DE69936324T2

DE69936324T2 - Verfahren zur Herabsetzung von Störsignalen und Empfänger

Info

Publication number: DE69936324T2
Application number: DE69936324T
Authority: DE
Inventors: Simo Murtojärvi; Antti Rauhala; Harri Kimppa
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1998-04-17
Filing date: 1999-04-16
Publication date: 2008-02-21
Anticipated expiration: 2019-04-17
Also published as: EP1811649A3; EP1811649A2; EP0951138B1; FI980858A; FI980858A0; EP1811649B1; EP1764913A2; FI119214B; DE69936324D1; EP0951138A1; EP1764913A3

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Vermindern von Störsignalen in einem Empfänger, bei welchem Funksignale auf eine zweite Frequenz gemischt werden, z.B. auf eine Zwischenfrequenz (IF) oder, im Falle einer sogenannten Direktumwandlung, geradewegs auf das Basisband, d.h. 0-Hz IF, und die Erfindung bezieht sich zusätzlich auf einen Empfänger. Die Erfindung betrifft folglich ein Verfahren, wie es in dem Oberbegriff des Anspruches 1 definiert ist und einen Empfänger, der in dem Oberbegriff des Anspruches 7 definiert ist.
Wenn man eine gute Linearität beim Funkempfang erreichen will, ist gewöhnlich das größte Problem das Mischen des empfangenen Signals. Das Mischen wir zum Umwandeln eines empfangen Hochfrequenz-Signals IN eine niedrigere Zwischenfrequenz verwendet. Es wurden Versuchen unternommen auf verschiedene Arten das Mischergebnis von geradzahligen und ungeradzahligen Ordnungen abzuschwächen, die in die Mischung zusätzlich zu dem gewünschten Ergebnis eingebracht wurden. Die Mischergebnisse von geradzahligen Ordnungen werden durch einen symmetrischen oder doppelt-symmetrischen Mischeraufbau ausgelöscht. In einer idealen Situation löschen sich die geradzahligen Mischergebnisse von zwei Zweigen eines Mischers gegenseitig aus, da sie entgegengesetzt sind. In der Praxis ist die durch die Auslöschung verursachte Verminderung ausreichend, wenn die Zwischenfrequenz richtig ist und frequenzselektive Filterung verwendet wird. Dann werden die Frequenzen, die die zweite Ordnung verursachen schon vor dem Mixer nach unten auf eine Höhe vermindert, bei der nicht zuviele dieser Frequenzen in dem Mischer erzeugt werden. Allerdings gibt es Mischer, bei denen es vorteilhaft ist, eine Zwischenfrequenz zu verwenden, die zeitweise ein Zweite-Ordnung-Störsignal haben kann. So ein Empfänger wird z.B. in einem Mehrfrequenz-Sende-Empfänger angetroffen, der eine Zwischenfrequenz und einen gemeinsamen Oszillator verwendet.
Störreaktionen werden auch in einem Direktumwandlungsempfänger erzeugt, wobei das schlimmste eine Modulationsfrequenzinterferenz an dem Mischerausgang des Empfängers ist, die durch ein starkes amplitudenmoduliertes (AM) Signal eines anderen Sende-Empfängers verursacht wird. Diese taucht sogar auf, wenn die Frequenz des interferierenden Signals beträchtlich von der Empfangsfrequenz abweicht. Diese Interferenzen werden hauptsächlich durch die Zweite-Ordnung-Störungskomponente verursacht, die eine höhenveränderbare DC-Komponente enthält, die proportional zu der Amplitude des Interferenz verursachenden Signals ist. Das variable Amplitudensignal erzeugt an dem Mischerausgang ein Signal, das eine variable DC-Komponente umfasst und die Frequenz derer ist mit der Veränderung der Amplitude identisch. Dieses Signal wird in Übereinstimmung mit der Abgleichgenauigkeit und Linearität des Mischers vermindert. Eine ausreichende Verminderung kann z.B. durch Verwendung eines Mischers erreicht werden, der eine gute Signal-Amplituden-Toleranz aufweist. Auf diese Weise werden sogar Störsignale mit großer Amplitude kein beträchtliches Interferenzsignal an dem Mischersignal erzeugen.
Aus dem Stand der Technik ist eine sogenannte Gilbert-Zelle bekannt, die verbreitet in integrierten Vervielfacherschaltungen von Kommunikationssystemen verwendet wird, insbesondere in Mobilfunkkommunikationsvorrichtungen. Vervielfacherschaltungen werden in integrierten IF-Teilen, wie bspw. Mischern und variablen Verstärkern, verwendet.
Ein Mischer kann auf einer Gilbert-Zelle basieren. So ein Mischer muss große Ströme, hohe Betriebsspannungen und hohe lokale Oszillatorhöhen verwenden, um einen kleinen relativen Bereich eines Interferenzsignals und eine kleine Wirkung auf die Mischerbetriebspunkte zu erreichen. Zusätzlich sind der Abgleich des eingehenden RF-Signals, der Abgleich der Verstärkung der verschiedenen Zweige des Mischer und der Abgleich des lokalen Oszillators von großer Wichtigkeit für die Verminderung des Störsignale geradzahliger Ordnungen. Die niedrige Spannung, die heutzutage wegen der Tendenz den Stromverbrauch zu verringern verwendet wird, führt dazu, dass nicht alle Mischerarten eine ausreichende Verminderung von Störsignalen bereitstellen. Toleranzen der Komponenten, die in den Mischern verwendet werden, sind zu breit, um einen Abgleich zu erreichen, der gut genug bei einer niedrigen Spannung ist.
Ein Problem bei den bekannten Funkempfängern ist, dass einzelnen unabgeglichene Mischer, zusätzlich zu dem gewünschten Mischergebnis, Störsignale von sowohl geradzahligen also auch ungeradzahligen Ordnungen erzeugen.
Ein weiteres Problem bei bekannten Funkempfängern ist, dass Störsignale von geradzahligen Ordnungen, die in Abgleichmischern zusätzlich zu dem gewünschten Mischergebnis erzeugt werden, bei niedrigen Spannungen unzureichend vermindert werden.
Ein Stand-der-Technik Dokument US-A-5 584 066 offenbart das Abgleichen des Mixers eines Empfängers mit doppelter Überlagerung durch Einstellen von Bias-Spannungen von Transistoren in dem Mischer, um Trägerableitung durch den Mischer zu verringern.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung die Verminderung von Störsignalen geradzahliger Ordnungen zu verbessern, sodass ein angemessenes Endergebnis auch mit niedrigen Betriebsspannungen und kleinen Strömen erreicht wird.
Das Verfahren in Übereinstimmung mit der Erfindung ist durch das gekennzeichnet, was in Anspruch 1 wiedergegeben ist. Der Empfänger in Übereinstimmung mit der Erfindung ist durch das gekennzeichnet, was in Anspruch 7 wiedergegeben ist. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Vermindern von Störsignalen in einem Mischer eines Empfängers, bei welchem Funksignale auf eine zweite Frequenz gemischt werden, die auch die Basisbandfrequenz sein kann. Das Mischen wird abgeglichen durch das Einstellen der Transistor-Grund-Bias-Spannungen und/oder Strömen in diesen Transistoren der Mischerschaltung, die das lokale Oszillationssignal empfangen.
Die Erfindung betrifft auch einen Empfänger, der eine Mischer zum Mischen von Funksignalen auf eine zweite Frequenz umfasst, die auch die Basisbandfrequenz sein kann, und ein Mittel zum Vermindern von Störsignalen, während des Empfangs von Funksignalen. Das Mittel zum Vermindern von Störsignalen umfasst ein Abgleicheinstellungsmittel der Mischerschaltung, um den Abgleich der Schaltung durch Einstellen von Transistor-Grund-Bias-Spannungen und/oder Strömen in diesen Mischern der Transistorschaltung, die das lokale Oszillatorsignal empfangen, einzustellen.
Ein Vorteil der Erfindung ist, dass beim Mischen auf die zweite Frequenz Störsignale geradzahliger Ordnungen, die durch Abgleichfehler hervorgerufen werden, die aus Komponententoleranzen resultieren, beträchtlich vermindert werden.
Die Erfindung wird nun detaillierter unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung beschrieben, in der
1 in der Form eines Schaltdiagramms eine bekannte Gilbert-Zelle zeigt,
2 in der Form eines Flussdiagramms ein Verfahren in Übereinstimmung mit der Erfindung zum Einstellen des Abgleiches eines Mischers zeigt,
3 in der Form eines Schaltdiagramms einen Bias-Spannungs-Einstellblock eines Mischer in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigt,
4 in der Form eines Schaltdiagramms einen Mischer in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigt,
5 in der Form eines Schaltdiagramms eine Funkfrequenzstufe in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigt,
6 in der Form eines Blockdiagramms wesentliche Teile eines Sende-Empfängers in Übereinstimmung mit der Erfindung zeigt, und
7 in der Form eines Blockdiagramms eine Steuerung in Übereinstimmung mit der Erfindung zum Steuern eines Einstellblocks zeigt.
1 zeigt eine bekannte Gilbert-Zelle, die zum Realisieren integrierter IF-Teile, wie bspw. variable Verstärker und Mischer, verwendet wird. In einer Gilbert-Zelle sind zwei Eingangsspannungen in einer Ausgangsspannung multipliziert, d.h. die Spannungsdifferenz an den Ausgängen ist das Produkt der Unterschiede in den Eingangsspannungen. Eine erste Spannungsdifferenz ist an die Anschlüsse V_X+ und V_X– gekoppelt, wovon die Spannungen zu den Basen der Transistoren Q3, Q4 bzw. Q6, Q7 genommen werden. Eine zweite Spannungsdifferenz ist an die Anschlüsse V_Y+ und V_Y– gekoppelt, wovon die Spannung durch Transistoren Q5 und Q8 verstärkt wird. Transistoren Q5 und Q8 sind durch Widerstände R_E1 und R_E2 an einen Feldeffektransistor (FET) Q9 gekoppelt, der durch eine Bias-Spannung V_BIAS gesteuert wird und mit einer negativen Betriebsspannung gekoppelt ist. Transistoren Q3 und Q7 verstärken eine positive Spannungsdifferenz V_X+ und V_X– und die verstärkte Spannungsdifferenz ist mit Ausgangsspannung durch Widerstände R_L1 und R_L2 gekoppelt. Transistoren Q2 und Q4 verstärken eine negative Spannungsdifferenz V_X+ und V_X– und die verstärkte Spannungsdifferenz ist mit Ausgängen V_OUT+ und V_OUT– überkreuz gekoppelt.
2 zeigt in der Form eines Flussdiagramms ein Abgleicheinstellungsverfahren für einen Mischer in Übereinstimmung mit der Erfindung. Zuerst werden mögliche vorherige Bias-Spannungen 1 entfernt. Dann wird der Abgleichfehler des Mischers durch Kopplung eines Funksignals an die Empfängereingänge bestimmmt, was ein Störsignal in dem Mischer verursacht, das dann an den Mischerausgängen gemessen wird. Als nächstes wird eine Bias-Spannung 3 eingestellt, die den Abgleichfehler korrigiert, vorzugsweise durch Einführen eines inversproportionalen CTRL-Byte durch eine Digitalsteuerung, das dem Fehler zu dem Ausgleichsblock entspricht. Wenn die fehlerkorrigierende Spannung nicht auf der Basis des Messergebnisses bestimmt werden kann, wird eine Versuchs-Bias-Spannung gesetzt. CTRL-Byte bedeutet eine binäre Zahl, die die Steuerung für die CTRL-Leitungen setzt. Die binären Leitungen des CTRl-Byte steuern die Schalttransistoren in dem Einstellblock, sodass I_BIAS geändert wird und sich die Spannungen zwischen den Anschlüssen der Bias-widerstände ändern. Das Potential des Betriebspunktes des Transistoreingangs des Mischers wird entsprechend dem Punkt zwischen den Bias-Widerständen eingestellt. Mit anderen Worten bildet der Einstellblock einen variable Spannung über dem Widerstand in der Reihenschaltung, wenn die Einstellung durch einen Strom ausgeführt wird. Der Einstellblock kann auch unter Verwendung einer variablen Spannungsquelle ausgeführt sein. Die Betriebs-Eingangssignale der Transistoren sind alternierende Spannungen, die durch eine kapazitive Komponente geleitet werden. Wenn die Bias-Spannung, die den Abgleichfehler korrigiert oder wenigstens verändert, erzeugt wurde, wird überprüft, ob die Fehlerkorrektur erfolgreich war, d.h., ob der Mischer abgeglichen 4 ist. Wenn dem nicht so ist, geht der Vorgang zu Schritt 2 zurück, um den verbleibenden Fehler zu bestimmen und die Bias-Spannungen zu ändern, basierend auf dieser Bestimmung. Wenn das Einstellen der Bias den Abgleichfehler verringert hat, wird die Bias vergrößert, aber wenn der Abgleichfehler größer wird, wird die Bias zurück auf Null gesetzt oder, wenn Null erreicht ist, wird die Bias auf die zweite Leitung des Eingangspaars gesetzt. Folglich verbleibt die Bias-Spannung vorzugsweise nur auf einer der Leitungen des Eingangspaars in dem abgeglichenen Zustand.
Wenn die Abgleichung beendet ist, werden die Daten der Abgleichsteuerung in einem Speicher gespeichert und der normale Betrieb des Mischers wird gestartet 5.
5 zeigt ein Schaltdiagramm eines Einstellblocks für die Bias-Spannung eines Mischer in Übereinstimmung mit der Erfindung. In dem Einstellblock fließt ein Strom von einer Bezugsstromquelle I_REF über einen Transistor Q_REF von der Betriebsspannung VDD zur Erde. Strom I_REF ist gespiegelt zu einer Bias-Stromschaltung auf der rechten Seite. Der Strom I_BIASB durch Transistor Q_BIASB bildet den invariablen fundamentalen Teil des Bias-Stroms I_BIAS. Transistoren Q1, Q2, ... QN und Q1S, Q2S, ... QNS stellen N parallele Reihenverbindungen her und ein Summenstrom von I₁, I₂, ... IN durch die Reihenverbindungen bildet den variablen Teil des Bias-Stroms I_BIAS. Steuerleitungen CTRL 1, 2, ... N steuern Transistoren Q1S, Q2S, ... QNS, die als Schalter dienen. Die Transistoren Q1, Q2, ... QN sind gegenseitig binär gewichtet, sodass Transistoren Q1S, Q2S, ... QNS, die durch Steuerleitungen CTRL 1, 2, ... N und in Reihe mit den Transistoren verbunden sind, den Strom I_BIAS um 2^N-1 Höhen erhöhen können, was bedeutet, dass der Strom 2^N Werte erhält. Das binäre Gewichten der Ströme wird durch z.B. parallele Verbindungstransistoren auf die Weise erreicht, dass Q1 einen Transistor umfasst, Q2 zwei Transistoren umfasst, usw. Mit Feldeffekttransistoren (FET) können die Ströme auch durch Auswahl der Kanalbreiten gesetzt werden. Die Ströme werden vorzugsweise in Übereinstimmung mit der folgenden Reihe gewichtet: 1, 2, 4, 8, usw., d.h. 2^N, wobei N ≥ 0. Zum Beispiel ist Strom I₁ gleich I_REF/200, Strom I₂ gleich I_REF/100 und I_N gleich I_REF/(200/2^N-1).
Folglich kann die Unausgeglichenheit, die durch die Toleranzen von Mischerkomponenten verursacht wird, durch Verwendung der variablen Teile I₁, I₂, ... I_N des Stroms I_BIAS abgeglichen werden. Es können auch mögliche kleine Unausgeglichenheiten von Eingangssignalen durch Verwendung der Anordnung in Übereinstimmung mit der Erfindung abgeglichen werden. Durch Änderung der Anzahl von Steuerleitungen und des Stromes I_REF der Bezugsstromquelle, ist es möglich die Bias-Einstellschritte und -bereiche für verschiedene Kopplungen anzupassen.
4 zeigt ein Schaltdiagramm eines Mischers in Übereinstimmung mit der Erfindung. In der linken oberen Ecke der 4 sind vier Blöcke, die in 3 dargestellt sind, die den Bias-Strom I_BIAS erzeugen, um die Bias-Spannung zu steuern. Die Blöcke sind für lokale Oszillatorsignalpaare V_LO+ und V_LO– und Funkfrequenzsignalpaare V_RF+ und V_RF–, welche durch kapazitive Elemente C1 und C2 und auch C3 und C4 die Transistoren Q10, Q13, Q14 und Q12, Q15 steuern. Blöcke BLO+, BLO–, BRF+ und BRF– werden verwendet, um Ströme zu erzeugen und folglich Spannungen zu vier parallelen Bias-Widerstandreihenverbindungen R_B1 und R_B2, R_B3 und R_B4, R_B5 und R_B6 genauso wie R_B7 und R_B8.
Wenn der Einstellblock-Strom I_BIAS derselbe ist, wie der notwendige Basisstrom des entsprechenden Transistors, z.B. ein beta-kompensierter Basisstrom, wird ein mit Erde verbundener Transistor nicht mit dem Einstellblock verwendet. Wenn zum Beispiel Einstellblöcke BRF+ und BRF– den Basisstrom von Transistoren Q15 und Q12 zuführen, werden die Widerstände R_B6 und R_B8 ausgelassen und die entsprechende Bias-Spannung wird durch Einstellen des Basisstroms eingestellt.
Lastimpedanzen Z_L3, Z_L4, Transistoren Q10, Q11, Q12, Q13, Q14, Q15 und Sendeimpedanzen Z_E3, Z_E4 bilden einen bekannten Mischer, wobei die Ausgänge dessen Signale V_OUT+ und V_OUT– geben.
Der Abgleich wird vorzugsweise wie oben beschrieben eingestellt, aber der vollkommenste Abgleich wird durch Einstellung der Bias-Spannungen der gegenseitig entsprechenden Transistoren Q10, Q11 und Q13, Q14 des Transistorpaares getrennt erreicht. Mit anderen Worten werden die Steuerungen der Transistoren, die ihre Steuerung von derselben Leitung erhalten, wie bspw. Q10 und Q11, voneinander getrennt und die Bias-Spannungen von diesen werden einzeln eingestellt.
5 zeigt ein Schaltdiagramm einer Funkfrequenz-Verstärkungsstufe in Übereinstimmung mit der Erfindung, die auch verwendet werden kann, um den Abgleichfehler eines Mischers zu korrigieren. In der linken oberen Ecke von 5 sind zwei in 3 dargestellte Blöcke, die den Bias-Strom I_BIAS erzeugen, um die Bias-Spannung zu steuern. Die Blöcke sind für ein Funkfrequenz-Signalpaar V_RF+ und V_RF–, welche durch kapazitive Elemente C5 und C6 Transistoren Q16 und Q17 steuern. Blöcke BRF+ und BRF– werden verwendet, um Ströme zu erzeugen und folglich Spannungen an zwei parallelen Bias-Wiederstandreihenverbindungen R_B9, R_B10 und R_B11, R_B12.
Lastimpedanzen Z_L5, Z_L6, Transistoren Q16 und Q17, Sendeimpedanzen Z_E5, Z_E6 und Stromquelle I_DIFF bilden eine bekannte Funkfrequenz-Verstärkerstufe.
Die Schaltung nach der oben beschriebenen 5 kann auch als lokaler Oszillatorpuffer verwendet werden. Dann kann der Abgleichfehler des lokalen Oszillatoranschlusses durch Einstellen des Puffers korrigiert werden.
6 zeigt in der Form eines Blockdiagramms wesentliche Teile eines Sende-Empfängers in Übereinstimmung mit der Erfindung. Der Sende-Empfänger teilt sich eine gemeinsame Antenne 6 von der ein Signal empfangen wird und durch einen Bandpassfilter 7 gefiltert wird und durch einen Verstärker 8 verstärkt wird und neugefiltert 9 wird. Dann wird das Signal bei der Funkempfangsfrequenz in einem Abgleichmischer 10 auf eine Zwischenfrequenz gemischt in Übereinstimmung mit der Erfindung. Ein lokaler Oszillator 11 versorgt den Mischer 10 bei der Frequenz von f_OSC1. Der Abgleich des Mischers 10 wird durch eine Steuerung 12 eingestellt. Von der Zwischenfrequenz bei dem Empfang geht es in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik weiter.
Ein zu übertragendes Signal wird bei der lokalen Oszillator 14 Frequenz f_OSC2 durch einen Modulator 13 moduliert. Der Abgleich des Modulators 13 wird durch eine Steuerung 15 eingestellt. Das modulierte Signal wird bandpass-gefiltert durch einen Filter 16 und durch einen Verstärker 17 verstärkt und wiederum durch einen Filter 18 gefiltert und der Antenne 6 zugeführt. Ansonsten ist der Überträger vorzugsweise in Übereinstimmung mit dem Stand der Technik realisiert und dieses Dokument nimmt keine Position der Verwendung des Abgleichens gemäß der Erfindung in ihm ein.
7 zeigt in einem Blockdiagramm wesentliche Komponenten einer Steuerung eines Einstellblocks gemäß der Erfindung. Der Prozessor 20 einer Digitalsteuerung ist durch einen Oszillator 19 bei Frequenz f_PRO abgestuft. Die Steuerung führt ein Programm aus dem Speicher 21 aus, welcher vorzugsweise sowohl ein Festspeicher (ROM) als auch ein Schreib-Lesespeicher (RAM) ist. Messdaten des Abgleichs werden durch einen A/D-Umwandler 22 erhalten. Bias-Spannungen werden durch einen D/A-Umwandler 23 gesteuert, welcher vorzugsweise einen Einstellblock gemäß 3 zeigt, in welchem Strom durch eine digitale binäre Steuerung geschaltet wird, um die Bias-Spannungen einzustellen.
Betrachtet man nun zum Beispiel einen Funkempfänger dessen Störreaktion verringert werden soll. Der Empfänger wird vorzugsweise einmal vor der Verwendung eingestellt. Ein Testsignal ist an den Empfängereingang gekoppelt und die interferierende Signalhöhe wird an dem Empfängerausgang gemessen. Das Testsignal wird derart erzeugt, dass es eine Störreaktion erzeugt, die minimiert werden soll. Eine Versuchseinstellung wird z.B. für den Einstellblock BRF+ der positiven Leitung des RF-Eingangs gewählt und die interferierende Signalhöhe wird wieder gemessen. Wenn die Interferenz verringert wurde, wird eine optimale Einstellung für den Einstellblock BRF+ durch experimentelle Ausschließung gefunden und, wenn die Interferenz schlechter wurde, wird der Anfangszustand aus dem Einstellblock BRF+ wiederhergestellt und es wird eine Versuchseinstellung für den Einstellblock BRF– der negativen Leitung des RF-Eingangs gewählt und eine optimale Einstellung für ihn durch experimentelle Ausschließung gefunden. Dieselbe experimentelle Ausschließung wird auch für die lokale Oszillatoreingabe durch Einstellblöcke BLO+ und BLO– ausgeführt. Für ein gutes Ergebnis werden beide Ausschließungsabstimmungen wiederholt. Dank der zweiten Abstimmung kann ein möglicher Restfehler, der beim ersten mal nicht bemerkt wurde, da er durch einen Fehler in einem der Eingangspaare versteckt ist, korrigiert werden. Abstimmdaten für den Abgleich, der durch die Minimierung von Störreaktionen erreicht wurde, werden in dem Speicher der Vorrichtung gespeichert, wovon diese durch einen Mikroprozessor oder digitalen Signalprozessor (DSP) immer beim Hochfahren geladen werden können. Sicherungen, Mikroschalter, programmierbare Gatterschaltungen und dergleichen können auch für die sofortige Steuerung des Einstellblocks verwendet werden.
Natürlich kann die Auswahl der Bias-Spannung Anfangseinstellungsleitung und die Höhe der Einstellung als ein vorzugsweise kalkulatorischer Wert, basierend auf Interferenzmessdaten, realisiert werden. Empirisches Wissen kann ebenfalls bei der Abschätzung des Bias-Spannungswertes, basierend auf dem Messergebnis, verwendet werden.
In digitalen Moilkommunikationssystemvorrichtungen, wie bspw. Mobilfunkendgeräten, die in GSM, PCN (persönliches Kommunikationsnetz, engl.: Personal Communication Network), DAMPS (erweiterter digitaler Mobiltelefonstandard, engl.: Digital Advanced Mobile Phone Standard) oder CDMA (engl.: Code Divisional Multiple Access)-Netzwerke betrieben werden, wird das empfangene Signal digital umgewandelt. In diesen Vorrichtungen wird das Verfahren vorteilhaft derart angewendet, dass die Störreaktion gemessen wird, so klein wie möglich eingestellt wird und die Einstellungen in dem Speicher durch Ausführen der notwendigen Routinen mit einem digitalen Signalprozessor gespeichert werden. Dann ist die Abstimmung besonders schnell, da sie durch Kopplung eines Testsignals an die Antenne und Ausführungen eines Abstimmprogramms ausgeführt wird. Die Einstellblöcke werden durch einen Mikroprozessor oder vorzugsweise mit demselben digitalen Signalprozessor gesteuert. Für die Steuerung wird ein serieller oder paralleler Bus verwendet. Für einen seriellen Bus benötigt ein Einstellblock eine einzelne Logik, um die Transistoren zu steuern.
Der Abgleich kann auch ohne ein Testsignal abgestimmt werden, während der lokale Oszillator betrieben wird. An diesem Ende ist ein Vergleichselement an die Mischerausgänge gekoppelt, um den Spannungsunterschied der Ausgangspaares zu vergleichen. Insbesondere wird die DC-Komponente verglichen. Die Abstimmung wird durch Verringerung der Spannungsdifferenz auf ihren minimalen Wert ausgeführt. Allerdings müssen wegen der Bias-Spannungen in dem Vergleichselements selbst die Eingänge der Vergleichselemente Plätze tauschen und der Vergleich muss wiederholt werden. Der Durchschnitt der Abstimmungen ergibt ein Ergebnis, das so genau wie möglich ist. Allerdings ist dieses Abstimmergebnis nicht so genau wie das, das man durch Verwendung eines Testsignals erhält. Wenn dies Art von Abstimmung genau genug für die Anwendung ist, kann die Abstimmung automatisch mit einem digitalen Signalprozessor ausgeführt werden.
Der beispielhafte Einstellblock wurde hier durch Feldeffekttransistoren realisiert, aber die Schaltung kann auch unter Verwendung von, zum Beispiel bipolaren Transistoren, realisiert werden.
Die Erfindung ist nicht auf die oben beschriebenen beispielhaften Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern es sind viele Veränderungen innerhalb des Schutzbereiches der erfindungsgemäßen Idee, wie sie in den unten ausgeführten Ansprüchen festgelegt ist, möglich.

Claims

Verfahren zum Vermindern von Störsignalen in einem Mischer eines Empfängers, bei welchem Funksignale von einer ersten Frequenz auf eine zweite Frequenz gemischt werden, wobei das Mischen in einer Gilbert-Zelle erfolgt, die vier obere Transistoren (Q10, Q11, Q13, Q14), welche ein Signal eines lokalen Oszillators an deren Basis empfangen, und zwei untere Transistoren (Q12, Q15), welche Signale einer ersten Frequenz an deren Basis empfangen und mit den vier oberen Transistoren (Q10, Q11, Q13, Q14) gekoppelt sind, aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer durch Einstellen von Bias-Spannungen (3) und/oder Strömen, die an der Basis von ausgewählten der oberen Transistoren anliegen, abgeglichen wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Bias-Spannungen und/oder Ströme in einer Eingangsschaltung eingestellt werden (3), die eine Eingabe eines lokalen Oszillators (V_LO+, V_LO–) mit der Basis eines oberen Transistors (Q10, Q11, Q13, Q14) verbindet.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß Bias-Spannungen und/oder Ströme in einer Eingangsschaltung eingestellt werden (3), welche die Signale einer ersten Frequenz empfängt und diese an die Basis eines unteren Transistors (Q12, Q15) koppelt.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Bias-Spannungen (3) und/oder Ströme unabhängig für beide Transistoren eines Transistorpaares einer Signalleitung in der Mischerschaltung eingestellt werden.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellung der Bias-Spannungen (3) und/oder Ströme mit Hilfe eines Digital-Analog-Wandlers durchgeführt wird, welcher einen Bias-Strom entsprechend eines geladenen Steuerungsbyte erzeugt.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Bias-Spannungen (3) und/oder Ströme eingestellt werden, indem ein Abgleich an den Ausgängen des Empfängers, welcher den Mischer umfaßt, gemessen wird (2) und die Bias-Spannungen und/oder Ströme basierend auf den Messungen (4) empirisch eingestellt wird/werden (3).
Empfänger mit einem Mischer (10) zum Mischen von Funksignalen von einer ersten Frequenz auf eine zweite Frequenz, umfassend: – eine Gilbert-Zelle mit vier oberen Transistoren (Q10, Q11, Q13, Q14), deren Basis mit Eingaben eines lokalen Oszillators des Mischers verbunden sind, und zwei unteren Transistoren (Q12, Q15), die angeschlossen sind, um die Signale einer ersten Frequenz an deren Basis zu empfangen, und die mit den vier oberen Transistoren (Q10, Q11, Q13, Q14) gekoppelt sind, und – ein Mittel zum Vermindern von Störsignalen, dadurch gekennzeichnet, daß das Mittel zum Vermindern von Störsignalen ein Abgleicheinstellungsmittel (12) aufweist, welches konfiguriert ist, um den Mischerabgleich durch Einstellen von Bias-Spannungen und/oder Strömen einzustellen, die an der Basis von ausgewählten der oberen Transistoren (Q10, Q11, Q13, Q14) anliegen.
Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Einstellungsmittel (12) einen Block (BLO+, BLO–), aufweist, der ausgebildet ist, um die Bias-Spannung einer Kopplung zwischen einer Eingabe eines lokalen Oszillators (V_LO+, V_LO–) und der Basis der oberen Transistoren, die mit dieser Eingabe eines lokalen Oszillators gekoppelt sind, zu steuern.
Empfänger nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Einstellungsmittel (12) einen Block (BRS+, BRS–) aufweist, welcher ausgebildet ist, um die Bias-Spannung von einer Kopplung zwischen einer Eingabe (V_RF+, V_RF–), welche die Signale einer ersten Frequenz empfängt, und der Basis des unteren Transistors, der mit dieser Eingabe gekoppelt ist, zu steuern.
Empfänger nach Anspruch 7, 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Einstellungsmittel (12) sowohl einen Block (B_LO+, B_LO–) aufweist, der ausgebildet, um die Bias-Spannung einer Kopplung zwischen einer Eingabe eines lokalen Oszillators (V_LO+, V_LO–) und der Basis der unteren Transistoren, welche mit dieser Eingabe eines lokalen Oszillators gekoppelt sind, zu steuern, als auch einen Block (BRF+, BRF–) aufweist, der ausgebildet ist, um die Bias-Spannung einer Kopplung zwischen einer Eingabe (V_RF+, V_RF–), welche die Signale einer ersten Frequenz empfängt, und der Basis des unteren Transistors, welcher mit diesem Signal gekoppelt ist, zu steuern.
Empfänger nach einem der vorstehenden Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Einstellungsmittel einen Digital-Analog-Wandler (19) aufweist, um die Bias-Spannungen und/oder Ströme mit einem digitalen Controller (12) zu steuern.
Empfänger nach einem der vorstehenden Ansprüche 7 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß er weiter aufweist: – einen A/D-Wandler (18) zum Messen des Abgleiches, – einen D/A-Wandler (19) zum Einstellen von Bias-Spannungen und/oder Strömen, und – einen Oszillator (15), einen Prozessor (16) und einen Speicher (17), um Abgleich-Meßroutinen und Routinen zur Einstellung von einer Bias-Spannung und/oder eines Stromes auszuführen.
Mobiles Gerät mit einem Empfänger nach einem der Ansprüche 7 bis 11.