CN1251415C - 直接变换数字域控制 - Google Patents

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Abstract

在此介绍多带频直接变换无线通信接收机的系统和方法。系统包括低噪放大器(LNA)配置为放大接收的RF信号、本地振荡器(L0)配置为输出频率以及I和Q信道混合器。每个混合器有操作上耦合到LNA上的第一输入，操作上耦合到L0输出的第二输入以及一个输出。系统还包括调整机制，取决于接收机检测到的人为干扰电平配置为调整L0的驱动电平。因此，该接收机可能在多个无线通信频带和模式中操作并满足相关的规定。

Description

直接变换数字域控制
                      背景
相关申请
该申请对归档于2001年1月12日的等待状态的临时申请号60261714以及归档于2001年3月1日的等待状态的美国临时申请号09797746有优先权。
领域
本发明一般涉及无线通信。本发明特别涉及直接转换接收机的系统和方法。
一般背景和相关技术
由于改善的无线设备容量，通信领域经历了巨大增长的变化。无线设备使用无线电波以实现不受物理线路系统限制的远距离通信。诸如声音、数据或寻呼信息之类的信息，由无线电波在预定的频带上传送。对可用频谱的分配进行管理以保证众多用户能进行无干扰的通信。
获得的从源发射到目的的信息很少是以已准备为无线电传输形式。一般，发射机获取一个输入信号并将其格式化为在预定频带内传输。输入信号，又称为基带信号，在期望频带内对载波进行调制。例如，接收音频输入信号的无线电发射机用输入信号调制载频。
调到和发射机相同载频的对应远程接收机必须接收和解调所发射信号。即该远程接收机必须从已调制的载波终恢复基带信号。基带信号可能直接送到用户处或可能经进一步处理后再送到用户。许多用户无线设备，诸如无线电、电视以及寻呼机，仅仅是接收机而已。
收发机是将发射机和接收机整合在一起的无线设备。收发机使得几乎是瞬时的双向通信成为可能。收发机的例子包括双向收音机、对讲机、双向寻呼机以及无线电话。
在衡量接收机设计的有效性中有几种品质因子。灵敏度决定了接收机检测弱信号的能力。接收机的灵敏度必须保证接收机能从背景噪声中检测到最小可辨认信号(MDS)。噪声代表的是电压和电流的随机波动。MDS是接收机特定灵敏度的测量，它包括给定系统的带宽。在另一方面，接收机选择性指明了接收机提供的对信道外干扰的保护。灵敏度越高，接收机越能滤去不需要的信号。
倒灵敏度是由于人为或自然无线电频率干扰(RFI)引起的接收机总体灵敏度下降。倒灵敏度发生在当很强的干扰信号使接收机负载过重，并使得更弱信号检测变得困难。接收机的倒灵敏度特点确定了它在诸如人为干扰的强干扰下成功操作的能力。
噪声系数也是接收机性能的一重要测量。噪声系数在接收路径的每一相继级恶化，即增加。可在接收机内应用放大或衰减技术以获得可接受的噪声系数。噪声，连同失真，确定了信噪和失真比，该比以分贝为单位，描述了在有噪声情况下的接收机性能。
失真是在接收机的RF路径上在设备的输出端出现的不需要信号。失真包括谐波失真、互调失真以及交叉调制失真。谐波失真发生在当期望的输入信号足够大以压缩接收机且一般在基带输出处作为从期望信号来的频率偏置的函数以及期望信号功率的函数测量。交叉失真发生在当从发射机(例如CDMA无线电话)来的幅度调制分量传输到设备(LNA输出)的输出处的另一载波(人为干扰)处。最通常的失真形式是互调失真(IMD)。
互调失真是两个或几个信号混合在一起以在信号带宽内产生附加的不需要的失真的结果。对于两个输入，互调结果发生在原始频率的整数倍的和或差。即对于两个有频率f1和f2的输入信号，输出频率分量可表示为mf1±nf2，其中m和n为大于等于1的整数倍。互调积的阶数是m和n的和。“双频调”第三阶分量(2f1-f和2f2-f1)可以发生在靠近期望的或干扰信号的频率处而不易滤去。更高阶互调积有较低的幅度，这样，它们问题较少。如果频调间隔在信号带宽一半以内，则第二阶互调干扰积可能发生在基带频率处。
图1是基本、第二阶以及第三阶IMD分量电平对输入电平的图表。理论点是第二阶和第三阶电平与基本电平的截点，称为第二阶截点(IP2或SOI)以及第三阶截点(IP3或TOI)。接收机的IIP2是输入电平第二阶截点。IIP3是输入电平第三阶截点。
第三阶截点和接收机的噪声系数直接与接收机的动态范围相关。动态范围定义了接收机在其特定性能内能处理的信号的范围，即接收机能产生具有可接收SINAD的准确输出的范围。特别是，对基带接收机，诸如模拟到数字转换器，动态范围可能表示为无干扰下的动态范围(SFDR)，它从设备的最低噪声到消波发生前的最大信号。
本地振荡器(LO)泄漏发生在当LO信号泄漏到接收机输入。该种泄漏可能有收发机天线传送为寄生发射，这可能与其他设备干扰。另外，LO泄漏可能反射回接收机本身且如果不在解调前去除可能影响接收机灵敏度。
人为干扰泄漏发生在当人为信号泄漏到LO输入或接收机内的设备的输出。该种泄漏可能与人为干扰信号混合以产生不期望的信号，诸如DC信号电平，它与人为干扰信号的幅度调制(AM)分量成比例。AM人为干扰信号可能位于接收频带内的任何频率处。
低频闪烁(1/f)噪声是由双极晶体管的发射极基极结的缺陷引起。虽然一般很小，但闪烁噪声和其它该种噪声可能需要在接收机内去除以维持在基带上的信号整体性。
隔离度是在设备的一个端口应用的功率电平与在另一端口同一频率处出现的产生的功率电平的比(单位为dB)。反隔离度，是隔离度的倒数(反)，是接收机元件的品质因子之一。反隔离度是衡量有多少注入输出端口的能量回到输入源。为达到低LO和人为干扰泄漏，需要高反隔离度。
放大器的1dB压缩点是测量当放大器增益比小信号增益小1dB时的输出功率电平的。放大器的饱和点是测量放大器的最大输出功率容量的。图1说明了这些品质因子。
在设计无线通信设备时要考虑这些品质因子和信号现象。一般，无线通信领域码分多址(CDMA)占统治地位，它是一种扩展频谱或宽带通信形式，其中无线电信号在很宽的带宽上得到扩展。CDMA技术已是许多调制标准的基础。诸如CDMA(IS-95和CDMA 2000)以及WCDMA(IMT2000)。这些调制或空中接口标准在许多无线电频带上操作，包括蜂窝(日本蜂窝和美国蜂窝)、PCS(美国和韩国频带的个人通信系统)以及IMT(国际电信联盟)。其他调制标准包括FM(频率调制IS-19)、GMS(全球移动通信系统)、US-TDMA(IS-136)、GPS(全球定位系统)、无线LAN(802.11)以及蓝牙。
频带已分配给不同的通信模式。对无线收发机，US PCS的接收(RX)频带是1930-1990MHZ，相关的发射(TX)频带为1850-1910MHZ。美国蜂窝接收频带为869-894MHZ，相关发射(TX)频带为824-849MHZ。类似的，接收和发射频带分配给了日本蜂窝、IMT以及韩国PCS。
通信标准设定了无线通信设备必须符合的规定。例如，必须符合的伪发射、灵敏度、人为干扰(双频调互调和单频调反灵敏度)以及残留边带规定。
无线通信还未在国际或国内标准化。现存的技术承认收发机可以在多于一个带内或以多于一个模式操作，增加了可携带性。特别是，双频带手机可在两个频带上操作。例如，双频带CDMA手机可以在800MHZ(美国蜂窝)以及1.9GHZ(US PCS)频带上操作。如果在这两个频带上操作的基站使用CDMA标准，则由双频带CDMA手机的移动单元可能从这两个基站中的或一个或两个获得服务。而且，双模式CDMA/FM手机可能既工作在CDMA模式中又工作在FM模式中。但是，鉴于调制标准和相关频带的当前复杂性，双模式和双频带电话至多能提供给用户与世界通信系统有限的兼容性。
图2是传统双下变频接收机的高层模块图。接收机101包括超外差结构。特别是，接收到的RF信号11在RF信号路径上传输并经预处理(第1级)。经预处理的RF信号13首先经转换，或经下变频为中频(IF)信号15(第2级)。IF信号15然后再下变频变为基带信号17，它包括一个“同相”(I)和“正交”(Q)相位分量。I和Q基带信号分量相位上相差90度。I和Q分量然后发送到接收机101的其他部分，诸如基带处理器(第4级)以做进一步处理。类似地，在双上变频发射机中，模拟I和Q基带信号首先上变频为IF信号，然后IF信号再上变频为RF信号。
图3更详细地说明接收机101。接收机101由许多固有好处。例如，设计提供极佳的灵敏度和选择性、扩展的信号动态范围、灵活的频率安排以及较低动态范围和在IF滤波器70后接收机101内的元件电流消耗。另外，由于IF信号在较低的频率范围内，I和Q信道106、107间的相位和幅度匹配可以更容易地达到。鉴于这些好处，接收机101很适合多模式和多频带应用，其中接收的RF信号-在多模式下调制并在多频带上发送-可以被处理。
为支持多频带和多操作模式，接收机101必须包括一些模式特定元件。例如，在多频带接收机内，一般每个频带需要单个RF信号通路。在多模式接收机中，取决于人为干扰动态范围要求每个模式可能要求单个基带通路。
在诸如接收机101的传统接收机内，IF信号路径一般包括放大器、滤波和自动增益控制(AGC)电路。这样，接收机101可以去除信号带外噪声和人为干扰并能补偿不同信号功率以及接收机增益变化。在多模式接收机中，IF信号的滤波是模式特定的。因此，接收机101每个模式有一个IF滤波器70。例如，在双模式电话下的接收机包括两个IF SAWs(表面声波滤波器)。对支持CDMA 1x、CDMA 3x、WCDMA、GSM、FM、蓝牙以及GPS模式的接收机，在IF信号路径内需要四到六个SAWs以及一个离散LC滤波器。
每个模式都需要IF滤波器是接收机101的重要缺陷。每个IF滤波器增加了接收机的成本、重要部件的数目以及接收机板面的大小。由于每个IF滤波器可能有高损失，还需要IF预放大或AGC。还需要IF压控振荡器(VCO)和锁相环(PLL)65来产生本地振荡器(LO)频率，输入到IF混合器60。接收机101其他缺陷包括需要开关矩阵或多个IF放大器以及AGC模块，需要低损失RF带通滤波器(BPF)以减少不希望的旁带噪声，以及需要附加IF混合器。因此双下变频接收机的IF级成本增加，设计复杂度提高，并需要更多的电路板面。
图4是直接下变频的框图或零IF接收机200。在直接下变频接收机中，接收到的RF信号201直接经下变频为基带信号225。类似地，在直接上变频中或零IF发射机中，基带信号直接经上变频为发射的RF信号。在接收机200内，接收的RF信号与本地振荡器(LO)频率混合以产生基带信号。由于它并不包括IF信号通路，接收机200去除了与IF元件相关的费用、板面和功率问题，这包括IF SAWs、LC匹配和离散滤波器、预放、AGC、IF混合器以及IF VCO和PLL。而且，也少了部件到部件和温度变化。
接收机200的设计允许更多的通过集成电路发生在基带模拟或数字域内的信号处理，诸如信道选择性滤波，从而使得接收机200的RF和模拟部分在性质上变得更一般。由于AGC是数字的可能需要经简化的校准或甚至没有校准。对于某些操作模式，诸如GPS、蓝牙和GSM，由于该滤波器的主要目的是减少CDMA蜂窝和PCS模式内的交叉调制所以接收机200可能不需要RF滤波器。然而，如果GPS调制信号同时与其他调制信号同时接收，则GPS模式可能需要RF滤波器。
尽管有以上这些好处，直接下变频并未广泛包括在无线电话内。原因在于接收机在达到适合的动态范围同时很难达到关键的接收机设计目标。对于诸如接收机200的设计目标包括获得高增益和低噪声系数，高IIP3和IIP2值以及低功耗。多模式和多频带接收机可能需要很宽的动态范围。相应的，更难实现对该种接收机的这些设计目标。
特别是，本地振荡器(LO)泄漏到I和Q混合器LO端口的泄漏和人为干扰会引起直接下变频接收机的严重问题。对于蜂窝和PCS，寄生发射需要特别严格。这样需要高反隔离度。另外，在直接下变频接收机中，LO泄漏反射回接收机本身，连同到I和Q混合器的LO端口的人为干扰泄漏，可能由直接下变频电路处理。这样，不希望的DC偏置电压连同希望的基带信号可能出现在混合器的输出处，它可能还包括基带频谱分量。相应的，必须移去DC偏置以保证信噪比足够高。
在CDMA中，灵敏度是用设定到满足一定帧误差率(FER)的信号电平测试的。IS-98规定测试中的设备必须满足低于0.5％FER的-104dBm(信号功率)的灵敏度电平。互调制测试通过将信号电平设定到-101dBm(高于灵敏度测试3dB)，连同相对于RF信号的偏置处的双频调(在产生带内失真积处的偏置处-43dBm/tone，或一般为±900和±1700kHz)连同小于1％的FER。取决于频带，在测试的功率电平和人为干扰的频率偏移内可能有不同。对于单频调反灵敏度测试，I和Q混合器的RF端口的人为干扰电平比信号电平在大于等于900kHz偏置处要大71dB。
人为干扰功率可能泄漏到每个混合器的LO端口处并在混合器RF端口处与人为干扰电平混合以产生DC电平，该电平与RF人为干扰的幅度成比例。一般，人为干扰由竞争无线系统的基站的前向链路生成。人为干扰功率可能随使用的调制或衰落的函数而变化。最糟的人为干扰可能由与期望信号带宽可比的幅度调制。这样，AM分量在下变频后落在基带任何信号能量上部，且不能用基带滤波除去。该问题会随人为干扰RF信号增强而加剧。例如，如果人为干扰RF信号增加10dB，则基带失真增加20dB。如果影响人为干扰的自混合的RF混合器的两个RF到LO隔离度以及代表第二级失真影响的RF混合器的IIP2很差，则基带失真斜度实际上可能大于二比一。
另外，在直接下变频接收机内的对混合器的人为干扰和LO泄漏要求较高。因为该种接收机缺少IF滤波，取决于基带模拟滤波的等级以及部件到部件、频率以及增益方面的温度变化，接收机基带元件的动态范围可能需要增加30dB更多。必须满足对不同调制标准的残留边带规定。由于该种接收机在其基带级之前有较少增益，基带处的闪烁噪声对于接收机处理FM调制信号的能力有较大影响。
因此，需要一种直接转换接收机能在有强干扰量并具有和最小的电流和处理技术改进基础上在多带和多模式下对RF信号解调。
                         概述
揭示的实施例示出新颖的经改善的多带直接变换无线通信接收机的系统和方法。在第一实施例中，系统包括低噪声放大器(LNA)配置为以放大接收到的RF信号、本地振荡器(LO)配置为以输出频率，以及I和Q信道混合器。每个混合器有可操作上耦合到LNA的第一输出、可操作上耦合到LO输出的第二输入以及输出。系统还包括调整机制配置为根据接收机检测到的人为干扰电平以调整LO的驱动电平。调整机制可能包括第一测量机制经配置为以测量接收到的RF信号的总功率，第二测量机制配置为以测量基带信号的信号功率，比较机制配置为以比较接收到RF信号的总功率和基带信号的信号功率，以及调整器配置为以基于比较而调整LO的设定点。
在另一实施例中，系统包括LNA配置为以放大接收到的RF信号，LO配置为以输出一频率，I和Q信道混合器以及基带部分。每个混合器有操作上耦合到LNA的第一输入、操作上耦合到LO输出的第二输入以及输出。基带部分耦合到每个混合器输出。系统进一步包括调整机制配置为取决于接收到的RF信号而调整LNA和每个混合器的增益，以及取决于接收机检测的人为干扰电平以调整LO的驱动电平。
在另一实施例中，系统包括LNA配置为以放大接收到的RF信号，LO配置为以输出一频率，I和Q信道混合器以及调整机制。每个混合器有操作上耦合到LNA的第一输入、操作上耦合到LO输出的第二输入。调整机制配置为当接收到的RF信号的信号电平增加时，调整LNA和每个混合器的增益。该增益调整用需要的动态范围平衡接收机RF路径内的活动元件的反隔离度以在有一个或多个人为干扰的情况下对信号解调。该增益连续调整或逐步下调。
                     附图的简要描述
通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的符号具有相同的标识，其中：
图1的图表绘出饱和和压缩点以及第二阶和第三阶截点。
图2是传统双变换接收机的高层模块图。
图3传统双变换接收机的模块图。
图4直接变换接收机的高层模块图。
图5直接变换接收机的模块图。
图6是在直接变换接收机内接近AM人为干扰抑制的模型。
图7的图表画出混合器RF到LO隔离度对LO驱动电平。
图8是零IF接收机的模块图。
图9是说明零IF接收机内的增益增加的模块图。
                         详细描述
图4是根据本发明的实施例的直接下变频接收机200的高层模块。接收机200包括RF信号通路210、直接下变频器220以及基带处理器230。
RF信号通路210接收RF信号201。RF信号201可能包括以多个模式调制的信号以及在多个频带内传输。RF信号通路210可能包括选择机制以在不同模式和不同频带内选择。另外，RF信号通路径210可能包括放大器或滤波器以为RF信号201的进一步处理做准备。该种经准备的信号在图4中称为经预处理的RF信号215。直接下变频器220从RF信号路径210接收经预处理的RF信号215并将该种信号下转变为基带信号225。
基带处理器230可能实现基带信号225的相继处理，诸如，例如DC对消、匹配和人为干扰滤波、采样抽取、自动增益控制、信号功率测量(接收到的信号强度指示、RSSI)、反扩展、反交织、误差纠正以及解码成数字数据或音频流。经处理的信号可能经路由到合适的目的地，诸如在无线设备内的输出机制，它可能包括显示、扬声器或数据端口。值得注意的是基带处理器230可能用于与接收机200互补的发射机。
图5更详细地说明了接收机200。天线301将接收机与进入RF信号接口。天线301还可能从耦合到天线301地发射机广播RF信号。若干天线可能用于分开操作频带或将同时的操作模式相互隔离。接口305可能将接收到的RF信号从发射的RF信号隔离使得接收机200和发射机都能使用天线301。
接口305可能包括一个或多个收发转换器312。收发转换器312在进入的接收带内滤出信号。另外，收发转换器312将进入的接收频带的信号与外出的发射频带的信号分开。如果特定接收机或收发机应用需要操作多个频带则需使用多个收发转换器312。如图5所示，收发转换器312可能处理以CDMA、FM以及IMT模式调制的信号，假设相关的操作频带均适于收发转换器312的带内。
接口305还可能包括一个或多个开关314与带通滤波器316。开关314在接收和发射操作间转换。例如，开关314可能对应GSM或蓝牙模式，其中信号并不是同时发射或接收。带通滤波器316在进入的接收带中对GPS信号滤波。由于GPS信号是被接收，而不是被发射，可能不需要使用收发转换器。其他带通滤波器316可能为其他模拟只接收模式而被包括在接收机200内。
低噪放大器(LNA)320耦合到接口305并对接收的RF信号实现放大。LNA320可能被选择以提供在接收带内的最小噪声系数，但足够大的增益以最小化从接收机200的相继级来的噪声系数。LNA320的增益可能通过LNA增益控制324得到控制。发射功率可能从接口305泄漏到接收机200。例如，收发转换器312可能不能完全对发射功率滤波。因此，LNA320可能需要高压缩和第三阶截点。
LNA320耦合到RX带通滤波器(BPF)330。BPF330进一步抑制落在接收带外的发射机信号。值得注意的是BPF330在本发明的一些实施例中可能不是必要的。例如，如上所述，如果不支持GPRS内的最大数据速率，则以GSM模式的已调信号可能不是同时接收或发射的。
图5描述了一个RF信号通路，包括一个收发转换器312、一个LNA320以及一个BPF330。然而，多个RF信号通路可能包括在接收机200内。每个信号通路可能对应接收机200的一个或多个特定操作频带。例如，接收机200可能包括相应的蜂窝、PCS、IMT以及GSM信号通路。每个RF通路可能包括，如果需要的话，收发转换器、开关和/或带通滤波器、LNA、BPF以及I和Q混合器。另外，与其他模式一起操作的同时GPS接收可能需要分离的LO生成、基带放大器、模拟低通滤波器、模拟到数字转换器、I/Q数字处理以及解调。
选择机制310取决于在一给定时间的活动的操作频带而在不同的RF信号通路间切换。选择机制310可能包括带选择设备，例如耦合到不同收发转换器和BPFs。选择机制310可能还耦合到I和Q信道混合器340A、340B。例如，对在美国蜂窝频带内接收的信号，选择机制310可能切换到收发转换器312、LNA320以及BPF330，这些元件一起对接收到的信号进行合适的滤波和放大。
BFP330的输出耦合到I和Q信道混合器340A、340B的输入。在示范实现中，BPF330可能有不同的输出(未示出)以连到混合器340A、340B的不同输入(未示出)。相应的，BPF330的正负输出终端可能耦合到混合器340A的正负输入终端，以及混合器340B的正负输入终端。该种不同信号路径安排减少了耦合到RF信号通路的LO和TX且增加了幅度调制人为干扰的共模抑制(在混合器输入出的更高第二阶输入截点电平)。因此，改善了接收机200内的隔离度和人为干扰抑制。
或者，转换机可能耦合到BPF330的单端输出。该转换机可能将单端信号转换成不同信号耦合到混合器340A、340B的不同输入。
如图5所示，本地振荡器(LO)350耦合到缓冲放大器351A、351B。缓冲放大器351A、351B分别耦合到混合器340A的第二输入342A和混合器340B的第二输入342B。如果I和Q混合器340A、340B有不同输入，则缓冲放大器351A、351B可能有不同输出。在一些实施例中，缓冲放大器可能不包括在接收机200的设计内。
LO350可能包括频率发生器，它生成在不同频率的输出信号。例如，LO350可能输出第一信号和第二信号，第二信号从第一信号移相90°。LO350可能包括锁相环(PLL)、压控振荡器(VCO)，频率混合机制以及相移机制。LO350或包括频带选择354，它根据接收到的RF信号的操作频率控制LO350。在示范实施例中，LO350使用不同通路以缓和LO泄漏和在I和Q混合器RF端口处来自信号通路或耦合到信号通路的噪声。
每个混合器340A、340B将从BPF 330来的接收到的RF信号与从LO350接收的信号在混合器340A、340B的第二输入342A、342B处混合。混合过程是将信号乘在一起。因此，混合器340A、340B直接将下变频的接收到的RF信号直接变为I和Q基带信号。在示范实施例中，混合器340A、340B有相关增益，它可通过混合器增益控制341A、341B调整。
在下变频后，I和Q信号沿相应的信号通路365A、365B被处理。I信号通路365A代表两个信号通路，且可能包括放大器360A、反混叠滤波器370A以及I信道模拟到数字转换器(ADC)380A。放大器360A耦合到混合器340A的输出。在沿相应信号通路处理和模数转换后，数字I信道数据382和Q信道数据385可能进一步被处理。在其他实施例中，I和Q信号可能沿操作模式的特定路径被处理。在其他实施例中，多个模式可能共享I和Q信号通路。
接收机200可能包括蓝牙特定模块。如图5所示的蓝牙直接下变频器390以及蓝牙基带处理器395，可能与上述结构在功能与结构上类似。然而，由于蓝牙可能与其他操作模式同时操作，诸如CDMA，蓝牙直接下变频器390和基带处理器395可能实现为蓝牙专用模块。类似的，GPS可能同时操作且需要分开的基带信号通路和LO生成电路。
图6是近似诸如接收机200的直接转换接收机内需要的AM人为干扰抑制量的模型。对CDMA，需要的人为干扰抑制可能近似为基带信号与基带人为干扰的比。在模块600内，RF RX部分601对从接收机天线到接收机混合器输出的接收机的RF部分增益模型化。RF部分601有增益G分贝。在RF部分601的输入处的RF信号电平为S_RF(分贝)。在RF部分601的输入处的人为干扰电平为J_RF(分贝)。RF部分601相应地放大这些输入信号以产生S_RF+G和J_RF+G的输出。
模块600还包括混合器610，它代表接收机内的I和QLO混合器。混合器610的RF到LO隔离度称为S31。混合器610的RF到基带转换增益或损失为S21。LO驱动电平为LO。到LO端口的人为干扰功率泄漏为J_RF_LEAK，或J_RF+G+S31。AM调制人为干扰的RF到基带转换损失是S21(AM)、或S21+(J_RF_LEAK-LO)。S21(AM)为接收机的抑制AM调制人为干扰的能力，且代表第二级失真(由人为干扰产生)和到混合器基带输出的人为干扰泄漏的组合效应。
在下变频到基带后，在混合器输出处的基带信号电平为S_BB，或S_RF+G+S21。该基带人为干扰电平是J_BB或J_S_RF+G+S21(AM)。基带偏置人为干扰是J_BB_OFFSET或J_S_RF+G+S21。该基带信号与人为干扰比(S_BB/J_BB)可因此确定。例如，在CDMA模式对于的特定混合器，如果G＝6dB，S_RF＝-101dBm，J_RF＝-30dBm(yi99％AM调制有2MHz偏置)，LO＝+5dBm，S31＝-60dB，以及S21＝12dB，则J_RF_LEAK＝-84dBm以及S21(AM)＝-77dB。接着可得J_BB＝-101dBm以及S_BB＝-83dBm。因此基带信号与人为干扰比等于-83dBM-(-101dBm)或+18dBm。对CDMA模式，一般SINAD以解调信号为-1dB。因此，上例示出的AM人为干扰电平相对于接收机的噪声系数是不重要的。
图7是在接收机内绘出混合器RF到LO的隔离度对应LO驱动电平的图表。如示出，混合器RF到LO的隔离度不是线性的，并取决与LO驱动电平。在示范实现中，接收机的LO驱动电平可能有变化或固定在较高电平以改善隔离度。相应地，接收机的LO端口处的人为泄漏电平可能被抑制。当没有人为干扰时，LO驱动电平可能降低。值得注意的是，相对与可调节LO驱动电平，固定在较高电平(大于10dBm)的LO驱动电平导致更高的电流消耗且导致LO泄漏。然而，由于LOI和Q信道混合器的DC输出与LO泄漏相关，变化LO驱动电平改变了DC偏置。因此，可能需要在基带信号被解调前除去DC偏置。其他混合器性能参数可能作为LO驱动电平的函数而改变，限制了调整的范围。如果LO驱动电平在更广范围内变化，则混合器的噪声系数和其IIP2和IIP3规定可能恶化。
图8说明零IF接收机800，它包括抑制人为干扰和LO泄漏的电路。接收机800可能包括在无线收发机内。图8示出I信道的直接下变频和基带电路。可以为Q信道提供平行的电路。图8描述一个RF信号通路和一个基带通路。与上述一致的，接收机800取决于可应用操作频带和模式可能包括若干通路。另外，接收机800可能包括电路，诸如上述图5的选择机制310以在信号通路间切换。
在示范实施例中，接收机800可能包括差分RF和LO信号通路。该种通路改善接收机800内的RF到LO的隔离度，因此抑制人为干扰和LO泄漏。差分信号路径安排可能单独实现或与其他改善接收机内隔离度的方法一起实现，诸如上述。
天线801将接收机800与进入RF信号接口。天线801可能广播与天线801耦合的发射机来的RF信号。双工机812对进入的接收带内的信号滤波，并将这些信号同外出发射带内的其他信号分开。收发转换器812可能与一个或多个特定操作频带相关，诸如美国蜂窝或PCS。低噪放大器820耦合到收发转换器812并将接收到的RF信号放大。LNA820的增益可能通过LNA增益控制信号905(RF_ADJUST)得到控制。LNA增益控制信号905可能包括一个或多个信号，这取决于是否使用连续增益控制或一系列增益步长以满足在期望信号动态范围上对接收机800的要求。
LNA820的增益可能取决于接收到的RF信号的功率而调整。当信号功率增加时，LNA820的增益可能连续减少或阶跃减少。在示范实施例中，LNA820有三种状态，即高增益、旁路以及中增益状态。LNA820的增益信号功率的增加逐步下降到某一信号电平以使接收机800满足不同模式的干扰要求而不降低接收机800的灵敏度。增益步进变化还增加了可用动态范围并改善了接收机800的IIP3。增益步长可能足够小以保证在LNA820的输出处的信号功率在某热噪声之上。另外，可以提供在LNA820后的接收机800内的足够增益以保证基带的信号电平足够强而能被解调。
图9说明的是蜂窝接收机的实施例，其中LNA820的增益逐步变化。对蜂窝和PCS模式，辐射和传导的泄漏必须少于-80dBm。在该实施例中，在天线801处的传导泄漏通过平衡接收机通路内的直源元件的反隔离度得到控制。来自组合的I和Q信号通路的传导泄漏为-83dBm，这变为3dB规定界限。
只改变LNA820的增益不足以满足在信号电平处灵敏度以上的SINAD需要(在接收机性能的AWGN(平均高斯白噪声)和衰落测试中大于-74dBm到-50dBm的信号电平)。因此，在图9的接收机内，当信号电平增加时，LNA820的增益和双平衡的混合器840A、840B阶跃下降以增加接收机的可用动态范围。如果天线801处的L0电平在信号之上少于大约20dB，则在这些较低增益状态中，LO泄漏可能增加到超过-80dBm的要求。值得注意的是基带增益阶跃变化可以在代替混合器增益阶跃变化而实现。
在图9的实施例中，混合器840A、840B在基带信号端口有50欧姆的RF负载。RF终端的值可能变化以适应特定混合器设计。RF终端减少了可能从基带端口泄漏到RF端口的LO反射。
为减少经辐射的LO规定，频率合成器和RF VCO(第一模块857)在接收频率的两倍处运行。第二模块855将频率合成器的输出二分频。在其他实施例中，合成器可能运行在接收频率，且可能除去分频。然而，可能需要附加的屏蔽。在另一实施例中，RF VCO可能运行在接收频率的分数倍处以避免接收带内的潜在发射LO泄漏。应理解图9示出的设计技术能包括在诸如接收机800的直接转换接收机的全部或部分内。
再参考图8的接收机800，LNA820耦合到RX带通滤波器(BPF)830。BPF830进一步抑制落在接收带外的信号。BPF830的输出耦合到定向耦合器915。定向耦合器915将BPF830输出的功率的一部分转到RF功率检测器995，并保留剩下部分以输入I信道LO混合器840的第一输入和Q信道LO混合器的第一输入(未示出)。
本地振荡器850可能包括频率发生器，它产生在不同频率处的输出信号。例如，LO850可能输出第一信号和从第一信号相移90度的第二信号。每个信号可能是差分信号。一般，LO850可能包括锁相环(PLL)、压控振荡器(VCO)、频率混合机构以及相移机构。LO850可能包括控制LO850的频带选择(未示出)，这取决于接收到的RF信号的操作频率。
在图8中，LO850包括第一单元857。第一单元857输出信号，该信号是接收到的RF信号的频率的倍数(M/N，其中M和N为正整数)。第二模块855将输出信号乘以倍数的倒数(N/M)。这样，LO850输出在期望接收频率上的信号，用于将接收到的RF信号下变频为基带信号。
LO850耦合到缓冲放大器851。缓冲放大器851耦合到混合器840的第二输入并提供在LO850和混合器840间的阻抗匹配。LO信号的驱动电平可能通过LO驱动调整控制信号921(LO_PWR)由变化缓冲放大器851的增益调整。缓冲放大器851示出为由差分输入和输出，但也可以使用单端输入和输出。
I信道混合器840和其Q信道的混合器可以是双平衡混合器。混合器840的隔离度取决于许多因子，诸如基片隔离度、布局、混合器拓扑、连接线耦合以及LO驱动电平。混合器84将从定向耦合器915来的接收到的RF信号与从缓冲放大器851来的信号混合。混合过程是将信号相乘。因此，混合器840直接将接收到的RF信号下变频为I分量基带信号。在一些实施例中，混合器840有相关的增益，可以通过混合器增益控制信号923(混合器调整)被调整。因此，接收机800的可用动态范围可能增加。
下变频后，I信道基带信号沿信号通路被处理。信号通路可能包括电路以从基带信号中去除DC偏移。如果未除去，DC偏置会恶化接收机的IIP2与基带模拟放大器和低通滤波器的动态范围。在接收机800，模拟DC对消回路935可能测量在基带信号内的DC偏置并从基带输入信号中减去偏置。DC偏置可以在模拟基带信号内被测量。DC偏置还可以在它转换为数字形式后在基带信号内测量，然后通过数模转换器(DAC)转换为模拟偏置。或者，数字DC对消机制可能从数字基带信号减去DC偏置。在示范实施例中，如图8所示，可包括模拟和数字DC对消电路，这可能更有效地DC偏置。
I信道基带信号输入到基带放大器860。基带放大器860可能有不同输入。基带放大器860可能对基带信号缩放以增加接收机800的动态范围。基带放大器860的DC输入阻抗可能被选择为远大于DC处的混合器840的输出阻抗。例如，信号电压相对于固定的基带电路噪声底限可能翻倍以及更高的基带信噪比。取决于混合器的实现诸如电流输出实现也可有其他组合可能。然而，从RF输入到基带的输出的电压增益可能需要相对于噪声系数、IIP2、IIP3以及信号和人为动态范围的最优化。
基带放大器860耦合到基带模拟滤波器870。模拟滤波器870耦合到模数转换器(ADC)880，它将模拟I信道基带信号转换为数字信号(I_ADC)。在示范实施例，ADC880的输出至少13比特宽。根据Nyquist理论，ADC880的采样速率应至少是模拟输入信号的最高频率分量的两倍。为防止进入I信道的干扰的混叠，诸如人为干扰，模拟滤波器870可能被选择用于抑制在采样速率的干扰。例如，如果人为干扰比在10MHz偏移处的输入信号高80dB，且ADC880采样速率为10MHz，至少需要80dB的衰减以保证在取样时人为干扰的功率比输入信号小。进一步，模拟滤波器870的频率响应可能被选择抑制带外人为干扰以保证ADC880的有效动态范围不减少。
ADC880耦合到DC对消模块901。DC对消模块901测量在数字基带信号内的DC偏置。DC对消模块901可能对数字基带信号取样并使用积分器，诸如第一阶积分器以测量DC偏置。通过DC对消回路935内的反馈安排，数模转换器(DAC)925将数字DC偏置转换为模拟偏置。模拟偏置然后从基带电路的输入中减去。特别是，模拟偏置输入到基带放大器860，它从混合器840来的输入信号中减去偏置并对产生的信号放大。DC对消模块901可能还从数字基带信号中减去数字DC且可能输出经纠正的数字基带信号(I_BB＝I_ADC-DC偏置)。
DC对消模块901可能由快/慢控制信号945控制。快/慢控制信号945可能影响在DC对消模块901内使用的积分速度。在快模式时，可能获得较少精确度的功率测量，并能快速去除DC偏置。例如，在信道变化时(即当接收到的RF信号的频率变化时)，或当LO驱动电平或混合器增益步进增加或减少时，较合适是采用快模式。相反，在慢模式时，可能获得较高精确度的功率测量。慢积分可以跟踪温度和接收机200的元件的部件到部件的变化，减少DC对消电路的抖动，且在模块输出处产生低平均噪声。因此，使用慢模式可能防止将噪声引入接收200的基带部分并将信号质量维持在期望的信噪比。另外，慢模式的使用比起快模式从基带信道中去除更少的能量。
DC对消模块901耦合到无限冲击响应(IIR)滤波器910。IIR滤波器910可能是五阶椭圆数字滤波器设计为以在数字基带信号中抑制人为干扰，以匹配基带信号的合适带宽。在示范实施例中，IIR滤波器910提供在人为干扰偏置处的70dB的抑制。IIR滤波器910输出经滤波的信号(I_FILT＝I_BBxIIR)。其他实施例中，IIR滤波器910可能由有限冲击脉冲(FIR)滤波器替代。不同于IIR滤波器，FIR滤波器可能有完美的线性相位且在信号带宽上有最大平坦度。然而，FIR滤波器可能比IIR滤波器更大或更复杂。在另一实施例中，IIR滤波器可以跟着FIR滤波器以对IIR滤波器的输出实现均衡。IIR和FIR滤波器的设计技术在技术领域内是已知的在此不作描述。
IIR滤波器910可能包括抽取机构。抽取机制减少了数字信号路径的部分的采样率以减少功耗和处理硬件。另外，抽取机制要考虑可能的信道外干扰量的混叠。在图8示出的实施例中，在人为干扰由模拟或数字滤波去除后，抽取机构在IIR滤波器910的输出处操作。
IIR滤波器910的输出I_FILT，连同它的Q部分Q_FILT(未示出)输入到乘法器970。对每个采样，乘法器970可能通过对I FILT取平方而检测I信道的瞬时接收功率961，对Q_FILT取平方而检测Q信道。经平方后的信号与信号的功率成比例。作为乘法的替换，I_FILT和Q_FILT信号可能输入到包括查询表的内存内。查询表可能包括对数功率值被索引为基带I和Q采样的幅度的函数。在其他实施例中，可能提供给每个信道分开的乘法器970和查询表。
由乘法器970计算的瞬时功率961可能输入到积分器960。信号963可能还输入积分器960。信号963还可能输入积分器960。信号963可能包括固定设定点和I信道偏移(偏移_I)，这代表了解调器前的乘法器930的输出处期望的功率电平。功率电平可能基于解调器所需要的比特数以接收基带信号并在不降级情况下对其解调。
积分器960确定从输入瞬时功率961来的平均信号功率，将平均信号功率与信号963比较并输出AGC(自动增益控制)纠正信号965。AGC信号965由模块940从线性转换为分贝单位，并由加法器950与RF_OFFSET信号(分贝)求和。加法器950在滤波后输出总估计基带功率967(BB_PWR)。RF_OFFSET信号是分贝记的可编程偏置，它补偿到LNA 820的增益调整或任何发生在接收机内800内的数字AGC环941前的增益调整。例如，如果LNA820的增益阶跃下降10dB，则AGC信号965会由于乘法器970检测到已减少的瞬时功率而增加。这样，RF_OFFSET必须减少10dB使得BB_PWR信号967准确地反应总接收基带功率。值得注意的是，AGC环94l的响应时间可能通过调整积分器960的时间常量而变化。
IIR滤波器910耦合到乘法器930。乘法器930，它可能支持线性或浮点乘法，将从IIR滤波器910来的I_FILT乘以从积分器960来的AGC纠正信号965。乘法器930输出I信道基带信号999，它由附加处理模块处理(未示出)，诸如解调器。
RF功率检测器995输出模拟信号(dB)代表由定向耦合器915转向的总RF接收功率的一部分。ADC990将该模拟信号转换为数字信号953。偏置955是可以对数字信号953实现缩放的数字信号(dB)。加法器980对数字信号953和偏置955求和以产生信号957(RF PWR)代表总RF接收功率(人为干扰+信号功率)。
控制机制920接收BB_PWR信号967和RF_PWR信号957为输入。控制机制920基于比较将这些信号和接收机800内的不同模块的控制设定点比较。该比较可能包括从RF_PWR信号957中减去BB_PWR信号967。在示范实施例中，控制机制920控制LNA820的增益阶跃变化(通过RF_ADJUST控制信号905)，混合器840增益(通过混合器增益调整控制信号923)以及LO驱动电平(通过LO_PWR控制信号921)以使得接收机800能在整个信号的应用动态范围上的某给定调制标准而符合人为干扰需要。通过调整LO驱动电平，对接收机800的IIP2和IIP3的规定在必要时会被改善。如果使用多个增益步长，则控制信号可以由一系列总线接口(SBI)传送到LNA820的输入和混合器840。在该种实施例中，SBI可能由硬件中断控制以在增益内快速写入必要的更新。
控制机制920还可能调整动态范围和接收机800内的其他设备的偏压。控制机制920能调整ADC880的分辨率(通过ADC_RANGE控制信号924)、IIR滤波器910(通过滤波器范围控制信号928)以及乘法器930(通过MULT_RANGE控制信号929)，这取决与信号电平。例如，当接收信号很强时，可能从数字基带信号中裁断比特。由于LO驱动电平可能被调整，接收机800内的电流消耗可能最优化。可延长在便携式无线实现中的电池寿命。控制机制920还可能通过如上所述的快/慢控制信号945控制DC对消模块901。
总接收功率与基带功率的比(dB)，或J_RF/S_RF，等于RF_PWR(dB)-BB_PWR(dB).在本发明的一实施例中，当J_RF/S_RF小于某阀值时，诸如60dB，LO驱动电平在低设定点，且ADC880的动态范围和IIR滤波器910处于非强力(turbo)模式。相反，当J_RF/S_RF大于某阀值时，LO驱动电平可能连续增加或步进增加，且ADC880的动态范围和IIR滤波器910处于强力模式。在强力模式下，人为干扰存在，且需要的动态范围和LO电平在最大值。另外，可以基于诸如CDMA、WCDMA以及GSM等包括可应用的人为干扰需求的特定无线标准的要求选择阀值。
控制机制920可能还输出接收到的信号强度指示(RSSI)927。该RSSI时指示经测量信号功率(dB)且可能用于设定由包括接收机800的收发机发射的到基站的功率。对CDMA无线系统，发射功率电平控制是基于RSSI测量和连续基站功率控制的组合。
对于更大的信号，前述的LNA820和混合器的RF增益阶跃变化，连同基带滤波(基带模拟滤波器870和IIR滤波器910)，减少了接收机800内的基带电路需要的动态范围。然而，在ADC880可能需要附加的净空高度以量化接收机800的热噪声。该净空高度，记为Ns/Nadc，是RX输入参考噪声对ADC噪声的比。而且，附加净空高度需要考虑到接收机800增益内的频率、温度和部件到部件的变化。
附加增益步骤可能在沿RF信号通路(诸如LNA820或混合器840)上或沿基带信号通路上包括在接收机800内。该种步骤可能减少接收机800的信号动态范围要求。然而，人为干扰动态范围还可能必须被减少。基带人为干扰滤波可能包括在接收机800内以减少人为干扰动态范围。在示范实施例中，RF增益阶跃变化和接收机800内的人为干扰滤波衰减可以被匹配以减少基带动态范围。在干扰频率偏置处的最小基带滤波抑制可能由对某给定采样速率的反混叠要求决定。可以选择ADC880的采样速率以在采样速率增加时，以ADC电流为代价平衡基带模拟滤波器抑制要求。
例如，对CDMA调制RF信号，RF RX信号动态范围为-25dBm到-108dBm(噪声底限)或83dB。为防止对ADC880消波，峰值对rms(均方根)因子对于不同的调制标准在对诸如接收机800的接收机的动态范围计算时，可能包括在计算内。对恒定包络的GSM和FM信号，峰值对rms功率只是3dB。对CDMA信号，峰值功率(＜时间的1％)将近似为rms功率电平之上9.5dB处。假设Ns/Nadc净空高度为10dB，那么噪声净空高度的动态范围为83dB+10dB+9.5dB或102.5dB。对于LNA820的30dB RF增益逐步改变，动态范围减少到102.5dB-30dB或72.5dB。值得注意的是该增益步骤可能分成若干步骤以保证SINAD满足期望的动态范围。
无需基带滤波的瞬时人为干扰范围取决于人为干扰调制，诸如连续波(CW)、CDMA以及FM以及在人为干扰电平上。假设-25dBm的峰值功率，无基带滤波的瞬时人为干扰范围为-25dBm-(-108dBm噪声底限)+10dB Ns/Nadc或93dB。如果实现17dB人为干扰滤波，则瞬时人为干扰范围减少到93dB-17dB或76dB。附加滤波可能把包括在模拟域内以保证最大人为干扰落在ADC动态范围内，进一步滤波可能包括在数字域内。该方法减少了接收机800的硬件复杂度且增加了接收机800的灵活性以适应不同模式和具有可配置数字信号处理的人为干扰要求。
基带放大器860的增益可调整，作为使用DAC电压和电流调整的接收机800的每个操作频带和部件到部件变化的频率的函数。该调整可能取决于在接收机800内实现哪个带，以及由多少部分被校准为信道间隔。在示范实施例中，包括6dB调整范围。在诸如接收机800的接收机内，可以找到RX带上和从设备到设备人6dB的变化。该种变化连同温度引起的增益变化，增加了基带电路包括ADC880的动态范围需要。基带放大器860的6dB调整范围可能改善接收机噪声体系数和截点，并将基带动态范围减少大于3dB。这样，可以实现为基带处理部分节省百分之五十的电流。
如图8所示，由乘法器930输出的I信道基带信号999可能发送到接收机800的解调模块(未示出)。对窄带信号，诸如FM信号，可能在LO850内引入频率偏移以保证DC对消回路电路不使FM模式中的未解调基带信号无效。该技术在美国专利号5617060内有描述，转让给QUALCOMM公司。在一实施例中，解调模块可能需要将控制信号送到LO850以引入固定频率偏移。解调模块可能用相位旋转器数字化地移去偏置。该种频率跟踪/偏置环可能对实现基带波形对移去足够的DC以允许DC偏置环移去任何基带1/f噪声。
例如，FM信号带宽可能是30kHz(15kHz I和15kHz Q)。如果DC偏置环带宽增加到1kHz，则频率环必须将信号偏离DC大约15kHz。该信号在接收机800内的数字DC对消通路后可能被旋转回。
以上详细描述参考用于说明本发明示范实施例的伴随附图。其他实施例也是可能的，可以在不偏离本发明的范围的前提下进行修改。例如，以上许多设备可以不直接地相互耦合使得设备间被中间设备隔开，诸如滤波器或放大器。另外，以上数字实施例中的一些可以由其模拟等价代替。另外本发明精神可以应用于未来发展的调制标准和操作频带。因此，详细的描述不是为了限制发明。发明的范围是由附带的权利要求书定义的。

Claims (24)

1.一种用于在多频带直接转换无线通信设备中抑制人为干扰泄漏的方法，其特征在于，该方法包括下述步骤：
提供用于接收RF信号的接收机，该接收机包括低噪放大器LNA，带有输入和输出的混合器以及本地振荡器LO；以及
根据所述接收机检测到的人为干扰电平，调整LO驱动电平；
其中，用于调整LO驱动电平的所述步骤包括下述步骤：
测量基带信号的信号功率；
测量接收到的RF信号的功率；
将基带信号的信号功率和接收到的RF信号功率比较；以及
基于比较结果，调整LO的设定点。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，用于调整驱动电平的所述步骤包括当人为干扰电平增加时增加LO驱动电平。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，LO驱动电平步进升高。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：从下变频基带信号中移去DC偏置。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，用于移去DC偏置的所述步骤包括提供模拟DC对消环路。
6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，用于移去DC偏置的所述步骤包括提供数字DC对消模块。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括以下步骤：通过数字自动增益控制AGC机制，控制输入到所述接收机中的解调器的基带信号功率。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，进一步包括以下步骤：基于对基带信号测得的信号功率，调整LNA和混合器的增益。
9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，用于调整LNA和混合器之增益的所述步骤包括：随着接收到的RF信号之信号功率的增加而降低所述增益。
10.一种用于在多带直接转换无线通信接收机中抑制人为干扰泄漏的系统，其特征在于，该系统包括：
低噪声放大器LNA，它被构造成用于放大接收到的RF信号；
本地振荡器LO，它被构造成用于输出频率；
混合器，它具有操作上耦合到LNA的第一输入端、操作上耦合到LO输出端的第二输入端，以及输出端；以及
调整机制，它被构造成根据接收机检测到的人为干扰电平，调整LO驱动电平，
其中，所述调整机制包括：
第一测量机制，它被构造成用于测量接收到的RF信号的总功率；
第二测量机制，它被构造成用于测量基带信号的信号功率；
比较机制，它被构造成用于将接收到的RF信号总功率与基带信号的信号
功率比较；以及
调整器，它被构造成基于比较结果，调整LO的设定点。
11.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述调整机制向LO发送一控制信号，所述控制信号调整LO的设定点。
12.如权利要求10所述的系统，其特征在于，还包括与LO和混合器第二输入端耦合的缓冲放大器，其中所述调整机制用于调整所述缓冲放大器的增益，从而调节LO驱动电平。
13.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述调整机制进一步被构造成当接收到的RF信号的信号功率增加时调节LNA和混合器的增益。
14.如权利要求10所述的系统，其特征在于，所述接收机包括差分的RF和LO信号通路。
15.如权利要求10所述的系统，其特征在于，还包括DC对消机制，它被构造成用于从下变频基带信号中移去DC偏置。
16.如权利要求15所述的系统，其特征在于，所述DC对消机制包括模拟DC对消环路。
17.如权利要求15所述的系统，其特征在于，所述DC对消机制包括数字DC对消模块，所述数字DC对消模块被构造成从所述下变频基带信号中减去DC偏置。
18.如权利要求10所述的系统，其特征在于，还包括解调器，它被构造成从经FM调制的数字基带信号中移去频率偏置。
19.一种用于在多带直接转换无线通信接收机中抑制人为干扰泄漏的系统，其特征在于，所述系统包括：
低噪声放大器LNA，它被构造成用于放大接收到的RF信号；
本地振荡器LO，它被构造成用于输出频率；
混合器，它具有操作上耦合到LNA的第一输入端、操作上耦合到LO输出端的第二输入端，以及输出端；以及
调整机制，它被构造成根据接收机检测到的人为干扰电平，调整LO驱动电平；
其中，所述调整机制包括：
第一测量机制，它被构造成用于测量接收到的RF信号的总功率；
第二测量机制，它被构造成用于测量基带信号的信号功率；
比较机制，它被构造成将接收到的RF信号的总功率与基带信号的信号功率比较；以及
调整器，它被构造成基于比较结果，调整LO的设定点；
其中，所述第一测量机制包括：
RF功率检测器，它被构造成用于输出代表所述接收到的RF信号之功率的模拟信号；
模数转换器ADC，它具有耦合到RF功率检测器之输出端的输入端，和一输出端；以及
加法器，它具有耦合到ADC输出端的第一输入端和耦合到偏置信号的第二输入端，所述加法器被构造成用于产生代表所述接收到的RF信号之总功率的输出信号。
20.一种用于在多带直接转换无线通信接收机中抑制人为干扰泄漏的系统，其特征在于，所述系统包括：
低噪声放大器LNA，它被构造成用于放大接收到的RF信号；
本地振荡器LO，它被构造成用于输出频率；
混合器，它具有操作上耦合到LNA的第一输入端、操作上耦合到LO输出端的第二输入端，以及输出端；以及
调整机制，它被构造成根据接收机检测到的人为干扰电平，调整LO驱动电平；
其中，所述调整机制包括：
第一测量机制，它被构造成用于测量接收到的RF信号的总功率；
第二测量机制，它被构造成用于测量基带信号的信号功率；
比较机制，它被构造成用于将接收到的RF信号的总功率与基带信号的信号功率比较；以及
调整器，它被构造成基于比较结果，调整LO的设定点；
其中，所述第二测量机制包括：
计算器，它被构造成用于确定基带信号的瞬时功率；
积分器，它具有耦合到计算器的输入端，所述积分器用于确定基带信号的平均信号功率并输出自动增益控制AGC信号；以及
加法器，它被构造成用于将AGC信号的对数功率表示和RF偏置相加，所述RF偏置考虑到对LNA和混合器之增益的调整，所述加法器被构造成用于输出基带信号的信号功率。
21.如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述计算器包括一乘法器，被构造成用于对接收机I信道的信号电平进行平方。
22.如权利要求20所述的系统，其特征在于，所述计算器包括一查找表，所述查找表包括与接收机I信道的信号电平相关的瞬时功率值。
23.一种用于在多带直接转换无线通信接收机中抑制人为干扰泄漏的系统，其特征在于，所述系统包括：
低噪声放大器LNA，它被构造成用于放大接收到的RF信号；
本地振荡器LO，它被构造成用于输出频率；
混合器，它具有操作上耦合到LNA的第一输入端、操作上耦合到LO输出端的第二输入端，以及输出端；以及
调整机制，它被构造成根据接收机检测到的人为干扰电平，调整LO驱动电平；
其中，所述调整机制包括：
第一测量机制，它被构造成用于测量接收到的RF信号的总功率；
第二测量机制，它被构造成用于测量基带信号的信号功率；
比较机制，它被构造成用于将接收到的RF信号的总功率与基带信号的信号功率比较；以及
调整器，它被构造成基于比较结果，调整LO的设定点；
其中，所述比较机制用于从基带信号的信号功率中减去接收到的RF信号的总功率。
24.一种用于在多带直接转换无线通信接收机中抑制人为干扰泄漏的系统，其特征在于，所述系统包括：
低噪声放大器LNA，它被构造成用于放大接收到的RF信号；
本地振荡器LO，它被构造成用于输出频率；
混合器，它具有操作上耦合到LNA的第一输入端、操作上耦合到LO输出端的第二输入端，以及输出端；以及
调整机制，它被构造成根据接收机检测到的人为干扰电平，调整LO驱动电平；
DC对消机制，它被构造成用于从下变频的基带信号中移去DC偏置；
其中，所述DC对消机制包括一数字DC对消模块，所述数字DC对消模块被构造成从所述下变频的基带信号中减去DC偏置；并且
所述数字DC对消模块被构造成工作在快速和缓慢模式，所述模式具有不同的积分率。
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