DE10351115A1 - Steuerbarer Mischer - Google Patents

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Abstract

In einem Überlagerungsempfänger ist ein Mischer mit mindestens einem Transistor vorgesehen, dessen Arbeitspunkt dynamisch verändert werden kann. Zur Steuerung des Arbeitspunktes wird die Qualität des Ausgangssignals des Mischers bewertet. Der Arbeitspunkt wird so eingestellt, dass bei starken Intermodulationsstörungen der Kollektorstrom erhöht wird, wodurch die Intermodulationsfestigkeit verbessert wird. Bei geringen Intermodulationsstörungen wird der Kollektorstrom verringert, wodurch das Transistorrauschen verringert wird. Außerdem reduziert sich in diesem Fall die Stromaufnahme. Die Schaltung und das Verfahren eignen sich insbesondere für HF-Empfänger ohne abstimmbare Eingangsfilter und für Empfänger, bei denen der Energieverbrauch niedrig sein muss.

Description

  • Empfänger für modulierte Hochfrequenzsignale werden heutzutage üblicherweise als Überlagerungsempfänger ausgeführt. Überlagerungsempfänger verwenden eine Mischstufe, welcher das zu empfangende Eingangssignal und ein Oszillatorsignal zugeführt ist. Das Oszillatorsignal ist abstimmbar als Funktion der gewünschten Frequenz, welche empfangen werden soll. Die Mischstufe stellt an ihrem Ausgang ein Signal bereit, welches beispielsweise eine niedrigere Frequenz aufweist als das Eingangssignal. Diese Frequenz wird als Zwischenfrequenz bezeichnet. Das auf die Zwischenfrequenz heruntergemischte Eingangssignal wird in einem typischen Empfänger über ein Bandfilter geleitet und in einer nachgeschalteten Demodulatorstufe demoduliert. Häufig ist dem Mischer ein steuerbarer Verstärker vorgeschaltet, welcher den Pegel des Eingangssignals an den Eingang des Mischers anpasst. Diese Maßnahme verhindert, dass durch Nichtlinearitäten der Mischstufe Störsignale durch Übersteuerung entstehen. Andererseits werden schwache Eingangssignale soweit angehoben, dass ein im Mischer hinzugefügtes Rauschen sich nicht negativ auf den Signal-Störabstand auswirkt. Die sogenannte AGC (aus dem Englischen: Automatic Gain Control = Automatische Verstärkungsanpassung) sorgt somit für eine Anpassung des Pegels eines Eingangssignals an eine nachgeschaltete Stufe.
  • Weiterhin befindet sich häufig auch ein abstimmbares Bandfilter im Signalfluss vor dem Mischer, mit welchem dem Nutzsignal benachbarte Signale verringert oder unterdrückt werden. Die Unterdrückung bzw. Verringerung dem Nutzsignal benachbarter Signale ist erforderlich, weil in dem Mischer Intermodulationsstörungen durch das Nebeneinander von Nutzsignal und Nachbarsignalen hervorgerufen werden können. Außerdem können Nachbarsignale, welche einen höheren Signalpegel als das Nutzsignal aufweisen, den Mischer übersteuern. Dies ist dann der Fall, wenn der der Mischstufe vorgeschaltete steuerbare Verstärker den Pegel des Nutzsignals an den Eingang des Mischers anpasst, und gleichzeitig das benachbarte Signal über den zulässigen Eingangspegel des Mischers mit anhebt.
  • Die Unterdrückung von Signalen, welche einem Nutzsignal benachbart sind, erfordert einen hohen schaltungstechnischen Aufwand. Die dem Mischer vorgeschalteten Bandfilter müssen mit der abgestimmten Frequenz abstimmbar sein. Außerdem müssen Schaltungen oder Filter zur Unterdrückung benachbarter Signale bei der Fertigung von Empfängern werksseitig abgeglichen werden.
  • Es ist daher wünschenswert, eine Schaltung mit einem Mischer anzugeben, welche bei verringertem Schaltungsaufwand und reduzierter Notwendigkeit zum Abgleich von Schaltungsteilen bei der Fertigung von Empfängern eine verbesserte Unterdrückung von Intermodulationsstörungen und ein verbessertes Rauschverhalten aufweist. Weiterhin ist es wünschenswert, ein Verfahren zur Steuerung einer erfindungsgemäßen Schaltung zur Optimierung der Störfestigkeit anzugeben.
  • Ein solcher Mischer und ein solches Verfahren sind in den unabhängigen Ansprüchen angegeben. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterentwicklungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
  • Der erfindungsgemäße Mischer weist mindestens einen Transistor auf, dessen Arbeitspunkt über ein Steuersignal einstellbar ist. Eine über ein dem Mischer nachgeschaltetes Bandfilter angeschlossene Auswerteschaltung wertet die Signalqualität des Ausgangssignals aus. Bei starken Intermodulationsstörungen, wie sie z.B. entstehen, wenn zwei starke Signale frequenzmäßig nahe beieinander liegen, wird der Arbeitspunkt des Mischers so eingestellt, dass ein hoher Kollektorstrom fließt. Bei hohem Kollektorstrom steigt die Aussteuerbarkeit des Transistors im Mischer an. Die höhere Aussteuerbarkeit wird für zwei benachbarte starke Signale benötigt, um das Entstehen von Intermodulationsprodukten an Nichtlinearitäten des Transistors zu vermeiden. Bei einer Ausführung des Mischers wird ein Effekt genutzt, welcher insbesondere bei Bipolartransistoren auftritt. Hier sinkt bei hohen Kollektorströmen, welche für große Eingangssignale erforderlich sind, gleichzeitig die Mischverstärkung des Transistors. Bei kleinen Kollektorströmen steigt die Mischverstärkung. Bei kleinen Eingangssignalen sowie bei nur geringem Pegel der benachbarten Signale wird der Kollektorstrom reduziert, weil die Anforderungen an die Aussteuerbarkeit des Transistors kleiner sind. Gleichzeitig ergibt sich bei Mischern aufgebaut mit Bipolartransistoren eine größere Mischverstärkung, die bei kleinen Eingangssignalen erwünscht ist. Weiterhin reduziert sich bei kleinen Kollektorströmen auch das Rauschen des Transistors.
  • Beim Empfang digital codierter Signale, bei welchen eine Fehlerkorrektur möglich ist, ist die Signalqualität in einfacher Weise durch Auswertung der Fehlerrate bestimmbar. Es sind jedoch abhängig von der verwendeten Modulationsart und vom Eingangssignal auch andere Möglichkeiten zur Bestimmung der Signalqualität denkbar, z.B. eine Analyse des Frequenzspektrums des Ausgangssignals der Mischstufe.
  • Die Erfindung erlaubt in vorteilhafter Weise die dynamische Anpassung der Mischerkennlinie an die jeweilige Empfangssituation unter Berücksichtigung dem Empfangssignal benachbarter Signale. Dadurch ist eine verbesserte Störfestigkeit bei verringertem Schaltungsaufwand erreichbar.
  • Eine erfindungsgemäße Empfängerschaltung zum Empfang digitaler Signale benötigt keine abstimmbaren Bandfilter am Eingang. Die digitale Schaltung wertet die Fehlerrate des empfangenen Signals aus und steuert die Mischstufe bezüglich ihrer Kennlinie entsprechend.
  • Die Schaltung und das Verfahren eignen sich insbesondere auch für mobile Geräte oder andere Geräte, bei denen der Stromverbrauch minimal sein soll (Intelligentes Powermanagement). Die dynamische Einstellung der Kennlinie des Transistors der Mischstufe erlaubt es, bei guter Empfangssituation und geringen Signalpegeln den Kollektorstrom und somit den gesamten Stromverbrauch zu verringern. Die verringerte Stromaufnahme erlaubt es in vorteilhafter Weise den Aufwand zur Wärmeabfuhr in der Schaltung zu verringern. Auch die Integration des Mischers und weiterer Bauteile, wie z.B. Demodulator, in eine einzelne integrierte Schaltung wird dadurch erleichtert.
  • In einer Weiterentwicklung sind Startwerte zum Betrieb des Mischers im Empfänger in einem Speicher abgespeichert. Diese Startwerte beinhalten beispielsweise Informationen über das Modulationsverfahren, die Code- und/oder die Symbolrate. Das Modulationsverfahren kann, unter anderem, Phasenmodulationsverfahren wie z.B. BPSK (Binary Phase Shift Keying), QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), 8PSK (8 Phase Shift Keying) oder kombinierte Phasen-Amplitudenmodulationsverfahren wie z.B. QAM (Quadrature Amplitude Modulation) oder auch Frequenzmodulationsverfahren wie z.B. OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) umfassen.
  • Ausgehend von den Startwerten wird die aktuelle Signalqualität bewertet und der Arbeitspunkt des Mischers so eingestellt, dass mindestens eine gewünschte minimale Signalqualität erreicht wird. Werte für eine gewünschte minimale Signalqualität sind vorteilhafterweise ebenfalls in dem Speicher gespeichert, wobei die gewünschte minimale Signalqualität je nach verwendetem Modulationsverfahren verschieden sein kann. In diesem Fall sind zu jedem Modulationsverfahren Werte für die gewünschte minimale Signalqualität gespeichert. Im Falle digital codierter Signale verhält sich die Signalqualität umgekehrt proportional zu der Fehlerrate.
  • In wiederum einer Weiterentwicklung sind zu verschiedenen der vorstehend genannten Startwerte jeweils individuelle Optimierungsroutinen gespeichert. Die Optimierungsroutinen werden dann benutzt, eine optimale Einstellung des Mischers zu erreichen.
  • Die theoretische Grundlage für die Erfindung ist aus der Betrachtung der nichtlinearen Übertragungskennlinie eines Vierpols ableitbar (hier nur bis zur 3. Ordnung wiedergegeben): y = a·x + b·x2 + c·x3 (1)
  • Auf den Vierpol mit der Übertragungsfunktion gemäß (1) wird ein Zweitonsignal x(t) gegeben: x(t) = u·sin(ϖ1·t) + ν·sin(ϖ2·t) (2)
  • Durch Einsetzen von (2) in (1) erhält man (3)
    Figure 00060001
  • In der obenstehenden Gleichung stehen die Gleichungsteile
    • [1] für den Gleichanteil,
    • [2] für den linearen Anteil,
    • [3] für den Kreuzmodulationsanteil,
    • [4] für die Intermodulation IM2,
    • [5] für den quadratischen Anteil (doppelte Frequenzen der Signale ω1 und ω2);
    • [6] für die Intermodulation IM3, und
    • [7] für den kubischen Anteil (dreifache Frequenzen der Signale ω1 und ω2).
  • Durch geeignete Steuerung der Mischerkennlinie sind die Faktoren b und c in (1) so steuerbar, dass die nichtlinearen Anteile IM2 [4) und IM3 [6] veränderbar sind. Die Steuerung Kennlinie und damit der Faktoren b und c erfolgt in der erfindungsgemäßen Schaltung über den Steuereingang.
    •
  • Die Erfindung soll im Folgenden anhand der Zeichnung beschrieben werden. In der Zeichnung zeigt
  • 1 einen Empfänger gemäß dem Stand der Technik,
  • 2 einen Empfänger mit einem erfindungsgemäßen Mischer,
  • 3 eine erste schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Mischers,
  • 4 eine zweite schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Mischers,
  • 5 eine Darstellung der Intermodulationsfestigkeit in Abhängigkeit vom Kollektorstroms für einen Transistor,
  • 6 eine schematische Darstellung der Eingangs- bzw. Ausgangssignale eines Mischers bei verschiedenen Arbeitspunkten eines Transistors.
  • In den Figuren sind gleiche oder ähnliche Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen.
  • In der 1 ist ein schematisches Blockschaltbild eines Empfängers nach dem Stand der Technik dargestellt. Ein Eingangssignal RFin gelangt an ein abstimmbares Bandfilter 1. Das abstimmbare Bandfilter 1 dient zur Selektion des gewünschten Eingangssignals und zur Unterdrückung möglicher benachbarter Signale. Von dem abstimmbaren Bandfilter 1 gelangt das Signal an einen Verstärker 2 mit einstellbarer Verstärkung. Der Verstärker 2 ist mit einem Mischer 3 verbunden. Dem Mischer 3 ist zusätzlich noch das Signal eines Oszillators 4 mit einstellbarer Frequenz zugeführt. Am Ausgang des Mischers 3 steht ein Zwischenfrequenzsignal ZF mit einer Frequenz an, welche niedriger ist als die Frequenz des Eingangssignals RFin. Das Zwischenfrequenzsignal ZF gelangt an ein Bandfilter 6 mit fester Mittenfrequenz. Von dem Bandfilter 6 gelangt das Zwischenfrequenzsignal an eine Regelschaltung 7 und an einen Demodulator 8. An einem Ausgang 9 des Demodulators 8 steht das demodulierte Signal zur weiteren Bearbeitung zur Verfügung. Die Regelschaltung 7 steuert über ein Regelsignal AGC den einstellbaren Verstärker 2. Diese Regelschleife stellt sicher, dass das Eingangssignal RFin mit einem geeigneten Signalpegel am Mischer 3 anliegt. Der Demodulator 8 demoduliert das Signal zur weiteren Verarbeitung.
  • In 2 ist ein schematisches Blockschaltbild eines Empfängers mit einem erfindungsgemäßen Mischer dargestellt. Ein Eingangssignal RFin gelangt an einen Verstärker 2. Vom Verstärker 2 gelangt das Eingangssignal an einen Mischer 3. Dem Mischer 3 ist das Signal eines Oszillators 4 mit einstellbarer Frequenz zugeführt. Weiterhin ist dem Mischer 3 ein Signal AGQC zugeführt. Vom Ausgang des Mischers 3 gelangt ein Zwischenfrequenzsignal ZF an ein Bandfilter 6 mit fester Mittenfrequenz. Von dem Bandfilter 6 gelangt das Signal an einen Demodulator 8. Der Demodulator 8 demoduliert das empfangene Signal und stellt es an einem Ausgang 9 zur Verfügung. Das Signal am Ausgang 9 gelangt außerdem an eine Auswerteschaltung 7, welche die Signalqualität bewertet und in Abhängigkeit von der Qualität des empfangenen und demodulierten Signals das Kontrollsignal AGQC erzeugt, welches an den Mischer 3 angelegt ist. Für die Speicherung und das Lesen von Startwerten sowie während des Betriebes gewonnener Daten ist ein Speicher 5 an die Auswerteschaltung angeschlossen.
  • In 3 ist ein erstes schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen Mischers dargestellt. Ein Hochfrequenzsignal RFin gelangt über einen Koppelkondensator 11 an den Basisanschluss eines Transistors 12. Der Arbeitspunkt des Transistors 12 ist über einen Spannungsteiler mit den Widerständen 13 und 14 an dem Basisanschluss des Transistors 12 eingestellt. Eine Steuerspannung Us ist über einen Widerstand 16 an den Basisanschluss des Transistors 12 angelegt. Die Steuerspannung Us ist von dem in der Figur nicht dargestellten Signal AGQC abgeleitet. Mittels der Steuerspannung Us kann der Arbeitspunkt des Transistors 12 verändert werden. Am Kollektoranschluss des Transistors 12 sind in einer Parallelschaltung ein Kondensator 18 und eine Induktivität 19 gegen eine Betriebsspannung UB angeschlossen. Die Parallelschaltung des Kondensators 18 und der Induktivität 19 bildet ein ZF-Filter 17. Am Kollektorausgang des Transistors 12 liegt weiterhin das Zwischenfrequenzsignal ZF an, welches über einen Koppelkondensator 23 ausgekoppelt ist. An den Emitteranschluss des Transistors 12 ist ein Emitter-Widerstand 22 gegen Masse angeschlossen. Weiterhin wird dem Emitteranschluss des Transistors 12 über einen Koppelkondensator 21 das Signal LO eines in der Figur nicht dargestellten Oszillators mit veränderbarer Frequenz zugeführt.
  • In 4 ist eine zweite schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Mischers dargestellt. Der Mischer in der 4 ist zur Verarbeitung symmetrischer Signale geeignet. Das negative Vorzeichen in der Bezeichnung der Signale deutet die Gegenphasigkeit der Signale an. Ein Signal RFin gelangt über einen Koppelkondensator 11 an die Basisanschlüsse zweier Transistoren 26 und 29. Die Basisanschlüsse der Transistoren 26 und 29 sind über einen Widerstand 14 mit Masse verbunden. Ein gegenphasiges Signal -RFin gelangt über einen Koppelkondensator 111 an die Basisanschlüsse zweier Transistoren 27 und 28. Die Basisanschlüsse der Transistoren 27 und 28 sind über einen Widerstand 114 mit Masse verbunden. Die Transistorpaare 26 und 27 sowie 28 und 29 sind als Differenzverstärker geschaltet. Die Emitter der Transistorpaare 26 und 27 sowie 28 und 29 sind jeweils miteinander verbunden. Die verbundenen Emitteranschlüsse der Transistoren 26 und 27 sind über einen Widerstand 30 und einen Kondensator 31 gegen Masse geschaltet. Die verbundenen Emitteranschlüsse des Transistorpaars 28 und 29 sind über einen Widerstand 130 ebenfalls an den Kondensator 31 angeschlossen und über diesen mit Masse verbunden. An die verbundenen Emitteranschlüsse der Transistoren 26 und 27 ist über einen Koppelkondensator 21 das Signal LO eines Oszillators angelegt. Das gegenphasige Signal -LO ist über einen Koppelkondensator 121 an die verbundenen Emitteranschlüsse des Transistorenpaars 28 und 29 angelegt. Zwischen dem Widerstand 30 und dem Kondensator 31 ist eine Steuerspannung Us angeschlossen, welche von dem in der Figur nicht dargestellten Signal AGQC abgeleitet ist. Mittels der Steuerspannung Us sind die Arbeitspunkte der Differenzverstärker aus den Transistorpaaren 26 und 27 sowie 28 und 29 einstellbar. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren 26 und 28 sind miteinander verbunden. Ebenso sind die Kollektoranschlüsse der Transistoren 27 und 29 miteinander verbunden. An den verbundenen Kollektoranschlüssen der Transistoren ist das Zwischenfrequenzsignal ZF und das zugehörige gegenphasige Signal -ZF über Auskoppelkondensatoren 23 und 123 abgreifbar. Zwischen den verbundenen Kollektoranschlüssen der Transistorpaare 26 und 28 sowie 27 und 29 ist eine Parallelschaltung einer Induktivität 19 und eines Kondensators 18 angeordnet. Die Schaltung aus der Induktivität und dem Kondensator bilden ein Zwischenfrequenzfilter 17. In der 4 besteht die Induktivität 19 aus zwei in Reihe geschalteten Teilinduktivitäten, an deren Mittelanschluss die Versorgungsspannung für die Differenzverstärker eingespeist ist. Durch die Einspeisung der Versorgungsspannung über den Mittelanschluss wird der Einfluss des Gleichstroms auf die Induktivität vermieden.
  • In 5 ist eine Darstellung der Intermodulationsfestigkeit IM3 eines Transistors in Abhängigkeit vom Kollektorstrom wiedergegeben. An der Kennlinienschar ist deutlich zu erkennen, dass die Größe der Intermodulationsfestigkeit bei konstanter Kollektor-Emitterspannung eine Funktion des Kollektorstroms darstellt.
  • In 6 ist beispielhaft eine vereinfachte schematische Darstellung der Eingangs- bzw. Ausgangssignale eines Mischers bei verschiedenen Arbeitspunkten eines Transistors dargestellt. In 6a sind zwei Eingangssignale RFNutz und RFNachbar mit gleichen Signalpegeln dargestellt. Das Nutzsignal RFNutz hat eine Frequenz von 205 MHz . Das Nachbarsignal RFNachbar hat eine Frequenz von 214 MHz. Es sei angenommen, dass der Oszillator des Mischers bei einer Frequenz von 200 MHz arbeitet. In dem Mischer entstehen einerseits die Zwischenfrequenzsignale ZFNutz und ZFNachbar sowie andererseits das unerwünschte Intermodulationsprodukt ZFStör. Das Nutzzwischenfrequenzsignal ZFNutz liegt bei 5 MHz (205 MHz – 200 MHz), das Nachbarzwischenfrequenzsignal liegt bei 14 MHz (214 MHz – 200 MHz) und das durch Intermodulation gebildete Störzwischenfrequenzsignal ZFStör liegt bei 4 MHz (200 MHz – (2 × 205 MHz – 214MHz)). In der 6b sind beispielhafte Nutz-, Nachbar- und Störzwischenfrequenzsignale dargestellt. Für das Diagramm in der 6b sei angenommen, das der Misch-Transistor auf eine große Mischverstärkung eingestellt ist. Die drei Zwischenfrequenz-Ausgangssignale weisen einen relativ hohen Pegel auf, wobei das Störzwischenfrequenzsignal ZFStör nur einen geringfügig niedrigeren Pegel aufweist als das Nutzzwischenfrequenzsignal ZFNutz. Der Intermodulationsabstand, welcher der Abstand zwischen dem Nutzsignal und dem Störsignal ist, liege beispielsweise bei X dBc, wobei dBc für eine gewichtete Messung steht. In der 6c sind die Ausgangssignale des Mischers bei niedrigerer Mischverstärkung des Mischer-Transistors dargestellt. Das Nutz-Zwischenfrequenzsignal ZFNutz weist einen geringeren Pegel auf als in der 6b. Das Störzwischenfrequenz-Signal ZFStör ist nicht im gleichen Maße kleiner geworden wie das Nutz-Zwischenfrequenzsignal. Der Intermodulationsabstand wurde gegenüber dem Beispiel aus 6b deutlich erhöht und betrage Y dBc. Es gilt hier, dass Y dBc größer ist als X dBc.

Claims (9)

  1. Steuerbarer Mischer (3) mit mindestens einem Transistor (12), welchem ein Oszillatorsignal (LO) und ein Eingangssignal (RFIN) zugeführt sind, wobei das Eingangssignal (RFIN) ein Nutzsignal (RFNutz) und weitere Signale (RFNachbar) umfasst, und wobei an einem Ausgang des Mischers (3) ein Ausgangssignal (ZF) ansteht, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuerung vorgesehen ist, welche in Abhängigkeit von der Signalqualität des Ausgangssignals (ZF) ein Steuersignal (US) an den Mischer anlegt, dass mittels des Steuersignals (US) der Arbeitspunkt des mindestens einen Transistors (12) einstellbar ist, wobei in Abhängigkeit von dem Arbeitspunkt des mindestens einen Transistors (12) die Intermodulationsfestigkeit und/oder das Rauschen des Ausgangssignals (ZF) veränderbar sind.
  2. Steuerbarer Mischer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein dem Mischer (3) nachgeschalteter Demodulator (8) und eine Auswerteschaltung (7) zur Bewertung der Signalqualität des Ausgangssignals (ZF) vorgesehen sind.
  3. Steuerbarer Mischer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung (7) die Fehlerrate eines digital codierten Signals bewertet.
  4. Steuerbarer Mischer nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Speicher (5) zur Aufnahme von Startwerten vorgesehen ist, von denen ausgehend die Signalqualität bewertbar und optimierbar ist.
  5. Steuerbarer Mischer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Startwerte Informationen über eine gewünschte minimale Signalqualität, die Symbolrate, die Coderate und/oder das Modulationsverfahren umfassen, und in Abhängigkeit von den Startwerten Optimierungsroutinen zur Empfangsoptimierung auswählbar sind.
  6. Verfahren zur Steuerung eines Mischers (3) in einem Empfänger mit mindestens einem Transistor (12), welchem ein Oszillatorsignal (LO) und ein Eingangssignal (RFIN) zugeführt sind, wobei das Eingangssignal (RFIN) ein Nutzsignal (RFNutz) und weitere Signale (RFNachbar) umfasst, und wobei an einem Ausgang des Mischers (3) ein Ausgangssignal (ZF) ansteht, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren folgende Schritte umfasst: – Bewertung der Signalqualität des Ausgangssignals (ZF); – Einstellung des Arbeitspunktes des mindestens einen Transistors (12) in Abhängigkeit von der Qualität des Ausgangssignals (ZF); und dass über den Arbeitspunkt des mindestens einen Transistors (12) die Intermodulationsfestigkeit und/oder das Rauschen des mindestens einen Transistors (12) eingestellt werden.
  7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bewertung der Signalqualität die Fehlerrate eines digital codierten Signals ausgewertet wird.
  8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bewertung der Signalqualität und zur Einstellung des Arbeitspunktes des Transistors (12) zunächst gespeicherte Startwerte ausgewählt werden.
  9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass für unterschiedliche Modulationsverfahren, Code-und/oder Symbolraten verschiedene Startwerte und/oder Optimierungsroutinen ausgewählt werden.
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