DE102010003208B4

DE102010003208B4 - Reduzierung von verstärkungsschaltungsinduzierten Phasensprüngen in hochdynamischen Abwärtsumsetzungsmischern

Info

Publication number: DE102010003208B4
Application number: DE102010003208.5A
Authority: DE
Inventors: Krzysztof Dufrene
Original assignee: Intel Deutschland GmbH
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2009-04-21
Filing date: 2010-03-24
Publication date: 2019-06-27
Anticipated expiration: 2030-03-25
Also published as: US8078133B2; DE102010003208A1; US20100265008A1

Abstract

System (100) zum Minimieren von Phasensprüngen in einem Ausgangssignal, wobei das System folgende Merkmale aufweist:ein Eingangsmodul (106) zum Empfangen eines Eingangsspannungssignals (V) und Umwandeln des Spannungssignals in ein Stromsignal, wobei das Eingangsmodul das Stromsignal ausgibt;eine Schaltstufe (108) zum Empfangen des Stromsignals und Ausgeben eines ersten Signals, das aufwärts umgesetzte Hochfrequenzprodukte und abwärts umgesetzte Niederfrequenzprodukte aufweist;eine Schnittstelle (110), die zumindest einen Kondensator aufweist, zum Empfangen des ersten Signals und Dämpfen der aufwärts umgesetzten Hochfrequenzprodukte, während ein zweites Signal, das die abwärts umgesetzten Niederfrequenzprodukte aufweist, ausgegeben wird;einen Lastabschnitt (104) zum Empfangen des zweiten Signals, wobei der Lastabschnitt einen Operationsverstärker und zumindest eine variable Widerstandslast aufweist, wobei der Lastabschnitt das Ausgangssignal ausgibt, wobei eine Verstärkung des Systems durch eine Impedanz derWiderstandslast bestimmt ist; undwobei ein Produkt eines Betrags des Kondensators der Schnittstelle und eines Betrags der variablen Widerstandslast angesichts eines Variierens der Widerstandslast im Wesentlichen konstant ist.

Description

In Niederspannungsempfängern bieten passive Stromschaltmischer mit auf Lasten basierenden Operationsverstärkern Eigenschaften eines breiten dynamischen Bereichs. Ein 1/f-Rauschbeitrag wird verglichen mit herkömmlichen aktiven Gilbert-Zelle-Mischern vermindert. Ferner bietet der aktive auf einer Last basierende Operationsverstärker eine Schiene-zu-Schiene- bzw. Rail-to-Rail-Signalverarbeitungsfähigkeit von sowohl erwünschten als auch störenden Signalen, was ein Mischerblockierverhalten aufgrund von Begrenzungs- bzw. Clipping-Effekten verbessert. Kondensatoren sind oft an der Stromschnittstelle zwischen der Schaltstufe des Mischers und dem auf einer Last basierenden Operationsverstärker platziert, um den dynamischen Bereich weiter zu verbessern. Das Vorliegen von Kondensatoren an der Schaltstufe in Verbindung mit einem Produkt mit eingeschränkter Verstärkungsbandbreite des Operationsverstärkers könnte jedoch zu Phasensprüngen führen.
Aus der US 2009/0 258 626 A1 ist ein Empfänger bekannt, bei dem ein Hochpassfilter einem Verstärker mit einstellbarer Verstärkung vorgeschaltet oder nachgeschaltet ist. Das Hochpassfilter weist Kondensatoren und Schalter auf, die durch eine Steuerlogikeinheit gesteuert werden können.
Aus der US 7 062 248 B2 ist ein Empfänger bekannt, der einen Mischer aufweist. Der Mischer weist in Form einer Gilbertzelle verschaltete Transistoren auf.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein System oder ein Verfahren zum Minimieren von Phasensprüngen in einem Ausgangssignal mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.
Die Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Weiterbildungen finden sich in den abhängigen Ansprüchen.
Die detaillierte Beschreibung erfolgt unter Bezugnahme auf die beiliegenden Figuren. In den Figuren zeigt/zeigen die Stelle(n) ganz links einer Bezugszahl die Figur, in der das Bezugszeichen erstmals erscheint. Die Verwendung der gleichen Bezugszeichen in unterschiedlichen Figuren zeigt ähnliche oder identische Gegenstände an. Es zeigen:

1 ein Diagramm einer Systemübersicht eines Mischers mit einem Lastmodul;
2 das Lastmodul aus 1 mit variablen Widerständen und ein Schnittstellenmodul des Mischers aus 1 mit einem variablen Kondensator;
3 eine weitere Implementierung eines Schnittstellenmoduls des Mischers aus 1;
4 ein Blockdiagramm des Lastmoduls aus 1 in einer Implementierung eines Quadraturmischers; und
5 ein Verfahrensflussdiagramm eines Einsetzens des Systems aus 1.

Die vorliegende Offenbarung beschreibt eine konfigurierbare Schnittstelle zwischen einer Mischerschaltstufe und einem Mischeraktivlastmodul. Viele spezifische Details sind in der folgenden Beschreibung und in den 1 - 4 dargelegt, um für ein gründliches Verständnis verschiedener Implementierungen zu sorgen. Ein Fachmann wird jedoch erkennen, dass der hierin beschriebene Gegenstand zusätzliche Implementierungen aufweisen könnte, oder dass die dargelegten Konzepte ohne mehrere der in der folgenden Beschreibung beschriebenen Details praktiziert werden könnten. Insbesondere ist die Schnittstelle zwischen der Mischerschaltstufe und dem Mischeraktivlastmodul konfigurierbar, um eine Reduzierung von Phasensprüngen bei Übertragungscharakteristika während Verstärkungsschaltereignissen zu ermöglichen.
System 100
1 zeigt eine Übersicht eines Systems 100 eines Mischerabschnitts 102 und eines Lastabschnitts 104. Der Mischerabschnitt 102 weist einen Eingangsabschnitt 106, eine passive Schaltstufe 108 und eine Schnittstelle 110 auf. Der Mischerabschnitt 102 setzt ein empfangenes Signal abwärts um, wie weiter unten beschrieben ist.
Eingangsabschnitt 106 des Mischerabschnitts 102
Der Eingangsabschnitt 106 des Mischerabschnitts 102 empfängt ein Differenzeingangsspannungssignal und gibt ein Differenzstromsignal aus. Insbesondere weist der Eingangsabschnitt 106 zwei Paare von Transistoren 112a - b und 114a - b auf. Die Transistoren 112 sind mit den Transistoren 114 verbunden, wobei insbesondere ein Drainanschluss 116 der Transistoren 112 mit einem Sourceanschluss 117 der Transistoren 114 verbunden ist, wobei ein Weg 118 zwischen denselben eingerichtet ist.
Eine Eingangsspannungsquelle 120 ist mit einem Gate- (Steuer-) Anschluss 122 der Transistoren 112 verbunden. Die Eingangsspannungsquelle 120 stellt die Differenzeingangsspannungssignale V_rf+ und V_rf- an Gateanschlüssen 122a bzw. 122b bereit. Bei einer weiteren Implementierung könnte das Eingangsspannungssignal V_rf über ein Kommunikationsnetz empfangen werden, wie z. B., jedoch nicht ausschließlich, GSM, UMTS, LTE (1,4 MHz, 3 MHz, 5 MHz, 10 MHz, 15 MHz und 20 MHz). Sourceanschlüsse 124 der Transistoren 112a sind mit einem Masseanschluss 126 verbunden. Zu diesem Zweck wird an Drainanschlüssen 116a und 116b der Transistoren 112 ein Stromsignal I_rf1+ bzw. I_rf1-entlang Wegen 118a bzw. 118b ausgegeben.
Eine Eingangsspannungsquelle 128 ist mit einem Gateanschluss 130 der Transistoren 114 verbunden. Die Eingangsspannungsquelle 128 stellt ein Vorspannungssignal V_b an den Gateanschlüssen 130 bereit. Drainanschlüsse 132 der Transistoren 114 sind mit Stromquellen 134 verbunden, wobei ein Weg 136 zwischen denselben eingerichtet ist. Die Stromquellen 134 stellen einen Gleichtaktvorspannungsstrom I_b entlang der Wege 136 bereit, wobei der Strom I_b durch die Transistoren 112 und 114 zu dem Masseanschluss 126 fließt.
Der Eingangsabschnitt 106 ist über einen Weg 138 mit der passiven Schaltstufe 108 verbunden, wie weiter unten beschrieben ist. Zu diesem Zweck werden als ein Ergebnis dessen, dass die Stromquelle 136 einen Vorspannungsstrom I_b mit nur einer Gleichtaktkomponente bereitstellt, Stromsignale I_rf2+ und I_rf2- entlang Wegen 138a bzw. 138b ausgegeben.
Passive Schaltstufe 108 des Mischerabschnitts 102
Die passive Schaltstufe 108 mischt das Stromsignal I_rf2 und gibt ein Signal aus, das aufwärts umgesetzte Hochfrequenzprodukte und abwärts umgesetzte Niederfrequenzprodukte aufweist. Insbesondere weist die Schaltstufe vier Transistoren 140a, 140b, 140c und 140d auf. Sourceanschlüsse 142 der Transistoren 140a und 140b sind miteinander verbunden und Sourceanschlüsse 142 der Transistoren 140c und 140d sind miteinander verbunden. Ferner sind Drainanschlüsse 144 der Transistoren 140a und 140c miteinander verbunden und Drainanschlüsse 144 der Transistoren 140b und 140d sind miteinander verbunden.
Ein Eingangslokaldifferenzoszillator (LO) 146 ist mit Gateanschlüssen 148 der Transistoren 140 verbunden, wobei ein Weg 150 zwischen denselben eingerichtet ist. Zur Vereinfachung der Darstellung ist der LO 146 als zwei separate Module gezeigt; in der Praxis könnte der LO 146 alternativ ein einzelnes Modul sein. Der Eingangslokaldifferenzoszillator 146 stellt ein Spannungssignal V_lo+, und V_lo- entlang des Wegs 150 bereit. Insbesondere stellt der LO 146 das Signal V_lo+ entlang Wegen 150a und 150d an Gateanschlüsse 148a bzw. 148d bereit; und der LO 146 stellt das Signal V_lo- entlang Wegen 150b und 150c an Gateanschlüsse 148b und 148c bereit. Das Spannungssignal V_lo ist ein Rechteckwellensignal, das mit einem Tastverhältnis von 50 %zwischen 0 Volt und VDD (Versorgungsspannung) hin- und herschaltet.
Zu diesem Zweck empfängt die passive Schaltstufe 108 das Stromsignal I_rf2 entlang des Wegs 138. Durch ein Treiben der Gateanschlüsse 148 der Transistoren 140 mit dem Signal V_lo wird der Strom I_rf2 effektiv mit einem Rechteckwellensignal, das zwischen -1 und 1 hin- und herschaltet, multipliziert, um ein Ausgangssignal I_Mischer entlang eines Wegs 154 zu erzeugen, wie weiter unten beschrieben ist. Das Ausgangssignal I_Mischer weist einen Anteil aufwärts umgesetzter Hochfrequenzprodukte und einen Anteil abwärts umgesetzter Niederfrequenzprodukte auf.
Schnittstelle 110 des Mischerabschnitts 102
Die Schnittstelle 110 dämpft die aufwärts umgesetzten Hochfrequenzprodukte aus dem Ausgangssignal I_Mischer. Insbesondere weist die Schnittstelle 110 Kondensatoren 156 auf. Die Kondensatoren 156 sind über den Weg 154 zwischen die Drainanschlüsse 144 der Transistoren 140a/140c und die Drainanschlüsse 144 der Transistoren 140b/140d geschaltet. Die Kondensatoren 156 dämpfen die aufwärts umgesetzten Hochfrequenzprodukte aus dem Ausgangssignal I_Mischer, während eine Ausgabe abwärts umgesetzter Niederfrequenzprodukte über einen Weg 160 an den Lastabschnitt 104 ermöglicht wird, wie weiter unten beschrieben ist.
Lastabschnitt 104
Der Lastabschnitt 104 ist die Wirklast des Systems 100. Der Lastabschnitt 104 weist einen Operationsverstärker (Op-Verstärker) 162, Widerstände 164 und Kondensatoren 166 auf. Wie gezeigt ist, sind die Widerstände 164 und Kondensatoren 166 parallel geschaltet; eine beliebige Implementierung der Widerstände 164 und Kondensatoren 166 könnte jedoch eingesetzt werden. Der Lastabschnitt 104 ist mit den Kondensatoren 156 verbunden und empfängt das Ausgangssignal I_Mischer über den Weg 160. Das Ausgangssignal I_Mischer ist der Impedanz der Widerstände 164 und der Kondensatoren 166 unterworfen, was ein Ausgangslastsignal I_aus entlang eines Wegs 170 einrichtet. Ferner wird eine Spannung V_aus an einem Knoten 172 eingerichtet.
Verstärkungsschaltungsinduzierte Phasensprünge in einem Lastsignal 168
Zur Verbesserung eines dynamischen Bereichs des Systems 100 dämpfen, wie oben erwähnt wurde, die Kondensatoren 156 der Schnittstelle 110 die aufwärts umgesetzten Hochfrequenzprodukte aus dem Ausgangssignal I_Mischer. Ferner verbessern die Kondensatoren 156 eine Lastsymmetrie der Schaltstufe 108, wodurch Abfangpunktparameter zweiter und dritter Ordnung der Schaltstufe 108 erhöht werden.
Das Verwenden von Kondensatoren 156, die mit einem Produkt mit eingeschränkter Verstärkungsbandbreite des Operationsverstärkers 162 des Lastabschnitts 104 gekoppelt sind, könnte jedoch zu Phasensprüngen (Differenzen zwischen Phasencharakteristika bei Modi mit hoher Verstärkung und niedriger Verstärkung) in dem Ausgangssignal Vaus führen, was unerwünscht ist. Bei einem Beispiel sind in Langzeit-Evolutionsempfängern (LTE-Empfangem: LTE = long term evolution) Phasensprünge von weniger als 2 Grad erforderlich.
Ferner hängen derartige Phasensprünge von der Frequenz ab und lassen sich unter Umständen durch bekannte Mittel nicht kompensieren, z. B. durch CORDIC-Phasenschieber in der digitalen Ausgangsseite des Empfängers (nicht gezeigt), wobei der Empfänger das System 100 aufweist. Folglich verschlechtert sich ein Fehlervektorbetrag-Verhaltensmaß (EVM-Verhaltensmaß; EVM = error vector magnitude) des Empfängers beträchtlich.
Verändern einer Kapazität an der Schnittstelle 110
Die Verstärkung des Systems 100 hängt von einem Betrag einer Impedanz der Widerstände 164 ab. Insbesondere kann die Übertragungsfunktion des Lastabschnitts 104 folgendermaßen ausgedrückt werden: $TF (w) = \frac{V_{IF} (w)}{I_{IF} (w)} = \frac{G_{O} R_{L}}{(G_{O} - w^{2} \frac{{CR}_{L}}{w_{op}}) + jw (\frac{G_{O}}{w_{L}} + {CR}_{L})}$
wobei G_o die Gleichsignal-Offene-Schleife-Verstärkung des Op-Verstärkers 162 ist, w_op die 3dB-Eckfrequenz von Schleifencharakteristika des Op-Verstärkers 162 ist und w_L die 3dB-Eckfrequenz des Rückkopplungsnetzes (Parallelschaltung der Widerstände 164 und Kondensatoren 166) ist. Ferner ist R_L ein Betrag der Widerstände 164, C ist ein Betrag der Kondensatoren 156, w ist eine Winkelfrequenz (w = 2 × π × f; f ist eine Normalfrequenz) und j ist eine imaginäre Einheit.
Ein Verändern des Betrags der Widerstände 164 führt zu abweichenden Phasencharakteristika des Ausgangssignals Vaus (während im Wesentlichen der gleiche Betrag der Kondensatoren 156 beibehalten wird). Zur Minimierung, wenn nicht Verhinderung, von Unterschieden bei den Phasencharakteristika zwischen Modi mit hoher Verstärkung und niedriger Verstärkung des Ausgangssignals I_aus, und insbesondere Minimierung, wenn nicht Verhinderung, von Phasensprüngen von mehr als 2 Grad kann das Produkt des Betrags der Kondensatoren 156 und des Betrags der Widerstände 164 im Wesentlichen konstant sein. Ferner kann der Betrag der Kondensatoren 156 ferner als die Gesamtkapazität an der Schnittstelle 110 definiert sein.
Zu diesem Zweck folgt, um ein Minimieren, wenn nicht Verhindern, von Unterschieden bei den Phasencharakteristika des Ausgangssignals I_aus zu ermöglichen, das System 100 folgender Bedingung: $C \times R_{L} = konstant$
Indem das Produkt des Betrags der Kapazität an der Schnittstelle 110 und des Betrags der Widerstände 164 im Wesentlichen konstant gehalten wird, werden Phasensprünge minimiert, wobei bei einer weiteren Implementierung Phasensprünge von weniger als zwei Grad erzielt werden könnten.
Zu diesem Zweck kann, um das Produkt der Kapazität an der Schnittstelle 110 und des Betrags der Widerstände 164 im Wesentlichen konstant zu halten, während der Betrag der Widerstände 164 variabel bleibt, der Betrag der Kondensatoren 156 variabel sein.
2 zeigt den Lastabschnitt 104 und die Schnittstelle 110, wobei die Kondensatoren 156 variabel sind. Ferner zeigt 2 die Widerstände 164 und Kondensatoren 166 als ein Impedanzmodul 200.
3 zeigt eine weitere Implementierung der Schnittstelle 110. Insbesondere kann zusätzlich zu oder anstelle von einem Verändern des Betrags der Kondensatoren 156, in 1 gezeigt, das System 100 zusätzliche Kondensatoren 300 an der Schnittstelle 110 aufweisen, so dass die zusätzlichen Kondensatoren 300 die Gesamtkapazität der Schnittstelle 110 erhöhen können, um es zu ermöglichen, dass das Produkt der Kapazität an der Schnittstelle 110 und des Betrags der Widerstände 164 im Wesentlichen konstant gehalten werden kann. Bei einer weiteren Implementierung kann das Produkt der Kapazität an der Schnittstelle 110 und des Betrags der Widerstände 164 eine Toleranz von 50 % besitzen.
Zu diesem Zweck weist bei der weiteren Implementierung von 3 die Schnittstelle 110 Kapazitätsmodule 302a und 302b, ein Widerstandsmodul 304 und ein digitales Logikmodul 306 auf. Das digitale Logikmodul 306 ist mit einem Eingangsanschluss 308 der Kapazitätsmodule 302 und einem Eingangsanschluss 310 des Widerstandsmoduls 304 verbunden. Die Kapazitätsmodule 302 weisen zusätzliche Kondensatoren 300 auf, die mit Schaltern 312 verbunden sind. Wie gezeigt ist, weisen die Kapazitätsmodule 302 jeweils zwei Kondensatoren 300 auf; die Kapazitätsmodule 302 könnten jedoch in Abhängigkeit von der erwünschten Anwendung eine beliebige Anzahl von Kondensatoren aufweisen. Ferner könnte jeder der zusätzlichen Kondensatoren 300 einen beliebigen Betrag einer Kapazität, die ihm zugeordnet ist, aufweisen. Bei einer Implementierung betragen die zusätzlichen Kondensatoren 300 des Kapazitätsmoduls 302b dreimal den Betrag der zusätzlichen Kondensatoren 300 des Kapazitätsmoduls 302a. Das Widerstandsmodul 304 implementiert einen Verstärkungsschritt nur für GSM, um die Eckfrequenz in Modi mit hoher und niedriger Verstärkung im Wesentlichen gleich zu halten.
Um das Produkt der Kapazität an der Schnittstelle 110 und des Betrags der Widerstände 164 angesichts eines Veränderns eines Betrags der Widerstände 164 im Wesentlichen konstant zu halten, bestimmt das digitale Logikmodul 306 eine Kapazität, die benötigt wird, damit die oben erwähnte Gleichung (2) erfüllt ist. Das digitale Logikmodul 306 nimmt selektiv die Schalter 312 in Eingriff, so dass ein erwünschter Teilsatz der zusätzlichen Kondensatoren 300 zwischen die Drainanschlüsse 144 der Transistoren 140a/140c und die Drainanschlüsse 144 der Transistoren 140b/140d geschaltet ist, analog zu dem, was oben bei den Kondensatoren 156 erwähnt wurde.
Weitere Implementierung des Lastabschnitts 104
4 zeigt eine weitere Implementierung des Lastabschnitts 104, der nun definiert ist als Lastabschnitt 404. Insbesondere weist der Lastabschnitt 404 zwei im Wesentlichen gleiche Wege 406 zum Verarbeiten von Quadratursignalen auf. Jeder Weg 406 weist einen Op-Verstärker 462, ein Widerstandsmodul 464 und ein Kondensatormodul 466 auf, analog zu dem, was oben unter Bezug auf 1 erwähnt wurde.
Ferner kann der Lastabschnitt 404 implementiert sein, wenn ein Referenzsignal V_rf über ein Kommunikationsnetz empfangen wird, wie oben beschrieben ist. Zu diesem Zweck können Werte des Widerstandsmoduls 464 verändert werden, um die erforderliche Verstärkung des Systems 100 zu erhalten. Außerdem können Werte des Kondensatormoduls 466 verändert werden, um die erforderliche Bandbreite des bestimmten Kommunikationsnetzes einzustellen.
Implementierung unter Verwendung eines LTE- 10MHz-Signals
Bei einer weiteren Implementierung wird das Eingangsspannungssignal V_rf über ein LTE-10MHz-Kommunikationsnetz empfangen. So ist es erwünscht, Unterschiede bei Phasencharakteristika zwischen Modi mit hoher und niedriger Verstärkung des Ausgangssignals V_aus zu minimieren, wenn nicht zu verhindern, und insbesondere Phasensprünge von mehr als 2 Grad zu minimieren, wenn nicht verhindern. Ein Einsetzen der Gleichung (2) von oben jedoch könnte zu Phasensprüngen von mehr als 2 Grad führen (die Phasensprünge werden jedoch dennoch reduziert). Zu diesem Zweck beträgt für das Eingangsspannungssignal V_rf, das über ein LTE- 10MHz-Kommunikationsnetz empfangen wird, die Kapazität an der Schnittstelle 110 weniger als der Betrag von C, der durch die Gleichung (2) oben bestimmt wird.
Verfahrensmodell
5 zeigt ein Verfahren 500 zum Verwenden des Systems 100. Das Verfahren 500 ist als eine Sammlung von mit Bezugszeichen versehenen Handlungen dargestellt, die in einem logischen Flussdiagramm angeordnet sind, die eine Folge darstellen, die in Hardware, Software oder einer Kombination derselben implementiert sein kann. Die Reihenfolge, in der die Handlungen beschrieben sind, soll nicht als Einschränkung aufgefasst werden und eine beliebige Anzahl der beschriebenen Handlungen kann in anderen Reihenfolgen und/oder parallel zur Implementierung des Verfahrens kombiniert werden.
Bei einem Schritt 502 empfängt der Eingangsabschnitt 106 des Mischerabschnitts 102 ein Differenzeingangsspannungssignal und gibt ein Differenzstromsignal an die passive Schaltstufe 108 des Mischerabschnitts 102 aus.
Bei einem Schritt 504 mischt die passive Schaltstufe 108 das Stromsignal und gibt ein Signal aus, das aufwärts umgesetzte Hochfrequenzprodukte und abwärts umgesetzte Niederfrequenzprodukte aufweist.
Bei einem Schritt 506 dämpft die Schnittstelle 110 des Mischerabschnitts 102 die aufwärts umgesetzten Hochfrequenzprodukte aus dem in dieselbe eingegebenen Signal.
Bei einem Schritt 508 wird das Signal an den Lastabschnitt 104 weitergeleitet. Der Lastabschnitt 104 kann Widerstände 164 und/oder Kondensatoren 166 umfassen.
Bei einem Schritt 510 wird ein Betrag einer Impedanz der Widerstände 164 und/oder Kondensatoren 166 verändert, was zu abweichenden Phasencharakteristika des Signals führt.
Bei einem Schritt 512 bestimmt das digitale Logikmodul 306 eine Kapazität an der Schnittstelle 110, die benötigt wird, damit das Produkt der Kapazität an der Schnittstelle 110 und des Betrags der Impedanz der Widerstände 164 und/oder Kondensatoren 166 im Wesentlichen konstant sein kann.
Bei einem Schritt 514 kann der Betrag der Kondensatoren 156 variabel sein, so dass das Produkt der Kapazität an der Schnittstelle 110 und des Betrag der Impedanz der Widerstände 164 und/oder Kondensatoren 166 im Wesentlichen konstant sein kann.
Bei einem Schritt 516 nimmt das digitale Logikmodul 306 zusätzlich zu oder anstelle von Schritt 514 selektiv einen erwünschten Teilsatz zusätzlicher Kondensatoren 300 in Eingriff, so dass das Produkt der Kapazität an der Schnittstelle 110 und des Betrags der Impedanz der Widerstände 164 und/oder Kondensatoren 166 im Wesentlichen konstant sein kann.
SCHLUSSFOLGERUNG
Obwohl der Gegenstand in einer Sprache beschrieben wurde, die für Strukturmerkmale und/oder methodische Handlungen spezifisch ist, wird darauf hingewiesen, dass der in den beigefügten Ansprüchen definierte Gegenstand nicht notwendigerweise auf die spezifischen Merkmale oder Handlungen, die beschrieben sind, eingeschränkt ist. Vielmehr sind die spezifischen Merkmale und Handlungen als exemplarische Formen einer Implementierung der Ansprüche offenbart.

Claims

System (100) zum Minimieren von Phasensprüngen in einem Ausgangssignal, wobei das System folgende Merkmale aufweist: ein Eingangsmodul (106) zum Empfangen eines Eingangsspannungssignals (V_rf) und Umwandeln des Spannungssignals in ein Stromsignal, wobei das Eingangsmodul das Stromsignal ausgibt; eine Schaltstufe (108) zum Empfangen des Stromsignals und Ausgeben eines ersten Signals, das aufwärts umgesetzte Hochfrequenzprodukte und abwärts umgesetzte Niederfrequenzprodukte aufweist; eine Schnittstelle (110), die zumindest einen Kondensator aufweist, zum Empfangen des ersten Signals und Dämpfen der aufwärts umgesetzten Hochfrequenzprodukte, während ein zweites Signal, das die abwärts umgesetzten Niederfrequenzprodukte aufweist, ausgegeben wird; einen Lastabschnitt (104) zum Empfangen des zweiten Signals, wobei der Lastabschnitt einen Operationsverstärker und zumindest eine variable Widerstandslast aufweist, wobei der Lastabschnitt das Ausgangssignal ausgibt, wobei eine Verstärkung des Systems durch eine Impedanz derWiderstandslast bestimmt ist; und wobei ein Produkt eines Betrags des Kondensators der Schnittstelle und eines Betrags der variablen Widerstandslast angesichts eines Variierens der Widerstandslast im Wesentlichen konstant ist.
System (100) gemäß Anspruch 1, bei dem ein Betrag der Phasensprünge weniger als 2 Grad beträgt.
System (100) gemäß Anspruch 1 oder 2, bei dem das Eingangsspannungssignal (V_rf) über ein Kommunikationsnetz empfangen wird, wobei das Netz aus einer Gruppe von Netzen ausgewählt ist, die GSM, UMTS und LTE (1,4 MHz, 3 MHz, 5 MHz, 10 MHz, 15 MHz und 20 MHz) aufweist.
System (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem der Lastabschnitt ferner eine Kapazitätslast aufweist, wobei die Impedanz ferner als eine Impedanz der Widerstandslast und der Kapazitätslast definiert ist.
System (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem das Eingangsmodul (106) zumindest einen Transistor aufweist, um das Eingangsspannungssignal in das Stromsignal umzuwandeln.
System (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Schaltstufe eine Mehrzahl von Transistoren aufweist, die zwischen das Eingangsmodul und die Schnittstelle (110) geschaltet sind, wobei ein Steueranschluss jedes der Mehrzahl von Transistoren mit einer Lokaloszillatorquelle verbunden ist.
System (100) gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem das Produkt des Betrags des Kondensators und des Betrags der variablen Widerstandslast eine Toleranz von 50 % besitzt.
System (100) zum Minimieren von Phasensprüngen in einem Ausgangssignal, wobei das System folgende Merkmale aufweist: ein Eingangsmodul zum Empfangen eines Eingangsspannungssignals und Umwandeln des Spannungssignals in ein Stromsignal, wobei das Eingangsmodul das Stromsignal ausgibt; eine Schaltstufe zum Empfangen des Stromsignals und Ausgeben eines ersten Signals, das aufwärts umgesetzte Hochfrequenzprodukte und abwärts umgesetzte Niederfrequenzprodukte aufweist; eine Schnittstelle (110), die zumindest einen Kondensator aufweist, zum Empfangen des ersten Signals und Dämpfen der aufwärts umgesetzten Hochfrequenzprodukte, während ein zweites Signal ausgegeben wird, das die abwärts umgesetzten Niederfrequenzprodukte aufweist, wobei die Schnittstelle ferner ein Kapazitätsmodul aufweist, das zumindest einen zusätzlichen Kondensator (300) aufweist; einen Lastabschnitt zum Empfangen des zweiten Signals, wobei der Lastabschnitt einen Operationsverstärker und zumindest eine variable Widerstandslast aufweist, wobei der Lastabschnitt das Ausgangssignal ausgibt, wobei eine Verstärkung des Systems durch eine Impedanz der Widerstandslast bestimmt ist; und ein digitales Steuermodul (306), das kommunikativ mit der Schnittstelle gekoppelt ist, wobei das digitale Steuermodul die zusätzlichen Kondensatoren (300) derart selektiv in Eingriff nimmt, dass ein Produkt eines Betrags einer Gesamtkapazität an der Schnittstelle und eines Betrags der variablen Widerstandslast angesichts eines Variierens der Widerstandslast im Wesentlichen konstant ist.
System gemäß Anspruch 8, bei dem ein Betrag der Phasensprünge weniger als 2 Grad beträgt.
System gemäß Anspruch 8 oder 9, bei dem das Eingangsspannungssignal über ein Kommunikationsnetz empfangen wird, wobei das Netz aus einer Gruppe von Netzen ausgewählt ist, die GSM, UMTS und LTE (1,4 MHz, 3 MHz, 5 MHz, 10 MHz, 15 MHz und 20 MHz) aufweist.
System gemäß einem der Ansprüche 8 bis 10, bei dem der Lastabschnitt ferner eine Kapazitätslast aufweist, wobei die Impedanz ferner als eine Impedanz der Widerstandslast und der Kapazitätslast definiert ist.
System gemäß einem der Ansprüche 8 bis 11, bei dem das Eingangsmodul zumindest einen Transistor aufweist, um das Eingangsspannungssignal in das Stromsignal umzuwandeln.
System gemäß einem der Ansprüche 8 bis 12, bei dem die Schaltstufe eine Mehrzahl von Transistoren aufweist, die zwischen das Eingangsmodul und die Schnittstelle geschaltet sind, wobei ein Steueranschluss jedes der Mehrzahl von Transistoren mit einer Lokaldifferenzoszillatorquelle verbunden ist.
System gemäß einem der Ansprüche 8 bis 13, bei dem das Produkt des Betrags des Kondensators und des Betrags der variablen Widerstandslast eine Toleranz von 50 % besitzt.
Verfahren (500) zum Minimieren von Phasensprüngen in einem Ausgangssignal, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist: Empfangen eines Eingangsspannungssignals und Umwandeln des Spannungssignals in ein Stromsignal (502); Mischen des Stromsignals durch einen Mischer, um ein erstes Signal zu erzeugen, das aufwärts umgesetzte Hochfrequenzprodukte und abwärts umgesetzte Niederfrequenzprodukte aufweist (504); Dämpfen der aufwärts umgesetzten Hochfrequenzprodukte durch zumindest einen Kondensator, um ein zweites Signal zu erzeugen (506); Weiterleiten des zweiten Signals an eine Last, die einen Operationsverstärker und zumindest eine variable Widerstandslast aufweist, wobei eine Verstärkung des Eingangsspannungssignals durch eine Impedanz der Widerstandslast bestimmt wird (508); Verändern eines Betrags der Widerstandslast (510); und selektives Ineingriffnehmen zusätzlicher Kondensatoren, so dass ein Produkt eines Betrags einer Gesamtkapazität zwischen dem Mischer und der Last und eines Betrags der variablen Widerstandslast angesichts eines Variierens der Widerstandslast im Wesentlichen konstant ist (516).
Verfahren (500) gemäß Anspruch 15, bei dem ein Betrag der Phasensprünge weniger als 2 Grad beträgt.
Verfahren (500) gemäß Anspruch 15 oder 16, bei dem das Eingangsspannungssignal über ein Kommunikationsnetz empfangen wird, wobei das Netz aus einer Gruppe von Netzen ausgewählt ist, die GSM, UMTS und LTE (1,4 MHz, 3 MHz, 5 MHz, 10 MHz, 15 MHz und 20 MHz) aufweist.
Verfahren (500) gemäß einem der Ansprüche 15 bis 17, bei dem das Produkt des Betrags des Kondensators und des Betrags der variablen Widerstandslast eine Toleranz von 50 % besitzt.
Verfahren (500) gemäß einem der Ansprüche 15 bis 18, bei dem die Last ferner eine Kapazitätslast aufweist.
Verfahren (500) gemäß einem der Ansprüche 15 bis 19, bei dem das Umwandeln ferner aufweist, dass zumindest ein Transistor das Eingangsspannungssignal in das Stromsignal umwandelt.