DE102008059157B4

DE102008059157B4 - Differenzielles Bandpassfilter mit symmetrisch verflochtenen Induktivitäten

Info

Publication number: DE102008059157B4
Application number: DE102008059157.2A
Authority: DE
Inventors: Svetozar Broussev; Jani Jaervenhaara; Joni Jaervi; Ivan Uzunov; Lars Persson
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2007-11-28
Filing date: 2008-11-27
Publication date: 2016-01-21
Anticipated expiration: 2028-11-28
Also published as: DE102008059157A1; US20090134954A1; US7808310B2

Abstract

Dynamisch einstellbares differenzielles Bandpassfilter, wobei das differenzielle Bandpassfilter einen differenziellen Eingang mit einem ersten Eingangsanteil (408) und einem zweiten Eingangsanteil (414) sowie einen differenziellen Ausgang mit einem ersten Ausgangsanteil (410) und einem zweiten Ausgangsanteil (416) umfasst, wobei das differenzielle Bandpassfilter ferner umfasst: einen ersten Abschnitt (406) des differenziellen Bandpassfilters (400; 800), wobei der erste Abschnitt (406) den ersten Eingangsanteil (408) und den ersten Ausgangsanteil (410) mit einer ersten Induktivität (402) dazwischen aufweist; und einen zweiten Abschnitt (412) des differenziellen Bandpassfilters (400; 800), welcher parallel zu dem ersten Abschnitt (406) verläuft, wobei der zweite Abschnitt (412) den zweiten Eingangsanteil (414) und den zweiten Ausgangsanteil (416) mit einer zweiten Induktivität (404) dazwischen aufweist, wobei die zweite Induktivität (404) symmetrisch mit der ersten Induktivität (402) verflochten ist.

Description

Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein dynamisch einstellbares differentielles Bandpassfilter sowie ein Verfahren zum Abstimmen eines solchen Filters.
Hintergrund der Erfindung
Empfänger werden in einer Vielzahl von Konsumgüter- und gewerblichen Systemen, wie z. B. Radios, Fernsehern, Videorekordern und anspruchsvolleren Vorrichtungen, welche Kabelmodems und Kabelsettopboxen umfassen, verwendet. Im Wesentlichen können Empfänger einen weiten Bereich von verfügbaren Kanälen empfangen und einen bestimmten Kanal oder Unterkanal davon auswählen. Ein Bandpassfilter ist eine Komponente, welche dazu beiträgt, diese Funktionalität zu unterstützen.
Bei einem Kabelfernsehsystem überträgt z. B. ein Kabelanbieter mehrere Fernsehkanäle über ein breites Frequenzspektrum. Jedem Kanal ist ein eindeutiges Frequenzband zugeordnet, wodurch eine Störung zwischen benachbarten Kanälen verringert wird. 1 zeigt z. B. ein Frequenzzuordnungsdiagramm 100, welches einen Frequenzbereich in dem elektromagnetischen Spektrum zeigt, welches Kabelfernsehkanälen in den Vereinigten Staaten zugeordnet ist. Wie gezeigt, sind Gruppen von Fernsehkanälen verschiedenen Frequenzbereichen zugeordnet (z. B. sind Kanäle 2–6 dem unteren VHF-Bereich bei 54 bis 88 MHz zugeordnet), wobei jeder Fernsehkanal über ein eindeutiges 6 MHz Frequenzband übertragen wird. Zum Beispiel entspricht Kanal 2 einem Frequenzbereich von 54 MHz bis 60 MHz, Kanal 3 einem Frequenzbereich von 60 bis 66 MHz usw. Jeder Fernsehkanal weist häufig Unterkanäle auf, wie z. B. einen Video- oder Bildunterkanal und einen Audio- oder Tonunterkanal.
Um einen bestimmten Kanal oder Unterkanal aus dem Frequenzspektrum auszuwählen, weisen Empfänger typischerweise ein Durchlassbandfilter auf, welches nur einem begrenzten Frequenzbereich ermöglicht, zu passieren. 2 zeigt eine ideale Übertragungskennlinie 200 für ein ideales Bandpassfilter, welche aufweist: einen unteren Sperrbereich 202, worin die Übertragung (|T|) null ist, einen Durchlassbereich 204, worin die Übertragung eins ist, und einen oberen Sperrbereich 206, worin die Übertragung null ist. Somit ermöglicht das ideale Bandpassfilter Frequenzen in dem Durchlassbereich zu passieren, aber blockiert Frequenzen, welche in die Sperrbereiche fallen. Durch „Verschieben” des Frequenzbereichs des Durchlassbereichs zu einer höheren oder niedrigeren Frequenz und Einstellen der Breite des Durchlassbereichs kann das Bandpassfilter auf z. B. einen bestimmten 6 MHz Kanal oder sogar auf einen engeren Unterkanal innerhalb eines gegebenen 6 MHz Kanals abgestimmt werden. Dies würde einem Betrachter ermöglichen, den Inhalt des ausgewählten Kanals ohne Störung durch benachbarte Kanäle zu sehen. Eine ähnliche Funktionalität kann für Radiokanäle oder weitere Abschnitte des elektromagnetischen Spektrums verwendet werden. Es ist zu beachten, dass, obwohl die idealisierten Kennlinien der 2 für das Verständnis der Funktionalität eines Bandpassfilters nützlich sind, praxisnahe Schaltkreise diese idealisierten Kennlinien nicht realisieren.
In diesem Zusammenhang ist aus der Druckschrift Soorapanth, T.; Wong, S.: A 0-dB IL 2140 +/–30 MHz Bandpass Filter Utilizing Q-Enhanced Spiral Inductors in Standard CMOS. In: IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 37, No. 5, May 2002, Seiten 579–586 ein Bandpassfilter unter Verwendung von Q-verbesserten Spiralinduktivitäten bekannt. Eine Ausführungsform des Filters besteht aus drei gekoppelten Induktivitätsresonatoren, welche unter Verwendung von verschachtelten Spiralinduktivitäten auf der obersten Metalllage und einer Massenmusterabschirmung realisiert sind, um den Qualitätsfaktor zu verbessern.
Aus der Druckschrift Gao, Z.; Yu, M.; Ye, Y.: A RF high-Q on-chip bandpass filter for aerospace wireless applications. In: 1^st International Symposium on Systems and Control in Aerospace and Astronautics, ISSCAA 2006, 19–21 Jan. 2006, Seiten 559–563 ist ein Bandpassfilter für drahtlose Luftfahrtanwendungen bekannt, welcher eine Spiralinduktivität verwendet. Eine Ausführungsform des Bandpassfilters beruht auf einer in der Druckschrift gezeigten Technik mit einem negativen Widerstand.
Aus der Druckschrift US 7,095,307 B1 ist ein volldifferenzieller auf einem Halbleiterschaltkreis ausgebildeter Impedanzabstimmungsabschnitt bekannt. Ein Funkfrequenzempfqängerschaltkreis umfasst eine verschachtelte Induktivität, welche in beliebigen Schaltkreisen verwendet werden kann, um eine Impedanzanpassung und eine Transformation bereitzustellen.
Die Druckschrift Li, S.; Sengupta, S.; Dinc, H.; Allen, P. E.: CMOS high-linear wide-dynamic range RF on-chip filters using Q-enhanced LC filters. In: International Symposium an Circuits and Systems, ISCAS 2005, 23–26 May 2005, Seiten 5942–5945 betrifft Funkfrequenzfilter, welche auf einem Halbleiterchip ausgebildet sind und einen weiten dynamischen Bereich aufweisen. Eine Eingangsbeschaltung verwendet einen digital abgestimmten Transkonduktanzverstärker.
Aus der Druckschrift Mohieldin, A. N.; Sanchez-Sinencio, E.; Silva-Martinez, J.: A 2.7 V, 1.8 GHz, 4th order tunable LC bandpass filter with +/–0.25 dB passband ripple. In: proceedings of the 28^th European Solid-State Circuit Conference, ESSCIRC 2002, 24–26 Sept. 2002, Seiten 343–346 ist ein abstimmbarer LC-Bandpassfilter vierter Ordnung bekannt. Die Bandpassfilterstruktur beruht auf zwei magnetisch gekoppelten Resonatoren. Jeder Resonator ist unter Verwendung von Spiral-induktivitäten und Kapazitäten aufgebaut, um eine Mittenfrequenzabstimmung bereitzustellen.
Aus der Druckschrift Dhanasekaran, V.; u. a.: A 1.1 GHz fifth order active-LC Butterworth type equalizing filter. In: IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 42, No. 11, November 2007, Seiten 2411–2420 ist ein Butterworth-Filter fünfter Ordnung bekannt.
Obwohl bestehende Bandpassfilter für ihren angegebenen Zweck ausreichend sind, schreiten Verbesserungen in dieser Technologie permanent voran.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, verbesserte Bandpassfilter bereitzustellen, welche insbesondere bei einer Integration auf einem integrierten Schaltkreis möglichst wenig Platz benötigen und möglichst genau einstellbar sind sowie ein Verfahren zum Abstimmen von differentiellen Bandpassfiltern zu schaffen.
Zusammenfassung der Erfindung
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch ein dynamisch einstellbares differenzielles Bandpassfilter nach Anspruch 1 und ein Verfahren zum Abstimmen eines differenziellen Bandpassfilters nach Anspruch 20 gelöst. Die abhängigen Ansprüche definieren bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung.
Nachfolgend wird eine vereinfachte Zusammenfassung bereitgestellt, um ein grundlegendes Verständnis von einem oder mehreren Aspekten der Erfindung bereitzustellen. Diese Zusammenfassung ist kein ausführlicher Überblick der Erfindung und soll weder Schlüsselelemente oder kritische Elemente der Erfindung identifizieren, noch den Umfang davon abgrenzen. Vielmehr ist der hauptsächliche Zweck der Zusammenfassung, einige Konzepte der Erfindung in einer vereinfachten Form als eine Einleitung für die detailliertere Beschreibung, welche später dargelegt wird, darzustellen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein dynamisch einstellbares differenzielles Bandpassfilter bereitgestellt. Das Bandpassfilter weist einen ersten Abschnitt auf, welcher einen Eingangsanteil und einen Ausgangsanteil mit einer ersten Induktivität dazwischen umfasst. Das Bandpassfilter weist ferner einen zweiten Abschnitt parallel zu dem ersten Abschnitt auf. Der zweite Abschnitt weist einen Eingangsanteil und einen Ausgangsanteil mit einer zweiten Induktivität dazwischen auf. Die erste Induktivität ist symmetrisch mit der zweiten Induktivität verflochten.
Gemäß einer Ausführungsform kann das Bandpassfilter ferner einen Widerstand umfassen. Der Widerstand weist einen negativen Widerstand, d. h. einen negativen Widerstandswert, auf und koppelt die Ausgangsanteile des ersten Abschnitts und des zweiten Abschnitts. Der negative Widerstand kann ein Paar von überkreuz gekoppelten Transistoren umfassen.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform sind die erste Induktivität und die zweite Induktivität spiralförmige Induktivitäten, welche angepasste bzw. abgestimmte Induktivitäten aufweisen. Die erste spiralförmige Induktivität kann eine Anzahl von Windungen aufweisen und die zweite spiralförmige Induktivität kann eine Anzahl von Windungen aufweisen, wobei die Windungen der ersten spiralförmigen Induktivität die Windungen der zweiten spiralförmigen Induktivität in einer im Wesentlichen symmetrischen Art und Weise kreuzen. Alternativ oder zusätzlich kann die erste spiralförmige Induktivität ein Windungssegment umfassen, welches zwischen zwei konzentrisch benachbarten Windungssegmenten der zweiten spiralförmigen Induktivität verläuft.
Das Bandpassfilter kann auf einem einzelnen integrierten Schaltkreis ausgebildet sein.
Gemäß einer Ausführungsform kann das Bandpassfilter entlang dem ersten Abschnitt eine erste Kapazität parallel zu der ersten Induktivität und entlang dem zweiten Abschnitt eine zweite Kapazität parallel zu der zweiten Induktivität umfassen. Die erste Kapazität und die zweite Kapazität können derart ausgestaltet sein, dass sie einstellbare Kapazitäten aufweisen, welche so eingestellt werden können, dass sie eine Frequenz einstellen, welche einer maximalen Verstärkung des differenziellen Bandpassfilters entspricht. Das Bandpassfilter kann weiterhin entlang dem ersten Abschnitt eine dritte Kapazität in Reihe mit der ersten Induktivität und der ersten Kapazität, und entlang dem zweiten Abschnitt eine vierte Kapazität in Reihe mit der zweiten Induktivität und der zweiten Kapazität umfassen. Die dritte und die vierte Kapazität können einstellbare Kapazitäten sein, welche derart eingestellt werden können, dass sie auf eine Frequenz einer Null-Übertragung des Bandpassfilters abgestimmt sind.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform kann das Bandpassfilter eine dritte Kapazität in Reihe mit der ersten Induktivität und eine vierte Kapazität in Reihe mit der zweiten Induktivität umfassen.
Gemäß noch einer weiteren Ausführungsform kann das Bandpassfilter einen ersten Widerstand und eine fünfte Kapazität, welche die Eingangsanteile des ersten Abschnitts und des zweiten Abschnitts koppeln, und einen zweiten Widerstand und eine sechste Kapazität, welche die Ausgangsanteile des ersten Abschnitts und des zweiten Abschnitts koppeln, umfassen. Der erste und der zweite Widerstand können derart ausgestaltet sein, dass sie einstellbare Widerstände aufweisen. Die fünfte und die sechste Kapazität können derart ausgestaltet sein, dass sie einstellbare Kapazitäten aufweisen. Dadurch wird eine Einstellung einer Durchlassbereichbandbreite des Bandpassfilters ermöglicht.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst das Bandpassfilter einen ersten Verstärker mit differenziellen Eingängen und differenziellen Ausgängen und einen zweiten Verstärker mit differenziellen Eingängen und differenziellen Ausgängen. Ein erster differenzieller Ausgang des ersten Verstärkers ist mit dem Eingangsanteil des ersten Abschnitts gekoppelt, und ein zweiter differenzieller Ausgang des ersten Verstärkers ist mit dem Eingangsanteil des zweiten Abschnitts gekoppelt. Ein erster differenzieller Eingang des zweiten Verstärkers ist mit dem Ausgangsanteil des ersten Abschnitts gekoppelt, und ein zweiter differenzieller Eingang des zweiten Verstärkers ist mit dem Ausgangsanteil des zweiten Abschnitts gekoppelt. Der erste Verstärker kann ein Transkonduktanzverstärker sein, welcher derart ausgestaltet ist, dass er eine einstellbare Transkonduktanz aufweist. Der zweite Verstärker kann ein Differenzverstärker sein, welcher derart ausgestaltet ist, dass er eine einstellbare Verstärkung aufweist, welche eingestellt werden kann, um eine Verstärkung des Bandpassfilters einzustellen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren zum Abstimmen eines differenziellen Bandpassfilters bereitgestellt. Des Verfahren umfasst ein Einstellen einer Frequenz einer Übertragungsnullstelle des differenziellen Bandpassfilters durch gleichzeitiges Einstellen von Kapazitäten der ersten Kapazität und der zweiten Kapazität, ein Einstellen einer Frequenz einer maximalen Verstärkung des differenziellen Bandpassfilters durch gleichzeitiges Einstellen von Kapazitäten der dritten Kapazität und der vierten Kapazität, ein Einstellen einer Breite eines Durchlassbereichs des differenziellen Bandpassfilters durch gleichzeitiges Einstellen von Kapazitäten der fünften Kapazität und der sechsten Kapazität und gleichzeitiges Einstellen von Widerständen des ersten Widerstands und des zweiten Widerstands, und ein Einstellen einer Filterverstärkung des differenziellen Bandpassfilters durch Einstellen von Transkonduktanzen des ersten Verstärkers und des zweiten Verstärkers.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst das Verfahren weiterhin ein Kompensieren von Induktivitätsverlusten durch Verwenden eines negativen Widerstands, welcher zwischen den differenziellen Abschnitten des differenziellen Bandpassfilters gekoppelt ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird weiterhin ein in einem einzelnen integrierten Schaltkreis ausgebildetes dynamisch einstellbares differenzielles Bandpassfilter bereitgestellt. Das Bandpassfilter umfasst einen ersten Abschnitt, einen zweiten Abschnitt, welcher parallel zu dem ersten Abschnitt verläuft, und einen Widerstand. Der erste Abschnitt weist einen Eingangsanteil und einen Ausgangsanteil mit einer ersten Induktivität dazwischen auf. Der zweite Abschnitt weist einen Eingangsanteil und einen Ausgangsanteil mit einer zweiten Induktivität dazwischen auf. Die zweite Induktivität ist symmetrisch mit der ersten Induktivität verflochten. Der Widerstand weist einen negativen Widerstand auf, welcher die Ausgangsanteile des ersten Abschnitts und des zweiten Abschnitts koppelt.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst das Bandpassfilter weiterhin einen ersten Verstärker mit differenziellen Eingängen und differenziellen Ausgängen und einen zweiten Verstärker mit differenziellen Eingängen und differenziellen Ausgängen. Ein erster differenzieller Ausgang des ersten Verstärkers ist mit dem Eingangsanteil des ersten Abschnitts gekoppelt und ein zweiter differenzieller Ausgang des ersten Verstärkers ist mit dem Eingangsanteil des zweiten Abschnitts gekoppelt. Ein erster differenzieller Eingang des zweiten Verstärkers ist mit dem Ausgangsanteil des ersten Abschnitts gekoppelt und ein zweiter differenzieller Eingang des zweiten Verstärkers ist mit dem Ausgangsanteil des zweiten Abschnitts gekoppelt.
Die nachfolgende Beschreibung und die beigefügten Zeichnungen legen bestimmte veranschaulichende Aspekte und Realisierungen der Erfindung im Detail dar. Diese zeigen nur einige wenige der vielen Arten und Weisen auf, auf welche die Prinzipien der Erfindung ausgeführt werden können.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Frequenzzuordnungsdiagramm, welches einen Abschnitt des elektromagnetischen Spektrums zeigt, welches dem Kabelfernsehen in den Vereinigten Staaten zugeordnet ist;
2 zeigt eine ideale Übertragungskennlinie 200 eines Bandpassfilters;
3 ist eine Darstellung einer Ausführungsform eines einstellbaren differenziellen Bandpassfilters;
4A–4B sind schematische Darstellungen von Ausführungsformen eines einstellbaren differenziellen Bandpassfilters mit symmetrisch verflochtenen ersten und zweiten Induktivitäten;
5 ist ein Diagramm, welches eine Frequenzantwort einer Ausführungsform eines einstellbaren differenziellen Bandpassfilters darstellt;
6 ist ein Diagramm, welches eine vergrößerte Ansicht des Durchlassbereichs der 5 zeigt;
7 zeigt ein Ablaufdiagramm, welches ein Verfahren zum Abstimmen eines einstellbaren differenziellen Bandpassfilters, welcher im Zusammenhang der 4A beschrieben wurde, darstellt;
8 ist eine Darstellung einer weiteren Ausführungsform eines einstellbaren differenziellen Bandpassfilters;
9 zeigt ein Ablaufdiagramm, welches ein Verfahren zum Abstimmen eines einstellbaren differenziellen Bandpassfilters, welcher im Zusammenhang mit 8 beschrieben wurde, darstellt;
10 ist eine Darstellung einer Ausführungsform eines einstellbaren differenziellen Bandpassfilters, welche einen negativen Widerstand verwendet;
11 ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform eines Schaltkreises zum Bereistellen eines negativen Widerstandes;
12 ist eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform eines Schaltkreises zum Bereitstellen eines negativen Widerstandes; und
13 ist eine schematische Darstellung für eine einendige Realisierung eines Bandpassfilters.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Eine oder mehrere Realisierungen der vorliegenden Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei durchweg gleiche Bezugszeichen verwendet werden, um gleiche Elemente zu bezeichnen. Obwohl einige Aspekte nachfolgend in dem Zusammenhang eines Fernsehempfängers beschrieben werden, ist die Erfindung auf weitere Technologien anwendbar, in denen ein Filter verwendet werden kann.
Bezug nehmend auf 3 ist eine Ausführungsform eines einstellbaren differenziellen Bandpassfilters 300 dargestellt, welches in einem Empfänger, wie z. B. einem Fernsehempfänger, einem Radioempfänger, usw. verwendet werden kann. Dieser einstellbare differenzielle Bandpassfilter 300 kann auf einen bestimmten Kanal innerhalb eines interessierenden Frequenzspektrums, wie zuvor beschrieben, abgestimmt werden.
Das einstellbare differenzielle Bandpassfilter 300 weist zwei Induktivitäten auf: eine erste Induktivität 302 und eine zweite Induktivität 304. Die erste Induktivität 302 ist einem ersten Abschnitt 306 des Bandpassfilters 300 zugeordnet, wobei der erste Abschnitt 306 einen Eingangs- und Ausgangsabschnitt 308 bzw. 310 aufweist. Ebenso ist die zweite Induktivität 304 einem zweiten Abschnitt 312 des Bandpassfilters 300 zugeordnet, wobei der zweite Abschnitt 312 einen Eingangsanteil und einen Ausgangsanteil 314 bzw. 316 aufweist. Das differenzielle Bandpassfilter 300 weist ferner eine erste Kapazität 318 parallel zu der ersten Induktivität 302, eine zweite Kapazität 320 parallel zu der zweiten Induktivität 304, eine dritte Kapazität 322 entlang dem Ausgangsanteil 310 des ersten Abschnitts 306 und eine vierte Kapazität 324 entlang dem Ausgangsanteil 316 des zweiten Abschnitts 312 auf. Die Eingangsanteile 308 und 314 des ersten und zweiten Abschnitts sind miteinander über eine fünfte Kapazität 326 und einen ersten Widerstand 328 gekoppelt. Die Ausgangsanteile 310, 316 des ersten und zweiten Abschnitts sind über eine sechste Kapazität 330 und einen zweiten Widerstand 332 gekoppelt.
Dieses einstellbare differenzielle Bandpassfilter 300 ist dahingehend vorteilhaft, dass es abgestimmt werden kann, um einen Frequenzbereich, welcher einem vorgegebenen Kanal zugeordnet ist, durchzulassen, während gleichzeitig eine Spiegelfrequenz unterdrückt wird, mit der Spiegelfrequenz: f_{Spiegelfrequenz} = f_Kanal + 2f_LO wobei f_{Spiegelfrequenz} die Spiegelfrequenz ist; f_Kanal eine Mittenfrequenz des gewählten Kanals ist, und f_LO eine Frequenz eines lokalen Oszillators ist. Typischerweise ist bei Fernsehkanälen mit Mittenfrequenzen oberhalb von 400 bis 500 MHz und die Spiegelfrequenz in einem Abstand, welcher kleiner als 25% von der Mittenfrequenz des gewählten Kanals ist.
Bei Ausführungsformen, in denen das differenzielle Bandpassfilter 300 aus mehreren diskreten Komponenten aufgebaut ist, weisen der erste und der zweite Widerstand 328, 332 im Allgemeinen feste Widerstände auf, während die erste und die zweite Induktivität 302, 304 und die verschiedenen Kapazitäten (318, 320, 322, 324, 326, 330) einstellbar sind. Um das einstellbare differenzielle Bandpassfilter 300 abzustimmen, kann man die Induktivitäten in Verbindung mit den Kapazitäten verändern, um die gewünschte Funktionalität zu erreichen. Obwohl es vorteilhaft wäre, das Filter 300 über einen breiten Frequenzbereich abzustimmen, werden diskrete Induktivitäten 302, 304 typischerweise nur über einen schmalen Frequenzbereich eingestellt. Wenn das Filter 300 diskrete Induktivitäten aufweist, hat es somit häufig einen begrenzten Frequenzbereich, was nicht gerade ideal ist.
Weiterhin haben bisher verschiedene Betrachtungen gezeigt, dass es äußerst schwierig ist, dieses Filter 300 auf einer begrenzten Anzahl von integrierten Schaltkreisen (z. B. auf einem einzelnen integrierten Schaltkreis) auszubilden. Zum Beispiel wurden bisher Induktivitäten, wie z. B. die erste und die zweite Induktivität 302, 304, in getrennten und verschiedenen Bereichen eines integrierten Schaltkreises ausgebildet. Zum Beispiel könnte die erste Induktivität 302 in einem oberen rechten Quadranten des integrierten Schaltkreises ausgebildet sein und die zweite Induktivität 304 könnte in einem unteren linken Quadranten des integrierten Schaltkreises ausgebildet sein. In Bezug auf die Fläche würde jede unabhängige Induktivität verhältnismäßig groß sein, wodurch eine Integration schwierig wird. Da die Induktivitäten 302, 304 in getrennten und verschiedenen Bereichen des integrierten Schaltkreises ausgebildet sein würden, wäre ein Abgleichen der Induktivitäten nicht gerade ideal. Aufgrund des großen Bereichs, welcher von zwei derartigen Induktivitäten verbraucht wird, und aufgrund des ungenauen Abgleichs war es daher bisher schwierig, das einstellbare differenzielle Bandpassfilter 300 in einem integrierten Schaltkreis in einer kostengünstigen Art und Weise zu realisieren.
Dementsprechend haben die Erfinder in einigen Aspekten der Erfindung ein einstellbares differenzielles Bandpassfilter gestaltet, welches über einen breiten Frequenzbereich einstellbar ist und welches auf einem einzelnen integrierten Schaltkreis (oder einer begrenzten Anzahl von integrierten Schaltkreisen) ausgebildet wird. 4A zeigt ein derartiges einstellbares differenzielles Bandpassfilter 400. Um die Integration zu ermöglichen, weist das einstellbare differenzielle Bandpassfilter 400 eine erste Induktivität 402 und eine zweite Induktivität 404 auf, welche symmetrisch miteinander verflochten sind, wodurch die benötigte Fläche des Filters verringert wird und ein genaueres Abgleichen als bisher möglich bereitgestellt wird.
Wie das bisherige Filter 300 weist das einstellbare differenzielle Bandpassfilter 400 einen ersten Abschnitt 406 mit eifern Eingangs- bzw. Ausgangsanteil 408, 410 sowie einen zweiten Abschnitt 412 mit einem Eingangs- bzw. Ausgangsanteil 414, 416 auf. Die erste Induktivität 402 weist einen ersten Anschluss 418, welcher mit dem Eingangsanteil 408 des ersten Abschnitts 406 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss 420, welcher mit dem Ausgangsanteil 410 des ersten Abschnitts 406 gekoppelt ist, auf. Ebenso weist die zweite Induktivität 404 einen ersten Anschluss 422, welcher mit dem Eingangsanteil 414 des zweiten Abschnitts 412 gekoppelt ist, und einen zweiten Anschluss 424, welcher mit dem Ausgangsanteil 416 des zweiten Abschnitts 412 gekoppelt ist, auf. Somit sind die Eingangsanteile 408, 414 und die Ausgangsanteile 410, 416 nicht auf eine einzelne Stelle begrenzt, sondern können vielmehr eine beliebige Anzahl von Stellen aufweisen, welche einem Eingangsanschluss oder einem Ausgangsanschluss der Induktivitäten zugeordnet sind.
Gegenüber einem bisherigen Filter 300 kann der Eingangsanteil 408 des ersten Abschnitts 406 mit einem ersten differenziellen Ausgang 426 eines ersten Differenzverstärkers 428 gekoppelt werden, und der Eingangsanteil 414 des zweiten Abschnitts 412 kann mit einem zweiten differenziellen Ausgang 430 des ersten Differenzverstärkers 428 gekoppelt werden. Weiterhin kann der Ausgangsanteil 410 des ersten Abschnitts 406 mit einem ersten differenziellen Eingang 432 eines zweiten Differenzverstärkers 434 gekoppelt werden, und ein Ausgangsanteil 416 des zweiten Abschnitts 412 kann mit einem zweiten differenziellen Eingang 436 des zweiten Differenzverstärkers 434 gekoppelt werden. Der erste Differenzverstärker 428 muss eine hohe Ausgangsimpedanz aufweisen und ist üblicherweise ein Transkonduktanzverstärker. Der zweite Differenzverstärker 434 kann unterschiedliche Ausführungen aufweisen, aber seine Aufgabe ist, die gefilterte Ausgabe von der tatsächlichen Last abzupuffern, welche die Eingangsimpedanz der nächsten Stufe ist. Bei einer Ausführungsform kann der zweite Differenzverstärker 434 ein Transkonduktanzverstärker sein.
Die erste und die zweite Induktivität 402, 404 sind spiralförmige Induktivitäten, welche symmetrisch verflochten sind. Jede Induktivität umfasst konzentrische Windungen, welche aus einem leitenden Material gefertigt sind, wobei die konzentrischen Windungen um einen mittleren Bereich 438 und spiralförmig nach innen oder nach außen bezogen auf den mittleren Bereich 438 angeordnet sind. Man wird bemerken, dass die erste und die zweite Induktivität 402, 404 im Wesentlichen spiegelbildlich bezüglich einer mittleren Achse zueinander sind. Die Induktivitäten überkreuzen einander in einer symmetrischen Art und Weise an mehreren diametral gegenüberliegenden Punkten (z. B. Punkt 440), wo die Induktivitäten von einander durch ein Dielektrikum getrennt sind. Obwohl die erste Induktivität 402 und die zweite Induktivität 404 in zwei Ebenen in demselben Bereich des integrierten Schaltkreises ausgebildet sein können, sind sie nicht miteinander kurzgeschlossen. Weiterhin wird man bemerken, dass Windungssegmente von einer der Induktivitäten (z. B. Windungssegment 442) symmetrisch zwischen zwei konzentrisch benachbarten Windungssegmenten der anderen Induktivität (z. B. Windungssegment 444 und Windungssegment 446) verlaufen. Somit arbeiten diesbezüglich die erste und die zweite Induktivität 402, 404 wie eine einzelne Induktivität, da eine magnetische Kopplung zwischen den verflochtenen Windungen vorhanden ist. Da die Induktivitäten symmetrisch verflochten sind, können sie derart strukturiert werden, dass sie gleiche Induktivitäten aufweisen, was eine Signalverschlechterung aufgrund einer Induktivitätsasymmetrie vermeidet.
Obwohl die dargestellte erste und zweite Induktivität 402, 404 in achteckiger Form gezeigt sind, ist die Erfindung gleichermaßen auf andere symmetrisch verflochtene Induktivitäten anwendbar. Zum Beispiel können die erste und die zweite Induktivität 402, 404 auch eine kreisförmige Form, eine quadratische Form oder eine beliebige N-seitige Polygonform (wobei N eine Ganzzahl ist) aufweisen. Zwecks der Klarheit und Kürze werden für jede Induktivität nur zweieinhalb Windungen gezeigt. Eine beliebige andere Anzahl von Windungen kann jedoch verwendet werden, um die Windungen gemäß den gewünschten Merkmalen der ersten und der zweiten Induktivität auszubilden. Obwohl die erste und die zweite Induktivität 402, 404 innerhalb von zwei Ebenen ausgebildet gezeigt und beschrieben wurden, welche von einander durch ein Dielektrikum getrennt sind, können zusätzliche Ebenen verwendet werden. Wenn diese verwendet werden, können diese zusätzlichen Ebenen häufig eine weitere Verringerung der Fläche bewirken.
Vergleichbar mit der Ausführungsform der 3 weist das einstellbare differenzielle Bandpassfilter 400 der 4A auch eine erste Kapazität 448 parallel zu der ersten Induktivität 402, eine zweite Kapazität 450 parallel zu der zweiten Induktivität 404, eine dritte Kapazität 452 entlang dem Ausgangsanteil 410 des ersten Abschnitts 406, und eine vierte Kapazität 454 entlang dem Ausgangsanteil 416 des zweiten Abschnitts 412 auf. Die Eingangsanteile 408, 414 des ersten und des zweiten Abschnitts sind miteinander über eine fünfte Kapazität 456 und einen ersten Widerstand 458 gekoppelt. Die Ausgangsanteile 410, 416 des ersten und des zweiten Abschnitts sind über eine sechste Kapazität 460 und einen zweiten Widerstand 462 gekoppelt.
Da die erste und zweite Induktivität 402, 404 auf einem einzelnen integrierten Schaltkreis ausgebildet sind, ist der Induktivitätswert der ersten und der zweiten Induktivität typischerweise fest. Um dieses einstellbare differenzielle Bandpassfilter 400 abzustimmen, sind daher häufig die Kapazitäten (448, 450, 452, 454, 456, 460) und die Widerstände (458, 462) einstellbar. Obwohl die Kapazitäten und Widerstände einstellbar sind, haben die Kapazitäten 448 und 450 typischerweise eine gleiche Kapazität, haben die Kapazitäten 452 und 454 ebenfalls eine gleiche Kapazität (welche unterschiedlich zu der Kapazität der Kapazitäten 448, 450 sein kann), und sind die Widerstände 458, 462 angepasste Widerstände, um eine vollständige Symmetrie für das Filter beizubehalten. Wenn die Kapazität von 448 oder 452 geändert wird, wird somit die Kapazität von 450 bzw. 454 im Wesentlichen gleichzeitig geändert, um die Symmetrie des Filters beizubehalten. Ebenso wird, wenn der Widerstand des Widerstands 458 geändert wird, der Widerstand des Widerstands 462 im Wesentlichen gleichzeitig geändert.
Um eine Einstellbarkeit zu erreichen, kann jede der Kapazitäten (448, 450, 452, 454, 456, 460) als eine Gruppe von Kapazitäten realisiert werden, wobei Steuerschalter wahlweise Kapazitäten innerhalb einer gegebenen Gruppe koppeln und entkoppeln, um die Kapazität der Kapazität einzustellen. Je größer die Anzahl der zusammengekoppelten Kapazitäten ist, umso größer ist die effektive Kapazität der Kapazität. Die Widerstände 458, 462 können auch als Leitungen (oder andere Formen) eines Widerstandsmaterials angeordnet werden, welchen Steuerschalter zugeordnet sind, welche die Leitungen koppeln und entkoppeln, um den Widerstand der Widerstände einzustellen. Je mehr Leitungen zusammengekoppelt sind, umso größer ist der Widerstand des Widerstands.
Die Widerstände 458 und 462 können als Transkonduktanzverstärker 470 bzw. 472 ausgestaltet werden, bei welchen gemäß 4B nicht invertierende Ausgänge mit den invertierenden Eingängen verbunden sind und die invertierenden Ausgänge mit den nicht invertierenden Eingängen verbunden sind. Die Eingangsimpedanz von diesen Transkonduktanzverstärkern 470, 472 ist gleich dem Kehrwert ihrer Transkonduktanzen. Die Widerstände können durch Verändern der Gleichspannungen oder Ströme in den entsprechenden Transkonduktanzverstärker 470, 472 abgestimmt werden. Bei typischen Ausführungsformen verbrauchen die Transkonduktanzverstärker 470, 472 weniger Fläche auf einem integrierten Schaltkreis als andere Arten von Widerständen (z. B. Polysiliziumleitungen).
Eine detailliertere Beschreibung eines Verfahrens zum Abstimmen des einstellbaren differenziellen Bandpassfilters durch Einstellen der Kapazitäten und Widerstände wird nachfolgend unter Bezugnahme auf 7 erörtert werden. Um den Zusammenhang für des Abstimmverfahren bereitzustellen, zeigen 5-6 die Frequenzantwort 500 des einstellbaren differenziellen Bandpassfilters 400. Bemerkenswerterweise weist das Bandpassfilter 400 einen Durchlassbereich 502 auf, welcher zwischen einem unteren Sperrbereich 504 und einem oberen Sperrbereich 506 angeordnet ist. Eine Nullstelle der Übertragung 508 ist in dem oberen Sperrbereich angeordnet ebenso wie ein zweites Maximum 510 in dem Sperrbereich. 6 zeigt eine vergrößerte Ansicht des Durchlassbereichs welche eine Frequenz hervorhebt, bei welcher die maximale Verstärkung 512 auftritt. Bei verschiedenen Ausführungsformen ist die Breite des Durchlassbereichs 502 von näherungsweise 6 MHz bis näherungsweise 12 MHz veränderlich. Bei verschiedenen Ausführungsformen kann ferner der Durchlassbereich 502 mittig um Frequenzen, welche von ungefähr 500 MHz bis ungefähr 900 MHz reichen, angeordnet sein.
Um die Filterfrequenzantwortkennlinien einzustellen, haben die Erfinder ferner Verfahren zum Betreiben eines einstellbaren differenziellen Bandpassfilters erkannt. Bezug nehmend auf 7 ist ein Verfahren zum Abstimmen eines differenziellen Bandpassfilters 400, welches in dem Zusammenhang von 4A beschrieben wurde, gezeigt. Aufgrund der Struktur des einstellbaren differenziellen Bandpassfilters 400 ist es klar, dass die Filterkennlinien häufig unabhängig abstimmbar (oder nahezu unabhängig abstimmbar) sind. Obwohl die Verfahren nachfolgend als eine Reihe von Handlungen oder Vorgängen dargestellt und beschrieben sind, ist es daher klar, dass die vorliegende Erfindung nicht durch die dargestellte Reihenfolge derartiger Handlungen oder Vorgänge beschränkt ist. Einige Handlungen können z. B. in unterschiedlichen Reihenfolgen und/oder gleichzeitig mit anderen Handlungen oder Vorgängen neben den dargestellten und/oder hierin beschriebenen gemäß der Erfindung stattfinden. Zusätzlich kann es sein, dass nicht alle dargestellten Schritte erforderlich sind, um ein Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung zu realisieren. Die Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung können weiterhin in Verbindung mit hierin dargestellten und beschriebenen Vorrichtungen und Systemen (z. B. einem einstellbaren differenziellen Bandpassfilter 400) sowie in Verbindung mit weiteren nicht dargestellten Strukturen realisiert werden.
Das Verfahren 700 beginnt bei Block 702, wenn die Frequenz der Übertragungsnullstelle 508 eingestellt wird. Genauer gesagt kann dies im Zusammenhang mit dem einstellbaren differenziellen Bandpassfilter der 4A durch gleichzeitiges Ändern der Kapazität der ersten und der zweiten Kapazität 448, 450 erreicht werden.
Im Block 704 wird die Frequenz 512, bei welcher die maximale Verstärkung auftritt, durch gleichzeitiges Ändern der Kapazität der dritten und der vierten Kapazität 452, 454 eingestellt.
Im Block 706 wird die Breite des Durchlassbereichs 502 durch gleichzeitiges Einstellen der Kapazität der fünften und der sechsten Kapazität 456, 460 in Verbindung mit dem ersten und dem zweiten Widerstand 458, 462 eingestellt.
Im Block 708 wird die Verstärkung durch gleichzeitiges Ändern der Verstärkungen des ersten und des zweiten Differenzverstärkers 428 und 434 eingestellt.
Bezug nehmend auf 8 wird eine weitere Ausführungsform eines einstellbaren differenziellen Bandpassfilters 800 gezeigt. Dieses differenzielle Bandpassfilter 800 ist im Wesentlichen gleichwertig zu dem zuvor erörterten differenziellen Bandpassfilter 400 (siehe 4A), außer dass die LC-Schaltkreise in beiden Abschnitten transformiert sind. Diese LC-Schaltkreise wiesen in dem vorherigen Filter 400 parallele LC-Schaltkreise auf, welche aus einer ersten und einer zweiten Induktivität 402 und 404 und einer ersten und einer zweiten Kapazität 448 und 450 bestanden. Die parallelen Resonanzschaltkreise waren in Reihe mit einer dritten und einer vierten Kapazität 452 und 454 gekoppelt. Bei der neuen Ausführungsform 800 sind die erste und die zweite Induktivität 402 und 404 in Reihe mit der dritten und der vierten Kapazität 452 und 454 geschaltet und bilden Reihenresonanz-LC-Schaltkreise aus. Diese Reihenresonanzschaltkreise sind parallel zu einer ersten und einer zweiten Kapazität 448 und 450 gekoppelt. Der Hauptunterschied zwischen den zwei Ausführungsformen liegt in den Werten der Komponenten. Unter der Annahme, dass der erste und der zweite Widerstand 458, 462 und die Betriebsfrequenz die gleichen sind, benötigt die Ausführungsform der 8 im Vergleich mit 4A höhere Induktivitäten für die erste und die zweite Induktivität 402, 404 und geringere Kapazitäten für die Kapazitäten 448, 450, 452, 454.
Auch das Abstimmverfahren für den Schaltkreis in 8 ist etwas anders als das vorherige Verfahren 700, welches in Bezug auf die Ausführungsform der 4A beschrieben wurde. 9 zeigt ein Verfahren 900 zum Abstimmen des Schaltkreises der 8. Verfahren 900 beginnt bei Block 902, wo die Frequenz, bei welcher die maximale Verstärkung auftritt, durch gleichzeitiges Einstellen der Kapazität der dritten und vierten Kapazität 452, 454 eingestellt wird.
In Block 904 wird die Frequenz der Übertragungsnullstelle durch gleichzeitiges Ändern der Kapazität der ersten und der zweiten Kapazität 448, 450 eingestellt.
In Block 906 wird die Durchlassbereichbandbreite durch gleichzeitiges Einstellen der Kapazität der fünften und sechsten Kapazität 456, 460 und des ersten und des zweiten Widerstandes 458, 462 eingestellt.
In Block 908 wird die Verstärkung des Filters durch gleichzeitiges Ändern der Verstärkungen des ersten und des zweiten Differenzverstärkers 428 und 434 eingestellt.
Bezug nehmend auf 10 wird nun gezeigt, dass zusätzliche Aspekte der Erfindung Verfahren und Schaltkreise zum wirksamen Kompensieren von Induktivitätsverlusten betreffen. Dies kann durch Koppeln eines negativen Widerstandes R_neg zwischen dem Ausgangsanteil 410 des ersten Abschnitts 406 und dem Ausgangsanteil 416 des zweiten Abschnitts 412 wie gezeigt erreicht werden. Genauer gesagt wird in der Ausführungsform der 10 der negative Widerstand R_neg zwischen einen ersten Knoten 1002 (zwischen der ersten Induktivität 402 und der dritten Kapazität 452) und einen zweiten Knoten 1004 (zwischen der zweiten Induktivität 404 und der vierten Kapazität 454) gekoppelt.
Der negative Widerstand R_neg kann wirksam die Verluste kompensieren, welche durch die erste und die zweite Induktivität 402, 404 erzeugt werden. Wie in 11 zu sehen ist, kann der negative Widerstand R_neg einen ersten NMOS-Transistor 1102 mit einem Drain-Anschluss, welcher mit dem zweiten Knoten 1004 gekoppelt ist, und einen zweiten NMOS-Transistor 1104 mit einem Drain-Anschluss, welcher mit dem ersten Knoten 1002 gekoppelt ist, aufweisen. Der negative Widerstand wirkt als der Ersatzwiderstand zwischen den Drain-Anschlüssen des ersten und des zweiten NMOS-Transistors 1102, 1104, welche vollständig identisch bezüglich geometrischer Größen, einem Längen zu Breiten Verhältnis, Dotierungsprofilen usw. sind. Der erste und der zweite NMOS-Transistor 1102, 1104 bilden ein differenzielles Paar, d. h., dass ihre Source-Anschlüsse zusammen verbunden und über einen Stromspiegel 1106 mit Masse verbunden sind. Der Stromspiegel wirkt wie eine Gleichstromquelle und bestimmt die Gleichströme durch die Transistoren. Durch Ändern des Stroms des Stromspiegels wird der negative Ersatzwiderstand der Schaltung abgestimmt. In verschiedenen nicht dargestellten Ausführungsformen können die Drain-Anschlüsse der NMOS-Transistoren 1102, 1104 mit einem positiven Anschluss einer Versorgungsspannung über andere Stromspiegel oder andere Schaltkreise mit einem hohen dynamischen (Wechselstrom) Widerstand verbunden sein. Die Verbindung des ersten und des zweiten NMOS-Transistors mit der Versorgungsspannung kann auch durch Ablenken eines Teils des Gleichstroms in den Ausgangsstufen des Transkonduktanzverstärkers 428 in 10 erreicht werden. Somit ist der negative Widerstand R_neg bezüglich Masse symmetrisch verbunden, was eine Unausgeglichenheit zwischen dem ersten und dem zweiten Abschnitt 406, 412 des differenziellen Durchlassbereichfilters 800 vermeidet.
Der negative Widerstand kann auch durch ein über Kreuz gekoppeltes differenzielles Paar von PMOS-Transistoren oder durch ein über Kreuz gekoppeltes differenzielles Paar von bipolaren Transistoren gebildet werden. 12 zeigt noch eine weitere Ausführungsform eines Transkonduktanzverstärkers 1200 dessen invertierender Ausgang 1202 mit seinem invertierenden Eingang 1204 verbunden ist und dessen nicht invertierender Ausgang 1206 mit seinem nicht invertierenden Eingang 1208 verbunden ist. Dieser Transkonduktanzverstärker 1200 kann auch verwendet werden, um einen negativen Widerstand zu erzeugen, da er einen negativen Eingangsersatzwiderstand aufweist, welcher gleich der umgedrehten Transkonduktanz des Verstärkers ist.
Zwecks einer Erklärung wird nun eine veranschaulichende Analyse einer einendigen Version eines Bandpassfilters 1300 mit einem negativen Widerstand R_neg unter Bezugnahme auf 13 erörtert. Obwohl ein einendiges Bandpassfilter der Einfachheit halber gewählt wurde, kann diese Analyse auf das zuvor erörterte differenzielle Bandpassfilter übertragen werden, da beide Schaltkreise – einendig und differenziell – im Wesentlichen äquivalent sind.
Die Spannungsübertragungsfunktion des Schaltkreises in 13 ist:
Die Polynome in (1) sind:

N₀(s): – der Anfangszähler der in der Filterausführung verwendeten Übertragungsfunktion.
N_r(s): – Polynom, welches den Einfluss des Verlustwiderstandes r auf den Zähler der Übertragungsfunktion widerspiegelt.
D₀(s): – der Anfangsnenner des in der Filterausführung verwendeten Filters.
D_r(s): – Polynom, welches den Einfluss des Verlustwiderstandes r auf den Nenner der Übertragungsfunktion widerspiegelt.
D_G(s) und D_rG(s): – Polynome, welche den Einfluss des negativen Widerstandes auf den Nenner der Übertragungsfunktion widerspiegeln.

Der Verlustwiderstand in (1) kann durch die Gleichung
berechnet werden, wobei f₀ die Mittenfrequenz des Durchlassbereichs ist und Q der Q-Faktor der Induktivität bei der gleichen Frequenz ist. G_neg ist der Reziprokwert des negativen Widerstandes
Die obigen Polynome können durch die folgenden Elementwerte dargestellt werden:
In den obigen Formeln gilt:
Die Polynome N₀(s) und D₀(s) sind aus der Filterausführung (aus der Approximation der Übertragungsfunktion) bekannt. Die Gleichungen (4)–(7) wurden unter der Annahme beschrieben, dass N₀(s) und D₀(s) in der folgenden allgemeinen Art und Weise dargestellt sind: N₀(s) = s³ + α₁s (10) D₀(s) = h(s⁴ + b₃s³ + b₂s² + b₁s + b₀) (11).
Die Schritte zum Bestimmen der Werte des negativen Widerstandes R_neg sind:

(1) Definiere, dass p₁₀ eine der konjugiert komplexen Wurzeln von D₀(s) ist. Diese Wurzel ist aus der Ausführung des Filters bekannt. Sie kann auch aus D₀(s) unter Verwendung eines Wurzelsuchprogramms bestimmt werden.
(2) Berechnen der Wurzeln des Polynoms D₀(s) + rD_r(s). Definiere, dass p_1r die Wurzel entsprechend der Wurzel p₁₀ von D₀(s) ist. Die Wurzel p_1r kann als Verschiebung von p₁₀ aufgrund des Induktivitätsverlusts betrachtet werden.
(3) Hinzufügen des negativen Widerstandes R_neg zu dem Schaltkreis bewirkt eine neue Verschiebung Δp₁ des betrachteten Pols. Die neue Position des Pols wird durch p₁ bezeichnet und die Verschiebung zwischen p₁ und p₁₀ ist

Die Ableitung von (12) ist
Das Ziel der Kompensation ist, die Ausgangsposition des Pols der Übertragungsfunktion wiederherzustellen, d. h. p₁ = p₁₀ zu erreichen. Es ist unmöglich, diese Anforderung vollständig zu erfüllen, da die Wurzeln komplex sind. Die Anforderung weist tatsächlich zwei Gleichungen auf, wohingegen die Unbekannte nur eine ist – G_neg. Die Anforderung kann teilweise erfüllt werden, indem der Abstand zwischen dem Ausgangspol p₁₀ und seiner kompensierten Position p₁ minimiert wird. Dieser Zustand kann mathematisch auf folgende Art und Weise beschrieben werden: |p₁ – p₁₀| = min (14).
Parameter in dieser Bedingung ist die negative Konduktanz G_neg. Die Lösung von (14) ist:
wobei Re{.} den Realteil des Ausdrucks in den geschweiften Klammern und das Sternchen den konjugiert komplexen Wert bezeichnet.
Der Wert des negativen Widerstandes ändert sich nicht, wenn der einendige Schaltkreis in 13 in die zuvor erörterten differenziellen Durchlassbereichfilter transformiert wird.
Numerische Beispiele zeigen, dass die obigen Schritte eine gute Genauigkeit ergeben, und dass der Pol nahe bei seiner Ausgangsposition wiederhergestellt wird. Der Abstand zwischen der Verstärkung der Durchlassbereichdämpfung und der Verstärkung an der Übertragungsnullstelle kann um mehr als 10 dB erhöht werden.
Obwohl die Erfindung unter Bezugnahme auf eine oder mehrere Realisierungen dargestellt und beschrieben wurde, können Anderungen und/oder Modifikationen an den dargestellten Beispielen durchgeführt werden, ohne von der Lehre und dem Umfang der beigefügten Ansprüche abzuweichen. Insbesondere in Bezug auf die verschiedenen Funktionen, welche von den zuvor beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Anordnungen, Vorrichtungen, Schaltkreisen, Systemen usw.) durchgeführt werden, sollen die Begriffe (einschließlich eines Bezugs auf „bedeutet”), welche verwendet wurden, um derartige Komponenten zu beschreiben, außer es ist anders angegeben, einer beliebigen Komponente oder Struktur entsprechen, welche die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente (z. B. welche funktional äquivalent ist) ausführt, auch wenn sie nicht strukturell äquivalent zu der offenbarten Struktur ist, welche die Funktion in den hierin exemplarisch dargestellten Realisierungen der Erfindung darstellt. Obwohl ein spezielles Merkmal der Erfindung in Bezug auf nur eine oder mehrere Realisierungen offenbart wurde, können zusätzlich derartige Merkmale mit einem oder mehreren anderen Merkmalen der anderen Realisierungen, wie gewünscht und wie für eine gegebene oder spezielle Anwendung vorteilhaft, kombiniert werden. Soweit die Begriffe „einschließend”, „einschließen”, „aufweisend”, „aufweisen”, „mit” oder Varianten davon in entweder der detaillierten Beschreibung oder den Ansprüchen verwendet werden, sollen weiterhin derartige Begriffe einschließend in einer Art und Weise ähnlich zu dem Begriff „umfassend” sein.

Claims

Dynamisch einstellbares differenzielles Bandpassfilter, wobei das differenzielle Bandpassfilter einen differenziellen Eingang mit einem ersten Eingangsanteil (408) und einem zweiten Eingangsanteil (414) sowie einen differenziellen Ausgang mit einem ersten Ausgangsanteil (410) und einem zweiten Ausgangsanteil (416) umfasst, wobei das differenzielle Bandpassfilter ferner umfasst: einen ersten Abschnitt (406) des differenziellen Bandpassfilters (400; 800), wobei der erste Abschnitt (406) den ersten Eingangsanteil (408) und den ersten Ausgangsanteil (410) mit einer ersten Induktivität (402) dazwischen aufweist; und einen zweiten Abschnitt (412) des differenziellen Bandpassfilters (400; 800), welcher parallel zu dem ersten Abschnitt (406) verläuft, wobei der zweite Abschnitt (412) den zweiten Eingangsanteil (414) und den zweiten Ausgangsanteil (416) mit einer zweiten Induktivität (404) dazwischen aufweist, wobei die zweite Induktivität (404) symmetrisch mit der ersten Induktivität (402) verflochten ist.
Bandpassfilter nach Anspruch 1, ferner umfassend: einen Widerstand (R_neg) mit einem negativen Widerstand, welcher die Ausgangsanteile (410, 416) des ersten und des zweiten Abschnitts (406, 412) koppelt.
Bandpassfilter nach Anspruch 2, wobei der negative Widerstand (R_neg) ein Paar von über Kreuz gekoppelten Transistoren (1102, 1104) umfasst.
Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1–3, wobei die erste und die zweite Induktivität (402, 404) Spiralinduktivitäten sind, welche angepasste Induktivitäten aufweisen.
Bandpassfilter nach Anspruch 4, wobei die erste Spiralinduktivität eine Anzahl von Wicklungen aufweist und die zweite Spiralinduktivität eine Anzahl von Wicklungen aufweist, und wobei die Wicklungen der ersten Spiralinduktivität die Wicklungen der zweiten Spiralinduktivität in einer im Wesentlichen symmetrischen Art und Weise kreuzen.
Bandpassfilter nach Anspruch 4 oder 5, wobei die erste Spiralinduktivität ein Windungssegment (442) aufweist, welches zwischen zwei konzentrisch benachbarten Windungssegmenten (444, 446) der zweiten Spiralinduktivität verläuft.
Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1–6, welches auf einem einzelnen integrierten Schaltkreis ausgebildet ist.
Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1–7, ferner umfassend: zusammen mit dem ersten Abschnitt (406) eine erste Kapazität (448) parallel zu der ersten Induktivität (402); zusammen mit dem zweiten Abschnitt (412) eine zweite Kapazität (450) parallel zu der zweiten Induktivität (404).
Bandpassfilter nach Anspruch 8, wobei die erste und die zweite Kapazität (448, 450) ausgestaltet sind, einstellbare Kapazitäten aufzuweisen, welche derart eingestellt werden können, um eine Frequenz einer Übertragungsnullstelle des Bandpassfilters (400; 800) abzustimmen.
Bandpassfilter nach Anspruch 8 oder 9, ferner umfassend: zusammen mit dem ersten Abschnitt (406) eine dritte Kapazität (452) in Reihe mit der ersten Induktivität (402) und der ersten Kapazität (448); und zusammen mit dem zweiten Abschnitt (412) eine vierte Kapazität (454) in Reihe mit der zweiten Induktivität (404) und der zweiten Kapazität (450).
Bandpassfilter nach Anspruch 10, wobei die dritte und die vierte Kapazität (452, 454) derart ausgestaltet sind, dass sie einstellbare Kapazitäten aufweisen, welche eingestellt werden können, dass sie eine Frequenz abstimmen, welche einer maximalen Verstärkung des differenziellen Bandpassfilters (400; 800) entspricht.
Bandpassfilter nach Anspruch 8 oder 9, ferner umfassend: eine dritte Kapazität (452) in Reihe mit der ersten Induktivität (402); und eine vierte Kapazität (454) in Reihe mit der zweiten Induktivität (404).
Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1–12, ferner umfassend: einen ersten Widerstand (458) und eine fünfte Kapazität (456), welche die Eingangsanteile (408, 414) des ersten und des zweiten Abschnitts (406, 412) koppeln; und einen zweiten Widerstand (462) und eine sechste Kapazität (460), welche die Ausgangsanteile (410, 416) des ersten und des zweiten Abschnitts (406, 412) koppeln.
Bandpassfilter nach Anspruch 13, wobei der erste und der zweite Widerstand (458, 462) ausgestaltet sind, einstellbare Widerstände aufzuweisen, und wobei die fünfte und die sechste Kapazität (456, 460) ausgestaltet sind, einstellbare Kapazitäten aufzuweisen, wodurch eine Einstellung einer Durchlassbereichbandbreite des Bandpassfilters (400; 800) ermöglicht wird.
Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1–14, ferner umfassend: einen ersten Verstärker (428) mit differenziellen Eingängen und differenziellen Ausgängen (426, 430), wobei ein erster differenzieller Ausgang (426) des ersten Verstärkers (428) mit dem ersten Eingangsanteil (408) des ersten Abschnitts (406) gekoppelt ist, und wobei ein zweiter differenzieller Ausgang (430) des ersten Verstärkers (428) mit dem zweiten Eingangsanteil (414) des zweiten Abschnitts (412) gekoppelt ist; und einen zweiten Verstärker (434) mit differenziellen Eingängen (432, 436) und differenziellen Ausgängen, wobei ein erster differenzieller Eingang (432) des zweiten Verstärkers (434) mit dem ersten Ausgangsanteil (410) des ersten Abschnitts (406) gekoppelt ist, und wobei ein zweiter differenzieller Eingang (436) des zweiten Verstärkers (434) mit dem zweiten Ausgangsanteil (416) des zweiten Abschnitts (412) gekoppelt ist.
Bandpassfilter nach Anspruch 15, wobei der erste Verstärker (428) ein Transkonduktanzverstärker ist, welcher ausgestaltet ist, eine einstellbare Transkonduktanz aufzuweisen, und wobei der zweite Verstärker (434) ein differenzieller Verstärker ist, welcher ausgestaltet ist, eine einstellbare Verstärkung aufzuweisen, welche eingestellt werden kann, um eine Verstärkung des Bandpassfilters (400; 800) abzustimmen.
Bandpassfilter nach einem der Ansprüche 1–16, wobei die erste Induktivität (402) und die zweite Induktivität (404) jeweils konzentrische Windungen aus einem leitenden Material umfassen, wobei die konzentrischen Windungen um einen mittleren Bereich (438) und spiralförmig bezogen auf den mittleren Bereich (438) angeordnet sind.
Bandpassfilter nach Anspruch 17, wobei die erste Induktivität (402) und die zweite Induktivität (404) einander in einer symmetrischen Art und Weise an mehreren diametral gegenüberliegenden Punkten (440) überkreuzen.
Bandpassfilter nach Anspruch 17 oder 18, wobei Windungssegmente (442) der zweiten Induktivität (404) symmetrisch zwischen zwei konzentrisch benachbarten Windungssegmenten (444, 446) der ersten Induktivität (402) verlaufen.
Verfahren zum Abstimmen eines differenziellen Bandpassfilters wobei das differenzielle Bandpassfilter einen differenziellen Eingang mit einem ersten Eingangsanteil (408) und einem zweiten Eingangsanteil (414) sowie einen differenziellen Ausgang mit einem ersten Ausgangsanteil (410) und einem zweiten Ausgangsanteil (416) umfasst, wobei das differenzielle Bandpassfilter ferner umfasst: einen ersten Abschnitt (406), wobei der erste Abschnitt (406) den ersten Eingangsanteil (408) und den ersten Ausgangsanteil (410) mit einer ersten Induktivität (402) dazwischen aufweist; und einen zweiten Abschnitt (412), welcher parallel zu dem ersten Abschnitt (406) verläuft, wobei der zweite Abschnitt (412) den zweiten Eingangsanteil (414) und den zweiten Ausgangsanteil (416) mit einer zweiten Induktivität (404) dazwischen aufweist, wobei die zweite Induktivität (404) symmetrisch mit der ersten Induktivität (402) verflochten ist, zusammen mit dem ersten Abschnitt (406) eine erste Kapazität (448) parallel zu der ersten Induktivität (402); zusammen mit dem zweiten Abschnitt (412) eine zweite Kapazität (450) parallel zu der zweiten Induktivität (404); zusammen mit dem ersten Abschnitt (406) eine dritte Kapazität (452) in Reihe mit der ersten Induktivität (402); zusammen mit dem zweiten Abschnitt (412) eine vierte Kapazität (454) in Reihe mit der zweiten Induktivität (404); einen ersten Widerstand (458) und eine fünfte Kapazität (456), welche die Eingangsanteile (408, 414) des ersten und des zweiten Abschnitts (406, 412) koppeln; einen zweiten Widerstand (462) und eine sechste Kapazität (460), welche die Ausgangsanteile (410, 416) des ersten und des zweiten Abschnitts (406, 412) koppeln; einen ersten Transkonduktanzverstärker (428) mit differenziellen Eingängen und differenziellen Ausgängen (426, 430), wobei ein erster differenzieller Ausgang (426) des ersten Transkonduktanzverstärkers (428) mit dem ersten Eingangsanteil (408) des ersten Abschnitts (406) gekoppelt ist, und wobei ein zweiter differenzieller Ausgang (430) des ersten Transkonduktanzverstärkers (428) mit dem zweiten Eingangsanteil (414) des zweiten Abschnitts (412) gekoppelt ist; und einen zweiten Transkonduktanzverstärker (434) mit differenziellen Eingängen (432, 436) und differenziellen Ausgängen, wobei ein erster differenzieller Eingang (432) des zweiten Transkonduktanzverstärkers (434) mit dem ersten Ausgangsanteil (410) des ersten Abschnitts (406) gekoppelt ist, und wobei ein zweiter differenzieller Eingang (436) des zweiten Transkonduktanzverstärkers (434) mit dem zweiten Ausgangsanteil (416) des zweiten Abschnitts (412) gekoppelt ist, wobei das Verfahren umfasst: Einstellen (702) einer Frequenz einer Übertragungsnullstelle des differenziellen Bandpassfilters (400; 800) durch gleichzeitiges Einstellen von Kapazitäten der ersten Kapazität (448) und der zweiten Kapazität (450); Einstellen (704) einer Frequenz einer maximalen Verstärkung des differenziellen Bandpassfilters (400; 800) durch gleichzeitiges Einstellen von Kapazitäten der dritten Kapazität (452) und der vierten Kapazität (454); Einstellen (706) einer Breite eines Durchlassbereichs des differenziellen Bandpassfilters (400; 800) durch gleichzeitiges Einstellen von Kapazitäten der fünften Kapazität (456) und der sechsten Kapazität (460) und gleichzeitiges Einstellen von Widerständen des ersten Widerstands (458) und des zweiten Widerstands (462); und Einstellen (708) einer Filterverstärkung des differenziellen Bandpassfilters (400; 800) durch Einstellen von Transkonduktanzen des ersten Transkonduktanzverstärkers (428) und des zweiten Transkonduktanzverstärkers (434).
Verfahren nach Anspruch 20, ferner umfassend: Kompensieren von Induktivitätsverlusten durch Verwenden eines negativen Widerstandes (R_neg), welcher zwischen differenziellen Abschnitten (406, 412) des differenziellen Bandpassfilters (400; 800) gekoppelt ist.