 (1200) 의 성능 약화를 최소화하기 위해, 수신된 신호 내의 비선형성의 량에 따라 수신기 (1200) 내의 능동 소자의 IIP3를 조절한다. 수신기 (1200) 는 2 개 톤 상호 변조 규격을 만족하도록 설계된다. 그러나, 사실 재머는 수신기 (1200) 의 동작 시간의 일부에만 존재한다. 더구나, 재머의 진폭은 거의 58 dB 레벨에 도달하지 않을 것이다. 그러므로, 최악의 재머의 경우에 대비하여 설계하는 것 및 최악의 재머의 경우를 예상한 높은 IIP3에서 수신기 (1200) 를 동작시키는 것은 배터리 전력의 낭비이다.
본 발명에 있어서는, 수신기 (1200) 으로부터의 출력 신호에서 측정된 비선형성에 따라 능동 소자 특히 LNA (1220b) 및 믹서 (1230) 의 IIP3를 조절한다. 바람직한 실시예에서는, RSSI 경사법에 의해 비선형성을 조절한다. RSSI 경사의 측정은 본 발명의 양수인에게 양도되어 발명의 명칭 "HIGH DYNAMIC RANGE CLOSED LOOP AUTOMATIC GAIN CONTROL CIRCUIT" 으로 1992년 4월 21일 출원된 미국 특허 출원 제 5,107,225 호에 상세히 개시되어 있다. 도 2를 참조하면, 대역 통과 필터 (1232) 는 1.2288 MHz의 대역폭을 가지며, 대부분의 재머 및 밴드 외의 상호 변조 결과 신호들을 약화시킨다. 대역 내로 들어오는 상호 변조 결과 신호들은 약화시킬 수 없어서 CDMA 파형에 더해진다. I 및 Q 데이터로 구성된 디지털화한 기저 대역 데이터를 제공하고, IF 신호를 처리하는 복조기 (1250) 에 증폭기 (1234) 로부터의 IF 신호를 제공한다. 기저 대역 데이터는 비선형성 측정 회로 (1290) 에 제공된다. 바람직한 실시예에서, 비선형성 측정 회로 (1290) 는 다음 식에 따라 신호의 전력을 계산한다.
P = (I2+ Q2), 에서
P는 기저 대역 신호의 전력, I 및 Q는 I 및 Q 신호의 진폭을 각각 나타낸다. 측정된 전력값은 바이어스 제어 전류 회로 (1280) 에 제공된다.
전력 측정은 상호 변조 결과 신호뿐만 아니라 기저 대역 I 및 Q 신호의 전력도 포함한다. 상술한 바와 같이, 제 2 차 비선형성에 있어서는 입력 신호 레벨이 1 dB 증가할 때마다 상호 변조결과 신호가 2 dB씩 증가한다. 제 3 차 비선형성에 있어서는 상호 변조 결과 신호는 3 dB씩 증가한다. 따라서, 상호 변조 량은 입력 신호 레벨의 변화에 대한 출력 신호의 변화로서 정의 되는 RSSI 경사의 측정으로 평가할 수 있다. 입력 신호 레벨의 변화는 소정의 증가분 (예를 들면 0.5 dB) 으로 설정될 수 있다. 선형 영역에서 동작하는 수신기 (1200) 에 있어서, 입력 신호 레벨의 0.5 dB 증가는 출력 신호 레벨의 0.5 dB 증가 및 RSSI 경사의 1.0 증가에 상응한다. 그러나, 하나 이상의 능동 소자가 비선형성 영역에서 동작하기 시작하면, RSSI 경사는 증가한다. 더 높은 RSSI 경사는 보다 높은 비선형성에 상응한다. RSSI 경사 3.0은 완전 압축 영역 (즉, 입력 신호의 증가에도 출력신호가 증가하지 않는 경우) 에서 동작하는 수신기 (1200) 에 상응하며, 출력은 제 3 차 상호 변조 결과 신호에 의해 주도된다.
본 발명에서, RSSI 경사를 소정의 RSSI 문턱값과 비교할 수 있다. RSSI 경사가 문턱값을 초과하면, 상응하는 능동 소자의 IIP3는 증가된다. 한편, RSSI 경사가 RSSI 문턱값 미만이면, IIP3는 감소한다. 요구되는 비트-에러-레이트 (BER) 또는 프레임-에러-레이트 (FER) 에 기초하여 수신기 (1200) 이 동작하는 동안 RSSI 경사를 조절할 수 있다. 보다 높은 RSSI 문턱값은 IIP3를 증가시키기 전에 더 높은 상호 변조 결과 신호 레벨을 허용하므로, BER 또는 FER 성능을 희생하여 전력 소모를 감소시킬 수 있다. 요구되는 성능 레벨 (예를 들면 1% FER) 을 위해 문턱값을 설정하는 제어 루프에 의해 RSSI 문턱값을 조절할 수 있다. 바람직한 실시예에서, RSSI 경사로서 1.2를 선택하였다. 그러나, 다른 RSSI 문턱값을 사용하는 것도 본 발명의 범위에 포함된다.
본 발명에서, 재머의 진폭을 곧바로 측정하는 것은 중요하지 않다. 고차 상호 변조 결과 신호에서 원하는 신호에 대한 재머의 바람직하지 않은 효과를 측정하는 것이 보다 중요하다. RSSI 경사는 비선형성의 레벨을 측정하는 하나의 방법이다. 입력 신호 진폭의 증분 변화에 대한 출력 신호의 에너지-퍼-칩-투-노이즈 율 (Ec/Io) 의 변화를 계산함으로써 비선형성 레벨을 측정할 수도 있다. 수신기 (1200) 가 압축 영역에서 동작할 때, 상호 변조 결과 신호는 1 대 3의 비율 (factor of 3 to 1)로 증가하고, 출력 신호는 제 3 차 상호 변조 결과 신호들에 의해 주도된다. RSSI 방법에 따르면, 입력 신호 레벨의 변화에 대한 Ec/Io 의 변화에 의해 비선형성 레벨을 평가할 수 있다. 비선형성 레벨을 측정하는 다른 방법도 고려될 수 있으며, 본 발명의 영역 내에 포함된다.
바람직한 실시예에서, 성능을 최대화하기 위해 각 능동 소자가 경험하게 되는 비선형성의 양에 따라 능동 소자의 IIP3를 조절한다. LNA (1220a 및 1220b) 는 고정 이득을 제공한다. 따라서, 믹서 (1230) 는 최대 신호 레벨을 경험하며, LNA (1220b) 는 그 다음 크기의 신호 레벨을 경험하며, LNA (1220a) 는 최소 신호 레벨을 경험한다 (이것은 LNA (1220a) 의 이득이 대역 통과 필터 (1226) 의 삽입손 보다 더 크다는 것을 가정하게 한다). 이 가정들로 부터, 믹서 (1230) 의 IIP3 동작 점은 재머가 탐지되면 (예를 들면 높은 RSSI 경사가 측정되면) 가장 먼저 증가한다. 일단 믹서 (1230) 의 IIP3가 충분하게 조절되면 (예컨대, 최대 IIP3 동작점) LNA (1220b) 의 IIP3는 증가한다. 결국, LNA (1220b) 의 IIP3가 충분하게 조절되면, LNA (1220a) 의 IIP3가 증가할 수 있다. 바람직한 실시예에서, LNA (1220a) 는 수신기 (1220) 의 성능을 최적화하기 위해 소정의 IIP3 동작점에서 유지된다. 대응하는 방법으로서, 재머가 탐지되지 않으면 먼저 LNA (1220b) 의 IIP3가 감소한다. LNA (1220b) 의 IIP3가 충분하게 조절되면 (최소 IIP3 동작점) 믹서 (1230) 의 IIP3는 감소한다.
LNA (1220b) 및 믹서 (1230) 의 IIP3는 연속적으로 또는 단속적으로 조절될 수 있다 (예를 들면, 연속적으로 Vbias1 및 Vbias2 제어 전압을 제공함으로써). 본 발명은 능동 소자의 IIP3를 제어하기 위해 연속적 또는 단속적 스테이지 또는 다른 방법들을 사용하도록 의도되었다.
상술한 IIP3 조절 순서는 IIP3만이 고려의 대상이라고 추정하게 한다. 그러나, 다른 애플리케이션은 다른 입력 조건을 경험할 수 있고, 다른 성능을 요구할 수 있다. IIP3 조절의 순서는 이들 요구를 충족시키기 위해 재배열될 수 있다. 더구나, 특정 동작 조건에서 수신기 (1200) 의 성능을 최적화하기 위해 상술한 바와 같은 방향을 반대로 할 수도 있다 (예를 들면, 입력 신호 레벨을 증가시키기 위해 IIP3를 감소시키는 경우). IIP3를 조절하기 위해 다른 순서나 다른 방향을 사용하는 것도 본 발명의 범위에 포함된다.
(이득 제어)
대부분의 수신기는 광역의 입력 신호 레벨을 수용하도록 설계된다. CDMA 수신기에 있어서, 요구되는 AGC 범위는 명목상으로 80dB이다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, AGC 범위는 감쇠기 (1216), LNA (1220a 및 1220b), 패드 (1222a 및 1222b), 복조기 (1250), 및 가능한 증폭기 (1234) 에 의해 제공된다. 바람직한 실시예에서, 감쇠기 (1216) 는 20 dB의 AGC 범위를 제공하며, 패드 (1222a 및 1222b) 각각은 5 dB의 AGC 범위를 제공하며, LNA (1220a 및 1220b) 각각은 13 dB의 AGC 범위를 제공하며, 증폭기 (1234) 및/또는 복조기 (1250) 는 24 dB의 AGC 범위를 제공한다. 하나 이상의 이들 소자의 AGC 범위는 조절될 수 있으며 본 발명의 범위에 포함된다. 더구나, 증폭기 (1234) 는 다른 소자의 AGC 범위를 보충하도록 설계될 수 있다. 예를 들면, 패드 (1222) 의 AGC 범위는 각각 2 dB가 줄어들수 있으며, 증폭기 (1234) 는 6 dB의 AGC 범위를 갖는 것으로 설계될 수 있다.
바람직한 실시예에서, AGC 범위의 첫 번째 2 dB는 복조기 (1250) 에 의해 제공된다. 복조기 (1250) 는 AGC 제어를 위해 사용할 수 있는 추가적인 비트를 제공하는 대역 통과 부표본화 ∑△ ADC (1410) 로 구성된다. AGC 범위의 다음 20 dB는 감쇠기 (1216) 및/또는 증폭기 (1234) 에 의해 제공된다. AGC 범위의 다음 18 dB는 LNA (1220a 및 1222a) 에 의해 제공된다. AGC 범위의 다음 18 dB는 LNA (1220b 및 1222b) 에 의해 제공된다. AGC 범위의 나머지 22 dB는 증폭기 (1234) 및/또는 복조기 (1250) 에 의해 제공된다.
도 8a에는 CDMA 입력 신호 전력을 높이기 위한 본 발명의 수신기 (1200) 의 AGC 제어 동작을 나타내고 있다. 이 실시예에서는, 간명화를 위해 증폭기 (1234) 는 고정 이득 증폭기로 구현하였다. CDMA 입력 전력 레벨의 범위는 -104 dBm 내지 -24 dBm이다. -104 dBm과 -102 dBm사이에서, LNA (1220a 및 1220b)는 턴온 되며, 스위치 (1224a 및 1224b)는 오프 되며, AGC는 복조기 (1250) 에 제공된다. -102 dBm과 -85 dBm사이에서, AGC는 감쇠기 (1216) 에 제공된다. -84 dBm과 -62 dBm사이에서, LNA (1220a) 는 턴오프되며, 스위치 (1224a) 는 턴온되며, LNA (1220b) 는 그대로 온상태이며, 스위치 (1224b) 는 오프를 유지하며, AGC는 감쇠기 (1216) 에 의해 제공된다. 결국, -46 dBm 위에서는, 감쇠기 (1216) 이 충분하게 감쇠되며, 복조기 (1250) 에 제공되는 IF 신호 레벨은 입력 RF 신호 레벨 의 1 dB 증가에 대하여 1 dB 씩 증가하며, AGC는 복조기 (1250) 에 의해 ADC (1410) 후에 제공된다.
도 8b에는 CDMA 신호 전력을 감소시키기 위해 수신기 (1200) 의 AGC 제어 동작을 나타내는 일 예를 도시하고 있다. 또한, 간명화를 위해 이 실시예에서 증폭기 (1234) 는 고정 이득 증폭기로서 구현한다. -24 dBm과 -46 dBm사이에서, LNA (1220a 및 1220b)는 턴오프되며, 스위치 (1224a 및 1224b)는 온되며, AGC는 복조기 (1250) 에 의해 ADC (1410) 후에 제공된다. -46 dBm 와 -66 dBm사이에서, AGC는 감쇠기 (1216) 에 의해 제공된다. -66 dBm과 -69 dBm사이에서, 감쇠기 (1216) 는 최소 감쇠 상태에 있으며, AGC는 복조기 (1250) 에 의해 제공된다. -70 dBm에서, LNA (1220b) 는 턴온되며, 스위치 (1224b) 는 오프된다. -70 dBm과 -84 dBm 사이에서, AGC는 감쇠기 (1216) 에 의해 제공된다. -84 dBm과 -90 dBm 사이에서, AGC는 복조기 (1250) 에 의해 제공된다. -91 dBm에서 LNA (1220a) 는 턴온되며, 스위치 (1224a) 는 오프된다. -91 dBm과 -102dBm 사이에서, AGC는 감쇠기 (1216) 에 의해 제공된다. -102 dBm과 -104 dBm사이에서, AGC는 복조기 (1250) 에 의해 제공된다.
도 8a 및 도 8b는 LNA (1220a 및 1220b) 가 턴온 및 오프되는 입력 RF 신호 레벨을 나타낸다. LNA (1220a) 는 입력 신호 레벨이 -85 dBm을 초과할 때 턴온되지만 -91 dBm이하로 떨어지기 전에는 다시 턴온 되지 않는다. 6 dB 히스테리시스는 LNA (1220a) 가 온 오프 사이에서 토글링되는 것을 방해한다. 또한, 같은 이유로 6 dB 히스테리시스를 LNA (1220b) 에 제공한다. 시스템 성능을 최적화하기 위해 다른 양의 히스테리시스를 사용할 수 있으며, 이 또한 본 발명의 범위에 포함된다.
상술한 내용은 요구되는 AGC 제어를 구현하는 일 예를 나타낸다. 또한, AGC 제어는 조절 가능한 이득을 갖는 AGC로 구현될 수 있다. 더구나, 도 2에 도시된 바와 같은 감쇠기 (1216) 및 LNA (1220a 및 1220b) 의 배열은 CDMA 규격을 만족시키는 실시예 중의 하나이다. 여기에 기술된 소자들을 사용하여 다른 방법으로 AGC 기능을 구현하는 것 및 이미 알려진 회로 또는 다른 소자를 결합한 소자들을 사용한 다른 구현도 본 발명의 범위에 포함된다.
(측정된 비선형성에 따른 수신기 설정)
본 발명의 제 1 실시예에 있어서, 능동 소자의 IIP3는 수신기 (1200) 에 의해 발생하는 비선형성의 측정된 레벨에 따라 설정된다. 비선형성의 레벨은 RSSI 경사 또는 Ec/Io 측정에 의해 평가될 수 있다. 도 9에는 RSSI 경사 측정을 구현한 일 예의 타이밍도를 나타내고 있다. 바람직한 실시예에서, 협소한 펄스에서 감쇠기 (1216) 의 감쇠를 변화시킴에 의해 입력 RF 신호 레벨을 변화시킨다. 각 펄스는 "wiggle" 로 표시한다. 각 펄스에 대해서 RSSI 경사를 측정하며, RSSI 경사 측정의 정확성을 개선하기 위해 측정치는 소정의 주기 T에 대해 평균하여 구한다. 주기 T의 말단에서, 측정된 RSSI 경사를 RSSI 문턱값과 비교하며, 그 결과는 상술한 방법으로 능동 소자의 IIP3를 조절하는데 사용된다.
도 9에 도시된 바와 같이, T0에서의 RSSI 경사 측정값은 RSSI 문턱값보다 작으며, 이것은 수신기 (1200) 이 선형 범위에서 동작하고 있음을 나타낸다. 따라서, LNA (1220b) 의 IIP3는 소모 전력을 유지하기 위해 감소된다. 유사하게, T1, T2, 및 T3주기의 말단에서, 측정된 RSSI 경사는 RSSI 문턱값보다 작으며, LNA (1220b) 의 IIP3는 계속 감소한다. 주기 T4의 말단에서, 측정된 RSSI 경사는 RSSI 문턱값보다 여전히 작으며, LNA (1220b) 의 IIP3가 최소 IIP3 동작점에 충분하게 조절되었기 때문에 믹서 (1230) 의 IIP3는 감소한다. 주기 T5의 말단에서, 측정된 RSSI 경사는 RSSI 문턱값보다 크며, 이것은 상호 변조 결과 신호가 허용할 수 없는 레벨까지 증가했음을 나타낸다. 믹서 (1230) 의 IIP3는 이에 응답하여 선형성을 증가시키기 위해 증가한다.
바람직한 실시예에서, 펄스 지속 시간은 200 ㎲ 이고, 주기 T는 5 ㎳ 이며, 한 주기 내의 펄스의 수는 9이다. 이 값들을 사용하면, 듀티 사이클은 36 퍼센트이다. 바람직한 실시예에서, 신호 진폭에서의 주기적 섭동에 의해 바람직한 신호의 Ec/Io가 최소로 약화되도록 펄스의 듀티 사이클은 충분히 낮아야한다. 펄스의 폭은 AGC 제어 회로 (1280) 에 대한 방해를 최소화하기 위해 지속 시간을 짧게 선택한다. 일반적으로, AGC 제어 루프는 느리기 때문에 짧은 감쇠 펄스에 의해 야기된 신호 레벨의 변화를 따라가지 못한다. 출력 신호의 진폭 변화가 AGC 제어 회로 (1280) 에 의해 야기된 변화가 아닌 입력 신호 진폭 및 상호 변조 결과 신호들의 변화를 반영해야 하기 때문에 이것은 특히 중요하다. 그러나, 짧은 펄스 폭은 결국 출력 신호 전력의 측정을 부정확하게 한다. 본 발명은 여기에 기술된 기능들에 대해 다양한 폭 및 다양한 듀티 사이클의 펄스를 사용하도록 의도되었다.
입력 RF 신호 레벨에서 섭동 진폭은 출력 신호의 약화를 최소화하고, 전체 수신기 (1200) 의 IIP3에 미치는 영향을 최소화하기 위해 작은 값으로 선택된다. 바람직한 실시예에서, RSSI 경사 측정을 위한 감쇠 스테이지는 0.5 dB이다. 감쇠 스테이지를 위해 다른 값들이 사용될 수 있으며 이들은 본 발명의 범위에 포함된다.
바람직한 실시예에서, RSSI 문턱값은 1.2가 되도록 선택된다. 하나의 RSSI 문턱값을 사용함으로써 계속되는 주기 T 사이에서 IIP3 동작점을 토글링하게 된다. 이것을 방지하기 위해, 2 개의 RSSI 문턱값를 사용할 수 있다. 측정된 RSSI 경사가 제 1 RSSI 문턱값을 초과하지 않는다면 IIP3는 증가하지 않으며, 측정된 RSSI가 제 2 RSSI 문턱값보다 작지 않다면 IIP3는 감소하지 않는다. 단일 문턱값 또는 복수의 문턱값을 사용하는 것은 본 발명의 범위에 포함된다.
도 10a는 입력 RF 전력 레벨을 높이기 위해 본 발명의 수신기 (1200) 의 IIP3 바이어스 제어 동작을 나타낸다. 입력 RF 신호는 CDMA 신호 및 CDMA 신호를 상회하는 58 dBc인 2 개 톤 재머로 구성된다. CDMA 신호 전력이 -104 dBm 내지 -101 dBm 사이에 있다면, 믹서 (1230) 의 IIP3는 10 dBm으로, LNA (1220a 및 1220b) 의 IIP3는 0 dBm으로 설정된다. CDMA 신호가 -101 dBm을 초과하여 증가할 때 측정된 RSSI 경사는 RSSI 문턱값을 초과하며, 믹서 (1230) 의 IIP3는 비선형성의 레벨을 최소화하기 위해 15 dBm까지 증가한다. 감쇠기 (1216) 는 -104 dBm과 -84dBm 사이에서 입력 RF 신호를 감쇠한다. -84 dBm에서, LNA (1220a) 는 우회되며 감쇠기 (1216) 는 낮은 감쇠 상태로 재설정된다. CDMA 신호 전력이 -83 dBm, -79 dBm, -75 dBm 및 -71 dBm에 있을 때, LNA (1220b) 의 IIP3는 상호 변조 결과 신호를 최소화하기 위해 증가된다. 약 -64 dBm에서, LNA (1220b) 는 우회되며 감쇠기 (1216) 는 다시 낮은 감쇠 상태로 재설정된다.
도 10b에는 입력 RF 전력 레벨을 낮추기 위한 수신기 (1200) 의 IIP3 바이어스 제어 동작을 나타낸다. 또한, 입력 RF 신호는 CDMA 신호 및 CDMA 신호를 상회하는 58 dBc인 2 개 톤 재머로 구성된다. 먼저, CDMA 입력 신호 전력이 -60 dBm일 때, LNA (1220a 및 1220b) 는 우회된다. CDMA 신호 전력이 -70 dBm까지 감소하면, LNA (1220b) 는 필요한 이득을 제공하기 위해 턴온된다. 약 -76 dBm, -80 dBm, -84 dBm에서, LNA (1220b) 의 IIP3는 전력 소모를 최소화하기 위해 감소된다. -90 dBm에서, 감쇠기 (1216) 는 상부 감쇠 범위에 도달하며, LNA (1220a) 는 턴온된다. -100 dBm에서, 믹서 (1230) 의 IIP3는 입력 RF 신호 레벨이 작기 때문에 전력을 유지하기 위해 작아진다. 상술한 바와 같이, 믹서 (1230) 및 LNA (1220a 및 1220b)를 조절하는 입력 RF 전력 레벨은 측정된 RSSI 경사에 의해 결정된다. RSSI 경사 측정값은 IIP3 바이어스 스위치 점를 도 10a 및 도 10b에 도시된 바와 같이 선형적으로 위치시키지 않을 수도 있다. 더구나, 스테이지적인 스위치 점들은 연속적으로 조절할 수 있는 바이어스 제어에 의해 대체될 수 있다.
(동작 모드에 따른 수신기 설정)
본 발명의 제 2 실시예에서, 수신기의 동작점에 따라 능동소자의 IIP3를 설정한다. 상술한 바와 같이, PCS 또는 셀룰러 대역에서 동작할 것이 요구되는 셀룰러 폰에 수신기 (1300) 를 사용할 수 있다. 각 대역은 디지털 및/또는 아날로그 플랫폼을 지원한다. 각 플랫폼은 다양한 동작 모드를 더 포함한다. 성능을 향상시키고 배터리 전력을 보존하기 위해 다양한 동작 모드들을 사용한다. 예를 들면, 셀룰러 폰의 다음과 같은 특성 ((1) 호출 대기 시간을 길게 하기 위한 슬롯 모드, (2) 다이나믹 영역 개선을 위한 이득 스테이지, (3) 보다 긴 통화 시간을 위한 감소된 (punctured) 송신기 출력, (4) 이중 대역 폰 (PCS 및 셀룰러) 을 위한 주파수 대역 선택, (5) 시스템 (CDMA, AMPS, GMS 등)간의 다중 액세스 토글링, 및 재머가 있는 상태에서 회로 바이어스 제어를 위한 수단) 들을 지원하기 위해 다른 동작 모드들이 사용된다.
셀룰러 폰의 동작 모드는 다른 성능을 요구할 수 있다. 바람직한 실시예에서, 각 동작 모드는 N 모드 비트로 구성된 고유 식별자가 할당된다. 모드 비트는 동작 모드의 특성을 정의한다. 예를 들면, PCS와 셀룰러를 선택하기 위해 하나의 모드 비트를 사용할 수 있으며, 디지털과 아날로그를 선택하기 위해 다른 모드 비트가 사용될 수 있다. N 모드 비트를 디코딩하여 2N제어 비트로 구성된 제어 버스로 전달하는 제어기 (1370) 내의 논리 회로에 N모드 비트를 제공한다. 제어 버스는 제어를 필요로하는 수신기 (1300) 내의 회로에 연결된다. 예를 들면, 제어 버스는 다음과 같은 사항 ((1) RF/IF 프로세서 (1348) 내의 믹서의 IIP3 및 RF 프로세서 (1310a 및 1310b) 내의 LNA을 설정하기, (2) 수신기 (1300) 의 이득을 설정하기, (3) 수신기 (1300) 내의 다른 RF 및 IF 회로 전류 및/또는 DC 바이어스 전압 설정하기, (4) 원하는 신호 대역을 선택하기, (5) 적절한 주파수로 발진기를 설정하기) 을 관리한다.
표 1 및 2에 동작 모드에 따라 수신기 (1300) 에 대한 IIP3 제어를 구현하는 일 예를 나타낸다. 수신기 (1300) 는 이중 대역 (PCS 및 셀룰러) 및 이중 모드 (CDMA 및 FM) 를 지원한다. 바람직한 실시예에서, PCS 대역은 단지 CDMA 전송을 지원하는 반면에, 셀룰러 대역은 CDMA 및 FM 전송 (FM 전송은 AMPS 시스템에 의할 수 있다) 을 지원한다. 바람직한 실시예에서, 4 개의 모드 비트가 사용된다. 4 개의 모드 비트는 BAND_SELECT, IDLE/, FM/, 및 LNA_RANGE 비트이다. BAND_SELECT 비트는 동작의 대역을 결정하며, 1=PCS, 및 0=셀룰러로 정의된다. 셀룰러 폰이 불활성상태인 동안에 IDLE/ 비트는 수신기 (1300) 를 아이들 모드 (예를 들면 낮은 IIP3에서 동작) 로 설정한다. FM/ 비트는 수신기 (1300) 가 FM 신호를 처리하도록 설정한다. LNA_RANGE 비트는 수신기 (1300) 의 이득을 설정한다. LNA_RANGE 비트가 높게 설정되면, 우회 모드를 나타내고, 제 1 LNA (1320a 및 1321a) 의 Vbias1 및 Vbias2 는 낮게 설정되며, LNA은 턴오프된다.
BAND_SELECT가 0 (셀룰러 대역) 으로 설정되면, 수신기 (1300) 는 표 1에 표시된 셀룰러 동작 모드의 하나에서 동작한다. 표 1은 LNA (1320a 및 1320b)의 IIP3 동작점을 표시하고 있다. RF/IF 프로세서 (1348) 내의 능동 믹서의 IIP3 동작점을 위해 유사한 표를 생성할 수 있다. 셀룰러 모드에 있는 동안, LNA (1321a 및 1321b)를 위한 DC 바이어스 전류는 배터리 전력을 보존하기 위해 턴오프된다.
표 1
BAND_SELECT가 1 (PCS 대역) 로 설정되면, 폰은 표 2에 표시된 PCS 동작 모드 중 하나에서 동작한다. PCS 모드에 있는 동안, LNA (1320a 및 1320b) 의 바이어스 전류는 배터리 전력을 보존하기 위해 턴오프된다.
표 2
표 1 및 2는 요구 성능을 유지하면서 전력 소모를 줄이기 위한 LNA의 IIP3 동작 점을 나타낸다. 제어를 요구하는 다른 회로를 위해 추가적인 표들을 생성할 수 있다. 예를 들면, AGC를 원하는 동작 모드에 대해 예상되는 입력 신호 레벨을 기초로하는 적절한 동작 모드로 설정하는 표를 생성할 수 있다. 수신기 (1300) 내에서 다양한 회로에 의해 요구되는 DC 바이어스 전압 또는 전류를 설정하는 다른 표를 생성할 수도 있다.
(수신된 신호 레벨에 따른 수신기 설정)
본 발명의 제 3 실시예에서, 수신기 내의 다양한 신호 처리 스테이지에서 측정된 신호 진폭에 따라 능동 소자의 IIP3를 설정한다. 도 2에 따르면, 신호의 전력 레벨을 측정하기 위해 선택된 소자의 출력에 전력 탐지기를 연결할 수 있다. 이 수신기 설정 개요의 제 1 실시예에서, 이들 소자로부터의 RF 신호의 전력을 측정하기 위해 LNA (1220a 및 1220b) 및 믹서 (1230) 의 출력에 전력 탐지기를 연결할 수 있다. 그 후, 비선형성의 소정의 레벨 이상에서 동작하는 어느 소자의 IIP3 동작점을 조절하기 위해 전력 측정값을 사용하는 바이어스 제어 회로 (1280) 에 전력 측정값을 제공한다. 이 수신기 설정 개요의 제 2 실시예에서, 기저 대역 신호 및 RF 신호의 전력을 측정하기 위해 믹서 (1230) 및 복조기 (1250) 의 출력에 전력 탐지기를 연결할 수 있다. 또한, 전력 측정값은 바이어스 제어 회로 (1280) 에 제공된다. 이들 두 측정에서의 전력의 차이는 대역 외 신호들에 의한 전력을 나타내므로 이것은 요구되는 IIP3 성능을 유추하는데 사용될 수 있다. 바이어스 제어 회로 (1280) 는 요구되는 성능을 유지하기 위해 상술한 방식으로 소자의 동작점을 조절한다. 전력 탐지기는 알려진 다양한 방법 예를 들면 다이오드 탐지기에 저역 통과 필터를 연결하는 방식에 의해 구현될 수 있다.
바람직한 실시예에 대한 상기 기재 내용은 당업자가 본 발명을 실시할 수 있도록 제공된다. 이들 실시예에 대한 다양한 변형은 당업자에게 명백할 것이며, 본 명세서에서 정의된 원칙들은 다른 실시예에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 본 명세서에 기재된 실시예에 한정되는 것은 아니며, 여기서 개시된 새로운 특징과 원칙에 상응하는 최광의 범위가 부여된다.

Claims (31)

  1. 이득 제어 입력을 가지며, RF 신호를 수신하는 조절가능 이득 소자;
    상기 조절 가능 이득 소자에 연결되며, 바이어스 제어 입력에 의해 조절가능한 가변 IIP3 동작점을 가지는 적어도 하나의 증폭단;
    상기 적어도 하나의 증폭기에 연결되며, 기저 대역 데이터를 제공하는 복조기;
    상기 복조기에 연결된 비선형성 측정 회로;
    상기 비선형성 측정 회로에 연결되며, 또한 상기 가변 IIP3 동작점을 갖는 상기 적어도 하나의 증폭단의 상기 바이어스 제어 입력에 연결된 바이패스 제어 회로; 및
    상기 조절 가능한 이득 소자의 상기 이득 제어 입력에 연결된 이득 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 프로그램가능한 선형 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 조절 가능한 이득 소자는 감쇠기인 것을 특징으로 하는 프로그램가능한 선형 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 비선형성 측정 회로는 RSSI 경사를 측정하는 것을 특징으로 하는 프로그램가능한 선형 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 비선형성 측정 회로는 노이즈에 대한 칩 당 에너지의 비율 (Ec/Io)를 계산하는 것을 특징으로 하는 프로그램가능한 선형 수신기.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 바이어스 제어 회로에 연결된 바이어스 제어 입력을 가지며, 상기 적어도 하나의 증폭단과 상기 복조기 사이에 배치되는 믹서를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프로그램가능한 선형 수신기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 이득 제어 회로에 연결된 제어 입력을 가지며, 상기 적어도 하나의 증폭단의 각각에 병렬로 연결된 스위치를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프로그램가능한 선형 수신기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 스위치와 직렬로 연결된 패드를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 프로그램가능한 선형 수신기.
  8. RF 입력 신호를 수신하는 단계;
    상기 RF 신호를 소정의 레벨만큼 감쇠시키는 단계;
    능동 소자를 포함하는 적어도 하나의 증폭기에 의해 상기 RF 신호를 증폭하여 증폭된 RF 신호를 생성하는 단계;
    상기 증폭된 RF 신호를 복조하여 출력 신호를 얻는 단계;
    상기 출력 신호에서 비선형성의 레벨을 측정하는 단계; 및
    상기 측정된 비선형성 레벨에 따라 상기 능동 소자의 IIP3 동작점을 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 설정 단계는 상기 수신기의 노이즈 피겨 성능에 의해 결정된 순서로 수행되는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 설정 단계는 상기 수신기에 능동 소자로부터의 신호 레벨에 기초한 순서로 수행되는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    최고 출력 신호 레벨을 갖는 상기 능동 소자의 상기 IIP3 동작점은 상기 RF 신호가 증가함에 따라, 가장 먼저 증가되는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    두 번째로 높은 출력 신호 레벨을 갖는 상기 능동 소자의 상기 IIP3 동작점은 상기 RF 신호가 증가함에 따라, 두 번째로 증가하며, 상기 최고 출력 신호 레벨을 갖는 상기 능동 소자는 소정의 IIP3 동작점까지 증가하는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  13. 제 10 항에 있어서,
    최저 출력 신호 레벨을 갖는 상기 능동 소자의 상기 IIP3 동작점은 상기 RF 신호가 감소함에 따라, 가장 먼저 감소하는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  14. 제 13 항에 있어서,
    두 번째로 낮은 출력 신호 레벨을 갖는 상기 능동 소자의 상기 IIP3 동작점은, 상기 RF 신호가 감소함에 따라 두 번째로 감소하며, 상기 가장 낮은 출력 신호 레벨을 갖는 상기 능동 소자는 소정의 IIP3 동작점까지 감소하는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  15. 제 10 항에 있어서,
    상기 설정 단계는 이산적인 단계들로 수행되는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  16. 제 10 항에 있어서,
    상기 설정 단계는 연속적인 방식으로 수행되는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  17. 제 8 항에 있어서,
    상기 측정 단계는 상기 출력 신호의 RSSI 경사를 측정함으로써 수행되는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  18. 제 8 항에 있어서,
    상기 측정 단계는 상기 출력 신호의 Ec/Io를 측정함으로써 수행되는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  19. 제 17 항에 있어서,
    상기 측정된 RSSI 경사를 RSSI 문턱값과 비교하는 단계를 더 포함하며,
    상기 설정 단계는 상기 비교 단계로부터의 결과에 따라 수행되는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 RSSI 문턱값은 상기 수신기에 요구되는 필수 성능 레벨에 따라 설정되는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 RSSI 문턱값은 1.2인 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  22. 제 19 항에 있어서,
    상기 측정된 RSSI 경사를 소정기간에 걸쳐 평균화하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 소정기간은 5㎳ 기간인 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  24. 제 8 항에 있어서,
    상기 감쇠 단계는 펄스들에서 주기적으로 수행되는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 펄스들은 200 ㎲ 기간인 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  26. 제 8 항에 있어서,
    상기 감쇠 단계의 상기 소정의 레벨은 0.5 dB인 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  27. 제 8 항에 있어서,
    상기 RF 신호가 소정의 문턱값을 초과함에 따라 한번에 상기 적어도 하나의 증폭기를 한번에 하나씩 턴오프하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  28. 제 27 항에 있어서,
    상기 수신기의 입력에 가장 근접한 상기 증폭기는 상기 RF 신호가 소정의 문턱값을 초과함에 따라 가장 먼저 턴오프되는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  29. 제 8 항에 있어서,
    능동 소자를 포함하는 믹서에 의해 상기 증폭된 RF 신호를 혼합하며, IF 신호를 얻는 단계; 및
    상기 IF 신호를 필터링하여 필터링된 IF 신호를 얻는 단계를 포함하며,
    상기 복조 단계에서 상기 필터링된 IF 신호를 복조하는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 믹서의 IIP3 동작점은 상기 RF 신호가 증가함에 따라 가장 먼저 증가하는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
  31. 제 29 항에 있어서,
    상기 믹서의 IIP3 동작점은 상기 RF 신호가 감소함에 따라 가장 나중에 감소하는 것을 특징으로 하는 수신기에 프로그램가능한 선형성을 제공하는 방법.
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