DE112009004740T5

DE112009004740T5 - SAW-loser, LNA-loser, rauscharmer Empfänger

Info

Publication number: DE112009004740T5
Application number: DE112009004740T
Authority: DE
Inventors: Rajasekhar Pullela; William J. Domino
Original assignee: Skyworks Solutions Inc
Current assignee: Skyworks Solutions Inc
Priority date: 2009-03-17
Filing date: 2009-12-16
Publication date: 2012-10-25
Anticipated expiration: 2029-12-17
Also published as: GB201117873D0; JP2015080258A; US9071325B2; US10404302B2; WO2010107460A1; US20150333785A1; JP5670417B2; JP2012521154A; JP5933678B2; US20170331504A1; KR101721391B1; CN102428653B; US9667293B2; CN102428653A; US20200052730A1; DE112009004740B4; KR20110129474A; KR20160137677A; KR101680692B1; US20120063555A1

Abstract

Ein rauscharmer Empfänger enthält einen Abwärtswandler, der konfiguriert ist zum Empfangen eines Funkfrequenz(RF)-Signals, wobei der Abwärtswandler eine Schaltarchitektur enthält, die konfiguriert ist zum Erzeugen einer Mehrzahl von Ausgangsphasen basierend auf einer entsprechenden Mehrzahl von Lokaloszillator(LO)-Signalen, eine differenzierende Schaltung, die konfiguriert ist zum Kombinieren der Mehrzahl von Ausgangsphasen derart, dass eine Differenz zwischen einer n-ten Ausgangsphase und einer (n + K)-ten Ausgangsphase gebildet wird, was Ausgangsphasen mit hinzugefügtem Gewinn zur Folge hat, und ein Summationsfilter, das konfiguriert ist zum Empfangen von Ausgangsphasen mit hinzugefügtem Gewinn und konfiguriert zum Kombinieren der Ausgangsphasen mit hinzugefügtem Gewinn derart, dass eine Antwort des Empfängers effektiv ungerade Harmonische des RF-Signals reduziert.

Description

Querverweis auf betreffende Anmeldung
Diese Anmeldung beansprucht die Priorität und den Vorteil des Anmeldedatums der anhängigen US Provisional Patentanmeldung Nr. 61/160,858, eingereicht am 17. März 2009 mit dem Titel „High Dynamic Range, SAW-Less, LNA-Less, Single-Ended Receiver With Intrinsic Out-Of-Band Blocker Filtering For Quad-Band GSM/GPRS/EDGE”, deren gesamte Offenbarung durch Bezugnahme hiermit aufgenommen ist.
Hintergrund
Tragbare Kommunikationsvorrichtungen, wie beispielsweise zellulare Telefone, persönliche digitale Assistenten (PDAs), WIFI-Sendeempfänger und andere Kommunikationsvorrichtungen verwenden und empfangen ein Kommunikationssignal bei verschiedenen Frequenzen. Für eine effiziente Kommunikation ist die Frequenz des Sende- und Empfangssignals oftmals größer als das Basisbandinformationssignal, das die zu kommunizierende Information trägt. Folglich muss ein Sendeempfänger das Sendesignal aufwärts wandeln und das Empfangssignal abwärts wandeln.
Normalerweise wird ein oder werden mehrere Mischer verwendet, um das Sendesignal aufwärts zu wandeln und das Empfangssignal abwärts zu wandeln. In vielen Funkfrequenz(RF)-Kommunikationsmethoden, und insbesondere in einer Quadraturmodulationsmethode kann ein Mischer implementiert werden, indem man eine Reihe von Schaltern verwendet, die differenzielle Komponenten eines Quadratursignals gemäß einem Lokaloszillator(LO)-Signal schalten. Die Frequenz des LO-Signals wird derart gewählt, dass ein Funkfrequenzsignal, das mit dem LO-Signal gemischt ist, in eine gewünschte Frequenz umgewandelt wird.
Die Signalaufwärtswandlung und Signalabwärtswandlung werden durchgeführt, indem Mischer verwendet werden, die typischerweise implementiert werden, indem Halbleiterschalter verwendet werden. In der tiefgehenden Submikron-Technologie ermöglicht die Verfügbarkeit von passiven Schaltern, die einen rauscharmen Betrieb und hocheffiziente Betriebscharakteristiken bereitstellen, die Verwendung von passiven Mischern, wobei ein geringer Stromverbrauch und eine hohe Performance erwünscht sind. Rail-to-rail-Spannungen, die in dem Schalttaktpfad verwendet werden, und Probleme aufgrund einer schlechten Isolation zwischen dem In(I)-Phase- und Quadratur(Q)-Phase-Pfad in dem Mischer bringen Beschränkungen bezüglich der Verwendung eines passiven Mischers mit sich.
Ein SAW-Filter wird typischerweise verwendet, um das Empfangsfrequenzband vor störenden Signalen zu schützen, die außerhalb des Empfangsbandes sein können, die aber immer noch eine Interferenz verursachen können, speziell bei bestimmten Vielfachen (Harmonischen) der Empfangsfrequenz. Ein LNA wird typischerweise verwendet, um das relativ schwache Empfangssignal derart zu verstärken, dass die darin enthaltene Information extrahiert werden kann. Für einen Mehrbandempfänger wird für jedes Band ein separates SAW-Filter benötigt, und ein seperater LNA ist erforderlich, um das Ausgangssignal jedes SAW-Filters zu akzeptieren. Folglich erhöhen SAW-Filter und LNA typischerweise die Komplexität der Empfängerarchitektur. Ferner verbrauchen LNAs Leistung und dieser Leistungsverbrauch muss ausreichend hoch sein, um dem LNA zu erlauben, große Sperrsignale durchzulassen, ahne dass kleine gewünschte Signale komprimiert werden.
Folglich ist eine Architektur für einen rauscharmen Empfänger wünschenswert, die nicht auf diesen zusätzlichen Bauteilen beruht.
Zusammenfassung
Ausführungsbeispiele eines rauscharmen Empfängers enthalten einen Abwärtswandler, der konfiguriert ist zum Empfangen eines Funkfrequenz(RF)-Signals, wobei der Abwärtswandler eine Schaltarchitektur enthält, die konfiguriert ist zum Erzeugen einer Mehrzahl von Ausgangsphasen basierend auf einer entsprechenden Mehrzahl von Lokaloszillator(LO)-Signalen, eine Differenzialschaltung, die konfiguriert ist zum Kombinieren der Mehrzahl von Ausgangsphasen derart, dass eine n-te Ausgangsphase von einer (n + K)-ten Ausgangsphase differenziert ist, was Ausgangsphasen mit hinzugefügtem Gewinn zur Folge hat, und ein Summationsfilter, das konfiguriert ist zum Empfangen der Ausgangsphasen mit hinzugefügtem Gewinn und konfiguriert ist zum Kombinieren der Ausgangsphasen mit hinzugefügtem Gewinn derart, dass eine Antwort des Empfängers effektiv ungerade Harmonische des RF-Signals reduziert.
Andere Ausführungsbeispiele werden ebenfalls bereitgestellt. Andere Systeme, Verfahren, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden zukünftig oder werden einem Fachmann auf diesem Gebiet offensichtlich bei der Prüfung der folgenden Figuren und detaillierten Beschreibung. Es ist beabsichtigt, dass alle derartigen zusätzlichen Systeme, Verfahren, Merkmale und Vorteile in dieser Beschreibung mit aufgenommen sind, in dem Bereich der Erfindung liegen, und durch die beigefügten Ansprüche geschützt sind.
Kurzbeschreibung der Figuren
Die Erfindung kann unter Bezugnahme auf die folgenden Figuren besser verstanden werden. Die Komponenten in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu, stattdessen wird Wert darauf gelegt, dass die Prinzipien der Erfindung klar gezeigt werden. Darüber hinaus bezeichnen in den Figuren gleiche Bezugszeichen entsprechende Teile in unterschiedlichen Ansichten.
1 zeigt ein Blockdiagramm, das einen vereinfachten tragbaren Sendeempfänger zeigt.
2 zeigt ein schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines Single-Ended Voltage-Mode (Spannungsmodus-)Abwärtswandlers, der als ein passiver Mischer implementiert ist unter Verwendung einer Tastverhältnis-Topologie von etwa 25%.
3 zeigt eine graphische Darstellung, die die LO-Signale zeigt, die in einem Ausführungsbeispiel des in 2 beschriebenen passiven Mischers verwendet werden.
4 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein Ausführungsbeispiel eines rauscharmen Empfängers verdeutlicht.
5 zeigt eine graphische Darstellung, die ein beispielhaftes Frequenzspektrum zeigt, innerhalb welchem der rauscharme Empfänger arbeitet.
6 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein alternatives Ausführungsbeispiel des rauscharmen Empfängers von 4 verdeutlicht.
7 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein anderes alternatives Ausführungsbeispiel des rauscharmen Empfängers von 4 verdeutlicht.
8 zeigt ein Verfahren zum Erzeugen einer Wellenform, bei der die dritte und fünfte Harmonische zurückgewiesen werden.
9 zeigt eine graphische Darstellung, die die Ableitung der acht LO-Phasen zeigt, die von dem rauscharmen Empfänger von 7 verwendet werden für den Fall von k = 4.
10 zeigt eine graphische Darstellung, die effektive Quadratur-LO-Wellenformen zeigt, jeweils mit zurückgewiesener dritten und fünften Harmonischen, die erzeugt werden durch ein gewichtetes Kombinieren der acht LO-Phasen, die von dem rauscharmen Empfänger von 7 für den Fall von K = 4 verwendet werden.
11 zeigt eine schematische Diagramm, das ein Ausführungsbeispiel eines rauscharmen Empfängers verdeutlicht, der die effektiven Quadratur-LO-Wellenformen von 10 implementiert.
12 zeigt eine graphische Darstellung, die ein Beispiel der Frequenzantwort der Ausführungsbeispiele des rauscharmen Empfängers zeigt.
13 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein alternatives Ausführungsbeispiel des rauscharmen Empfängers von 11 zeigt.
14A bis 14D zeigen graphische Darstellungen, die eine beispielhafte Frequenzantwort eines Ausführungsbeispiels des rauscharmen Empfängers von 4 zeigen, bei einer Empfangsfrequenz von 1 GHz.
Detaillierte Beschreibung
Obwohl speziell eine Beschreibung unter Bezugnahme auf einen tragbaren Sendeempfänger erfolgt, kann der SAW-lose, LNA-lose, rauscharme Empfänger (hier auch als rauscharmer Empfänger bezeichnet) in irgendeiner Vorrichtung verwendet werden, die eine Signalabwärtswandlung in einem Empfänger verwendet.
Für eine Quadband-Kommunikationsvorrichtung, die in dem GSM/EDGE-Frequenzspektrum arbeitet, vermeidet der hier beschriebene rauscharme Empfänger vier externe SAW-Filter und rauscharme On-Chip-Verstärker (LNAs), die typischerweise in Lösungen für ein Quadband-Zellulartelefon verwendet werden, was zu hohen Kosten- und Flächeneinsparungen führt. Die Vermeidung der SAW-Filter und LNAs wird erreicht, zumindestens teilweise, indem die oben genannte hochlineare, rauscharme, passive Mischerarchitektur verwendet wird, und teilweise durch die sorgfältige Gestaltung eines Eingangs- und Ausgangs-Anpassungsschaltkreises.
Der rauscharme Empfänger kann durch Hardware oder eine Kombination aus Hardware und Software implementiert werden. Bei der Implementierung in Hardware können der passive Mischer und das Hoch-Q-RF-Filter, das einen passiven Mischer verwendet, implementiert werden, indem spezielle Hardwarebauteile und eine Logik verwendet werden. Wenn der rauscharme Empfänger teilweise in Software implementiert wird, kann der Softwarebereich verwendet werden, um die verschiedenen Komponenten präzise zu steuern. Die Software kann in einem Speicher gespeichert und von einem geeigneten Befehlsausführungssystem (Mikroprozessor) ausgeführt werden. Die Hardwareimplementierung des rauscharmen Empfängers kann irgendeine oder eine Kombination der folgenden Technologien enthalten, die alle allgemein bekannt sind: Diskrete elektronische Komponenten, eine diskrete Logikschaltung (Schaltungen) mit Logikgattern zum Implementieren logischer Funktionen für Datensignale, eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung mit entsprechenden Logikgates, ein oder mehr programmierbare Gatearray(s) (PGA), ein programmierbares Feldgatearray (FGPA), etc.
Die Software für den rauscharmen Empfänger enthält eine geordnete Liste von ausführbaren Anweisungen zum Implementieren logischer Funktionen, und kann in irgendein computerlesbares Medium eingebettet sein, um von oder in Kombination mit einem Befehlsausführungssystem, einem Apparat oder einer Vorrichtung, beispielsweise einem computerbasierten System, einem Prozessor enthaltenden System oder einem anderen System ausgeführt zu werden, das die Befehle von dem Befehlsausführungssystem, dem Apparat oder der Vorrichtung holen und die Befehle ausführen kann.
In dem Kontext dieses Dokuments kann ein „computerlesbares Medium” irgendein Mittel sein, das das Programm zur Verwendung durch oder in Verbindung mit dem Befehlsausführungssystem, dem Apparat oder der Vorrichtung enthalten, speichern, kommunizieren, verbreiten oder transportieren kann. Das computerlesbare Medium kann beispielsweise, ist jedoch nicht darauf beschränkt, ein elektronisches, magnetisches, optisches, elektromagnetisches, infrarot oder Halbleitersystem, Apparat, Vorrichtung oder Ausbreitungsmedium sein. Spezifischere Beispiele (eine nichtabschließende Liste) des computerlesbaren Mediums könnten folgende enthalten: Eine elektrische Verbindung (Elektronik) mit einem oder mehreren Drähten, eine tragbare Computerdiskette (magnetisch), einen Zufallszugriffsspeicher (RAM), einen Nur-Lesespeicher (ROM), einen löschbaren programmierbaren Nur-Lesespeicher (EPROM oder Flashspeicher) (magnetisch), eine optische Faser (optisch) und einen tragbaren Kompaktdisk-Nurlesespeicher (CDROM) (optisch). Man beachte, dass das computerlesbare Medium auch Papier oder ein anderes geeignetes Medium sein kann, auf dem das Programm ausgedruckt ist, wenn das Programm elektronisch erfasst werden kann, beispielsweise durch optisches Abtasten des Papiers oder des anderen Mediums, dann kompiliert, interpretiert oder anderweitig in einer geeigneten Art und Weise verarbeitet werden kann, falls notwendig, und dann in einem Computerspeicher gespeichert werden kann.
1 zeigt ein Blockdiagramm, das einen vereinfachten tragbaren Sendeempfänger 100 verdeutlicht. Ausführungsbeispiele des rauscharmen Empfängers können in irgendeinem RF-Empfänger, RF-Sender oder RF-Sendeempfänger implementiert werden, und in diesem Beispiel sind sie in einem RF-Empfänger 120 implementiert, der zu einem tragbaren Sendeempfänger 100 gehört. Der tragbare Sendeempfänger 100, der in 1 gezeigt ist, soll ein vereinfachtes Beispiel darstellen und dient zur Verdeutlichung von einer von vielen möglichen Anwendungen, in denen der rauscharme Empfänger implementiert werden kann. Ein Fachmann auf diesem Gebiet wird den Betrieb eines tragbaren Sendeempfängers verstehen. Der tragbare Sendeempfänger 100 enthält einen Sender 110, einen Empfänger 120, ein Basisbandsubsystem 130, einen Digital-zu-Analog-Wandler (DAC) 160 und einen Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) 170. Der Sender 110 enthält einen Modulator 116 und einen Aufwärtswandler 117. In einem Ausführungsbeispiel kann der Aufwärtswandler 117 ein Subsystem des Modulators 116 sein. In alternativen Ausführungsbeispielen kann der Aufwärtswandler 117 ein separater Schaltungsblock oder ein separates Schaltungselement sein.
Der Sender enthält auch irgendwelche anderen funktionalen Bauteile, die ein Basisbandsignal modulieren und aufwärts wandeln. Der Empfänger 120 enthält einen Filterschaltkreis und einen Abwärtswandler 200, die das Wiederherstellen eines Informationssignals von dem empfangenen RF-Signal ermöglichen. Der Abwärtswandler 200 implementiert Bereiche und Ausführungsbeispiele des rauscharmen Empfängers, wie hier beschrieben.
Der tragbare Sendeempfänger 100 enthält auch einen Leistungsverstärker 140. Das Ausgangssignal des Senders 110 ist dem Leistungsverstärker 140 über eine Verbindung 112 bereitgestellt. In Abhängigkeit von der Kommunikationsmethode kann auch der tragbare Sendeempfänger ein Leistungsverstärkersteuerungsbauteil (nicht gezeigt) enthalten.
Der Empfänger 120 und der Leistungsverstärker 140 sind mit einem Front-End-Modul 144 verbunden. Das Front-End-Modul 144 kann ein Duplexer, ein Diplexer oder irgendein Bauteil sein, das das Sendesignal von dem Empfangssignal trennt. Das Front-End-Modul 144 enthält auch geeignete Bandschaltvorrichtungen, um die Anwendung eines empfangenen Signals auf den Empfänger 120 zu steuern. Das Front-End-Modul 144 ist über eine Verbindung 142 mit einer Antenne 138 verbunden.
Im Sendemodus wird das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers 140 dem Front-End-Modul 144 über die Verbindung 114 bereitgestellt. Im Empfangsmodus stellt das Front-End-Modul 144 ein Empfangssignal dem Empfänger 120 über die Verbindung 146 bereit.
Wenn Bereiche des rauscharmen Empfängers in Software implementiert sind, dann enthält das Basisbandsubsystem 130 auch Empfängersoftware 155, die von einem Mikroprozessor 135, oder von irgendeinem anderen Prozessor ausgeführt werden kann, um mindestens einen Teil des Betriebs des rauscharmen Empfängers, wie im Folgenden beschrieben, zu steuern.
Beim Senden wird das Basisbandsendesignal von dem Basisbandsubsystem 130 über die Verbindung 132 dem DAC 160 bereitgestellt. Der DAC 160 wandelt das digitale Basisbandsendesignal in ein analoges Signal, das über die Verbindung 134 an den Sender 110 geliefert wird. Der Modulator 116 und der Aufwärtswandler 117 modulieren und wandeln das analoge Sendesignal gemäß dem Modulationsformat aufwärts, das von dem System vorgeschrieben wird, in dem der tragbare Sendeempfänger 100 betrieben wird. Das modulierte und aufwärts gewandelte Sendesignal wird dann über eine Verbindung 112 an den Leistungsverstärker 140 geliefert.
Beim Empfangen wird das gefilterte und abwärts gewandelte Empfangssignal von dem Empfänger 120 über eine Verbindung 136 an den ADC 170 geliefert. Der ADC digitalisiert das analoge Empfangssignal und stellt das analoge Basisbandempfangssignal dem Basisbandsubsystem 130 über eine Verbindung 138 bereit. Das Basisbandsubsystem 130 stellt die empfangene Information wieder her.
2 zeigt ein schematisches Diagramm eines Ausführungsbeispiels eines bekannten Single-Ended Spannungsmodusabwärtswandlers, der als ein passiver Mischer unter Verwendung einer Tastverhältnis-Topologie von etwa 25% implementiert ist. Ein passiver Mischer ist ein Beispiel einer Implementierung des Abwärtswandlers 200 von 1. Obwohl der Spannungsmodusbetrieb in dem Ausführungsbeispiel, das in 2 gezeigt ist, verdeutlicht ist, kann auch eine Strommodusimplementierung verwendet werden. 2 zeigt ein Beispiel der Verwendung von LO-Signalen mit 25% Tastverhältnis, um das Mischerschalten zu steuern. In der Praxis kann weniger als 25% Tastverhältnis wünschenswert sein, um ein Überlappen zwischen den Ein-Zeiten der Schalter zu verhindern.
In einer Spannungsmodusmischerimplementierung, wie in 2 gezeigt, ist ein Reduzieren des Tastverhältnisses auf 20% oder weniger möglich, jedoch wird auch schnell der Punkt von verminderten Rückgaben erreicht, wo die Rauschbeiträge aufgrund von Aliasing von unerwünschten Eingangssignalen oder Umgebungsrauschharmonische der LO-Frequenz die Performance verschlechtern. Ein Tastverhältnis zwischen 20–25% wird bei dieser Implementierung verwendet. In der in 2 gezeigten Topologie erfolgt eine LO- und 2LO-Multiplikation (genauer in 3 beschrieben) in dem LO-Pfad anstatt in dem RF-Pfad.
Das Spannungssignal auf der Verbindung 146 wird den Schaltern 222, 224, 226 und 228 bereitgestellt. Die Schalter 222, 224, 226 und 228 können implementiert werden, indem irgendeine Schalttechnologie verwendet wird, wie beispielsweise eine BJT(Bipolar Junction Transistor)-Technologie, FET(Field Effect Transistor)-Technologie oder irgendeine andere Schalttechnologie. Die Schalter 222, 224, 226 und 228 können auch implementiert werden, indem Transfergatter verwendet werden, die jeweils typischerweise implementiert werden durch eine Kombination von einem NFET- und einem PFET-Transistor, wie es bekannt ist. Die Schalter 222, 224, 226 und 228 sind in 2 als einpolige Schalter verdeutlicht, um zu verdeutlichen, dass irgendein Typ von Schaltern verwendet werden kann, um die hier beschriebenen Schaltsignale zu erzeugen.
In dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel sind das In(I)-Phase-Signal und das Quadratur(Q)-Phase-Signal verschieden. Folglich enthält das I-Signal ein V_I+-Signal und ein V_I–-Signal. Ähnlich enthält das Q-Signal ein V_Q+-Signal und ein V_Q–-Signal. Der Schalter 222 erzeugt das I+ Signal, der Schalter 224 erzeugt das I– Signal, der Schalter 226 erzeugt das Q+ Signal und der Schalter 228 erzeugt das Q– Signal. Die Taktsignale, die die Schalter 222, 224, 226 und 228 ansteuern, sind gezeigt mit einem Tastverhältnis von 25% und können wie nachfolgend beschrieben erzeugt werden. Das Taktsignal 232 treibt den Schalter 222, das Taktsignal 234 treibt den Schalter 226, das Taktsignal 236 treibt den Schalter 224 und das Taktsignal 238 treibt den Schalter 228. Gemäß der Topologie mit einem Tastverhältnis von ungefähr 25% weist keines der Taktsignale 232 bis 238 irgendeine Zeitperiode auf, während der sie sich überlappen oder gleichzeitig positiv sind.
Das Ausgangssignal des Schalters 222 wird durch einen Kondensator 256 und einen Widerstand 257 bestimmt, und wird einem Eingang des Verstärkers 252 bereitgestellt. Das Ausgangssignal des Schalters 224 ist durch einen Kondensator 258 und einen Widerstand 259 bestimmt und wird dem anderen Eingang des Verstärkers 252 bereitgestellt. Das Ausgangssignal des Schalters 226 wird durch einen Kondensator 266 und einen Widerstand 267 bestimmt und einem Eingang des Verstärkers 262 bereitgestellt. Das Ausgangssignal des Schalters 228 wird durch einen Kondensator 268 und einen Widerstand 269 bestimmt und dem anderen Eingang des Verstärkers 262 bereitgestellt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 252 auf der Verbindung 254 ist ein V_I+- und ein V_I–-Differenzial- bzw. Diffferenzausgangssignal; und das Ausgangssignal des Verstärkers 262 auf der Verbindung 264 ist das V_Q+- und ein V_Q–-Differenzial- bzw. Differenzausgangssignal.
3 zeigt eine graphische Darstellung, die die LO-Signale zeigt, die von einem Ausführungsbeispiel des passiven Mischers 200, wie in 2 beschrieben, verwendet werden. Das In-Phase-LO-Signal enthält Differenzialkomponenten LO_I und LO_I . Das Quadratur-Phase-LO-Signal enthält Differenzialkomponenten LO_Q und LO_Q . Das 2LO-Signal ist ein LO-Signal, das mit doppelter Frequenz der I- und Q-LO-Signale auftritt. Das Inverse des 2LO-Signals wird als 2LO bezeichnet.
Das 2LO-Signal ist durch die Linie 302 gezeigt, das LO_I-Signal ist durch die Linie 304 gezeigt und das LO_I -Signal ist durch die Linie 305 gezeigt. Das LO_Q-Signal ist durch die Linie 306 gezeigt und das LO_Q -Signal ist durch die Linie 307 gezeigt. Diese fünf Signale werden wie folgt kombiniert, um die vier LO-Wellenformen zu erzeugen, die an den Abwärtswandler 200 angelegt werden.
Das 2LO·LO_I-Signal ist durch die Linie 308 gezeigt. Das Signal 308 stellt das LO_I+ Signal dar. Das 2LO· LO_I -Signal ist durch die Linie 312 gezeigt. Das Signal 312 stellt das LO- Signal dar. Das 2LO ·LO_Q-Signal ist durch die Linie 314 gezeigt. Das Signal 314 stellt das LO_Q+ Signal dar. Das 2LO · LO_Q -Signal ist durch die Linie 316 gezeigt. Das Signal 316 stellt das LO_Q– Signal dar.
Das effektive In-Phase-LO-Differenzsignal, eLO_I, ist durch die Linie 318 gezeigt und das effektive Quadratur-Phase-LO-Differenzsignal, eLO_Q, ist durch die Linie 322 gezeigt. Diese Signale werden jeweils hergeleitet als LO_I+–LO_I– und LO_Q+–LO_Q–. Wie in 3 gezeigt haben das effektive In-Phase-LO-Differenzsignal, eLO_I, 318 und das effektive Quadratur-Phase-LO-Differenzsignal, eLO_Q, 322 ein Tastverhältnis von ungefähr 25% bei jeder Polarität und stellen sicher, dass das Schalten nur bei den Übergängen des 2LO-Signals 302 erfolgt, wodurch jeglicher Einfluss von Schaltrauschen minimiert wird, und wodurch jegliche Überlappung des I- und Q-Signals aufgrund des LO_I-Signals 304 und des LO_Q-Signals 306 minimiert wird. Die Linie 326 ist ein Beispiel für eine durchgehende Welle, die das Abtasten eines RF-Eingangssignals durch das I+ Signal 328, das Q+ Signal 332, das I– Signal 334 und das Q– Signal 336 zeigt.
4 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein Ausführungsbeispiel eines rauscharmen Empfängers 400 zeigt. Gemäß dem 3GPP-Standard sollte der rauscharme Empfänger 400 in der Lage sein, ein gewünschtes Signal mit einer Stärke von ungefähr –99 dBm zu demodulieren, in Anwesenheit eines 0 dBm außer-Band, nicht störenden Blockers bei einem größeren Offset als 20 MHz von der gewünschten Empfangsfrequenz, oder in Anwesenheit von einem –43 dBm außer-Band störenden Blockers, wie beispielsweise einer, der bei einer Harmonischen der gewünschten Empfangsfrequenz auftreten kann.
Der rauscharme Empfänger 400 empfängt ein Signal von einer Antenne 138, die das empfangene Signal an ein Front-End-Modul 144 liefert. Das Front-End-Modul 144 enthält in diesem Beispiel ein Antennenfilter 402, das das gefilterte Signal an ein Sendeempfangs(T/R)-Schaltmodul 404 liefert. In dem in 4 gezeigten Ausführungsbeispiel ist das T/R-Schaltmodul 404 ein SPFT(Single Pole Four-Throw)-Schalter, der ein Senden des oberen Bandes, ein Senden des unteren Bandes (ein Schaltkreis, der zur Vereinfachung nicht gezeigt ist); und ein Empfangen des oberen Bandes und ein Empfangen des unteren Bandes schaltet. In diesem Quadband-Beispiel kann das T/R-Schaltmodul 404 implementiert werden, indem irgendein Typ von bekannten Schaltern verwendet wird.
Das Empfangssignal wird von dem geeigneten Schaltbauteil innerhalb des T/R-Schaltmoduls 404 einem Tiefpassfiltermodul 410 bereitgestellt. In dem Ausführungsbeispiel, das in 4 gezeigt ist, enthält das Tiefpassfiltermodul 410 einen Schaltkreis für beides, Empfangen des unteren Bandes und Empfangen des oberen Bandes. Das Tiefpassfiltermodul 410 arbeitet als ein Filter zum Sperren einer Harmonischen und als ein Impedanzanpassungsnetzwerk. Das Tiefpassfiltermodul 410 dämpft Bandsperrsignale, die bei einer ungeraden Harmonischen auftreten können, beispielsweise bei der dritten und fünften Harmonischen der gewünschten Empfangsfrequenz; und steht ebenfalls eine Impedanzanpassung zwischen dem T/R-Schaltmodul 404 und dem Eingang des Abwärtswandlers 200 bereit. In einem Ausführungsbeispiel können die Spulen 412 und 417 einen Wert von 10 Nanohenry (nH) aufweisen, und die Kondensatoren 414 und 416 können einen Wert von 3,0 Picofarad (pF) aufweisen; und die Spulen 418 und 422 können einen Wert von 3,3 nH aufweisen und die Kondensatoren 419 und 421 können einen Wert von 1,5 pF aufweisen.
Der Filterschaltkreis für das unter Band enthält eine Spule 412, einen Kondensator 414, eine Spule 417 und einen Kondensator 416. Ähnlich enthält der Filterschaltkreis für das obere Band eine Spule 418, einen Kondensator 419, eine Spule 422 und einen Kondensator 421. In einem Ausführungsbeispiel stellt das Tiefpassfiltermodul 410 eine Impedanzanpassung bereit zwischen der Quelle mit relativ geringer Impedanz und der Last mit relativ hoher Impedanz, und stellt in dem Prozess einen Spannungsgewinn bereit, indem er als ein Aufwärtstransformator arbeitet, was bekannt ist. Als ein Beispiel hat der Eingang des Tiefpassmoduls 410 eine Impedanz von ungefähr 50 Ω, die angepasst werden soll auf die Impedanz am Eingang des Abwärtswandlers 200 von ungefähr 400 Ω. Ein Filternetzwerk, das eine derartige Anpassung bereitstellt, erhöht die Spannung um SQRT (400/50), was in dB gleich 20·log(SQRT(400/50)) = 9 dB ist.
Der rauscharme Empfänger 400 enthält auch ein Ausführungsbeispiel des in 2 gezeigten Abwärtswandlers 200. In dem in 4 gezeigten Fall ist der Abwärtswandler 200 ein rauscharmer passiver Zweibandmischer, der Transistorschalter 424, 426, 427 und 428 enthält für das untere Band und Transistorschalter 429, 431, 432 und 434 für das obere Band. Nur die Schalter für das obere Band oder die Schalter für das untere Band werden gemäß dem betriebenen Band gleichzeitig verwendet. Gemäß diesem Ausführungsbeispiel werden die Transistorschalter 424, 426, 427 und 428 oder die Transistorschalter 429, 431, 432 und 434 gemäß einem 25% LO(Local Oscillator)-Tastverhältnis geschaltet, mit den in den 2 und 3 beschriebenen LO-Wellenformen und ihren Phasen. Gemäß diesem Betrieb arbeiten keine zwei Transistorschalter weder in dem Segment für das obere Band noch in dem Segment für das untere Band des Abwärtswandlers 200 zur gleichen Zeit.
Die Ansteuerung mit einem 25% LO-Tastverhältnis für die Transistorschalter 424, 426, 427 und 428 oder die Transistorschalter 429, 431, 432 und 434 stellt eine Isolierung bereit zwischen den I- und Q-Basisbandausgangssignalen für die Kondensatoren C_L von 4, indem nur einer der Kondensatoren zu jedem gegebenen Zeitpunkt mit dem Single-Ended-RF-Eingang verbunden wird. Dies verhindert eine Ladungsteilung zwischen dem I- und Q-Kondensator, wodurch der Mischergewinn, das Rauschverhalten (NF = Noise Figure) und der Qualitätsfaktor (Q) der Bandpassfilterantwort am RF-Eingang des Abwärtswandlers 200 verbessert werden. Single-ended-zu-Differenziell Umwandlung hat in dieser Abtast/Halte-Spannungsmodustopologie den Vorteil von ungefähr 6 dB mehr Spannungsgewinn. Man kann zeigen, dass der Gewinn in dieser Topologie beinahe 5,1 dB beträgt, aufgrund des Abtast/Halte-Mischerbetriebs und einer Single-ended-zu-Diffenziell Umwandlung. Ein zusätzlicher Gewinn aufgrund einer Impedanzzunahme von ungefähr 50 Ω auf ungefähr 400 Ω in dem Tiefpassfilter 410 verbessert den Gesamtgewinn auf ungefähr 14,1 dB von dem Antenneneingang zum Ausgang des Passivmischers. Es ist bemerkenswert, dass dieser Mischergewinn erreicht wird, ohne irgendwelche aktiven Stufen oder einen Vorspannungsstrom in dem Signalpfad. Es soll auch erwähnt werden, dass dieses Front-End-Design stark von zukünftigen technologischen Skalierungen profitieren kann, wenn sich die Performance des LO-Erzeugungsschaltkreises mit passiven Schaltern und Mischer sich bei geringeren Gatelängen verbessert.
Das Ausgangssignal des Abwärtswandlers 200 wird an ein Widerstands/Kondensator(RC)-Filternetzwerk 436 geliefert. Speziell wird das Ausgangssignal des Transistors 424 oder 429 an den Widerstand 437 und den Kondensator 438 geliefert. Das Ausgangssignal des Transistors 426 oder 431 wird an den Widerstand und Kondensator 441 geliefert. Das Ausgangssignal des Transistors 437 oder des Transistors 432 wird an den Widerstand 422 und Kondensator 444 geliefert, und das Ausgangssignal des Transisors 428 oder des Transistors 434 wird an den Widerstand 446 oder Kondensator 447 geliefert.
Die folgende Beschreibung erfolgt speziell unter Bezugnahme auf das Ausgangssignal des Transistors 424 und das Filternetzwerk, das den Widerstand 437 und den Kondensator 438 enthält, und das Ausgangssignal des Transistors 426 und das Filternetzwerk, das den Widerstand 439 und den Kondensator 441 enthält, lediglich als Beispiel. Der Ausgleich der Schaltung erfolgt in gleicher Weise. Der Kondensator 438 führt eine Abtast-Halte-Funktion und eine Single-Ended-zu-Differenziell Umwandlung für das Signal durch, das von dem Transistor 424 ausgegeben wird. Jedes Mal, wenn der Transistor 424 für eine Zeitperiode leitend ist, die dem oben beschriebenen 25% Tastverhältnis entspricht, wird das Ausgangssignal des Transistors 424 in dem Kondensator 438 gespeichert, um die Abtast-Halte-Funktion bereitzustellen. Mit beispielhafter Bezugnahme auf das In-Phase-Signal wird dann die Differenziellumwandlung von dem Kondensator 438 und dem Kondensator 441 durchgeführt. Der Kondensator 438 lädt während des Intervalls 328 (3) und der Kondensator 441 lädt während des Intervalls 334 (3). Dann werden diese Ausgangssignale differenziell verarbeitet, was eine 2X-Größe zur Folge hat, da die Signale entgegengesetzte Polarität haben. Beispielsweise ist der Wert der kombinierten Signale ungefähr 6 dB.
Die Widerstände 437 und 439 stellen eine Gleichtaktspannung (Vcm) bzw. Common-Mode Spannung bereit, da eine Gleichtaktspannung ungleich Null in einem Differenzialsystem verwendet wird, das eine einzelne Versorgungsspannung verwendet. Die Parallelkombination des Kondensators 438, Widerstands 437 und des Widerstands durch den Transistor 424 bildet das RC-Tiefpassfilter. In einem Ausführungsbeispiel werden diese Bauteilwerte gewählt, um eine RC-Tiefpassfilterbandbreite von +/– 1 MHz bereitzustellen. Es ist diese Tiefpassfilterantwort, die durch den Abwärtswandler 200 wiedergespiegelt wird, der verursacht, dass eine 2 MHz breite RF-Bandpassantwort am Eingang zu dem Abwärtswandler 200 erscheint, wie in 5 gezeigt.
Das Ausgangssignal des RC-Netzwerks 436 wird dann an den Hochgewinnübertragungsverstärker 450 geliefert. In diesem Ausführungsbeispiel enthält der rauscharme Empfänger vier Instanzen des Hochgewinnübertragungsverstärkers 450. Der Hochgewinnübertragungsverstärker 450 enthält eine Stromquelle 452, einen Transistor 454 und einen Widerstand 456, die konfiguriert sind zum Empfangen eines Ausgangssignals des Widerstands 437 und Kondensators 438. Ähnlich wird das Ausgangssignal des Widerstands 439 und des Kondensators 441 an den Hochgewinnübertragungsverstärker geliefert, der die Stromquelle 457, die Transistorvorrichtung 458 und den Widerstand 459 enthält. Ähnlich wird das Ausgangssignal des Widerstands 442 und des Kondensators 444 an den Hochgewinnübertragungsverstärker geliefert, der die Stromquelle 461, den Transistor 462 und den Widerstand 464 enthält. Schließlich wird das Ausgangssignal des Widerstands 446 und des Kondensators 447 an einen Hochgewinnübertragungsverstärker geliefert, der die Stromquelle 466, den Transistor 467 und den Widerstand 468 enthält. In einem Ausführungsbeispiel können der Abwärtswandler 200 und der Hochgewinnübertragungsverstärker 450 durch eine regulierte 1,2 V-Versorgung betrieben werden.
Das Ausgangssignal des Hochgewinnübertragungsverstärkers 450 wird an ein RC-Tiefpassfilter 470 geliefert. Das RC-Tiefpassfilter 470 enthält einen Widerstand 471, einen Kondensator 472 und einen Widerstand 474. Das RC-Tiefpassfilter 470 enthält auch einen Widerstand 476, einen Kondensator 477 und einen Widerstand 478.
Das Ausgangssignal des RC-Tiefpassfilters 470 wird einem Filter 480 bereitgestellt, enthaltend den Verstärker 481 und entsprechende Widerstände (R1 und R2) und Kondensatoren (C1 und C2), und einen Verstärker 491 und betreffende Widerstände (R1 und R2) und Kondensatoren (C1 und C2). Die Filter 470 und 480 sind nicht vollständig unabhängig und beeinflussen sich gegenseitig aufgrund einer Last an ihrer Schnittstelle. Die Zusammensetzungseigenschaften der Filter 470 und 480 können eingestellt werden, indem Widerstände 471, 476, Kondensatoren 472 und 477, der Widerstand R1, der Widerstand R2, der Kondensator C1 und der Kondensator C2 verwendet werden, um eine gewünschte Filterantwort zu erhalten. Der Empfängergesamtgewinn kann skaliert werden, indem die Widerstände 456, 459, 464 und 468 verwendet werden oder indem die Widerstände 471 und 476, die Kondensatoren 472 und 477, der Widerstand R1, der Widerstand R2, der Kondensator C1 und der Kondensator C2 eingestellt werden. Das Konzept ist nicht auf die Verwendung der gezeigten speziellen aktiven Filtertopologie beschränkt; andere Topologien können verwendet werden, die andere Op-Amp basierte aktive Filtertopologien enthalten sowie passive RC-Filter.
Die Ausgangsspannung des Filters 480 wird einem Analog-zu-Digital-Wandler (ADC) 490 bereitgestellt. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 481 wird dem ADC 492 bereitgestellt, und die Ausgangsspannung des Verstärkers 491 wird dem ADC 494 bereitgestellt, Das digitale Ausgangssignal des ADC 490 wird dem Basisbandsubsystem 130 bereitgestellt.
5 zeigt eine graphische Darstellung 500, die ein beispielhaftes Frequenzspektrum zeigt, innerhalb dem der rauscharme Empfänger arbeitet. Die Abszisse 502 stellt die Frequenz dar und die Ordinate 504 stellt den Signalpegel dar. Die Region 506 verdeutlicht den Empfangsfrequenzbereich von 925 MHz bis 960 MHz, Die Region 506 verdeutlicht ebenfalls die Filterregion, die bereitgestellt werden würde durch ein SAW-Filter, wenn ein SAW-Filter in dem System vorhanden wäre. Das Signal 508 stellt das gewünschte Signal dar, und die Region 512 kennzeichnet eine 2 MHz breite Frequenzantwortabdeckungsregion 518, die um eine gewünschte Empfangsfrequenz (Abstimmungsfrequenz 516) zentriert ist, die durch den Betrieb des Abwärtswandlers 200 bereitgestellt wird. In einem Ausführungsbeispiel kann der Abwärtswandler 200 als ein „Filtermischer” bezeichnet werden.
Ein Außer-Band-Sperrsignal, das auch bezeichnet wird als Außer-Band-Interferenzsignal, ist in 5 unter Verwendung des Bezugszeichens 522 gezeigt. In diesem Beispiel ist das Außer-Band-Sperrsignal 522 ungefähr 20 MHz größer in der Frequenz als der obere Frequenzbereich von 960 MHz. Der Abwärtswandler 200 gibt eine Frequenzantwort 512 aus, wodurch Signale innerhalb des Frequenzbereichs 518 passieren, und Signale außerhalb des Frequenzbereichs 518 im Wesentlichen blockiert werden, wodurch verhindert wird, dass die Außer-Band-Sperrsignale das gewünschte Signal 508 interferieren bzw. stören. Die Frequenzantwort 512 ist eine Bandpassantwort mit einem sehr hohen Q um die Abstimmungsfrequenz 516 herum (die Frequenz des LO (f_LO)) mit einer 3 db Bandbreite von 2 MHz zentriert um die Abstimmungsfrequenz 516. Diese hohe Q-Bandpassantwort wird gebildet durch den Tiefpasspol aufgrund des Kondensators 438 und des Widerstands 437 von 4 (beispielsweise C_L und R_B), die effektiv durch die Transistoren in dem Abwärtswandler 200 reflektiert werden, um einen Bandpasspol zu bilden, der bezüglich der LO-Frequenz am Abwärtswandlereingang zentriert ist. Für höhere Offsets um LO, wird ein 20 db/Dekade-Abfall in der Eingangsimpedanz beobachtet, bis die Antwort einen Boden erreicht, der durch den endlichen Widerstand der passiven Schalter bestimmt ist, die in dem Abwärtswandler 200 verwendet werden. Mittels dieses Hoch-Q-Filters an dem Abwärtswandlereingang wird ein 20 MHz Blocker in dem GSM 950 MHz-Band um mehr als 12 db gedämpft.
Wenn sich die Lokaloszillatorfrequenz, die an den Abwärtswandler 200 von 4 angelegt wird, ändert, verschiebt sich die 2 MHz breite Region 512 zusammen mit der Abstimmungsfrequenz 516. Jeder Kanal, auf den der Empfänger 400 abgestimmt ist, hat diese 2 MHz breite Filterregion um die Abstimmungsfrequenz 516 herum, wodurch folglich jegliche Außer-Band (jenseits 2 MHz)-Sperrsignale eliminiert werden. Dadurch wird kein SAW-Filter am Eingang des rauscharmen Empfängers 400 benötigt.
Dieser „Tracking Filter”-Betrieb zusammen mit dem niedrigen Rauschen, das durch den Abwärtswandler 200 bereitgestellt wird, erlaubt die Elimination eines rauscharmen Verstärkers, wie in 4 gezeigt, wobei das Front-End-Modul 144 direkt mit dem Tiefpassfilter 410 am Eingang des Abwärtswandlers 200 verbunden ist. Das 25% LO-Tastverhältnis, das durch das in 3 beschriebene LO 2LO-Verfahren hergeleitet wird, das an den Abwärtswandler 200 angelegt wird, stellt nicht-überlappende Abwärtswandlerphasen bereit, wie in 3 gezeigt, wodurch der Abwärtswandler 200 ungefähr 6 db Spannungsgewinn bereitstellen kann, wodurch ferner das Weglassen eines rauscharmen Verstärkers zwischen dem Front-End-Modul 144 und dem Tiefpassfilter 410 begründet wird.
Wenn jedoch das Außer-Band-Sperrsignal 522 bei einer Frequenz auftritt, die entweder das Dreifache oder das Fünffache der Abstimmungsfrequenz 516 des gewünschten Signals 508 ist (allgemein bezeichnet als die dritte oder fünfte Harmonische der Fundamentalfrequenz), dann wird aufgrund eines Phänomens, das als Mischer-Aliasing bezeichnet wird, die volle Amplitude des Außer-Band-Sperrsignals 522 auf das gewünschte Signal 508 überlagert, wodurch die Empfängerempfindlichkeit bei der Abstimmungsfrequenz 516 verschlechtert wird.
Um zu verhindern, dass das Außer-Band-Sperrsignal 522, das bei einer ungeraden Harmonischen, beispielsweise der dritten oder fünften Harmonischen des gewünschten Signals 508 auftreten kann, das gewünschte Signal 508 interferiert, wird das Tiefpassfilter 410 (4) implementiert, um die Empfängerempfindlichkeit bei der dritten und fünften Harmonischenfrequenz des gewünschten Signals 508 zu reduzieren. Die Gesamtzahl der Anpassungskomponenten, die in dem Tiefpassfilter 410 verwendet werden, ist geringer oder gleich der, die in typischen Quadband-Empfängeranpassungsschaltungen verwendet wird. Ein einfaches Filter vierter Ordnung liefert mehr als 30 db-Zurückweisung ungewünschter Komponenten beim Dreifachen oder Fünffachen der gewünschten Empfangsfrequenz. Durch geeignete Wahl der Komponenten kann diese Zurückweisung auf mehr als 65 db erhöht werden, indem Komponenteneigenresonanzen verwendet werden.
Wie nachfolgend in 7 beschrieben, können ferner unter Ausnutzung des Vorteils der Ausgangsphasen, die von dem Abwärtswandler 200 verfügbar sind, die Phasen summiert werden, um die Außer-Band-Sperrsignale weiter zu dämpfen, die vorwiegend bei ungeraden Harmonischen, beispielsweise der dritten und fünften Harmonischen des gewünschten Signals, auftreten.
6 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein alternatives Ausführungsbeispiel des rauscharmen Empfängers von 4 zeigt. Bauteile in 6, die den Bauteilen in 4 ähnlich sind, werden nummeriert, indem die Konvention 6XX verwendet wird, wobei „XX” in 6 sich auf ein ähnliches Bauteil in 4 bezieht. Zur Einfachheit sind einige der Bezugszeichen in 6 nicht gezeigt. Der rauscharme Empfänger 600 ist ähnlich zu dem rauscharmen Empfänger 400, ausgenommen, dass das Ausführungsbeispiel von 6 eine beispielhafte Basisbandfilterimplementierung zeigt, bei der der Ausgangsstrom von der Basisband V-I-Umwandlungsstufe, die durch den Hochgewinnübertragungsverstärker 650 bereitgestellt wird, direkt an die virtuelle Masse eines zeitkontinuierlichen ADC 690 angelegt wird, der ADC-Bauteile 692 und 694 enthält, nach einem passiven Tiefpassfiltern in dem RC-Tiefpassfilter 670.
7 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein anderes alternatives Ausführungsbeispiel des rauscharmen Empfängers von 4 zeigt. Das Ausführungsbeispiel des rauscharmen Empfängers von 7 verdeutlicht nur ein Band (das Tiefband bzw. untere Band) und zeigt ein Beispiel zum Erzeugen von acht (8) Ausgangsphasen des Abwärtswandlers 200. Eine zusätzliche Dämpfung der Außer-Band-Sperrsignale, die bei ungeraden Harmonischen auftreten können, beispielsweise bei der dritten und fünften Harmonischen der gewünschten Empfangsfrequenz, kann erhalten werden, indem der Vorteil der Ausgangsphasen, die von dem Abwärtswandler 200 verfügbar sind, ausgenutzt wird. Die Ausgangsphasen von dem Abwärtswandler 200 können summiert werden, um die Außer-Band-Sperrsignale beispielsweise bei der dritten und fünften Harmonischen des gewünschten Signals weiter zu dämpfen.
Zur Vereinfachung der Darstellung verdeutlicht das Ausführungsbeispiel des rauscharmen Empfängers 700 nur das untere Band. Der rauscharme Empfänger 700 enthält eine Implementierung eines Abwärtswandlers 200, bei dem einfache Schalter anstelle von Transistorvorrichtungen verwendet werden, und zeigt zur Vereinfachung nur die Signalkette des unteren Bands (LB = Low Band). Die LO-Antriebssignale für die Schalter sind gezeigt unter Verwendung der graphischen Darstellung 750. Das Ausführungsbeispiel des Abwärtswandlers 715 enthält 2K-Taps, insgesamt 2K-Abtastungen pro vollständigem Zyklus der LO-Frequenz. In einem allgemeinen 2K-Tap-Abwärtswandler 715 ist das Tastverhältnis jeder LO-Wellenform kleiner als LO/2K. Der Gewinn des Abwärtswandlers 715 nähert sich 0 db, wenn K zunimmt. Für den Fall eines Single-Ended-Abwärtswandlers nähert sich der Gewinn 6 db durch die Kombination der Single-Ended-zu-Differenziell Umwandlung und des Abtast-Halte(S/H)-Betriebs, wie oben beschrieben. Eine Spannungserhöhung in dem Tiefpassfiltermodul 710 stellt einen zusätzlichen Gewinn bereit, wie oben diskutiert.
Die Implementierung mit 2K-Tap, bei der K gleich 4, 8, 16, etc. ist, erlaubt Konfigurationen, bei denen die Harmonischen der eingegebenen RF-Frequenz zurückgewiesen bzw. gesperrt werden können durch eine einfache gewichtete Summierung der Ausgangssignale des Abwärtswandlers 715. Ein Beispiel der Summierung von drei Ausgangsphasen, die eine Wellenform bereitstellen, die keine dritte und fünfte Harmonische trägt, ist in 8 beschrieben.
Das Signal von dem Tiefpassfiltermodul 710 ist dem Abwärtswandler 715 bereitgestellt, der zur Vereinfachung als eine Anordnung von Schaltern gezeigt ist. Jeder Schalter ist mit der Bezeichnung der LO-Wellenform 750 gezeigt, die ihn ansteuert (LO_0 bis LO_(2K – 1)). In der allgemeinen Implementierung, wie in 7 gezeigt, werden 2K Schalter (LO_0 bis LO_(2K – 1)) in dem Signalpfad verwendet, wobei jeder Schalter ein Tastverhältnis ≤ (100/2K)% aufweist. Die Periode der LO-Frequenz beträgt T, und jede LO-Wellenform weist eine aktive Pulsbreite von T/2K auf. Die Implementierung, die in diesem Beispiel diskutiert wird, betrifft einen speziellen Fall für K = 4, so dass jede LO-Wellenform 750 eine aktive Pulsbreite von T/8 aufweist. Irgendeine Anzahl K von Basisbandausgangssignalen kann jedoch in Empfängertopologien verwendet werden in Abhängigkeit von der Anwendung. Wenn die Anzahl K zunimmt, nährt sich der Abtast-Halte-Gewinn 0 db. Eine Empfängerarchitektur für die Zurückweisung einer dritten und fünften Harmonischen kann K = 4 verwenden, um 0, 45, 90, 135, 180, 225, 270 und 315 Grad Abtastungen der RF-Wellenform zu erzeugen. Die Ausgangssignale, die gekennzeichnet sind durch V(0), V(1), ... V(2K – 1) in 7 für den Fall von K = 4 entsprechen jeweils den 0, 45, 90, 135, 180, 225, 270 und 315 Grad Abtastungen. Die Ausgangssignale V(0), V(1), ... V(2K – 1) werden in Paaren gruppiert, wobei jedes Paar Ausgangssignale enthält, die in der Phase um 180 Grad verschieden sind. Beispielsweise die Differenz von V(0) und V(K), die Differenz von V(1) und V(K + 1) und die Differenz von V(K – 1) und V(2K – 1). Die Differenz von jedem dieser Paare wird dann durch einen jeweiligen Differenzverstärker 785-1 bis 785-K bestimmt. Die Differenzverstärker 785-1 bis 785-K können auch Tiefpassfilter enthalten, wie in 4 als Filter 480 beschrieben. Da die Signale, die differenziell verarbeit werden, um 180 Grad außer Phase sind, wird ein 6 db Gewinn erreicht. In dem speziellen Fall für K = 4, stellen die resultierenden Ausgangssignale der Differenzverstärker 785-1 bis 785-K Phasen mit hinzugefügtem Gewinn des empfangenen Signals dar, bei 0, 45, 90 und 135 Grad mit hinzugefügtem 6 db Gewinn. Die Ausgangssignale der Differenzverstärker 785-1 bis 785-K werden angewendet auf die ADCs 790-1 bis 790-K. Die Ausgangssignale der ADCs 790-1 bis 790-K werden dann an das Basisbandsystem 130 angelegt. Innerhalb des Basisbandsystems 130 kann eine Summierung für eine Harmonischen-Zurückweisung implementiert werden, indem gewichtete Summierungen dieser mehreren Phasen verwendet werden, wie nachfolgend beschrieben.
Die in 7 gezeigte Technik ist ein effektiver Weg zum Aufteilen des RF-Signals im Zeitbereich in K separate Pfade ohne Hinzufügung zusätzlicher Schaltungsblöcke, die die Performance stark verschlechtern und den Leistungsverbrauch und den Die-Bereich erhöhen können.
8 verdeutlicht ein bekanntes Verfahren zum Erzeugen einer Wellenform, bei der die dritte und fünfte Harmonische zurückgewiesen werden. 8 zeigt nur die Signale, die das In-Phase(I)-Signal betreffen. Zur Vereinfachung zeigt das Beispiel in 8 ein Beispiel der Summierung von drei Ausgangsphasen, die eine Wellenform bereitstellen, die keine dritte oder fünfte Harmonische trägt. Eine andere Anzahl von Ausgangsphasen kann kombiniert werden, um eine ähnliche Ausgangswellenform zu erreichen.
Die Wellenform 820 stellt ein Fundamental-LO-Signal dar gemäß der Gleichung: U1(t) = 2 / π[(cos(ωt) – 1/3(cos(3ωt) + 1/5(cos(5ωt)...]
Die Wellenform 810 stellt das Fundamental-LO-Signal 820 dar, das um 45 Grad relativ zu dem Signal 820 voraus eilt. Das Signal 810 wird dargestellt gemäß der Gleichung: U2(t) = √2 / π [(cos(ωt) – sin(ωt)) + 1/3(cos(3ωt) + sin(3ωt)) – 1/5(cos(5ωt) – sin(5ωt))...]
Die Wellenform 830 stellt das Fundamental-LO-Signal 820 dar, das um 45 Grad relativ zu dem Signal 820 nach eilt. Das Signal 830 wird dargestellt gemäß der Gleichung: U3(t) = √2 / π [(cos(ωt) + sin(ωt)) + 1/3(cos(3ωt) – sin(3ωt)) – 1/5(cos(5ωt) + sin(5ωt))...]
Die Wellenform 840 stellt die Kombination der oben genannten drei Wellenformen in den geeigneten Verhältnissen derart dar, dass die dritte und fünfte Harmonische des Fundamental-LO-Signals 820 zurück gewiesen werden. Die Kombination wird gebildet durch die Gleichung: LO_harm_rej(t) = √2U1(t) + U2(t) + U3(t)
Zurückkehrend jetzt zu 7, können die effektiven LO-Ausgangssignale des Abwärtswandlers 715 kombiniert werden, wie allgemein oben beschrieben unter Bezugnahme auf 8, und wie nachfolgend in 10 beschrieben für den Fall von acht Ausgangsphasen, um eine zusätzliche Zurückweisung für Harmonische bereitzustellen, was ferner die Anforderungen für das Tiefpassfilter 410 (4) vereinfachen. Für K = 4 wird eine Abwärtswandlerkonfiguration erhalten, die eine Zurückweisung für die dritte und fünfte Harmonische bereitstellt, wodurch es dem Empfänger ermöglicht wird, Eingangssignale bei der Dreifachen und Fünffachen des gewünschten RF-Signals zurückzuweisen bzw. zu sperren.
9 zeigt eine graphische Darstellung, die acht LO-Phasen zeigt, die von dem rauscharmen Empfänger von 7 für den Fall von K = 4 verwendet werden. Die Linie 902 zeigt eine 4LO-Wellenform mit 50% Tastverhältnis. Die Linien 904 und 906 zeigen zwei Quadraturphasen von 2LO, die jeweils als 2LO_I und 2LO_Q bezeichnet werden. Die Linien 908 und 912 zeigen zwei 45 Grad Offset-Phasen von LO, jeweils bezeichnet als LO_I und LO_Q. Die Signale, die durch die Linien 902, 904, 906, 908 und 912 dargestellt sind, werden multipliziert in die acht Kombinationen, die durch die Linien 922, 924, 926, 928, 932, 934, 936 und 938 gezeigt sind, um acht entsprechende LO-Wellenformen zu erzeugen, die bezeichnet werden als LO_0, LO_4, LO_1, LO_5, LO_2, LO_6, LO_3 und LO_7, die jeweils 1/8 Tastverhältnis aufweisen.
10 zeigt eine graphische Darstellung, die die effektiven Quadratur-LO-Wellenformen zeigt, jeweils mit zurückgewiesener dritten und fünften Harmonischen, die durch gewuchtetes Kombinieren der acht LO-Phasen erzeugt werden, die von dem rauscharmen Empfänger von 7 für den Fall von k = 4 verwendet werden.
In 10 werden die acht Wellenformen LO_0 bis LO_7 mit 1/8-Tastverhältnis, gezeigt durch die Linien 922, 924, 926, 928, 932, 934, 936 und 938, in dem Basisbandsystem 130 mit geeigneten Verhältnissen kombiniert, um effektive Quadraturwellenformen eLO_I 1002 und eLO_Q 1004 zu bilden, wie ferner in 11 und in 13 gezeigt. Die Wellenformen eLO_I 1002 und eLO_Q 1004 weisen die gleiche Harmonische-Zurückweisungscharakteristikform für ein Signal mit acht kombinierten Ausgangsphasen auf, wie das durch die Linie 840 in 8 gezeigte für eine Kombination von drei Ausgangsphasen.
Die Unterdrückung der Harmonischen, die größer als die fünfte Harmonische sind, kann erreicht werden, indem die Anzahl von Ausgangsphasen erhöht wird. Durch die Verwendung von 16 Ausgangsphasen und geeignete Wahl von Gewichtungskoeffizienten kann beispielsweise eine Frequenzantwort erhalten werden, durch die die dritte, fünfte, siebte, neunte, elfte und dreizehnte Harmonische unterdrückt werden. Eine derartige Antwort würde ähnlich aussehen wie die Kurve 1220 (12), erweitert auf 16 GHz mit großen Keulen nur bei 1 GHz und 15 GHz. In einem derartigen Fall würden die Wellenformen eLO_I und eLO_Q eine feiner gezacktere Quantisierung aufweisen verglichen zu den Kurven 1002 und 1004 in 10. Wenn die Anzahl von Ausgangsphasen weiter Richtung unendlich zunimmt, würden eLO_I und eLO_Q reine Sinuswellen werden, die überhaupt keine Harmonischen enthalten.
11 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein Ausführungsbeispiel eines rauscharmen Empfängers verdeutlicht, der die effektiven Quadratur-LO-Wellenformen von 10 implementiert. Der rauscharme Empfänger 1100 ist eine alternative Ausführungsform des rauscharmen Empfängers 700 von 7 und kombiniert die effektiven Quadratur-LO-Wellenformen von 10, um eine zusätzliche Zurückweisung für die dritte und fünfte Harmonische an dem Eingang des Abwärtswandlers bereitzustellen. Die Schalter, die den Abwärtswandler 1115 enthalten, werden durch die acht LO-Phasen gesteuert, die durch Linien 922, 924, 926, 928, 932, 934, 936 und 938 in 9 gezeigt sind. Das in 11 gezeigte Ausführungsbeispiel enthält acht Phasen von dem LO-Signal, und die acht LO-Signale sind als solche dargestellt als LO_0 bis LO_7, wie in der graphischen Darstellung 1150 gezeigt.
Das Kombinieren der acht LO-Phasen, um die zusätzliche Zurückweisung der dritten und fünften Harmonischen bereitzustellen, erfolgt in zwei Teilen: Das erste Kombinieren der acht LO-Phasen erfolgt im analogen Bereich, indem analoge Differenzverstärker 1185-1, 1185-2, 1185-3 und 1185-4 verwendet werden. Jede n-te Abtastung des empfangenen Signals wird von der (n + 4)ten Abtastung differenziert bzw. abgezogen durch jeweilige analoge Differenzverstärker 1185. Das LO_0-Signal wird mit dem LO_4-Signal durch den analogen Differenzverstärker 1185-1 kombiniert. Das LO_1-Signal wird mit dem LO_5-Signal durch den analogen Differenzverstärker 1185-2 kombiniert. Das LO_2-Signal wird mit dem LO_6-Signal durch den analogen Differenzverstärker 1185-3 kombiniert. Das LO_3-Signal wird mit dem LO_7-Signal durch den analogen Differenzverstärker 1185-4 kombiniert. Die entsprechenden Ausgangssignale der analogen Differenzverstärker 1185-1 bis 1185-4 repräsentieren Phasen des empfangenen Signals bei 0, 45, 90 und 135 Grad mit ungefähr 6 db hinzugefügtem Gewinn, wie oben in 7 beschrieben.
Die Ausgangssignale der analogen Differenzverstärker 1185 werden umgewandelt in den digitalen Bereich durch jeweilige ADC-Bauteile 1190. Das Ausgangssignal des analogen Differenzverstärkers 1185-1 wird an den ADC 1190-1 geliefert. Das Ausgangssignal des analogen Differenzverstärkers 1185-2 wird an den ADC 1190-2 geliefert. Das Ausgangssignal des analogen Differenzverstärkers 1185-3 wird an den ADC 1190-3 geliefert. Das Ausgangssignal des analogen Differenzverstärkers 1185-4 wird an den ADC 1190-4 geliefert.
Das zweite Kombinieren der acht LO-Phasen erfolgt in dem digitalen Bereich unter Verwendung eines digitalen Summations-Harmonischen-Zurückweisungsfilters 1125, der in Hardware, Software oder einer Kombination aus Hard- und Software implementiert werden kann. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist das digitale Summations-Harmonischen-Zurückweisungsfilter 1125 Teil des Betriebs der Empfängersoftware 155 und wird von dem Prozessor 135 durchgeführt. Die Empfängersoftware 155 führt eine Summation durch, die durch Summationsbauteile 1130 und 1132 repräsentiert wird. Das Ausgangssignal des ADC 1190-1 wird dem Multiplizierbauteil 1142 und dem Multiplizierbauteil 1144 bereitgestellt. Das Ausgangssignal des ADC 1190-2 wird dem Multiplizierbauteil 1146 und dem Multiplizierbauteil 1148 bereitgestellt. Das Ausgangssignal des ADC 1190-3 wird dem Multiplizierbauteil 1152 und dem Multiplizierbauteil 1154 bereitgestellt. Das Ausgangssignal des ADC 1190-4 wird dem Multiplizierbauteil 1156 und dem Multiplizierbauteil 1158 bereitgestellt. Jedes Multiplizierbauteil verstärkt digital das Signal, das durch dieses verläuft mit einem entsprechenden Gewichtungsfaktor, wie in 11 gezeigt. Beispielsweise wird das Ausgangssignal des ADC 1190-1 digital durch das Multiplizierbauteil 1142 um einen Faktor von 1 + √2/2 verstärkt. Die Summation der gewichteten Signale erfolgt in den Summationsbauteilen 1130 und 1132, was Basisbandausgangssignale I und Q zur Folge hat. Wichtig ist, dass die Schalter in dem Abwärtswandler 1115 einander nicht interferieren aufgrund der nichtüberlappenden LO-Signale, die diese antreiben. Ferner erfolgt die Summation, die durch die Summationsbauteile 1130 und 1132 durchgeführt wird, im Basisband, hat jedoch die Wirkung einer Zurückweisung von Harmonischen, speziell der dritten und fünften Harmonischen, bei RF. Folglich repräsentieren die Basisbandausgangssignale I und Q eine genaue Reproduktion der Basisbandsignale, die auf dem gewünschten RF-Träger, auf den der Empfänger abgestimmt ist, getragen werden, ohne irgendeine wesentliche Interferenz aufgrund des Vorhandenseins unerwünschter RF-Blockiersignale, die bei der dritten und fünften Harmonischen des gewünschten RF-Trägers existieren können.
12 zeigt eine graphische Darstellung, die ein Beispiel der Frequenzantwort der Ausführungsbeispiele des rauscharmen Empfängers zeigt. Das Beispiel in 12 zeigt die Antwort für ein 1 GHz-Empfangssignal. Die Kurve 1210 verdeutlicht die effektive Antwort der Schalt- und Summierungsaktionen des Abwärtswandlers 200 von 4, für den K = 2 ist. Die Kurve 1210 enthält nicht die Wirkung des LC-Harmonische-Zurückweisungsfilters 410. In der Kurve 1210 sind die geraden Harmonischen zurückgewiesen, jedoch verbleiben die ungeraden Harmonischen. Folglich muss das LC-Harmonische-Zurückweisungsfilter 410 in 4 die gesamte Dämpfung der dritten, fünften und siebten Harmonischen bereitstellen.
Die Kurve 1220 verdeutlicht die effektive Antwort der Schalt- und Summierungsaktionen des rauscharmen Empfängers 1100 von 11, für den K = 4 gilt. Die Kurve 1220 enthält nicht die Wirkung eines LC-Antennenfilters. In diesem Fall werden die dritte und fünfte Harmonische stark zurückgewiesen aufgrund des 8-Phasenschaltens und der Harmonischen-Zurückweisungssummierung, wodurch nur die siebte Harmonische verbleibt. Wenn ein LC-Antennenfilter dem System von 11 hinzugefügt wird, muss ein derartiges LC-Antennenfilter nur die siebte Harmonische zurückweisen, was viel einfacher ist als die oben beschriebene Zurückweisung der dritten und fünften Harmonischen.
13 zeigt ein schematisches Diagramm, das ein alternatives Ausführungsbeispiel des rauscharmen Empfängers von 11 verdeutlicht. Das in 13 gezeigte Ausführungsbeispiel 1300 zeigt eine analoge Summierung der LO-Signale, LO_0 bis LO_7, die in 10 für den Fall von K = 4 beschrieben worden sind. Die Schalter, die in dem Abwärtswandler 1315 enthalten sind, werden durch die acht LO-Phasen gesteuert, die durch die Linien 922, 924, 926, 928, 932, 934, 936 und 938 in 9 gezeigt sind. Das in 13 gezeigte Ausführungsbeispiel enthält acht Phasen des LO-Signals, und als solche sind die acht LO-Signale dargestellt als LO_0 bis LO_7, wie in der graphischen Darstellung 1350 gezeigt.
Das Kombinieren der acht LO-Phasen erfolgt in zwei Teilen. Das erste Kombinieren der acht LO-Phasen erfolgt in dem analogen Bereich unter Verwendung von analogen Differenzverstärkern 1385-1, 1385-2, 1385-3 und 1385-4. Jede n-te Abtastung des empfangenen Signals wird von der (n + 4)-ten Abtastung durch die analogen Differenzverstärker 1385 differenziert. Das LO_0-Signal wird mit dem LO_4-Signal durch den analogen Differenzverstärker 1385-1 kombiniert. Das LO_1-Signal wird mit dem LO_5-Signal durch den analogen Differenzverstärker 1385-2 kombiniert. Das LO_2-Signal wird mit dem LO_6-Signal durch den analogen Differenzverstärker 1385-3 kombiniert. Das LO_3-Signal wird mit dem LO7-Signal durch den analogen Differenzverstärker 1385-4 kombiniert.
In diesem Ausführungsbeispiel erfolgt das zweite Kombinieren der acht LO-Phasen auch in dem analogen Bereich in einem analogen Summationszurückweisungsfilter 1325. Das Filter 1325 führt eine Summierung unter Verwendung von Summierungsbauteilen 1330 und 1332 durch. Das Ausgangssignal des analogen Differenzverstärkers 1385-1 wird dem Verstärker 1342 und dem Verstärker 1344 bereitgestellt. Das Ausgangssignal des analogen Differenzverstärkers 1385-2 wird dem Verstärker 1346 und dem Verstärker 1348 bereitgestellt. Das Ausgangssignal des analogen Differenzverstärkers 1385-3 wird dem Verstärker 1352 und dem Verstärker 1354 bereitgestellt. Das Ausgangssignal des analogen Differenzverstärkers 1385-4 wird dem Verstärker 1356 und dem Verstärker 1358 bereitgestellt. Jeder Verstärker 1342, 1344, 1346, 1348, 1352, 1354, 1356 und 1358 verstärkt das Signal, das durch ihn verläuft, um einen entsprechenden Gewichtungsfaktor, wie in 13 gezeigt. Beispielsweise wird das Ausgangssignal des analogen Differenzverstärkers 1385-1 durch den Verstärker 1342 um einen Faktor von 1 + √2/2 verstärkt. Die Summierung der gewichteten Signale erfolgt in den Summationsbauteilen 1330 und 1332, was die analogen I- und Q-Signale zur Folge hat. Wichtig ist, dass die Schalter in dem Abwärtswandler 1315 nicht einander stören aufgrund von nicht überlappenden LO-Signalen, die diese antreiben.
Ferner erfolgt die Summierung, die durch die Summationsbauteile 1330 und 1332 durchgeführt wird, im Basisband, hat jedoch Wirkung auf die Zurückweisung der Harmonischen bei RF. Folglich stellen die Basisbandausgangssignale I und Q eine genaue Reproduktion der Basisbandsignale dar, die auf dem gewünschten RF-Träger, auf den der Empfänger abgestimmt ist, getragen werden, ohne irgendeine wesentliche Interferenz aufgrund des Vorhandenseins von unerwünschten RF-Sperrsignalen, die bei der dritten und fünften Harmonischen des gewünschten RF-Trägers existieren können.
Das In-Phase-Ausgangssignal des Summierungsbauteils 1330 wird einem ADC 1395 zur Umwandlung in den digitalen Bereich bereitgestellt. Das Quadratur-Phasen-Ausgangssignal des Summierungsbauteils 1332 ist dem ADC 1396 bereitgestellt zur Umwandlung in den digitalen Bereich. Das digitale In-Phase-Signal und das digitale Quadratur-Phase-Signal werden dann dem Basisbandsubsystem 130 (1) zur weiteren Verarbeitung bereitgestellt.
Eine typische Zurückweisung für Harmonische der gewünschten Signalfrequenz mit einer Harmonische-Zurückweisungssummation, die in dem analogen Bereich durchgeführt wird, wie in 13 gezeigt, ist auf ungefähr 35 db bis 40 db begrenzt, aufgrund der analogen Komponententoleranzen, während die in Fig. und 11 gezeigte digitale Implementierung eine Zurückweisung größer 40 db erreichen kann, da die einzigen analogen Toleranzen, die in der Implementierung von 11 verbleiben, diejenigen der Abtastkondensatoren, der Differenzverstärker und der ADCs sind. Eine verhältnismäßige Summierung im digitalen Bereich, wie in 11 gezeigt, erlaubt potentiell die Implementierung von Algorithmen, die auf dem kleinsten mittleren Quadrat (LMS = least mean squares) basieren, die die Zurückweisung bei n Zeitpunkten des gewünschten Signals maximieren, durch weitere Kompensation von jeglichen analogen Fehlanpassungen in verschiedenen Pfaden.
Die 14A bis 14D zeigen graphische Darstellungen, die eine beispielhafte Frequenzantwort eines Ausführungsbeispiels des rauscharmen Empfängers von 11 oder 13 mit Hinzufügung eines Tiefpassfiltermoduls zwischen der Antenne und dem Eingang zum Abwärtswandler, das mit einer Empfangsfrequenz von 1 GHz arbeitet. 14A verdeutlicht eine beispielhafte Antwort eines Tiefpassfiltermoduls 410 vierter Ordnung. In diesem Beispiel ist das Filter mit einer breiten Bandbreite und sanftem Abfall gestaltet, wie es erforderlich ist, um eine Zurückweisung nur für die siebente Harmonische und nicht für die dritte oder fünfte Harmonische bereitzustellen. 14B zeigt ein 2 MHz breites Durchlassband bei 1 GHz (verursacht durch das Schalten und RC), plus alle ungewollten ähnlichen Antworten, die bei Harmonischen aufgrund von Aliasing auftreten. 14C zeigt die Antwort, die durch die Harmonische-Zurückweisungssummierung von 11 oder 13 gebildet wird. 14D zeigt die Kaskadenantwort von den 14A, 14B und 14C. In der Kaskadenantwort von 14D sind die gewünschten Charakteristiken der 2 MHz breiten Antwort gezeigt, die die abgestimmte Frequenz des Empfängers verfolgt, mit ähnlichen Antworten, die bei der dritten und fünften Harmonischen zurückgewiesen werden, und im Wesentlichen bei der sechsten Harmonischen unterdrückt werden.
Obwohl verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben worden sind, ist es für den Fachmann auf diesem Gebiet offensichtlich, dass viel mehr Ausführungsbeispiele und Implementierungen möglich sind innerhalb des Bereichs der Erfindung. Beispielsweise ist die Erfindung nicht auf einen spezifischen Typ von Funkempfänger oder Sendeempfänger beschränkt. Ausführungsbeispiele der Erfindung sind auf unterschiedliche Typen von Funkempfängern und Sendeempfängern anwendbar und sind auf irgendeinen Empfänger anwendbar, der ein empfangenes Signal abwärts wandelt oder filtert.

Claims

Rauscharmer Empfänger mit: einem Abwärtswandler, der konfiguriert ist zum Empfangen eines Funkfrequenz(RF)-Signals, wobei der Abwärtswandler eine Schaltarchitektur enthält, die konfiguriert ist zum Erzeugen einer Mehrzahl von Ausgangsphasen basierend auf einer entsprechenden Mehrzahl von Lokaloszillator(LO)-Signalen; einer Differenzierungsschaltung, die konfiguriert ist zum Kombinieren der Mehrzahl von Ausgangsphasen derart, dass zwischen einer n-ten Ausgangsphase und einer (n + K)-ten Ausgangsphase eine Differenz gebildet wird, was Ausgangsphasen mit hinzugefügtem Gewinn zur Folge hat; und einem Summationsfilter, das konfiguriert ist zum Empfangen der Ausgangsphasen mit hinzugefügtem Gewinn und konfiguriert ist zum Kombinieren der Ausgangsphasen mit hinzugefügtem Gewinn derart, dass eine Antwort des Empfängers effektiv ungerade Harmonische des RF-Signals reduziert.
Empfänger nach Anspruch 1, ferner mit einem passiven Tiefpassfilter, das konfiguriert ist zum Empfangen des Funkfrequenz(RF)-Signals direkt von einem Schaltmodul, wobei das passive Tiefpassfilter auch konfiguriert ist zum Bereitstellen eines Spannungsgewinns für das RF-Signal.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei das passive Tiefpassfilter ferner eine Impedanzanpassungsschaltung enthält.
Empfänger nach Anspruch 3, wobei das Summationsfilter effektiv die dritte und fünfte Harmonische des RF-Signals reduziert, und wobei das passive Tiefpassfilter konfiguriert ist zum Reduzieren eines Pegels eines interferierenden Signals, das bei einer Frequenz auftritt, die eine siebente Harmonische der Frequenz des RF-Signals ist.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Abwärtswandler eine Filterantwort bereitstellt, die bei einer Frequenz zentriert ist, die mit dem RF-Signal übereinstimmt.
Empfänger nach Anspruch 5, wobei die Filterantwort, die von dem Abwärtswandler bereitgestellt wird, ein Oberflächenwellen(SAW = Surface Acoustic Wave)-Filter für den Empfänger überflüssig macht.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei das Summationsfilter digital implementiert ist.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei das Summationsfilter in dem analogen Bereich implementiert ist.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Abwärtswandler vier Ausgangsphasen erzeugt.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei der Abwärtswandler acht Ausgangsphasen erzeugt.
Verfahren zum Verarbeiten eines empfangenen Signals, mit: Empfangen eines Funkfrequenz(RF)-Signals; Erzeugen einer Mehrzahl von Ausgangsphasen basierend auf einer entsprechenden Mehrzahl von Lokaloszillator(LO)-Signalen; Kombinieren der Mehrzahl von Ausgangsphasen derart, dass zwischen einer n-ten Ausgangsphase und einer (n + K)-ten Ausgangsphase eine Differenz gebildet wird, was eine Ausgangsphase mit hinzugefügtem Gewinn zur Folge hat; und Summieren der Ausgangsphasen mit hinzugefügtem Gewinn derart, dass ungerade Harmonische des empfangenen Signals reduziert werden.
Verfahren nach Anspruch 11, ferner mit einem Filtern des Funkfrequenz(RF)-Signals, um einen Spannungsgewinn für das RF-Signal bereitzustellen.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Filtern das Durchführen einer Impedanzanpassung enthält.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Summieren ein Reduzieren der dritten und fünften Harmonischen des RF-Signals enthält, und das Filtern ein Reduzieren einer siebenten Harmonischen des RF-Signals enthält.
Verfahren nach Anspruch 11, ferner mit einem Bereitstellen einer Filterantwort, die bei einer Frequenz zentriert ist, die mit dem RF-Signal übereinstimmt.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Summieren digital durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Summieren im analogen Bereich durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Erzeugen einer Mehrzahl von Ausgangsphasen ein Erzeugen von vier Ausgangsphasen enthält.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Erzeugen einer Mehrzahl von Ausgangsphasen das Erzeugen von acht Ausgangsphasen enthält.
Summationsfilter, mit: einer Mehrzahl von kombinierenden Bauteilen, wobei jedes kombinierende Bauteil konfiguriert ist zum Empfangen einer Empfängerausgangsphase mit hinzugefügtem Gewinn und konfiguriert ist zum Verarbeiten der Empfängerausgangsphase mit hinzugefügtem Gewinn mit einem entsprechenden Gewichtungsfaktor, was ein gewichtetes Signal zur Folge hat; und einem Summationsbauteil, das konfiguriert ist zum Kombinieren des gewichteten Signals von jedem von der Mehrzahl von kombinierenden Bauteilen, und zum Bereitstellen einer Mehrzahl von Phasenoffsetausgangssignalen, die ungerade Harmonische eines RF-Signals reduzieren.