CN1136665C - 可编程线性接收机和在接收机中提供可编程线性的方法 - Google Patents

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Abstract

一种可编程线性接收机(1200)，以减少的功耗提供所需的系统性能水平。该接收机根据对来自接收机(1200)的输出信号的非线性的测量把功耗减到最少。可通过RSSI斜率或每码片能量与噪声比(Ec/Io)测量来测量非线性的量。RSSI斜率为输出信号的变化加上互调与输入信号之比。把输入信号电平周期性地增加预定的电平，并测量来自接收机(1200)的输出信号。输出信号包括所需的信号及来自接收机(1200)内的非线性的互调产物。当接收机(1200)在进行线性操作时，输出信号电平随输入信号电平一dB一dB地增加。然而，当接收机(1200)过渡到非线性区时，由非线性产生的互调产物增加得比想要的信号快。通过检测RSSI斜率，可确定由非线性引起的退化量。然后，使用该信息来调节放大器(1234)与混频器(1230)的IIP3操作点，以提供所需的性能水平，同时把功耗减到最少。

Description

可编程线性接收机和在接收机中提供可编程线性的方法
技术领域
本发明涉及通信。尤其是，本发明涉及一种改进的新型可编程线性接收机。
背景技术
高性能的接收机的设计受到了各种设计约束的挑战。首先，许多应用需要高性能。通过有源器件(例如，放大器、混合器等)的线性和接收机的噪声指数来描述高性能。其次，对诸如蜂窝式通信系统等某些应用，由于接收机便携式的性质，所以功耗是一重要的考虑因素。一般，高性能与高效率是矛盾的设计因素。
有源器件具有以下传递函数：
y(x)＝a1·x+a2·x2+a3·x3+高阶项    (1)这里，x为输入信号，y(x)为输出信号，a1、a2和a3为定义有源器件的线性性的系数。为了简单，忽略高次项(例如，第三阶以上的项)。对于理想的有源器件，系数a2和a3为0.0，输出信号是简单地用a1乘以的输入信号。然而，所有的有源器件都将经历用系数a2和a3来定量表示的一定数量的非线性。系数a2定义了第二阶非线性的数量，系数a3定义了第三阶非线性的数量。
大多数通信系统是工作在具有预定带宽和中心频率的输入RF信号的窄带系统。输入RF信号通常包括遍及频谱的其它寄生(spuriuous)信号。有源器件内的非线性引起寄生信号的互调，导致可能落在信号频带内的产物(product)。
通常，通过谨慎的设计方案可减少或消除第二阶非线性(例如，由x2项所引起的非线性)的影响。第二阶非线性产生了和频与差频处的产物。通常，可产生频带内的第二阶产物的寄生信号远离信号频带，且可容易地滤除。然而，第三阶非线性更成问题。对于第三阶非线性，寄生信号x＝g1·cos(w1t)+g2·cos(w2t)产生了频率(2w1-w2)以及(2w2-w1)处的产物。因而，近频带寄生信号(难于滤除)可能产生落在频带内的第三阶互调产物，使得接收到的信号恶化。与此问题相结合，由g1·g2 2和g1 2·g2来定标第三阶产物的幅度。因而，寄生信号幅度的每次加倍都引起第三阶产物的幅度的增加八倍(eight-fold)。另一方面，输入RF信号每增加1dB，导致输出RF信号增加1dB，而导致第三阶产物增加3dB。
可由以输入为基准的第三阶截点(input-referred third order interceptpoint)(IIP3)来表征接收机(或有源器件)的线性。通常，相对于输入RF信号来绘制RF信号与第三阶互调产物。当输入RF信号增加时，IIP3为所需的输出RF信号与第三阶产物在幅度上变为相等的理论点。IIP3是一外推值，因为有源器件在达到IIP3点前就已进入压缩。
对于包括级联的多个有源器件的接收机，可如下计算从接收机的第一级有源器件到第n级有源器件的IIP3： IIP 3 n = - 10 · log 10 [ 10 - IIP 3 n - 1 / 10 + 10 ( Av n - IIP 3 dn ) / 10 ] , - - - - ( 2 ) 这里IIP3n为从第一级有源器件到第n级有源器件的以输入为基准的第三阶截点，IIP3n-1为从第一级到第(n-1)级的涉及输入的第三阶截点，Avn为第n级的增益，IIP3dn为第n级的以输入为基准的第三阶截点，以分贝(dB)给出所有的项。可依次对接收机内的后续级执行公式(2)的计算。
从公式(2)，可观察到，提高接收机的级联IIP3的一个方法是降低第一非线性有源器件前的增益。然而每个有源器件还产生使信号质量退化的热噪声。由于噪声电平保持在一恒定水平，所以这种退化随增益的下降及信号幅度的减小而增加。可通过如下给出的有源器件的噪声指数(NF)来测量降低的数量：
NFd＝SNRin-SNRout，    (3)这里NFd为有源器件的噪声指数，SNRin为有源器件的输入RF信号的信噪比，SNRout为来自有源器件的输出RF信号的信噪比，NFd、SNRin和SNRout都以分贝(dB)给出。对于包括级联的多个有源器件的接收机，可如下计算接收机从第一级有源器件到第n级的噪声指数： NF n = 10 · log 10 [ 10 ( NF n - 1 / 10 ) + 10 ( NF dn / 10 ) - 1 10 ( G n - 1 / 10 ) ] , - - - - ( 4 ) 这里NFn为从第一即到第n级的噪声指数，NFn-1为从第一级到第(n-1)级的噪声指数，NFdn为第n级的噪声指数，Gn-1为以dB表示的第一级到第(n-1)级的累产物增益。如公式(4)所示，有源器件的增益可影响后续级的噪声指数。类似于公式(2)中IIP3的计算，可依次对接收机的后续级执行公式(4)中噪声指数的计算。
接收机用于许多通信设备，诸如蜂窝式通信系统和高清晰度电视机(HDTV)。示例的蜂窝式通信系统包括码分多址(CDMA)通信系统、时分多址(TDMA)通信系统和模拟FM通信系统。在名为“使用卫星或地面转发器的扩展频谱多址通信系统”的4,901,307号美国专利和名为“在CDMA蜂窝式电话系统中产生波形的系统和方法”的5,103,459号美国专利中揭示了在多址通信系统中使用CDMA技术，这两个专利已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。在5,452,104号美国专利、5,107,345号美国专利以及5,021,891号美国专利(这三个专利的名称都是“自适应分块尺寸的图象压缩方法和系统”)以及在名为“帧间视频编码和解码系统”的5,576,767号美国专利中揭示了示例的HDTV系统，这四个专利都已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。
在蜂窝式设备中，通常有不止一个通信系统在同一地理覆盖区内进行操作。此外，这些系统可在同一频带处或附近进行操作。当发生这种情况时，来自一个系统的发送将引起另一系统接收到的信号退化。CDMA为扩展频谱通信系统，该系统在整个1.2288MHz的信号带宽上扩展发送到每个用户的发送功率。基于FM的发送的频谱响应可更加集中于中心频率。因此，基于FM的发送使得可能在所分配的CDMA频带内出现非常靠近接收到的CDMA信号的人为干扰(jammer)。此外，这些人为干扰的幅度可能是CDMA信号的幅度的好几倍。这些人为干扰可引起使CDMA系统的性能退化的第三阶互调产物。
通常。为了把人为干扰产生的互调产物所引起的退化减到最小，把接收机设计成具有高的IIP3。然而，这种IIP3高的接收机的设计需要以高的DC电流偏置接收机内的有源器件，从而消耗大量的功率。此设计方案对于接收机为便携式单元且功率有限的蜂窝式设备尤其不利。
在已有技术中展开了几个针对高IIP3需求的技术。一个这样的技术尝试把功耗减到最少，它以多个并联的放大器来实现增益级并在需要较高的IIP3时选择性地使能这些放大器。在1997年4月17日提交的名为“具有高效率和高线性的双模式放大器”的08/843,904号美国专利申请中详细地揭示了这一技术，该申请已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。另一个技术是测量接收到的RF信号的功率并根据RF信号功率的幅度来调节放大器的增益。在1996年9月30日提交的名为“增加接收机功率的抗干扰性的方法和设备”的08/723,491号美国专利中详细地揭示了这一技术，该申请已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。这些技术虽然提高了IIP3性能，但还不能有效地减少功耗也不能减少电路的复杂性。
在图1中示出已有技术的接收机体系结构的示例方框图。在接收机1100内，所发送的RF信号由天线1112接收，按路由经过双工器1114，被提供给低噪声放大器(LNA)1116。LNA1116放大此RF信号并把此信号提供给带通滤波器1118。带通滤波器1118对该信号进行滤波，以除去可在后续级中引起互调产物的某些寄生信号。把经滤波的信号提供给混频器1120，该混频器1120用来自本机振荡器1122的正弦信号把此信号下变频到中频(IF)。把此IF信号提供给带通滤波器1124，该带通滤波器1124滤除寄生信号及后续下变频级前的下变频产物。把经滤波的IF信号提供给自动增益控制(AGC)放大器1126，此AGC放大器1126以可变增益放大该信号，以提供所需幅度的IF信号。该增益由来自AGC控制电路1128的控制信号来控制。把此IF信号提供给解调器1130，解调器1130依据在发射机处所使用的调制格式对信号进行解调。对于诸如二进制相移键控(BPSK)、四进制相移键控(QPSK)、偏移四进制相移键控(OQPSK)及正交幅度调制(QAM)等数字发送，使用数字解调器来提供数字化基带数据。对于FM发送，使用FM解调器来提供模拟信号。
接收机1100包括大多数接收机所需的基本功能。然而，可重新排列放大器1116和1126、带通滤波器1118和1124及混频器1120的位置，以为特定应用优化接收机的性能。在此接收机体系结构中，通过以高的DC偏置电流来偏置有源器件和/或提高控制放大器1126的增益提供高的IIP3。
此接收机的体系结构有几个缺点。首先，通常把有源器件偏置到高的DC电流，以提供最高的所需IIP3。它的影响是使接收机1100总是在IIP3高的操作点处进行操作，即使大多数时间不需要此高的IIP3。其次，如5,099,024号美国专利中所述，通过调节AGC放大器1126的增益可提高高的IIP3。然而，降低放大器1126的增益可使接收机1100的噪声指数退化。
发明内容
本发明是一种改进的新型可编程线性接收机，它以减少的功耗提供了所需的性能水平。在示例实施例中，接收机包括衰减器(attenuator)、至少一级固定增益放大器、混频器和解调器。每个放大器具有包括衰减器(pad)和开关的旁路信号路径。在此示例实施例中，放大器和混频器包括有源器件，可以偏置控制信号单独地调节这些器件的IIP3操作点。在此示例实施例中，由衰减器、放大器和衰减器及解调器来提供所需的AGC。
本发明的一个目的是提供一种可编程线性接收机，该接收机根据从接收机的输出信号测得的非线性把功耗减到最少。在示例实施例中，由接收到的信号强度指示(RSSI)斜率方法来测量非线性的数量。RSSI斜率为输出信号的变化加上互调与输入信号的变化之比。在数量实施例中，把输入信号电平周期性地增加预定电平，测量来自接收机的输出信号。输出信号包括想要的信号以及来自接收机内非线性的互调产物。当接收机线性操作时，输出信号电平随输入信号电平一dB一dB地增加。然而，当接收机过渡到非线性区时，非线性引起的互调产物增加得比想要的信号快。通过检测RSSI斜率，可确定非线性引起的退化的量。然后，利用该信息来调节放大器和混频器的IIP3操作点，以提供所需的性能水平同时把功耗减到最少。还可通过诸如每码片(chip)能量与噪声之比(Ec/Io)等其它测量技术来估计非线性的量。
本发明的另一个目的是提供一种可编程线性接收机，它根据接收机的操作模式把功耗减到最少。接收机的每个操作模式可操作于具有独有特性的输入信号(例如，CDMA、FM)，且每个操作模式可具有不同的性能需求。在示例实施例中，接收机内的控制器知道操作模式和接收机内的元件的有关设定，以提供所需的性能。例如，  CDMA模式需要高的IIP3操作点，且当接收机在CDMA模式下进行操作时相应地偏置有源器件。相反，FM模式的线性需求不太严格，当接收机在FM模式下进行操作时，可把这些有源器件偏置到较低的IIP3操作点。
本发明的再一个目的是提供一种可编程线性接收机，它根据在接收机内各级处测得的信号电平把功耗减到最少。可把功率检测器连到选中的元件的输出，以测量信号的功率电平。然后，使用功率测量值来调节超过预定非线性水平进行操作的任何元件的IIP3操作点。
附图概述
从以下详细描述并结合附图将使本发明的特征、目的和优点变得更加明显起来，其中图中相同的标号指相应的部分，其中：
图1是已有技术的示例接收机的方框图；
图2是本发明的示例可编程线性接收机的方框图；
图3是本发明的示例可编程线性双频带接收机的方框图；
图4是在本发明的接收机中使用的示例QPSK解调器的方框图；
图5A-5B分别是在本发明的接收机中使用的低噪声放大器(LNA)和电流源的示例分立设计的示意方框图；
图6A-6B分别是IIP3性能对在LNA中所使用的晶体管的偏置电流及LNA的性能曲线的图；
图7A-7B分别是IS-98-A中所使用的CDMA信号的双音(tone)和单音人为干扰的规范的图；
图8A-8B分别是对于上升和下降CDMA输入功率的AGC控制范围的图；
图9是本发明的示例IIP3偏置控制机构的图；以及
图10A-10B分别是对于上升和下降CDMA输入功率的IIP3偏置控制的图。
本发明的较佳实施方式
本发明的接收机通过控制有源器件的DC偏置，提供了所需的系统性能水平并把功耗减到最少。可使用以下详细地描述的三个实施例之一来实现本发明。在第一实施例中，测量并使用接收机输出处的非线性量来设定接收机内的有源器件(诸如放大器和混频器)的IIP3操作点。在第二实施例中，依据基于接收机的操作模式的所期望的接收信号电平来设定有源器件的IIP3操作点。在第三实施例中，依据在接收机内的各级处测得的信号电平来设定有源器件的IIP3操作点。
在本发明中，由结合偏置控制电路进行操作的AGC控制电路来提供AGC功能。依据与信号幅度有关的测得的非线性量来设定有源器件的IIP3操作点。信号幅度继而与接收机的增益设置有关。在本发明中，AGC和偏置控制以集成的方式进行操作，以在规定的AGC范围内提供所需的线性水平，同时把功耗减到最少。
I.接收机体系结构
图2中示出本发明的示例接收机体系结构的方框图。在接收机1200内，所发送的RF信号由天线1212接收，按路由经过双工器1214，并被提供给衰减器1216。衰减器(attenuator)1216衰减此RF信号来提供所需的幅度的信号，并把经衰减的信号提供给衰减器(pad)1222a和低噪声放大器(LNA)1220a。LNA 1220a放大此RF信号并把经放大的信号提供给带通滤波器1226。衰减器1222a提供预定水平的衰减，并与开关1224a串联。在不需要LNA 1220a的增益时，开关1224a在LNA 1220a周围提供旁路路由。带通滤波器1226对该信号进行滤波，以除去可在后续的信号处理级中引起互调产物的寄生信号。把经滤波的信号提供给衰减器1222b和低噪声放大器(LNA)1220b。LNA 1220b放大经滤波的信号并把该信号提供给RF/IF处理器1248。衰减器1222b提供预定水平的衰减并与开关1224b串联。在不需要LNA 1220b的增益时，开关1224b在LNA 1220b周围提供旁路路由。在RF/IF处理器1248内，混频器1230以来自本机振荡器(LO)1228的正弦信号把该信号下变频到中频(IF)。把此IF信号提供给带通滤波器1232，该滤波器1232滤除寄生信号和频带外的下变频产物。在较佳实施例中，把经滤波的IF信号提供给电压控制放大器(VGA)1234，该放大器1234以由增益控制信号调节的可变增益来放大该信号。依据系统要求也可把放大器1234实现为固定增益放大器，这也在本发明的范围内。把放大的IF信号提供给解调器1250，解调器1250依据发射机(未示出)所使用的调制格式对该信号进行解调。把RF处理器1210和RF/IF处理器1248一起统称为前端。
在图4中示出用于解调正交调制信号(例如，QPSK、OQPSK和QAM)的示例解调器1250的方框图。在此示例实施例中，把解调器1250实现为子采样(subsampling)带通解调器。把IF信号提供给带通∑-Δ模拟-数字转换器(∑ΔADC)1410，该转换器1410以CLK信号所确定的高的采样频率对此信号进行量化。在1997年9月12日提交的名为“∑-Δ模拟-数字转换器”的08/928,874号美国专利申请中详细地描述了∑ΔADC的一个示例设计，该申请已转让给本发明的受让人。在1997年12月9日提交的名为“具有∑-Δ模拟-数字转换器”的08/987,306号未决美国专利申请中揭示了在接收机内使用∑ΔADC，该申请已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。把经量化的信号提供给滤波器1412，该滤波器1412对信号进行滤波及抽选(decimate)。把经滤波的信号提供给乘法器1414a和1414b，这两个乘法器分别以来自本机振荡器(L02)1420和相移器1418的同相和正交正弦信号把该信号下变频到基带。相移器1418提供正交正弦信号的90°相移。把基带I和Q信号分别提供给低通滤波器1416a和1416b，这两个滤波器对该信号进行滤波以分别提供I和Q数据。图2中的基带数据包括图4中的I和Q数据。在示例实施例中，滤波器1412和/或低通滤波器1416还对信号提供标度变换，以使解调器1250能提供各种幅度的基带数据。可设计解调器1250的其它实现来进行QPSK调制波形的解调，这在本发明的范围内。
再参看图2，接收机1200包括大多数接收机所需的基本功能。然而，可重新排列衰减器1216、LNA 1220a和1220b、带通滤波器1226和1232的顺序，以为特定应用优化接收机1200的性能。例如，可把衰减器1216插在LNA 1220a与带通滤波器1226之间来改善噪声指数性能。此外，可把带通滤波器插在LNA 1220a前，以除去第一放大器级前不想要的寄生信号。可构想这里所示的功能的不同排列，它们在本发明的范围内。此外，还可构想这里所示的功能的其它排列与本领域内公知其它接收机功能相结合，这在本发明的范围内。
在本发明中，由AGC控制电路1260来控制衰减器1216、开关1224a和1224b以及解调器1250，从而来自放大器1234的IF信号具有所需的幅度。以下详细地描述AGC功能。在示例实施例中，LNA 1220a和1220b为固定增益放大器。LNA 1220a和1220b及混频器1230由调节DC偏置电流和/或这些有源器件的电压的偏置控制电路1280来调节，从而以最少的功耗实现所需的线性性能。以下详细地描述可变IIP3偏置控制机构。
可在各种设备(包括蜂窝式电话和HDTV设备)中采用本发明的接收机的体系结构。在蜂窝式电话中，可在以个人通信系统(PCS)频带或蜂窝式频带进行操作的CDMA通信系统中采用接收机1200。
在图3中示出支持双频带(PCS和蜂窝式)及双模式(CDMA和AMPS)的示例接收机的方框图。PCS频带的带宽为60MHz，中心频率为1900MHz。蜂窝式频带的带宽为25MHz，中心频率为900MHz。每个频带需要一独有的RF带通滤波器。因此，两个RF处理器用于两个频带。
接收机1300包括许多与接收机1200(见图2)相同的元件。天线1312、双工器1314和衰减器1316与接收机1200中的天线1212、双工器1214及衰减器1216相同。把来自衰减器1316的衰减信号提供给RF处理器1310a和1310b。把RF处理器1310a设计成以蜂窝式频带进行操作，把RF处理器1310b设计成以PCS频带进行操作。RF处理器1310a与接收机1200中的RF处理器1210相同。RF处理器1310a包括两级低噪声放大器(LNA)1320a和1320b，这两个放大器与插在级间的带通滤波器1326级联。每个LNA 1320具有包括衰减器1322和开关1324的并行信号路径。除了把LNA 1321a和1321b及带通滤波器1327设计成以PCS频带进行操作以外，RF处理器1310b类似于RF处理器1310a。把来自RF处理器1310a和1310b的输出提供给多路复用器(MUX)1346，该多路复用器1346依据来自控制器1370(为了简单，在图3中未示出)的控制信号来选择所需的信号。把来自MUX 1346的RF信号提供给RF/IF处理器1348，该处理器1348与图2中的RF/IF处理器1248相同。把来自处理器1348的IF信号提供给解调器(DEMOD)1350，该解调器1350依据在远程发射机(未示出)处所使用的调制格式对该信号进行解调。图3中的解调器1350、AGC控制电路1360、偏置控制电路1380和非线性测量电路1390分别与图2中的解调器1250、AGC控制电路1260、偏置控制电路1280和非线性测量电路1290相同。
控制器1370连到AGC控制电路1360、偏置控制电路1380和MUX 1346，并控制这些电路的操作。控制器1370可实现为微处理器、微控制器或编程到执行这里所述的功能的数字信号处理器。控制器1370还可包括用于存储接收机1300的操作模式及有关的控制信号的存储器元件。
参看图2，以下详细地给出特别适用于蜂窝式电话设备的接收机1200的示例设计。在此示例实施例中，衰减器1216的衰减范围为20dB，且所提供的衰减为0.2dB到-20dB。可把衰减器1216设计成具有一对二极管或可由场效应晶体管(FET)来设计，其实现在本领域内是公知的。在此示例实施例中，LNA 1220a和1220b都具有13dB的固定增益。LNA 1220a和1220b可以是现有的单片RF当前或使用分立元件设计的放大器。以下详细地给出LNA 1220的示例分立设计。在示例实施例中，衰减器1222a和1222b提供5dB的衰减，且可以本领域内公知的方式以电阻器来实现。在示例实施例中，带通滤波器1226为表面声波(SAW)滤波器，其带宽为25MHz(蜂窝式频带的整个带宽)，且以大约900MHz为中心。
在示例实施例中，带通滤波器1232也是SAW滤波器，其带宽为1.2288MHz(CDMA系统的带宽)，且以大约116.5MHz为中心。混频器1230为有源混频器，它可以是诸如Motorola MC13143等现有的混频器，或者是以本领域内公知的方式设计的其它混频器。还可以诸如双平衡二极管混频器等无源元件来实现混频器1230。放大器1234可以是单片放大器或以分立元件设计的放大器。在示例实施例中，把放大器1234设计成提供40dB的增益。
在示例实施例中，接收机1200的整个增益范围(不包括解调器1250)为+51dB到-5dB。此增益范围假设带通滤波器1226的示例插入损耗为-3dB，混频器1230的增益为+1dB，带通滤波器1232的插入损耗为-13dB。对于CDMA设备，通常需要80dB的AGC范围来充分地控制路径损耗、衰落情况和人为干扰。在示例实施例中，衰减器1216、LNA 1220a和1220b及其衰减器1222a和1222b所提供的AGC范围为56dB。在示例实施例中，解调器1250和/或放大器1234提供了其余的24dB的AGC范围。在解调器1250(见图4)内，ADC 1410对模拟波形进行量化，并把数字化的值提供给后续的数字信号处理块。在示例实施例中，AGC 1410所需的分辨率为四位。在示例实施例中，分辨率的附加六位给还未被滤除的人为干扰提供了净空。可把ADC 1410设计成提供不止十位的分辨率。还可使用十位以上的每个附加位来提供6dB的增益控制。幸运的是，在高的CDMA信号电平处，频带外的人为干扰电平不可能持续在CDMA信号以上+72dB。因此，当CDMA信号强时，人为干扰需要少于六位的分辨率用于人为干扰的净空。在示例实施例中，在解调器1250中所进行的AGC功能只在CDMA信号强时(例如，在CDMA控制范围的高端处)才有效。因而，因CDMA信号电平强的结果，现在把初始为人为干扰的净空所保留的分辨率的附加位用于AGC功能。在上述08/987,306号未决美国专利申请中揭示了提供接收机1200所需的性能的子采样带通∑ΔADC的设计。
II.放大器设计
在图5A中示出示例的分立LNA设计的示意图。在LNA 1220中，把RF输入提供给AC耦合电容器1512的一端。把电容器1512的另一端连到电容器1514及电感器1516的一端。把电容器1514的另一端连到模拟接地，电感器1516的另一端连到电阻器1518及1520的一端和晶体管1540的基极。电阻器1518的另一端连到电源Vdc，电阻器1520的另一端连到模拟接地。旁路电容器1522连到Vdc和模拟接地。在示例实施例中，晶体管1540为诸如Siemens BFP420等本领域内常用的低噪声RF晶体管。晶体管1540的发射极连到电感器1542的一端。电感器1542的另一端连到电流源1580，该电流源1580还连到模拟接地。晶体管1540的集电极连到电感器1532、电阻器1534和电容器1536的一端。电感器1532和电阻器1534的另一端连到Vdc。电容器1536的另一端连到RF输出。
在LNA 1220内，电容器1512与1536分别提供RF输入与输出信号的AC耦合。电容器1514和电感器1516提供噪声匹配。电感器1516和1532还分别提供LNA输入与输出的匹配。电感器1532还提供用于晶体管1540的偏置电流的DC路径。电感器1542使发射极的阻抗衰减，以改善线性。电阻器1518和1520设定晶体管1540基极处的DC偏置电压。电阻器1534确定LNA 1220的增益及输出阻抗。电流源1580控制确定LNA 1220的IIP3的晶体管1540的偏置电流。
在图5B中示出示例电流源1580的示意图。n沟道MOSFET 1582和1584的源极连到模拟接地。MOSFET 1584的漏极连到电阻器1586的一端。电阻器1586的另一端连到MOSFET 1582的漏极，且包括电流源1580的输出。旁路电容器1588跨接电流源1580的输出及模拟接地。MOSFET 1582的栅极连到Vbias1，MOSFET 1584的栅极连到Vbias2。
MOSFET 1582和1584给晶体管1540提供集电极偏置电流Icc，继而晶体管1540确定LNA 1220的IIP3操作点。MOSFET 1582和1584的栅极分别连到控制电压Vbias1和Vbias2。当Vbias1低(例如，0V)时，MOSFET 1582断开，且不给晶体管1540提供集电极偏置电流Icc。当Vbias1高(例如，接近Vdc)时，MOSFET 1582导通，且给晶体管1540提供最大集电极偏置电流。因而，Vbias1确定了MOSFET 1582所提供的集电极偏置电流Icc的数量。类似地，Vbias2确定MOSFET 1584所讨论的集电极偏置电流的数量。然而，晶体管1540处的电压及电阻器1586的值限制了MOSFET 1584所提供的最大集电极偏置电流。
在图6A中示出LNA 1220的IIP3性能对集电极偏置电流Icc。注意，在集电极偏置电流的每个倍程(octave)增加(或加倍)处，IIP3增加近似6dB。在图6B中示出晶体管1540的集电极偏置电流、LNA 1220的增益及LNA 1220的IIP3对控制电压Vbias1。注意，增益近似恒定(例如，对所有的Vbias1电压，增益变化近似于1dB)。此外，注意，IIP3随集电极偏置电流Icc以相似的方式变化。因此如果不需要高的IIP3，则可降低集电极偏置电流，对LNA 1220的增益的影响最小。
图5A和5B分别示出LNA 1220和电流源1580的示例设计。可把LNA 1220设计成使用其它拓扑技术来提供必需的性能(例如，较高的增益、改善的噪声指数、更好地匹配)。可把LNA 1220设计成具有其它有源器件，诸如双极-结晶体管(BJT)、异质结-双极晶体管(HBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、砷化镓场效应晶体管(GaAsFET)或其它有源器件。类似地，可以本领域内公知的其它方式来设计和实现电流源1580。LNA 1220和电流源1580的各种实现在本发明的范围内。
III.可变IIP3偏置控制
如上所述，可通过使寄生信号通过非线性器件来产生频带内互调产物。要求线性需要的一个应用是与诸如高级移动电话系统(AMPS)等其它蜂窝式电话系统共存的CDMA同通信系统。其它蜂窝式电话系统可以接近于CDMA系统的操作频带的高功率来发送寄生信号(或人为干扰)，从而对CDMA接收机提出必须有高IIP3的要求。
在“TIA/EIA/IS-98-A互调寄生响应衰减”(以下叫做IS-98-A标准)中，由两个规定，双音测试和单音测试来定义CDMA系统的寄生信号抑制需求。在图7A中示出双音测试。这两个音调位于距离CDMA波形的中心频率为f1＝+900KHz和f2＝+1700KHz处。这两个音调的幅度相等，且比CDMA信号的幅度高58dB。此测试模拟了在邻近信道上发送的FM调制信号，诸如来自AMPS系统的信号。FM调制的信号包含载波中的大部分功率，而CDMA波形中的功率在1.2288MHz的带宽上扩展。CDMA信号更不易受到信道条件的影响，且由功率控制回路保持在低的功率电平。事实上，CDMA信号被保持在所要求的性能水平所需的最小功率电平，以减少干扰并增加容量。
图7B中示出单音测试。此单个音调位于距离CDMA波形的中心频率为f1＝+900KHz处，且其幅度比CDMA信号的幅度高+72dBc。
依据IS-98-A，接收机的线性规定在-101dBm、-90dBm和-79dBm的CDMA输入功率电平处。对于双音测试，分别对于-101dBm、-90dBm和-79dBm的输入功率电平处，人为干扰位于-43dBm、-32dBm和-21dBm(+58dBc)处，互调产物的频带内等效信号位于-104dBm、-93dBm和-82dBm处。
如图7A所示，f1＝+900KHz和f2＝+1700KHz处的寄生音调(或人为干扰)产生在(2f1-f2)＝+100KHz和(2f2-f1)＝+2500KHz处产生第三互调产物。+2500Khz处的产物可容易地由后续的导通滤波器1226和1232(见图2)来滤除。然而，+100KHz处的产物落在CDMA的波形内且使CDMA信号退化。
为了把接收机1200性能的退化减到最小，依据接收到的信号的非线性的数量来调节接收机1200内的有源器件的IIP3。接收机1200设计成满足双音互调规范。然而，实际上，人为干扰仅存在于接收机1200的操作时间中的一小部分。此外，人为干扰的幅度极少达到所规定的+58dB。因此，对于较差情况人为干扰的设计以及在预想到较差情况的人为干扰时使接收机1200在高的IIP3模式下进行操作浪费了电池能量。
在本发明中，依据对来自接收机1200的输出信号测得的非线性来调节有源器件(尤其是LNA 1220b和混频器1230)的IIP3。在示例实施例中，通过RSSI斜率(slope)法来测量非线性。在1992年4月21日授权的名为“高动态范围闭环自动增益控制电路”的5,107,225号美国专利中详细地描述了RSSI斜率测量，该专利已转让给本发明的受让人并在这里引用作为参考。参看图2，带通滤波器1232的带宽为1.2288MHz且抑制了大部分人为干扰和频带外互调产物。落在频带内的互调产物不能被抑制而是把它们加到CDMA波形上。把来自放大器1234的IF信号提供给解调器1250，解调器1250处理此IF信号并提供包括I和Q数据的数字化基带数据。把此基带数据提供给非线性测量电路1290。在示例实施例中，非线性测量电路1290依据以下公式计算信号的功率：
          P＝(I2+Q2)                   (5)这里，P是基带信号的功率，I和Q分别为I和Q信号的幅度。把功率测量值提供给偏置控制电路1280。
功率测量值包含所需的基带I和Q信号的功率以及互调产物的功率。如上所述，对于第二阶非线性，输入信号电平每增加一个dB，互调产物就增加三个dB。因而，可通过被定义为输出信号电平的变化对输入信号电平变化的RSSI斜率的测量值来估计互调的数量。可把输入信号电平的变化设定为预定增量(例如，0.5dB)。对于在线性范围内操作的接收机1200，输入信号电平增加0.5dB相应于输出信号电平增加0.5dB且RSSI斜率为1.0。然而，由于一个或多个有源器件过渡到非线性操作区内，所以RSSI斜率增加。较高的RSSI斜率相应于较到的非线性水平。RSSI斜率为3.0相应于接收机1200以整体压缩方式(例如，所需的输出信号不随输入的增加而增加)进行操作以及由第三阶互调产物来支配输出。
在本发明中，可把RSSI斜率与预定的RSSI阈值相比较。如果RSSI斜率超过该阈值，则增加适当的有源器件的IIP3。或者，如果RSSI斜率低于RSSI阈值，则降低IIP3。在接收机1200操作期间，可根据所需的位差错率(BER)或帧差错率(FER)性能来调节RSSI阈值。较高的RSSI阈值允许IIP3增加前有较高水平的互调产物，从而以BER或FER性能为代价把功耗减到最少。还可由设定所需性能水平的阈值(例如，1％FER)的控制回路来调节RSSI阈值。在数量实施例中，选择RSSI斜率为1.2。然而，使用其它RSSI阈值在本发明的范围内。
在本发明中，直接测量人为干扰的幅度不是重要的。更重要的是就较高水平的互调产物，测量人为干扰对所需信号的不利影响。RSSI斜率是测量非线性水平的一个方法。还可通过计算输出信号的每码片(chip)能量与噪声比(Ec/Io)随输入信号幅度的递增变化的变化来测量非线性水平。当接收机1200以压缩方式进行操作且输出信号由第三阶互调产物来支配时，互调产物增加到三倍到一倍。对于RSSI斜率方法，可通过Ec/Io对输入信号电平的变化来估计非线性的水平。可构想测量非线性水平的其它方法，它们在本发明的范围内。
在示例实施例中，为了使性能最佳，依据每个有源器件所经历的非线性的量(例如，通过测量RSSI斜率)来调节有源器件的IIP3。LNA 1220a和1220b提供了固定的增益。因而，混频器1230经历最大的信号电平，LNA 1220b经历下一个最大的信号电平，LNA 1220a经历最小的信号电平(假设，LNA 1220a的增益大于带通滤波器1226的插入损耗)。由此假定，如果检测到人为干扰(例如，通过高RSSI斜率测量)，则混频器1230的IIP3操作点首先被增加。一旦混频器1230的IIP3被完全调节(例如，至最高的IIP3操作点)，则LNA 1220b的IIP3增加。最后，一旦LNA 1220b的IIP3被完全调节，则可增加LNA 1220a的IIP3。在示例实施例中，LNA 1220a保持在预定的IIP3操作点，以优化接收机1200的性能。以互补的方式，如果未检测到人为干扰，则LNA 1220b的IIP3首先降低。一旦LNA 1220b的IIP3被完全调节(例如，至最低IIP3操作点)，则混频器1230的IIP3降低。
可以连续的方式(例如，通过提供连续Vbias1和Vbias2控制电压)或以分立的步骤调节LNA 1220b和混频器1230的IIP3。本发明旨在使用连续、分立的步骤或其它方法来控制有源器件的IIP3。
上述的IIP3调节顺序假定IIP3是唯一的考虑因素。然而，不同的应用可经历不同的输入情况，且具有不同的性能需求。可重新排列IIP3的调节顺序，以满足这些需求。此外，可保留上述方向(例如，降低IIP3以增加输入信号电平)的IIP3调节，以为特定操作情况优化接收机1200的性能。不同顺序的IIP3调节以及不同方向的IIP3调节都在本发明的范围内。
IV.增益控制
大多数接收机设计成适应大范围的输入信号电平。对于CDMA接收机，所需的AGC范围额定为80dB。在本发明的示例实施例(见图2)中，通过衰减器1216、LNA 1220a和1220b、衰减器1222a和1222b、解调器1250和可能的放大器1234来提供AGC范围。在示例实施例中，衰减器1216提供了20dB的AGC范围，每个衰减器1222a和1222b提供5dB的AGC范围，每个LNA 1220a和1220b提供13dB的AGC范围，放大器1234和/或解调器1250提供24dB的AGC范围。可调节这些元件中一个或多个的AGC范围，这在本发明的范围内。此外，可把放大器1234设计成提供补充这些或其它元件的AGC范围。例如，可把每个衰减器1222的AGC范围减少到2dB，可设计放大器1234具有6dB的AGC范围。
在示例实施例中，由解调器1250来提供AGC范围的前2dB。解调器1250包括带通子采样ΣΔADC 1410，ΣΔADC 1410提供可用于AGC控制的分辨率位。AGC范围的接着20dB由衰减器1216和/或放大器1234来提供。AGC范围的接着18dB由LNA 1220a和衰减器1222a来提供。AGC范围的接着18dB由LNA 1220b和衰减器1222b来提供。AGC范围的其余22dB由放大器1234和/或解调器1250来提供。
在图8A中示出为了升高CDMA输入信号功率，本发明的接收机1200的AGC控制操作的示意图。在此例中，为了简化，放大器1234实现为固定增益放大器。CDMA输入功率电平的范围从-104dBm到-24dBm。从-104dBm到-102dBm，LNA 1220a和1220b导通，开关1224a和1224b断开，AGC由解调器1250来提供。从-104dBm到-85dBm，AGC由衰减器1216来提供。从-84dBm到-62dBm，LNA 1220a断开，开关1224a接通，LNA 1220b维持导通，开关1224b维持断开，AGC由衰减器1216来提供。从-63dBm到-46dBm，LNA 1220a和1220b都断开，开关1224a和1224b都接通，AGC由衰减器1216提供。最后，在-46dBm以上，衰减器1216完全衰减，解调器1250内的IF信号电平随输入RF信号电平一dB-dB地增加，AGC由ADC1410后的解调器1250来提供。
在图8B中示出为降低CDMA信号功率，接收机1200的AGC控制操作的示意图。在本例中，为了简化放大器1234也实现为固定增益放大器。从-24dBm到-46dBm，LNA 1220a和1220b都断开，开关1224a和1224b都接通，AGC由ACD 1410后的解调器1250来提供。从-46dBm到-66dBm，AGC由衰减器1216提供。从-66dBm到-69dBm，衰减器1216处于最小衰减状态，AGC由解调器1250来提供。在-70dBm处，LNA 1220b导通，开关1224b断开。从-70dBm到-84dBm，AGC由衰减器1216来提供。在-91dBm处，LNA 1220a导通而开关1224a断开。从-91dBm到-102dBm，AGC由衰减器1216来提供。从-102dBm到-104dBm，AGC由解调器1250来提供。
图8A-8B示出LNA 1220a和1220b导通和断开时的输入RF信号电平。LNA 1220a在输入信号电平超过-85dBm(见图8A)时断开，但直到信号电平降到超过-91dBm时才导通。6dB的回差(hysteresis)防止LNA 1220a在接通和断开状态直接来回切换。同理，也给LNA 1220b提供6dB的回差。可使用不同数量的回差来优化系统性能，这在本发明的范围内。
以上讨论示出所需AGC控制的示例实现。还可以具有可调增益的AGC放大器来实现AGC控制。此外，图2所示衰减器1216以及LNA 1220a和1220b只是满足CDMA规范的一个实现。使用这里所述元件的AGC功能的其它实现以及使用这些以及结合本领域内公知的其它元件或电路的其它实现在本发明的范围内。
V.依据测得的非线性的接收机设定
在本发明的第一实施例中，依据接收机1200所产生的测得非线性水平来设定有源器件的IIP3。可提供RSSI斜率或Ec/Io测量值来估计非线性的水平。图9中示出示例的RSSI斜率测量实现的时序图。在此示例实施例中，通过以窄的脉冲改变衰减器1216的衰减来改变输入RF信号电平。每个脉冲叫做一个“摆动(wiggle)”。测量每个脉冲的RSSI斜率，对预定周期T内的测量值求平均，以提高RSSI斜率测量的精度。在周期T的末尾处，把测得的RSSI斜率与RSSI阈值相比较，使用该结果以上述方式调节有源器件的IIP3。
如图9所示，T0处的RSSI斜率测量值小于RSSI阈值，指示接收机1200在线性界限内操作。因而，降低LNA1220b的IIP3来保存功耗。类似地，在周期T1、T2和T3的末尾处，测得的RSSI斜率小于RSSI阈值，继续降低LNA 1220b的IIP3。在周期T4的末尾处，测得的RSSI斜率仍旧小于RSSI阈值，降低混频器1230的IIP3，因为LNA1220b的IIP3已被完全调节到最小IIP3操作点。在周期T5的末尾处，测得的RSSI斜率大于RSSI阈值，指示已把互调产物增加到不可接受的水平。增加混频器1230的IIP3，以作出响应提高线性。
在示例实施例中，每个脉冲的持续时间为200微秒，周期T为5毫秒，一个周期T内的脉冲数为九个。使用这些值，占空比为百分之36。在较佳实施例中，脉冲的占空比应足够低，从而信号幅度的周期性扰动使所需信号的Ec/Io有最低程度的退化。选择短的脉冲宽度的持续时间，以把对AGC控制电路1280的干扰减到最少。通常，AGC控制回路较慢且不能跟踪短的衰减脉冲所引起的信号电平的变化。这尤其重要，因为输出信号的幅度变化应准确地反映输入信号幅度的变化和互调产物变化，而不是AGC控制电路1280的所引起的变化。然而，短的脉宽导致输出信号功率的测量值不够准确。本发明旨在为这里所述的功能使用各种宽度和各种占空比的脉冲。
选择输入RF信号电平中扰动的幅度小到把输出信号的退化减到最小以及把对整个接收机1200的IIP3的影响减到最小。在示例实施例中，RSSI斜率测量的衰减步长为0.5dB。可对衰减步长使用其它值，这在本发明的范围内。
在示例实施例中，选择RSSI阈值为1.2。使用一个RSSI阈值可导致IIP3操作点在后续周期T之间来回切换。为了防止这一情况，可使用两个RSSI阈值来提供回差。不增加IIP3除非测得的RSSI斜率超过第一RSSI阈值，不降低IIP3除非测得的RSSI斜率低于第二RSSI阈值。使用单个阈值或多个阈值在本发明的范围内。
图10A中示出为升高输入RF功率电平，本发明的接收机1200的IIP3偏置控制操作的图。输入RF信号包括CDMA信号和双音人为干扰(超过CDMA信号+58dB)。当CDMA信号功率在-104dBm和-101dBm之间时，把混频器1230的IIP3设定在+10dBm，把LNA 1220a和1220b的IIP3设定在0dBm。当CDMA信号增加到超过-101dBm时，测得的RSSI斜率超过RSSI阈值，把混频器1230的IIP3增加到+15dBm，以把非线性水平减到最小。衰减器1216为-104dBm和-84dBm之间的输入RF信号提供衰减。在-84dBm处，旁路LNA 1220a，衰减器1216复位到其低衰减状态。当CDMA信号功率处于-83dBm、-79dBm、-75dBm和-71dBm时，增加LNA1220b的IIP3，以把互调产物减到最小。在近似于-64dBm处，旁路LNA 1220b，衰减器1216再次复位到其低衰减状态。
图10B中示出为降低输入RF功率电平，接收机1200的IIP3偏置控制操作。输入RF信号也包括CDMA信号和双音人为干扰(超过CDMA信号+58dB)。最初，当CDMA输入信号功率在-60dBm处时，旁路LNA 1220a和1220b。当CDMA信号功率降到-70dBm时，LNA 1220b导通，以提供必要的增益。在近似于-76dBm、-80dBm、-84dBm和-88dBm处，降低LNA 1220b的IIP3，以把功耗减到最小。在-90dBm处，衰减器1216达到其上限衰减范围，且LNA 1220a导通。在-100dBm处，减小混频器1230的IIP3，以保存功率，因输入RF信号电平变小。
如上所述，提供测得的RSSI斜率来确定调节混频器1230及LNA 1220a和1220b的IIP3的输入RF功率电平。RSSI斜率测量不可能导致图10A和10B所示线性分隔的IIP3偏置切换点。此外，可以连续可调偏置控制来替换步进方式的切换点。
VI.依据操作模式的接收机设定
在本发明的第二实施例中，依据接收机的操作模式来设定有源器件的IIP3。如上所述，接收机1300(见图3)可用于需要在PCS或蜂窝式频带内进行操作的蜂窝式电话中。每个频带可支持数字和/或模拟平台。每个平台可进一步包括各种操作模式。利用各种操作模式来提高性能及保存电池能量。例如，使用不同操作模式来支持蜂窝式电话的以下特征：(1)用于较长待机时间的时隙模式(slotted mode)寻呼，(2)用于动态范围增强的增益步骤，(3)用于较长通话时间的穿插(punctured)发射机输出，(4)用于双频带电话(PCS和蜂窝式)的频带选择，(5)系统(CDMA、AMPS、GSM等)之间的多址来回切换，以及(6)在存在人为干扰时的电路偏置控制装置。
蜂窝式电话的操作模式可具有不同的性能需求。在示例实施例中，给每个操作模式分配独有的标识符，它包括N个模式位。这些模式位定义操作模式的特性。例如，可使用一个模式位在PCS和蜂窝式频带之间进行选择，用另一个模式位在数字(CDMA)或模拟(FM)模式之间进行选择。把此N个模式位提供给控制器1370内的逻辑电路，该控制器1370把这N个模式位解码成为包括高达2N个控制位的控制总线。按路由把此控制总线传送到接收机1300内需要控制的电路。例如，控制总线可导致如下：(1)设定RF/IF处理器1348内的混频器及RF处理器1310a和1310b内的LNA的IIP3，(2)设定接收机1300的增益，(3)设定接收机1300内其它RF和IF电路的DC偏置电压和/或电流，(4)选择所需的信号频带，以及(5)把振荡器设定到适当的频率。
在表1和2中示出基于操作模式的接收机1300的IIP3控制的示例实现。接收机1300支持双频带(PCS和蜂窝式)及双模式(CDMA和FM)。在示例实施例中，PCS频带仅支持CDMA发送，而蜂窝式频带支持CDMA和FM发送(FM发送可来自于AMPS系统)。在示例实施例中，利用四个模式位。这四个模式位是BAND_SELECT、IDLE/、FM/和LNA_RANGE位。BAND_SELECT位确定操作频带并被定义为1＝PCS，0＝蜂窝式。当蜂窝式电话不运行时，IDLE/位(0＝空闲)把接收机1300设定在空闲模式(例如，以较低的IIP3进行操作)。FM/位(0＝FM)设定接收机1300以处理FM信号。LNA_RANGE位(1＝旁路)设定接收机1300的增益。当LNA_RANGE位设定得高时，指定旁路模式，第一LNA 1320a或1321a的Vbias1和Vbias2设定得低，LNA断开。
当把BAND_SELECT设定为0时，接收机1300以表1中所列的蜂窝式操作模式之一进行操作。表1仅列举了LNA 1320a和1320b的IIP3操作点。可对RF/IF处理器1348内的有源混频器的IIP3操作点产生类似的表。在蜂窝式模式下，断开LNA 1321a和1321b的DC偏置电流，以保存电池能量。表1-蜂窝式操作模式的接收机控制
  IDLE/    FM/    LNA_RANGE  LNA       LNA       LNA       LNA1320a     1320a     1320b     1320bVbias1    Vbias2    Vbias1    Vbias2     操作模式
  0        0      0  0         1         1         0     FM Rx
  0        0      1  0         0         1         0     FM Rx
  0        1      0  1         0         1         1     CDMA时隙
  0        1      1  0         0         1         1     CDMA时隙
  1        0      0  0         1         1         0     FM Rx/Tx
  1        0      1  0         0         1         0     FM Rx/Tx
  1        1      0  1         1         1         1     CDMA Rx/Tx
  1        1      1  0         0         1         1     CDMA Rx/Tx
当BAND_SELECT设定为1(PCS频带)时，电话以表2所列的PCS操作模式之一进行操作。在PCS模式下，断开LNA 1320a和1320b的偏置电流，以保存电池能量。表2-PCS操作模式的接收机控制
    IDLE/  FM/  LNA_RANGE   LNA     LNA     LNA     LNA1321a   1321a   1321b   1321bVbias1  Vbias2  Vbias1  Vbias2     操作模式
    0      0    0   x       x       x       x     不使用
    0      0    1   x       x       x       x     不使用
    0      1    0   1       0       1       1     PCS时隙
    0      1    1   0       0       1       1     PCS时隙
    1      0    0   x       x       x       x     不使用
    1      0    1   x       x       x       x     不使用
    1      1    0   1       1       1       1     PCS Rx/Tx
    1      1    1   0       0       1       1     PCS Rx/Tx
表1和表2列举了LNA的IIP3操作点，以把功耗减到最少同时保持所需的性能。可对需要控制的其它电路产生附加的表。例如，可产生根据对所需操作模式所期望的输入信号电平把AGC设定到适当的操作范围的表。可产生其它表，以产生接收机1300内的各种电路所需的DC偏置电压或电流。
VII.依据接收机信号电平的接收机设定
在本发明的第三实施例中，依据接收机内各信号处理阶段测得的信号幅度来设定有源器件的IIP3。参看图2，可把功率检测器连到被选中元件的输出，以测量信号的功率电平。在此接收机设定方案的第一实施例中，可把功率检测器连到LNA 1220a和1220b及混频器1230的输出，以从这些元件测量RF信号的功率。然后，把功率测量值提供给偏置控制电路1280，偏置控制电路1280使用该信息来调节超过预定非线性水平进行操作的任何元件的IIP3操作点。在此接收机设定方案的第二实施例中，可把功率检测器连到混频器1230和解调器1250的输出，以从这些元件中分别测量RF信号和基带信号的功率。也把功率测量值提供给偏置控制电路1280。这两个测量值之间的功率差代表来自频带外信号的功率，可用它来推断所需的IIP3性能。偏置控制电路1280以上述方式调节这些元件的操作点，以保持所需的性能水平。可以本领域内公知的许多方式来实现功率检测器，诸如后接低通滤波器的二极管检测器。
先前对较佳实施例进行了描述，以使本领域内的技术人员可制造或利用本发明。对这些实施例的各种修改将对本领域内的技术人员变得明显起来，可把这里所述的一般原理应用于其它实施例而无需创造性。因而，本发明将不限于这里所示的实施例，而应依据符合这里所揭示的原理和新特征的最宽范围。

Claims (31)

1.一种可编程线性接收机，其特征在于包括：
(a)可调增益元件，用于接收RF信号，所述可调增益元件具有一增益控制输入；
(b)至少一个放大器级，所述至少一个放大器级：
(1)连到所述可调增益元件，以及
(2)具有可由偏置控制输入调节的可变IIP3操作点；
(c)解调器，所述解调器：
(1)连到所述放大器，以及
(2)提供基带数据；
(d)非线性测量电路，所述非线性测量电路：
(1)连到所述解调器，以及
(2)要么：
(A)测量RSSI斜率，或者
(B)计算每码片能量与噪声之比(Ec/Io)的变化对RF信号电平的变化；
(e)偏置控制电路，所述偏置控制电路连到：
(1)所述非线性测量电路，以及
(2)所述放大器级的所述偏置控制输入；以及
(f)连到所述可调增益元件的所述增益控制输入的增益控制电路。
2.如权利要求1所述的接收机，其特征在于所述可调增益元件为衰减器。
3.如权利要求1所述的接收机，其特征在于所述所述非线性测量电路测量RSSI斜率。
4.如权利要求1所述的接收机，其特征在于所述非线性测量电路计算每码片能量与噪声之比(Ec/Io)的变化对RF信号电平的变化。
5.如权利要求1所述的接收机，其特征在于还包括；
(a)具有连到所述偏置控制电路的偏置控制输入的混频器，所述混频器夹在所述至少一个放大器级与所述解调器之间。
6.如权利要求1所述的接收机，其特征在于还包括：
(a)与每个所述至少一个放大器级并联的开关，所述开关具有连到所述增益控制电路的控制输入。
7.如权利要求6所述的接收机，其特征在于还包括：
(a)与所述开关串联的衰减器。
8.一种用于接收机中的可编程线性的方法，其特征在于包括以下步骤：
(a)接收RF信号；
(b)把所述RF信号衰减预定的电平；
(c)以至少一个放大器放大所述RF信号，以产生放大的RF信号，所述放大器包括有源器件；
(d)解调所述放大的RF信号以获得输出信号；
(e)测量所述输出信号的非线性水平，这是通过：
(1)测量输出信号的RSSI斜率；或
(2)测量每码片能量与噪声之比(Ec/Io)的变化对RF信号电平的变化；
以及
(f)依据所述非线性的测量来设定所述有源器件的IIP3操作点。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于以所述接收机的噪声指数性能所确定的量级来进行所述设定步骤。
10.如权利要求8所述的方法，其特征在于以基于来自所述接收机内的有源器件的信号电平的量级来进行所述设定步骤。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于当所述RF信号增加时，首先增加具有最高输出信号电平的所述有源器件的所述IIP3操作点。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于当所述RF信号增加且具有所述最高输出信号电平的所述有源器件被增加到预定IIP3操作点时，其次增加具有第二最高输出信号电平的所述有源器件的所述IIP3操作点。
13.如权利要求10所述的方法，其特征在于当所述RF信号降低时，首先降低具有最低输出信号电平的所述有源器件的所述IIP3操作点。
14.如权利要求13所述的方法，其特征在于当所述RF信号降低且具有所述最低输出信号电平的所述有源器件被降低到预定IIP3操作点时，其次降低具有第二最低输出信号电平的所述有源器件的所述IIP3操作点。
15.如权利要求10所述的方法，其特征在于以分立的步骤来进行所述设定步骤。
16.如权利要求10所述的方法，其特征在于以连续的方式来进行所述设定步骤。
17.如权利要求8所述的方法，其特征在于通过测量所述输出信号的RSSI斜率来进行所述测量步骤。
18.如权利要求8所述的方法，其特征在于通过每码片能量与噪声之比(Ec/Io)的变化对RF信号电平的变化来进行所述测量步骤。
19.如权利要求17所述的方法，其特征在于还包括以下步骤：
(a)把所述测得的RSSI斜率与RSSI阈值相比较；
(b)其中依据来自所述比较步骤的结果来进行所述设定步骤。
20.如权利要求19所述的方法，其特征在于依据所述接收机所需的性能水平来设定所述RSSI阈值。
21.如权利要求19所述的方法，其特征在于所述RSSI阈值为1.2。
22.如权利要求19所述的方法，其特征在于还包括以下步骤：
(a)在预定周期上对所述测得的RSSI斜率求平均。
23.如权利要求22所述的方法，其特征在于所述预定周期的持续时间为5毫秒。
24.如权利要求8所述的方法，其特征在于以脉冲方式周期性地进行所述衰减步骤。
25.如权利要求24所述的方法，其特征在于所述脉冲的持续时间为200微秒。
26.如权利要求8所述的方法，其特征在于所述衰减步骤的所述预定水平为0.5dB。
27.如权利要求8所述的方法，其特征在于还包括以下步骤：
(a)断开所述至少一个放大器，每当所述RF信号超过预定阈值时一次断开一个放大器。
28.如权利要求27所述的方法，其特征在于当所述RF信号超过预定阈值时，首先断开最靠近所述接收机的输入的所述放大器。
29.如权利要求8所述的方法，其特征在于还包括以下步骤：
(a)对所述放大的RF信号进行混频，以获得IF信号，以包括有源器件的混频器来进行所述混频步骤；
(b)对所述IF信号进行滤波，以获得滤波的IF信号；
(c)其中对所述滤波的IF信号进行所述解调步骤。
30.如权利要求29所述的方法，其特征在于当所述RF信号增加时，首先增加所述混频器的所述IIP3操作点。
31.如权利要求19所述的方法，其特征在于当所述RF信号降低时，最后降低所述混频器的所述IIP3操作点。
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