DE102012025298A1

DE102012025298A1 - Implementierung eines passiven Rotationsoberwellenunterdrückungsmischers (RHRM) für einen TV-Tuner in einer integrierten Schaltung

Info

Publication number: DE102012025298A1
Application number: DE102012025298A
Authority: DE
Inventors: Aslamali A. Rafi
Original assignee: Silicon Laboratories Inc
Current assignee: Skyworks Solutions Inc
Priority date: 2012-01-05
Filing date: 2012-12-28
Publication date: 2013-08-01
Anticipated expiration: 2032-12-29
Also published as: US20130178183A1; US8571512B2; DE102012025298B4

Abstract

In einem Ausführungsbeispiel ist ein passiver Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer (RHRM) vorgesehen, der direkt mit einer Antenne gekoppelt werden kann, um ein eingehendes Hochfrequenzsignal (RF-Signal) zu empfangen. Dieser RHRM kann eine Master-RF-Vorrichtung zum Empfangen des Signals und Bereitstellen des ersten und des zweiten RF-Stroms, eine Master-LO-Vorrichtung, die mit einem Ausgang der Master-RF-Vorrichtung zum Empfangen der RF-Ströme und zum Mischen der RF-Ströme mit einem Masterzeitsignal von mehreren Polaritäten gekoppelt ist, um ein gemischtes Signalpaar zu erhalten, aufweisen. Der RHRM kann des weiteren einen Rotationsschalter umfassen, der mit der Master-LO-Vorrichtung zum zyklischen Schalten des gemischten Signalpaars zu einem von mehreren Masseknoten an einem Ausgang des Rotationsschalters gekoppelt ist, und Operationsverstärker, von denen jeder einen ersten Eingangsanschluss aufweist, der mit einem der virtuellen Masseknoten gekoppelt ist und einen Rückkopplungsfilter aufweist, der damit gekoppelt ist.

Description

HINTERGRUND
Für erdgebundenes Fernsehen (TV) können Signale in irgendeinem von mehreren Bändern vorhanden sein, nämlich VHF-Band I (VHF-low, englisch: very high frequency low), VHF-Band III (VHF-high, englisch: very high frequency high) und ultrahohe Frequenz (UHF, englisch: ultra high frequency), die zusammen von 54 MHz bis 806 MHz reichen, während für Kabel-TV Signale irgendwo von 54 MHz bis 1002 MHz vorhanden sein können. Somit muss ein beliebiger Fernseh-Tuner gestaltet sein, mit diesem extrem großen Frequenzbereich umzugehen. Der Tuner empfängt eingehende Signale in diesen hohen Frequenzen und konvertiert sie auf eine niedrigere Frequenz für bestimmte Signalverarbeitung herunter, die allgemein als Zwischenfrequenz (IF, englisch: Intermediate Frequency) bezeichnet wird. Diese herunterkonvertierten Signale werden noch weiter auf ein Basisband zur weiteren Verarbeitung und Demodulation herunterkonvertiert, um ein Audio- und ein Bildsignal zum Ausgeben an eine zugeordnete Anzeige zu erhalten.
Zum Bewirken der Herunterkonvertierung ist ein Mischer vorgesehen, der das eingehende Hochfrequenzsignal (RF-Signal, englisch: Radio Frequency Signal) empfängt und sie mit einer Lokaloszillatorfrequenz (LO-Frequenz) mischt, um ein Signal niedrigerer Frequenz zu erhalten. Zur Vermeidung von Interferenz mit Oberwellen dieses LO-Signals kann ein Oberwellenunterdrückungsmischer verwendet werden. In US-Patent Nr. 7,756,504 , dessen Offenbarung hiermit durch Referenz einbezogen ist, wurde ein Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer offenbart, wobei zur weiteren Reduktion von Oberwellen das Ausgangssignal eines Mischers zwischen mehreren IF-Stufen geschaltet wird, deren Ausgänge summiert werden, um so ein IF-Signal zur weiteren Verarbeitung zu erzeugen. Die Anzahl der Stufen, zu denen das IF-Signal rotiert wird, kann basierend auf dem Eingangssignal variieren. Der Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer hat eine Eigenschaft, alle Oberwellen bis N – 1 zu unterdrücken, wobei N die Anzahl der verwendeten Rotationsstufen ist. Während der offenbarte Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer eine Verbesserung über vorhandene Oberwellenunterdrückungsmischer darstellt, bestehen weiterhin Herausforderungen beim Implementieren des Mischers in eine mögliche Halbleitervorrichtung.
Viele Empfänger implementieren andere Mischerarten, so wie eine Gilbertzellen-artigen Quadraturmischer. Allerdings rauschen solche Mischer für bestimmte Strom- und Linearitätsanforderungen. Entsprechend umfassen Empfänger allgemein unterschiedliche Eingangs-RF-Schaltungen vor einem Mischer, um das Rauschen zu reduzieren. Insbesondere umfassen Empfänger allgemein einen Niederrauschverstärker (Low Noise Amplifier, LNA), um sowohl ein eingehendes RF-Signal zu verstärken, als auch seinen Rauschfaktor zu reduzieren, bevor es dem Mischer eingegeben wird. Oft kann dieser Niederrauschverstärker von einer differentiellen Form sein, da das eingehende RF-Signal zu dem LNA differentiell bereitgestellt werden kann, zum Beispiel als Ausgang von einem Balun, das eine Schaltung zum Empfangen eines unsymmetrischen RF-Signals und zum Konvertieren in eine differentielle Form ist. Typischerweise kann das Balun zum Bereitstellen eines symmetrischen Eingangs zu dem LNA verwendet werden, was in einer Linearität höherer zweiter Ordnung (IIP2) des Empfängers hilft. Oft kann in dieser Eingangsschaltung des Weiteren irgendeine Art von Filter, so wie ein Vorfilter, Nachlauffilter, usw. umfasst sein. Allgemein kann der RF-Filter verwendet werden, um Sperren zu dämpfen und die Gesamtsystemselektivität zu verbessern und durch Dämpfen von Sperren um die LO-Frequenz bei der Oberwellenunterdrückungsleistungsfähigkeit weiter zu helfen.
Allerdings kann durch Einführen dieser Eingangskomponenten die Gesamtsystemlinearität verschlechtert werden, da der Mischer verstärkte Signale empfängt. Und der Einbezug dieser Eingangsschaltungen erhöhen sich eine Schaltungskomplexität, Kosten, Energieverbrauch und Chipplatzverbrauch.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß eines Aspekts richtet sich die vorliegende Erfindung auf einen passiven Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer, der in verschiedenen Vorrichtungen zur Verwendung beim Empfangen und Verarbeiten von eingehenden Hochfrequenzsignalen (RF-Signal, englisch: Radio Frequency Signal), so wie Rundfunksignalen, implementiert werden kann. Der Mischer kann eine Masterhochfrequenzvorrichtung (Master-RF-Vorrichtung) zum Empfangen des eingehenden RF-Signals und Bereitstellen eines Hochfrequenzstroms (RF-Strom) umfassen. In verschiedenen Implementierungen kann die Master-RF-Vorrichtung ein erster Transkonduktor zum Empfangen des eingehenden RF-Signals und ein weiterer Transkonduktor zum Empfangen des eingehenden RF-Signals sein.
Der Mischer kann des Weiteren eine Masterlokaloszillatorvorrichtung (Master-LO-Vorrichtung) umfassen, die mit einem Ausgang der Master-RF-Vorrichtung zum Empfangen des RF-Stroms und dessen Mischen mit einem Masterzeitsignal zum Erhalten eines gemischten Signalpaars gekoppelt ist. In einer Implementierung kann die Master-LO-Vorrichtung differentielle Paare umfassen, von denen jedes mit einem der Transkonduktoren gekoppelt ist. Wiederum eine Rotationsschaltstufe kann mit der Master-LO-Vorrichtung zum zyklischen Schalten des gemischten Signalpaars mit einem von mehreren Ausgangsports der Rotationsschaltstufe gekoppelt sein, wobei die Rotationsschaltstufe Schaltpaare umfasst, jedes zum Empfangen eines der gemischten Signalpaare.
Noch weiter können die Mischer Mischerlasten aufweisen, von denen jede mit einem der Ausgangsports gekoppelt ist, jede zum Durchführen von Verstärken und Filtern des gemischten Signalpaars ist und einen Operationsverstärker mit einem ersten Eingangsanschluss aufweist, der mit einem entsprechenden Ausgangsport gekoppelt ist, und einem zweiten Eingangsanschluss, zum Koppeln mit einem Referenzpotential. Wiederum kann ein Widerstand mit jeder der Mischerlasten zum Richten des Ausgangs der entsprechenden Mischerlasten und zum Bereitstellen eines Ausgangs an einen Summierer gekoppelt sein.
In verschiedenen Ausführungsbeispielen kann eine Kapazität mit dem ersten Eingangsanschluss von jedem der Operationsverstärker an einen virtuellen Masseknoten gekoppelt sein, wobei ein Filter in einer Rückkopplungsschleife zwischen einem Ausgang und dem ersten Eingangsanschluss von jedem der Operationsverstärker gekoppelt ist. Dieser Filter kann als Kondensator gebildet sein, der parallel mit einem Widerstand gekoppelt ist, wobei kein Gleichstrom durch den Filter fließt.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung ist auf eine Vorrichtung mit einer Master-RF-Vorrichtung zum Empfangen eines eingehenden unsymmetrischen RF-Signals und zum Bereitstellen eines ersten und eines zweiten RF-Stroms, eine Master-LO-Vorrichtung gerichtet, die mit einem Ausgang der Master-RF-Vorrichtung zum Empfangen der RF-Ströme und deren Mischen mit einem Masterzeitsignal einer ersten Polarität und einer zweiten Polarität zum Erhalten eines gemischten Signalpaares gekoppelt ist. Die Vorrichtung kann des Weiteren einen Rotationsschalter, der mit der Master-LO-Vorrichtung zum zyklischen Schalten des gemischten Signalpaares auf einem von mehreren virtuellen Masseknoten am Ausgang des Rotationsschalters gekoppelt ist, und Operationsverstärker umfassen, von denen jeder einen ersten Eingangsanschluss aufweist, der mit einem der virtuellen Masseknoten gekoppelt ist und einen Rückkopplungsfilter aufweist, der damit gekoppelt ist. Noch weiter kann die Vorrichtung Verstärkungsstufen umfassen, von denen jede mit einem der Operationsverstärker zum Wichten des Ausgangs entsprechenden Operationsverstärker gekoppelt ist, und einen Summierer, die mit den Verstärkungsstufen zum Summieren eines Ausgangs von jeder der Verstärkungsstufen gekoppelt ist. Die resultierende Vorrichtung kann ein passiver Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer (RHRM, englisch: Rotating Harmonic Rejection Mixer) sein, der konfiguriert ist, ein eingehendes unsymmetrisches RF-Signal direkt von einer Antenne zu empfangen.
Ein noch weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung ist auf ein System mit einer Antenne zum Empfangen eines RF-Signals, einem passiven RHRM, der direkt mit der Antenne zum Empfangen und Herunterkonvertieren des RF-Signals auf ein Signal einer zweiten Frequenz gekoppelt ist, einer Zweite-Frequenz-Schaltung, die mit dem RHRM zum Empfangen und Verarbeiten des Signals der zweiten Frequenz gekoppelt ist, und einem Demodulator gerichtet, der mit der Schaltung zum Demodulieren des verarbeiteten Signals der zweiten Frequenz gekoppelt ist, um ein demoduliertes Signal zu erhalten. Diese direkte Kopplung des RHRM kann ohne einen Niederrauschverstärker, ein Balun oder einen Nachlauffilter sein. In so einer Implementierung kann ein Paar Kapazitäten mit der Antenne zur Wechselstromkopplung des RF-Signals mit dem passiven RHRM gekoppelt sein. Des Weiteren kann eine erste Spule zwischen einen Referenzspannungsknoten und einen ersten Eingangsanschluss einer Transkonduktorstufe des RHRM gekoppelt sein und eine zweite Spule kann zwischen ein Netzversorgungsspannungsknoten und einen zweiten Eingangsanschluss der Transkonduktorstufe gekoppelt sein.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm hoher Ebene eines Mischers in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
2 ist ein schematisches Diagramm einer Implementierung eines Mischers in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
3 ist ein schematisches Diagramm eines Quadraturmischers in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
4A ist ein erstes Zeitdiagramm von Steuerungssignalen für einen Rotationsschalter in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
4B ist ein zweites Zeitdiagramm von Steuerungssignalen für einen Rotationsschalter in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
5 ist ein schematisches Diagramm eines direkten Eingangs eines RF-Signals in einem Mischer in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
6 ist ein Blockdiagramm einer Empfängereingangsarchitektur in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
In vielen Ausführungsbeispielen kann ein passiver Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer zum Erreichen einer höheren Linearität für eine bestimmte Energieversorgungsspannung für einen Mischbetrieb zwischen einem eingehenden Hochfrequenzsignal (RF-Signal, englisch: Radio Frequency Signal) und einem Zeitfrequenzsignal bereitgestellt werden, so wie eine Masterzeit, die ein Rechtecksignal sein kann, das eine Frequenz aufweist, die ein Vielfaches einer Lokaloszillatorfrequenz (LO-Frequenz, englisch: Local Oscillator Frequency) ist. Zusätzlich kann durch die passive Gestaltung ein Energieverbrauch reduziert werden, indem Gleichströme am Durchlaufen einer Last des Mischers gehindert werden. In verschiedenen Ausführungsbeispielen kann der passive Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer so gesteuert werden, dass er einige oder alle von mehreren Verstärkungsstufen einer Zwischenfrequenz (IF, englisch: Intermediate Frequency) einschaltet, die dann summiert werden, um ein Ausgangs-IF-Signal zur weiteren Verarbeitung in einem vorhandenen Empfänger bereitzustellen. Wie hierin verwendet, bedeutet der Begriff ”Rotation”, dass ein Ausgang eines Mischvorgangs zyklisch zu verschiedenen IF-Verstärkungsstufen während eines bestimmten Zeitabschnitts rotiert wird.
Aufgrund der Gestaltung des Mischers, in dem das eingehende RF-Signal heruntergemischt wird, zum Beispiel auf eine IF-Frequenz, nachdem dieses IF-Signal durch Verstärken, Filtern und so weiter verarbeitet worden ist, arbeiten Versatz verursachende Vorrichtungen nicht bei hohen Frequenzen. Entsprechend können besser passende passive Komponenten verwendet werden, und Rückkopplung um aktive Vorrichtungen ist auch implementiert, um eine Oberwellenunterdrückung bei signifikant niedrigerer Leistung und Platzverbrauch zu verbessern.
Des Weiteren können diese Eingangsvorrichtungen, d. h. in dem RF-Teil und einem Lokaloszillatorpfad, auf einer minimal bemaßten Vorrichtung gebildet werden, was zu einer verbesserten Leistung und Platzreduktionen führt. Des Weiteren wie hierin beschrieben werden wird, kann der passive Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer hoch linear sein und einen niedrigen Rauschfaktor aufweisen, in bestimmten Implementierungen ist es möglich, einen Eingangsvorfilter, ein Balun und/oder einen Niedrigrauschverstärker (LNA, englisch: Low Noise Amplifier) zu verwenden.
Während der Bereich der vorliegenden Erfindung nicht diesbezüglich beschränkt ist, kann so ein Mischer in verschiedenen Empfängern umfasst sein, so wie einem Fernsehempfänger, Radioempfänger oder einem anderen Empfänger von eingehenden RF-Signalen. Weil die Anzahl solcher Verstärkungsstufen dynamisch gesteuert werden kann, können Ausführungsbeispiele eine Steuerung eines Betrags der Oberwellenunterdrückung, die bereitgestellt werden soll, gewährleisten, was bei einer gegebenen Frequenz, bei der die eingehenden Signale empfangen werden, variieren kann. Zum Beispiel können im Zusammenhang eines Fernsehempfängers eingehende Signale über Rundfunk von Signalen über den Äther bei VHF oder UHF-Frequenzen oder über Breitbandkabel bei höheren Frequenzen empfangen werden. In Abhängigkeit von der Frequenz, bei der der Tuner arbeitet, können verschiedene Mengen an Verstärkungsstufen vorgesehen sein, um einen steuerbaren Betrag an Oberwellenunterdrückung, die realisiert werden soll, zu ermöglichen, während auch Flackerrauschen daran gehindert wird, den Rauschfaktor in dem Mischer zu beeinträchtigen.
Jetzt Bezug nehmend auf 1 wird ein Blockdiagramm eines Mischersystems in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 1 gezeigt, ist ein Mischersystem 10 so gekoppelt, dass es ein eingehendes RF-Signal bei einem Mischer 20 empfängt, der das eingehende Signal mit einem Masterzeitsignal mischt. Die Masterzeit kann eine Frequenz von N × LO betragen, wobei N ein Integerwert ist, der einer Anzahl von Verstärkungsstufen (wie weiter unten diskutiert) in dem Mischersystem 10 entspricht, und LO einer Ausgangsfrequenz eines LO entspricht (nicht in 1 gezeigt). In verschiedenen Ausführungsbeispielen kann der LO einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO, englisch: Voltage Controlled Oscillator) umfassen, der eine Sinuswelle erzeugt, die wiederum entlang eines LO-Pfads in ein Rechtecksignal modifiziert werden kann (zum Beispiel über einen Frequenzteiler), so dass die Masterzeit, die dem Mischer 20 bereitgestellt wird, ein Rechtecksignal ist. Der Mischer 20 kann somit das eingehende RF-Signal mit der Masterzeit multiplizieren und das Ergebnis wird dann zwischen mehreren einzelnen Verstärkungsstufen 30 ₀–30 _N-1 rotiert (allgemein Verstärkungsstufe 30). Wie weiter unten beschrieben werden wird, weist jede Verstärkungsstufe 30 einen anderen Verstärkungsfaktor a₀–a_N_₁ auf, der dieser zugeordnet ist.
Ein Schalter 25 kann so gesteuert werden, dass er den Ausgang von dem Mischer 20 zyklisch zu jeder der Verstärkungsstufen 30 rotiert. Die Winkelgeschwindigkeit der Rotation setzt die effektive LO-Frequenz. Zum Beispiel, wenn der Schalter 25 eine Rotation in N Zyklen der Masterzeit abschließt, ist die effektive LO-Frequenz gleich der Masterzeitfrequenz durch N geteilt. In verschiedenen Implementierungen kann der Schalter 25 so gesteuert werden, dass er mit einer bestimmten Verstärkungsstufe 30 verbunden wird, wenn der LO an einem Hochwert ist (d. h., wenn es ein Signal durch den Schalter 25 gibt). Wenn es kein Signal durch den Schalter 25 gibt (d. h., wenn der LO in einem L-Zustand ist), kann er zu der nächsten Verstärkungsstufe 30 rotiert werden. Auf diese Weise trägt der Schalter 25 nicht zu irgendeinem Rauschen bei, und irgendwelche Versätze beim Betrieb des Schalters 25 tragen nicht zu irgendeiner Verschlechterung der Oberwellenunterdrückung bei.
Weiterhin bezugnehmend auf 1 weist jede Verstärkungsstufe 30 einen Eingangs-IF-Port (IF₀–IF_N_₁) auf, der gekoppelt ist, den Ausgang am Mischer 20 zu empfangen, wenn der Schalter 25 eine Verbindung zu dem bestimmten IF-Port ermöglicht. Jede Verstärkungsstufe 30 skaliert das Signal an den IF-Ports (IF₀–IF_n-1), um einen anderen Faktor oder Grad. Diese Stufen erzeugen jede ein resultierendes Signal, das einem Summierblock 40 bereitgestellt wird, der die Ausgänge von all diesen Verstärkungsstufen 30 verbindet, um einen IF-Ausgang zu erzeugen, der einer weiteren Schaltung des Tuners bereitgestellt werden kann, um das empfangene Signal zu verarbeiten. Es ist zu beachten, dass die Ansicht auf hoher Ebene von 1 eine Laststufe, die IF-Filter aufweist, zur Vereinfachung der Darstellung nicht gezeigt ist. Diese Filter können hierin auch als Mischerlasten bezeichnet werden, die in negativer Rückkopplung zu der Laststufe gekoppelt sind, wodurch jeder Verbrauch von Gleichstrom vermieden wird. Es ist zu beachten, dass eine Strom-zu-Spannungskonvertierung an dem Ausgang dieser Mischerlasten auftritt, die in negativer Rückkopplung gekoppelt sind. Da die Mischerlasten (die als RC-Schaltungen implementiert sein können) über einen Operationsverstärker gekoppelt sind, gibt es eine niedrige Ausgangsimpedanz oder eine Spannungsquelle an dem Operationsverstärkerausgang. Der Strom ist in anderen Worten auf eine Spannung konvertiert und der Operationsverstärker treibt diese Spannung durch die Widerstände an, die gewichtet sind, wie weiter unten beschrieben werden wird.
Jede Verstärkungsstufe kann einen anderen Koeffizienten a₀–a_n-1 aufweisen, der so ausgewählt sein kann, dass Oberwellen in dem eingehenden Signal unterdrückt werden. Insbesondere können in einigen Ausführungsbeispielen die a_k Koeffizienten (wobei k = 0 bis N – 1 ist) basierend auf der folgenden periodischen Funktion der Rechteckphasen ausgewählt werden: a_k = sin( 2π / Nk)[1]
Durch Auswählen eines gegebenen Wertes N können die Oberwellen, die durch das Mischersystem 10 unterdrückt werden, gesteuert werden. Wie oben beschrieben, kann die Summierung von allen einzelnen Verstärkungsblocks 30 (d. h. Phasen) am Summierblock 40 aufsummiert werden und einer zusätzlichen Empfängerschaltung bereitgestellt werden.
Implementierungen eines Mischers zum Ermöglichen steuerbarer Oberwellenunterdrückung sowie Rauschunanfälligkeit kann verschiedene Formen annehmen. Jetzt bezugnehmend auf 2 wird ein schematisches Diagramm einer Implementierung eines Mischers in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 2 gezeigt, ist ein Mischer 100 eine Beispielimplementierung eines passiven RHRM, in dem ein eingehendes RF-Signal (RF_P) einer Masterhochfrequenzstufe (Master-RF-Stufe) 102 bereitgestellt wird. Es ist zu beachten, dass 2 nur einen einzelnen symmetrischen Mischer zur Vereinfachung der Darstellung zeigt, aber es versteht sich, dass ein Paar der Schaltungen, die in 2 gezeigt ist, implementiert sein kann, um ein differentielles RF-Signal zu empfangen und zu verarbeiten.
Wie in 2 gezeigt, kann die Master-RF-Stufe 102 einen n-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (nMOSFET) 105 und einen p-Kanal-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (pMOSFET) 106 umfassen, die als Transkonduktoren wirken, die Steueranschlüsse aufweisen, die mit dem RF-Signal (RF_p) verbunden sind, und von denen jeder einen RF-Strom durch einen Drain-Anschluss bereitstellt. Wie in 2 zu sehen, kann der nMOSFET 105 einen Source-Anschluss aufweisen, der mit einem Referenzpotential (zum Beispiel einer Massereferenz) durch einen Widerstand R1 und über einen Referenzspannungsknoten gekoppelt ist, und der nMOSFET 106 weist wiederum einen Source-Anschluss auf, der mit einem Versorgungspotential (Vdd) durch einen Widerstand R2 und über einen Versorgungsspannungsknoten gekoppelt ist.
Die Ausgänge der Master-RF-Stufe 102 werden einer Master-LO-Stufe 110 bereitgestellt (auch als Masterschaltstufe bezeichnet). Die Master-LO-Stufe 110 kann so wirken, dass sie das eingehende RF-Signal mit der Masterzeitfrequenz mischt. Insbesondere wie in 2 gezeigt, kann die Master-LO-Stufe 110 zwei differentielle Paare von Transistoren umfassen, die ein erstes differentielles Paar 113 umfassen, das n MOSFETs 112 und 114 aufweist, die Source-Anschlüsse aufweisen, die so gekoppelt sind, dass sie den RF-Strom von der Master-RF-Vorrichtung 105 empfangen, Gate-Anschlüsse, die so gekoppelt sind, dass sie das Masterzeitsignal (MLO_p und MLO_n) empfangen und Drain-Anschlüsse aufweisen, um einen multiplizierten Ausgangsstrom mehreren Rotationsschaltern einer Rotationsschaltstufe 120 bereitstellen. Die Master-LO-Stufe 110 kann auch ein zweites differentielles Paar 115 umfassen, das pMOSFETs 116 und 118 aufweist mit Source-Anschlüssen, die so gekoppelt sind, dass sie den RF-Strom von der Master-RF-Vorrichtung 106 empfangen, Gate-Anschlüssen, die so gekoppelt sind, dass sie das Masterzeitsignal empfangen, und Drain-Anschlüssen, um einen multiplizierten Ausgangsstrom den Rotationsschaltern der Rotationsschaltstufe 120 bereitzustellen. Diese Master-LO-Stufe 110 stellt somit ein gemischtes Strompaar an einem Paar Ausgangsknoten A und B bereit.
Die Rotationsschaltstufe 120 umfasst mehrere Schaltpaare 120M _0a und 120M _0b bis 120m _n-1a und 120m _n-1b, die durch Steuersignale R_a<N – 1:0> bzw. R_bn – 1:0 gesteuert werden können (es ist zu beachten, dass R_a und R_b getrennte Signale sind), um den Ausgang von Masterschaltvorrichtungen zu jeder von mehreren Mischerlasten 130 zyklisch zu schalten, die aus mehreren Operationsverstärkern 135 ₀–135 _n-1 gebildet sein können. Zwischen die Rotationsschaltungsausgänge und den negativen Eingang zu diesen Operationsverstärkern ist eine entsprechende virtuelle Masse gekoppelt, die durch einen Kondensator realisiert ist, die zwischen dem negativen Eingangsanschluss zu dem Operationsverstärker und einem Referenzpotential (z. B. Masse) gekoppelt ist. Insbesondere wie zu sehen, ist jeder Rotationsschalterausgang mit einem virtuellen Masseknoten VG₀–VG_n-1 gekoppelt, wobei ein entsprechender Kondensator CV₀–CV_n-1 daran gekoppelt ist.
Um des Weiteren einen reduzierten Energieverbrauch zu realisieren, kann die Laststufe 130 die RF-Filter umfassen, die in negativer Rückkopplung zwischen einem Ausgang und den entsprechenden Operationsverstärkern 135 und den negativen Eingangsanschlüssen gekoppelt sind. Insbesondere wie zu sehen, kann ein RC-Filter, der aus einer parallel verbundenen Kapazität und einem Widerstand gebildet wird, bereitgestellt werden, nämlich Mischerlasten oder RC-Filter, die aus R0C0 bis Rn – 1Cn – 1 gebildet sind. Die Mischerlaststufe 130 kann somit ein Verstärken und Filtern von den IF-Signalen durchführen. In einigen Implementierungen kann jeder der IF-Filter die gleiche RC-Wichtung aufweisen. Der Ausgang der entsprechenden Mischerlasten 130 kann durch zusätzliche Verstärkungsstufen und Impedanzen und dann weiter zu Summierblöcken (nicht in 2 gezeigt) bereitgestellt werden, die die entsprechenden Phasen summieren und den IF-Ausgang einem gewünschten Ort bereitstellen.
Es ist zu beachten, dass durch die virtuelle Masse an den Operationsverstärkereingängen die Knoten A und B an den Ausgängen der Masterschaltvorrichtungen diese virtuelle Masse und den Widerstand der Rotationsschalter 120 sehen. Entsprechend kann das Signalschwingen an diesem Knoten reduziert werden. Auf diese Weise können alle Potentiallinearitätsbeschränkungen reduziert werden, die durch das Schwingen an dem Ausgang der Masterschaltstufe 110 verursacht werden.
Auch ist beim Rückblick von der virtuellen Masse des Operationsverstärkereingangs eine hohe Impedanz vorhanden. Als solche tritt das eingangsbezogene Rauschen des Operationsverstärkers nach der Mischerverstärkung auf. Entsprechend kann die Rauschleistung vergleichbar mit einem Einheitsverstärkungspuffer sein.
Aufgrund des Orts der negativen Rückkopplung der Mischerlasten gibt es keinen Gleichspannungseinbruch. Entsprechend kam die Linearität erhöht werden, ohne auf Verstärkung verzichten zu müssen (wenigstens zu einer ersten Ordnung). Des Weiteren wird bezüglich der Schaltungen 100 die zur Verfügung stehende Spannung (die der Differenz zwischen einer Versorgungsspannung und dem Massepotential an den Source-Anschlüssen der Transkonduktoren 105 und 106 entspricht) nur über die Transkonduktoren und die Masterschaltvorrichtungen verwendet. Entsprechend kam eine hohe Linearität möglich sein, da die Spannung über die Transkonduktoren für die gleiche Energieversorgungsspannung höher sein kann. Da das eingangsbezogene Rauschen proportional zu 1/gm der Transkonduktoren ist, da die nMOS- und pMOS-Transconduktoren 105 und 106 parallel sind, aber den gleichen Gleichstrom verwenden, kann ein reduziertes thermisches Rauschen realisiert werden.
Jetzt bezugnehmend auf 3 wird ein schematisches Diagramm eines Quadraturmischers in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 3 gezeigt, kann ein Mischer 200 so gekoppelt sein, dass er ein eingehendes RF-Signal (d. h. RF_N und RF_P) und eine positive und eine negative Masterzeit (d. h. MLO_N und MLO_P) empfängt und diese Signale in einem RF-Teil 205 mischt (der der Schaltung 100 von 2 und ihrem differentiellen Mischerteil entsprechen kam), um somit IF-Ausgänge einem phasengleichen IF-Teil 212 und einem Quadraturphasen-IF-Teil 214 bereitzustellen. Wie zu sehen, kann der phasengleiche IF-Teil 212 mehrere Widerstände 213 _N-1–213 ₀ umfassen, deren Ausgänge wiederum einem differentiellen Verstärker 220 bereitgestellt werden, der zum Summieren von allen Signalen wirkt und einen differentiellen Spannungsausgang I_out bei einer gewünschten IF-Frequenz bereitstellt. Es ist zu beachten, dass Rückkopplungswiderstände R_f und Rückkopplungskondensatoren C_f zwischen den jeweiligen Ausgangs- und Eingangsanschlüssen des differentiellen Verstärkers 220 gekoppelt sind. Ähnlich kann der Quadratur-IF-Teil 214 einen Phasenschieber 210 umfassen, der wiederum mit Widerständen 217 _N-1–217 ₀ gekoppelt ist, deren Ausgänge einem differentiellen Verstärker 230 zum Summieren zu Ausgängen eines differentiellen Spannungsausgangs Q_out bereitgestellt werden. Wie zu sehen, kann der Phasenschieber 210 eine Phasenverschiebung von N/4 bereitstellen, so dass er phasenverschobene IF-Ausgänge bereitstellt. Es ist zu beachten, dass die Widerstände 213 und 217 entsprechend gewichtet sein können, um eine Wichtung in Übereinstimmung mit zum Beispiel einer Sinuswelle zu gewährleisten. Auf diese Weise stellt der Mischer 200 I- und Q-IF-Ausgänge bereit.

In verschiedenen Ausführungsbeispielen kann jeder Widerstand 213 einen anderen Wert aufweisen. Insbesondere gilt in einem Ausführungsbeispiel:

wobei Runit ein Einheits- oder normalisierter Widerstandswert ist. In einigen Ausführungsbeispielen kann der Einheitswiderstandswert auf einem Widerstandsverhältnis basieren, so dass die verschiedenen Widerstände eine Sinuswelle so nah wie möglich approximieren, um eine Oberwellenunterdrückung zu verbessern. In einigen Ausführungsbeispielen können die Integerverhältnisse mit Widerständen implementiert sein, die parallel für jeden R₁<k> verbunden sind, wobei jeder Widerstand einheitliche Länge/Breite aufweist. Diese Widerstandsverhältnisse können Integer-Annäherungen einer Sinuswelle in einigen Ausführungsbeispielen sein. Zum Beispiel in einer Implementierung für 16 Sinuswellenkoeffizienten können mehrere Integerwerte so gewählt werden, dass eine Oberwellenunterdrückung dritter Ordnung von ungefähr 56 dB gewährleistet ist, mit einer Oberwellenunterdrückung fünfter Ordnung von ungefähr 53 dB und eine Oberwellenunterdrückung siebter Ordnung von ungefähr 48 dB. Wie in Tabelle 1 unten gezeigt, können verschiedene Integerpassungen für eine Sinuswelle in verschiedenen Ausführungsbeispielen verwendet werden, was verschiedene Niveaus an Oberwellenunterdrückung in einer Implementierung bereitstellt. Tabelle 1

								dB	dB	dB	dB
Sinuswellenkoeffizient (N = 16)								S/3	S/5	S/7	S/9
9	17	22	24	22	17	9	0	56	53	48	51
2	12	20	25	26	23	17	8	47	56	42	54
8	17	23	26	25	20	12	2	47	56	52	54
3	13	21	26	27	24	17	8	52	50	48	51
8	17	24	27	26	21	13	3	52	50	48	51
4	14	22	27	28	24	17	7	45	46	51	53
4	15	24	29	30	26	18	8	51	49	48	51
8	18	26	30	29	24	15	4	51	49	49	51

Des Weiteren wenn Viertel-Sinuswellenkoeffizienten verwendet werden, können Integerverhältnisse von 0,9^1/5, 17,22^1/5 und 24 für eine Viertel-Sinuswelle realisiert werden, was eine Oberwellenunterdrückung über 65 dB bereitstellt. Durch eine Verwendung von Integern zur Annäherung einer Sinuswelle kann eine Unanfälligkeiten gegen Endeffekte und Modellfehler realisiert werden. Es ist weiter zu beachten, dass verschiedene Wichtungswerte, die verwendet werden, in einer anderen Ordnung auf die Phasen als die oben gezeigte angewendet werden können.
Die Widerstände 217 wiederum können Werte aufweisen, die eine ”Kosinus”-Welle nachahmen, eher als eine ”Sinus”-Welle. In solchen Implementierungen können die Quadraturphasenwiderstände in Übereinstimmung mit der folgenden Gleichung sein:
In verschiedenen Ausführungsbeispielen kann eine verbesserte Bildunterdrückung durch einen solchen Quadraturmischer realisiert werden. Dies liegt daran, dass ein Abstimmen zwischen einem I- und einem Q-Ausgang nur durch Abstimmen des IF-Abschnitts bestimmt ist, für die gleichen Gründe wie oben diskutiert. Das heißt, da Versätze in den Master-LO-Vorrichtungen und den Master-RF-Vorrichtungen keine Verstärkungs-/Phasenfehler zwischen den verschiedenen IF-<k>-Ausgängen bewirken, weisen die Quadratursignale, die von diesen IF-Ausgängen abgeleitet sind, eine verbesserte Bildunterdrückung auf.
Rotationsschalter, so wie die Schalter 120, die in 2 gezeigt sind, können in einer Anzahl von Arten implementiert sein. Wie zu sehen, kann die Rotationsschaltstufe 120 mehrere nMOSFET-Paare 120M _0a,b–120 _n-1a,b umfassen, von denen jedes einen Source-Anschluss aufweist, der so gekoppelt ist, dass er eines von den Strompaaren von einem entsprechenden der Ausgangsknoten der Masterschaltstufe 110 empfängt. Des Weiteren kann jeder MOSFET einen Gate-Anschluss aufweisen, der von einem anderen von mehreren Steuersignalen R0_a,b<0:N – 1> gesteuert ist. Wie oben beschrieben, kann jeder MOSFET zyklisch so gesteuert sein, dass jeder MOSFET eingeschaltet wird, um über seinen Drain-Anschluss das Stromeingangssignal für einen bestimmten Teil des LO-Zyklus auszugeben. Somit können die Ausgänge des Rotationsschalters 120 an mehreren Ausgangsknoten an dem virtuellen Masseeingang den Rotationsverstärkern der Mischerlast 130 von 2 bereitgestellt werden.
Um dem Rotationsschalter 120 zu ermöglichen, den Eingangsstrom zwischen seinen verschiedenen Ausgängen zu rotieren, können in einem Ausführungsbeispiel die Gates der MOSFETs in Übereinstimmung mit den Zeitsteuerungsdiagrammen angetrieben werden, die in 4A bzw. 4B gezeigt werden. 4A zeigt die Masterzeitfrequenz für den positiven Eingangsstrom (d. h. MLO_P), der ein Rechtecksignal ist. Wie in 4 gezeigt, können für eine bestimmte Periode des LO N-Zyklen der Masterzeit erzeugt werden. Ein MOSFET von jedem MOSFET-Paar der Rotationsschalter kann wiederum zyklisch durch ein bestimmtes Steuersignal Rk_n-1a gesteuert werden, wobei k von 1 bis N variiert. Es ist zu beachten, dass diese Steuersignale auch Rechtecksignale sind, die eine Pulsbreite aufweisen, die gleich ungefähr einer Zeitperiode der Masterzeit ist. Des Weiteren ist zu beachten, dass die Steuersignale einzeln auf einen H-Zustand während eines Niedrigteils der Masterzeit geschaltet sind. Während ein Schalten bei ungefähr der Hälfte durch einen L-Zustand der Masterzeitfrequenz gezeigt ist, ist der Bereich der vorliegenden Erfindung nicht diesbezüglich beschränkt. Durch Einschalten jeden MOSFETs wiederum, während einer einzelnen Periode des LO kann ein MOSFET von jedem MOSFET-Paar für eine Zeitperiode von LO geteilt durch N eingeschaltet sein.
Wie in 4B gezeigt, können ähnliche Zeitsteuerungsmechanismen für die negativen Masterzeitsignale ermöglicht werden, d. h. MLO_N. Es ist zu beachten, dass positive und negative Masterzeitsignale zueinander komplementäre Versionen sind. Die Übergänge in den Steuerungssignalen Rk_n-1b, wobei k gleich 1 bis N ist, treten auf, wenn die Masterzeit in einem L-Zustand ist. Somit gibt es keinen Strom in den Rotationsschaltern, wenn die Gates der MOSFETs umgeschaltet werden, und irgendwelche beliebigen Versätze zwischen den MOSFETs in den Rotationsschaltern beeinträchtigen nicht ihren Ausgang. Es ist zu beachten, dass das gleiche für irgendein Rauschen in den Schaltern stimmt. Alle Versätze in den Master-LO-Vorrichtungen betreffen alle Ausgänge der Rotationsschalter gleichermaßen. Des Weiteren betreffen alle Versätze in den Master-RF-Vorrichtungen alle Ausgänge der Rotationsschalter gleichermaßen, da es der gleiche RF-Strom ist, der zyklisch zwischen den verschiedenen Mischerausgängen rotiert. Entsprechend verursachen Versätze sowohl in den RF- als auch den LO-Vorrichtungen nicht irgendeine Verschlechterung der Oberwellenunterdrückung. Stattdessen sind nur die Komponenten, die so eine Verschlechterung der Oberwellenunterdrückung verursachen könnten, Vorrichtungen in den IF-Teilen (d. h. Mischerlasten 130 von 2). Für einen Herunterkonvertierungsmischer, so wie er in verschiedenen Empfängerarchitekturen verwendet wird, da die IF bei einer viel geringeren Frequenz ist als das empfangene RF-Signal, kann die negative Rückkopplungsstufe bereitgestellt werden und irgendwelche Verstärkungs-/Phasenfehler, die von diesen Stufen verursacht werden, sind im Wesentlichen von passiven Komponenten, so wie Widerständen und Kondensatoren abhängig, und nicht von aktiven Komponenten so wie Transistoren. Da für ein typisches IC-Verfahren, so wie ein CMOS-Verfahren, passive Komponenten viel besser zueinander passen als ihre aktiven Gegenstücke, kann ein Ermöglichen von Versatzfehlern zwischen passiven Komponenten eine Verschlechterung der Oberwellenunterdrückung stark reduzieren.
Ein Mischer in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verschiebt somit die Vorrichtungsanpassungsprobleme einer Oberwellenunterdrückung von Hochfrequenz-RF/LO-Vorrichtungen zu IF-Vorrichtungen einer niedrigeren Frequenz und verschiebt des Weiteren Vorrichtungsanpassungsprobleme von schlecht passenden aktiven Vorrichtungen zu besser passenden passiven Vorrichtungen. So ein Mischer kann eine verbesserte Oberwellenunterdrückung erreichen, während sowohl Energieverbrauch als auch Chipplatz, der durch den Mischer verbraucht wird, reduziert wird.
Da eine passive Implementierung eines Oberwellenunterdrückungsmischers mit sehr geringem Rauschen, hoher Linearität und niedriger Leistung realisiert werden kann, ist es möglich, den Mischer direkt mit einem RF-Eingangssignal zu koppeln, das durch eine Antenne empfangen wird, wodurch das Bedürfnis für eine konventionelle RF-Eingangsschaltung vermieden wird, die einen Verstärker, so wie einen Niederrauschverstärker, einen Vorfilter und einen Balun umfasst. Jetzt Bezug nehmend auf 5 wird ein schematisches Diagramm eines Teils eines Mischers in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt, der direkt mit einer Eingangsantenne gekoppelt ist. Wie in 5 gezeigt, ist eine Schaltung 400 so gekoppelt, dass sie einen RF-Eingang direkt von einem RF-Empfänger 420 empfängt, der wiederum mit einer Antenne 410 gekoppelt ist. Dieses unsymmetrische RF-Eingangssignal ist durch ein Paar Kondensatoren C1 und C2 gekoppelt, die als Gleichstromblock wirken, um so das Eingangs-RF-Signal den Eingangsanschlüssen eines Paars von Master-RF-Vorrichtungen 402 (gm_n) und 404 (gm_p) einzugeben. Wie in dem Ausführungsbeispiel von 5 zu sehen, kann die Master-RF-Vorrichtung 402 ein nMOSFET sein, der einen Source-Anschluss aufweist, der so gekoppelt ist, dass er das RF-Eingangssignal empfängt, einen Gate-Anschluss aufweist, der durch eine Vorspannung Vbn vorgespannt ist, und der einen Drain-Anschluss zum Bereitstellen eines RF-Stroms aufweist. Ähnlich kann die Master-RF-Vorrichtung 404 ein pMOSFET sein, der einen Source-Anschluss aufweist, der so gekoppelt ist, dass er das RF-Eingangssignal empfängt, einen Gate-Anschluss aufweist, der durch eine Vorspannung Vbp vorgespannt ist, und einen Drainanschluss aufweist, um einen RF-Strom bereitzustellen.
Wie zu sehen, können die Source-Anschlüsse der Master-RF-Vorrichtung des Weiteren jeweils mit einer Versorgungsspannung und einer Massespannung gekoppelt sein. Insbesondere kann die Master-RF-Vorrichtung 402 einen Sourceanschluss aufweisen, der über eine Impedanzschaltung gekoppelt ist, die einen Widerstand Rd und eine Spule L2 aufweist, mit einem Referenzpotential an einem ersten Knoten N1. Die Master-RF-Vorrichtung 404 weist wiederum einen Source-Anschluss auf, der durch eine Impedanzschaltung, die einen Widerstand Rd und eine Spule L1 zu einer Versorgungsspannung an einem zweiten Knoten N2 umfasst.
Wie des Weiteren in 5 zu sehen, kann eine Masterschaltstufe 410 mit differentiellen Paaren implementiert werden. Insbesondere koppelt die Master-RF-Vorrichtung 402 mit einem ersten differentiellen Paar 413. Der Drain-Anschluss des MOSFET 402 kann nämlich mit dem Source-Anschluss eines Paars von nMOSFETs 412 und 414 eines ersten differentiellen Paars 413 gekoppelt werden. Wie zu sehen, kann jeder dieser Transistoren des differentiellen Paars durch eine entgegengesetzte Polarität der Masterzeit gesteuert werden, nämlich MLO_N und MLO_P. Die Drain-Anschlüsse der MOSFETs 412 und 414 können wiederum mit den jeweiligen Ausgangsknoten der Masterschaltstufe 410 gekoppelt sein, nämlich den Knoten A und Knoten B. Ähnlich kann ein Drain-Anschluss der Master-RF-Vorrichtung 404 mit den Source-Anschlüssen eines zweiten differentiellen Paars 415 gekoppelt sein, was aus einem Paar pMOSFETs 416 und 418 gebildet sein kann. Wie zu sehen, kann jeder dieser Transistoren des differentiellen Paars durch eine entgegen gesetzte Polarität der Masterzeit gesteuert werden. Die Drain-Anschlüsse der MOSFETs 416 und 418 können mit den jeweiligen Ausgangsknoten A und B der Masterschaltstufe 410 gekoppelt sein.
Der verbleibende RF-Abschnitt des Mischers 400, nämlich die Rotationsschaltstufe 420 und die Laststufe 430, kann in ähnlicher Weise wie die Stufen 120 und 130, die oben in 2 beschrieben sind, konfiguriert sein. Und in ähnlicher Weise wie oben mit Bezug auf zum Beispiel 3 beschrieben, können die Ausgänge des RF-Abschnitts den Verstärkungsstufen und Summierern bereitgestellt werden, um so Quadratur-IF-Signale zu erzeugen, die einer weiteren Empfängerschaltung bereitgestellt werden können.
Wie in 5 zu sehen, weist die Transkonduktanzstufe, die von den MOSFETs 402 und 404 gebildet wird, eine gemeinsame Gate-Konfiguration auf, die eine geringe Eingangsimpedanz und eine hohe Linearität bereitstellt, was einem niedrigen Rauschfaktor zugute kommt. Des Weiteren können die Lastwiderstände des Mischers von höheren Werten sein, was zu einem niedrigen Rauschfaktor der Eingangsstufe führt. Zusätzlich kann die Verstärkung, die einem IF-Abschnitt des Mischers bereitgestellt wird, auch höher sein, was ermöglicht, dass ein Rauschen von folgenden Stufen mit Bezug auf den Eingang klein ist.
Zum Beispiel unter der Annahme, dass Anpassen zwischen den Transkonduktoren der Eingangsstufe (wobei (1/gm_p + Rd) etwa gleich (1/gm_n + Rd) ist), und die gleich 25 Ω ist, können die Laststufen etwa 4 kΩ mit entsprechenden Lastkondensatoren von ungefähr 4 pF sein. Unter der Annahme, dass N, das der Anzahl von Stufen entspricht, gleich 8 ist, kann ein Rauschfaktor der Eingangsstufe unter ungefähr 3 dB sein.
Des Weiteren kann durch Nichtverwenden eines Balun kein Verlust oder eine Rauschfaktor-Verschlechterung diesem zugeordnet sein, was weiter zu einem niedrigen Rauschfaktor beiträgt. Noch weiter kann eine Störung zweiter Ordnung, die durch eine asymmetrische Reaktion auf positive und negative Halbzyklen eines Eingangssignals verursacht wird, reduziert werden, da die Eingangsstufenkonfiguration eine hohe IIP2 durch Abstimmen der nMOSFETs und pMOSFETs in der Transkonduktorstufe und der Masterschaltstufe gewährleistet.
Des Weiteren ist 1/gm_p ein kleiner Anteil des gesamten Gegenkopplungswiderstandes (einschließlich Antennenimpedanz), zum Beispiel 1/10, so dass irgendein Versatz von 1/gm_p im Vergleich zu 1/gm_n reduziert sind. Eine ausreichende IIP2 Leistungssfähigkeit ist mit einem Mischer in Übereinstimmung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung möglich, ein Balun kann vermieden werden.
Ausführungsbeispiele sehen des Weiteren einen hohen IIP3 vor, der etwa proportional zu Von (1 + gmRd)^3/2 ist. Hier entspricht Rd dem Gegenkopplungswiderstandes auf dem Chip und der Antennenimpedanz und kann somit etwa gleich zu 75 Ω sein und somit ist gmRd ungefähr 8–10, was zu IIP3 über 20 dB führt. Es ist zu beachten, dass die Impedanz an dem Rotationsschaltstufeneingang relativ klein sein kann (zum Beispiel weniger als ungefähr 30 Ω) bei allen Frequenzen, wo Blockierungen möglich sind.
Ausführungsbeispiele gewährleisten des Weiteren RF-Anpassen und Unempfindlichkeit aufgrund des Schaltschemas der Rotationsschalter. Des Weiteren, da das erste Spannungssignal auf dem Chip ein herunterkonvertiertes IF-Signal durch direkte Verbindung der Antenne zu dem Mischer ist, können bessere Blockierverhältnisse realisiert werden. Das heißt, da eine negative Rückkopplung bei niedrigeren Frequenzen implementiert wird, können größere Ausbrüche toleriert werden, ohne das Signal bei geringen Frequenzen zu stören und zusätzlich können die herunterkonvertierten Sperren durch die IF-Filter stark gefiltert werden. Des Weiteren können Ausführungsbeispiele einen viel geringeren Energieverbrauch gewährleisten als mit einer konventionellen Implementierung, die einen LNA umfasst. Des Weiteren kann der Energieverlust des Mischers durch die passiven Rotationsschalter und Fehlen von Gleichstrom, der durch die Last fließt, vermieden werden.
Zusätzlich zu verbesserter Oberwellen- und Bildunterdrückung, die durch Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung bereitgestellt werden, können bessere Intermodulationsprodukte zweiter Ordnung (IP₂) ebenfalls erreicht werden.
Jetzt bezugnehmend auf 6 wird ein Blockdiagramm einer Empfängereingangsarchitektur in Verbindung mit einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 6 gezeigt, kann ein Empfänger 500 einen passiven Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer umfassen, der wie zum Beispiel in 5 konfiguriert ist. Entsprechend können eingehende RF-Signale, die an einer Antenne 510 empfangen werden, durch die Kondensatoren C1 und C2 direkt mit dem Mischer gekoppelt werden. Insbesondere wie zu sehen, können die eingehenden RF-Signale direkt einem RF-Abschnitt 520 bereitgestellt werden. In einem Ausführungsbeispiel kann dieser RF-Abschnitt wie in 5 gezeigt konfiguriert sein. Die resultierenden IF-Signale können dann entsprechenden IF-Abschnitten 530I und 530Q bereitgestellt werden. Wie zu sehen, können diese IF-Abschnitte gewichtete Widerstände und Summierer umfassen, um so Quadratur-IF-Signale I_out und Q_out zu erzeugen. Diese Signale können einer weiteren Schaltung zur zusätzlichen Verarbeitung bereitgestellt werden. Im Ausführungsbeispiel, das in 6 gezeigt ist, können solche Schaltungen Verstärker umfassen, so wie ein programmierbarer Verstärker (PGA), Filter und ein Analog-Digitalkonverter (ADC) umfassen (allgemein 540I und 540Q), um so Signale niedrigerer Frequenz zu Digitalbasisbandsignalen zu konvertieren, wo sie in einem digitalen Signalprozessor (DSP) 500 verarbeitet werden können. Als Teil der Verarbeitung kann der DSP 550 so konfiguriert sein, dass er Demodulationen auf dem eingehenden Signal durchführt, um so demodulierte Signale bereitzustellen, die Audioausgangssignalen, demodulierten Daten oder so weiter entsprechen können. Auch wenn auf dieser hohen Ebene in dem Ausführungsbeispiel von 6 gezeigt, versteht sich, dass der Bereich der vorliegenden Erfindung nicht diesbezüglich beschränkt ist.
Wenn die vorliegende Erfindung mit Bezug auf eine beschränkte Anzahl von Ausführungsbeispielen beschrieben worden ist, werden Fachleute zahlreiche Modifikationen und Variationen davon abschätzen. Es ist beabsichtigt, dass die anliegenden Ansprüche all diese Modifikationen und Variationen abdecken, soweit sie in den wahren Geist und Bereich der vorliegenden Erfindung fallen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 7756504 [0002]

Claims

Vorrichtung, umfassend: eine Masterhochfrequenzvorrichtung (Master-RF-Vorrichtung) zum Empfangen eines eingehenden Hochfrequenzsignals (RF-Signal) und Bereitstellen eines Hochfrequenzstroms (RF-Strom), wobei die Master-RF-Vorrichtung einen ersten Transkonduktor aufweist, der zum Empfangen des eingehenden RF-Signals ist und der mit einem Referenzpotentialknoten gekoppelt ist, und einen zweiten Transkonduktor aufweist, der zum Empfangen des eingehenden RF-Signals ist und der mit einem Versorgungsspannungsknoten gekoppelt ist; eine Masterlokaloszillatorvorrichtung (Master-LO-Vorrichtung), die mit einem Ausgang der Master-RF-Vorrichtung gekoppelt ist, wobei die Master-LO-Vorrichtung zum Empfangen des RF-Stroms und zum Mischen des RF-Stroms mit einem Masterzeitsignal zum Erhalten eines gemischten Signalpaars ist, wobei die Master-LO-Vorrichtung ein erstes differenzielles Paar aufweist, das mit dem ersten Transkonduktor gekoppelt ist, und ein zweites differentiales Paar aufweist, das mit dem zweiten Transkonduktor gekoppelt ist; einer Rotationsschaltstufe, die mit der Master-LO-Vorrichtung zum zyklischen Schalten des gemischten Signalpaars zu einem von mehreren Ausgangsports der Rotationsschaltstufe gekoppelt ist, wobei die Rotationsschaltstufe mehrere Schaltpaare umfasst, jedes zum Empfangen von einem von dem gemischten Signalpaar; mehrere Mischerlasten, von denen jede mit einem der mehreren Ausgangsports gekoppelt ist, jede der mehreren Mischerlasten zum Durchführen von Verstärken und Filtern des gemischten Signalpaars ist, wobei jede der mehreren Mischerlasten einen Operationsverstärker umfasst, der einen ersten Eingangsanschluss, der mit einem entsprechenden Ausgangsport gekoppelt ist, und einen zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einem Referenzpotential aufweist; und mehrere Widerstände, von denen jeder mit einer der mehreren Mischerlasten zum Wichten der Ausgänge der entsprechenden Mischerlast und zum Bereitstellen eines Ausgangs zu einem Summierer gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei welcher der erste und der zweite Transkonduktor zum durch das eingehende RF-Signal gesteuert Sein und zum Durchlassen des RF-Stroms an die Master-LO-Vorrichtung sind.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei welcher das erste differentielle Paar von einer ersten Polarität eines Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistors (MOSFET) und das zweite differentielle Paar von einer zweiten Polarität eines MOSFET ist, wobei ein Ausgangsanschluss von einem des ersten differentiellen Paars und einem Ausgangsanschluss von einem des zweiten differentiellen Paars so gekoppelt sind, dass sie ein erstes des gemischten Signalpaars bereitstellen, und das zweite differentielle Paar ein Ausgangsanschluss eines zweiten des ersten differentiellen Paars und ein Ausgangsanschlusses eines zweiten des zweiten differentiellen Paars so gekoppelt sind, dass sie ein zweites des gemischten Signalpaars bereitstellen.
Vorrichtung nach Anspruch 3, bei welcher jedes der Schaltpaare einen ersten Transistor zum Empfangen des ersten des gemischten Signalpaars und zum Ausgeben des ersten des gemischten Signalpaars umfasst, wenn der erste Transistor durch ein erstes Steuersignal eingeschaltet ist, und einen zweiten Transistor zum Empfangen des zweiten des gemischten Signalpaars und zum Ausgeben des zweiten des gemischten Signalpaars umfasst, wenn der zweite Transistor durch ein zweites Steuersignal eingeschaltet ist, wobei ein Wert des ersten und des zweiten Steuersignals geändert wird, wenn ein Wert des Masterzeitsignals einer ersten Polarität in einem L-Zustand ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, des Weiteren eine Kapazität umfassend, die mit einem ersten Eingangsanschluss von jedem der Operationsverstärker der mehreren Mischerlasten an einem virtuellen Masseknoten gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 5, des Weiteren einen Filter umfassend, der in einer Rückkopplungsschleife zwischen einem Ausgang und dem ersten Eingangsanschluss von jedem der Operationsverstärker der mehreren Mischerlasten gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 6, bei welcher der Filter einen Kondensator umfasst, der parallel zu einem Widerstand gekoppelt ist, wobei kein Gleichstrom durch den Filter fließt.
Vorrichtung, umfassend: eine Masterhochfrequenzvorrichtung (Master-RF-Vorrichtung) zum Empfangen eines eingehenden unsymmetrischen Hochfrequenzsignals (RF-Signal) und zum Bereitstellen eines ersten und eines zweiten Hochfrequenzstroms (RF-Strom); eine Masterlokaloszillatorvorrichtung (Master-LO-Vorrichtung), die mit einem Ausgang der Master-RF-Vorrichtung gekoppelt ist, wobei die Master-LO-Vorrichtung zum Empfangen des ersten und des zweiten RF-Stroms und zum Mischen jeden des ersten und des zweiten RF-Stroms mit einem Masterzeitsignal einer ersten Polarität und einer zweiten Polarität zum Erhalten eines gemischten Signalpaars ist; einen Rotationsschalter, der mit der Master-LO-Vorrichtung zum zyklischen Schalten des gemischten Signalpaars auf einen von mehreren virtuellen Masseknoten an einem Ausgang des Rotationsschalters gekoppelt ist; mehrere Operationsverstärker, von denen jeder einen ersten Eingangsanschluss aufweist, der mit einem der mehreren virtuellen Masseknoten gekoppelt ist, wobei jeder der mehreren Operationsverstärker einen Rückkopplungsfilter aufweist, der damit gekoppelt ist; und mehrere Verstärkungsstufen, von denen jede mit einem der mehreren Operationsverstärker gekoppelt ist, um den Ausgang der entsprechenden Operationsverstärker zu wichten.
Vorrichtung nach Anspruch 8, des weiteren einen Summierer umfassend, der mit den mehreren Verstärkungsstufen zum Summieren eines Ausgangs von jeder der Verstärkungsstufen gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 8, bei welcher die Master-RF-Vorrichtung einen ersten und einen zweiten Transkonduktor zum durch das eingehende RF-Signal gesteuert Sein und zum Durchlassen des ersten und des zweiten RF-Stroms zu der Master-LO-Vorrichtung umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 8, bei welcher der Rotationsschalter ein passiver Schalter ist.
Vorrichtung nach Anspruch 8, bei welcher die Vorrichtung einen passiven Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer (RHRM) umfasst.
Vorrichtung nach Anspruch 12, bei welcher der passive RHRM mit dem eingehenden unsymmetrischen RF-Signal direkt mit einer Antenne gekoppelt ist.
Vorrichtung nach Anspruch 8, bei welcher der Rückkopplungsfilter, der mit jedem der Operationsverstärker gekoppelt ist, einen Widerstand und einen Kondensator umfasst, die parallel zwischen einem Ausgang des entsprechenden Operationsverstärkers und dem ersten Eingangsanschluss des entsprechenden Rotationsverstärkers gekoppelt sind.
System, umfassend: eine Antenne zum Empfangen eines Hochfrequenzsignals (RF-Signal); einen passiven Rotationsoberwellenunterdrückungsmischer (RHRM), der direkt mit der Antenne zum Empfangen und Herunterkonvertieren des RF-Signals auf ein zweites Frequenzsignal gekoppelt ist, wobei der passive RHRM umfasst: eine Transkonduktorstufe zum Empfangen des RF-Signals und zum Konvertieren des RF-Signals in ein Hochfrequenzstrompaar (RF-Strompaar); eine Mischstufe zum Herunterkonvertieren des RF-Strompaars in ein Strompaar mit einer zweiten Frequenz; eine passive Schaltstufe zum Empfangen des Strompaars mit der zweiten Frequenz und zum zyklischen Rotieren des Strompaars mit der zweiten Frequenz zu mehreren virtuellen Masseknoten; eine Laststufe, die mehrere Operationsverstärker aufweist, die jeder mit einem entsprechenden der virtuellen Masseknoten gekoppelt sind; eine Zweite-Frequenz-Schaltung zum Empfangen und Verarbeiten des Signals mit der zweiten Frequenz; und einen Demodulator, der mit der Zweite-Frequenz-Schaltung zum Demodulieren des verarbeiteten Signals mit der zweiten Frequenz gekoppelt ist, um das demodulierte Signal zu erhalten.
System nach Anspruch 15, des Weiteren umfassend ein Paar Kapazitäten, die mit der Antenne zum Wechselstromkoppeln des RF-Signals mit dem passiven RHRM gekoppelt sind.
System nach Anspruch 15, des Weiteren umfassend eine erste Spule, die zwischen einem Referenzspannungsknoten und einem ersten Eingangsanschluss der Transkonduktorstufe gekoppelt ist, und eine zweite Spule, die zwischen einen Versorgungsspannungsknoten und einen zweiten Eingangsanschluss der Transkonduktorstufe gekoppelt ist.
System nach Anspruch 15, bei welchem die Mischstufe eine Masterlokaloszillatorvorrichtung (Master-LO-Vorrichtung) zum Empfangen des RF-Strompaars und Mischen des RF-Strompaars mit einem Masterzeitsignal zum Erhalten des Paars mit der zweiten Frequenz umfasst, wobei die Master-LO-Vorrichtung ein erstes und ein zweites differentielles Paar umfasst, die mit der Transkonduktorstufe gekoppelt sind.
System nach Anspruch 18, bei welchem die passive Schaltstufe einen ersten Transistor zum Empfangen eines ersten des Paars mit der zweiten Frequenz und zum Ausgeben des ersten des Paars mit der zweiten Frequenz umfasst, wenn der erste Transistor durch ein erstes Steuersignal eingeschaltet ist, und einen zweiten Transistor zum Empfangen eines zweiten des Paars mit der zweiten Frequenz und zum Ausgeben des zweiten des Paars mit der zweiten Frequenz umfasst, wenn der zweite Transistor durch ein zweites Steuersignal eingeschaltet ist, wobei ein Wert des ersten und des zweiten Steuersignals gewechselt wird, wenn ein Wert des Masterzeitsignals in einem L-Zustand ist.
System nach Anspruch 19, bei welchem die Laststufe des Weiteren einen Filter umfasst, der in einer Rückkopplungsschleife zwischen einem Ausgang und einem Eingang von jedem der Operationsverstärker gekoppelt ist, wobei der Filter einen Kondensator umfasst, der parallel zu einem Widerstand gekoppelt ist, wobei kein Gleichstrom durch den Filter fließt.
System nach Anspruch 15, bei welchem der passive RHRM direkt mit der Antenne ohne einen Niederrauschverstärker, einen Balun oder einen Nachlauffilter gekoppelt ist.