JP2012521154A - Ｓａｗレス、ｌｎａレス低ノイズ受信器 - Google Patents

Abstract

低ノイズ受信器は、無線周波数（ＲＦ）信号を受信するように構成されたダウンコンバータを含み、ダウンコンバータは、複数の局部発信器（ＬＯ）信号のそれぞれに基づいて複数の出力位相を生成するように構成されたスイッチング構造と、ｎ番目の出力位相と（ｎ＋Ｋ）番目の出力位相との差をとるように複数の出力位相を組み合わせて、ゲイン付加出力位相をもたらすように構成された差動回路と、ゲイン付加出力位相を受信するように構成されるとともに、受信器の応答がＲＦ信号の奇数高調波を効果的に低減するようにゲイン付加出力位相を組み合わせるように構成された加算フィルタとを備える。

Description

関連出願との相互参照
本出願は、２００９年３月１７日に出願された、「クワッドバンドＧＳＭ（登録商標）／ＧＰＲＳ／ＥＤＧＥのための、固有の帯域外ブロッカーフィルタリングを用いた、高ダイナミックレンジ、ＳＡＷレス、ＬＮＡレスシングルエンド受信器（High Dynamic Range, SAW-Less, LNA-Less, Single-Ended Receiver With Intrinsic Out-Of-Band Blocker Filtering For Quad-Band GSM/GPRS/EDGE）」と題された、ともに継続中の米国特許仮出願番号６１／１６０，８５８の出願日の優先権および利益を主張し、その全体の開示は、参照によりここに引用される。

背景
携帯電話、携帯情報端末（personal digital assistant：ＰＤＡ）、ＷＩＦＩ送受信器、および他の通信装置のような携帯通信装置は、さまざまな周波数で通信信号を送受信する。効果的な通信のために、送受信信号の周波数は、通信されるべき情報を搬送するベースバンド情報信号よりも何倍も高い。したがって、送受信器は、送信信号をアップコンバートし、受信信号をダウンコンバートしなくてはならない。

通常、１つまたはより多くのミキサが、送信信号のアップコンバートおよび受信信号のダウンコンバートを行なうために用いられる。多くの無線周波数（radio frequency：ＲＦ）通信方法、および特に直交変調法においては、ミキサは、局部発信器（local oscillator：ＬＯ）による直交信号の差動成分を切換える一連のスイッチを用いて実現され得る。ＬＯ信号の周波数は、ＬＯ信号と混合される無線周波数信号が所望の周波数に変換されるように選択される。

信号アップコンバージョンおよび信号ダウンコンバージョンは、ミキサを用いて実行され、ミキサは典型的に半導体スイッチを用いて実現される。ディープサブミクロン技術においては、低ノイズ動作および高効率動作特性を提供する受動型スイッチの利用可能性は、低電流消費および高性能が望まれるパッシブミキサの使用を可能にする。スイッチクロック経路において用いられるレールトゥレール電圧、ならびに、ミキサにおける同位相（Ｉ）経路と直交位相（Ｑ）経路との間の絶縁不足による問題は、パッシブミキサの使用に制限を課している。

ＳＡＷフィルタは、典型的に、受信帯域外であるが特に受信周波数の特定の倍数（高調波）において依然として干渉を生じる干渉信号から、受信周波数を保護するために用いられる。ＬＮＡは、典型的に、それに含まれる情報を抽出できるように、相対的に微弱な受信信号を増幅するために用いられる。マルチバンド受信器について、個別のＳＡＷフィルタが各帯域について必要とされ、さらに個別のＬＮＳが各ＳＡＷフィルタの出力を受容するために必要とされる。そのため、典型的に、ＳＡＷフィルタおよびＬＮＡが受信構造に複雑性を追加する。さらに、ＬＮＡは電力を消費し、この電力消費は、ＬＮＡが小さな所望の信号を圧縮することなく大きなブロッキング信号を通過するために、十分に高くなければならない。

したがって、これらの追加素子に依存しない低ノイズ受信構造を有することが望まれる。

要約
低ノイズ受信器の実施形態は、無線周波数（ＲＦ）信号を受信するように構成されたダウンコンバータを含み、ダウンコンバータは、複数の局所発信器（ＬＯ）信号にそれぞれ基づいた複数の出力位相を生成するように構成されたスイッチング構造と、ｎ番目の出力位相と（ｎ＋Ｋ）番目の出力位相との差をとるように複数の出力位相を組み合わせて、ゲイン付加出力位相をもたらすように構成された差動回路と、ゲイン付加出力位相を受信するように構成されるとともに、受信器の応答がＲＦ信号の奇数高調波を効率的に低減するようにゲイン付加出力位相を組み合わせるように構成された加算フィルタとを備える。

他の実施形態も提供される。本発明の他のシステム、方法、特徴、および利点は、以下の図および詳細な説明を検討することによって当業者には明らかである、または明らかになるであろう。すべてのそのような追加的なシステム、方法、特徴、および利点が本説明に含まれ、本発明の範囲に含まれ、そして、添付の特許請求の範囲によって保護されるべきことが意図される。

本発明は、以下の図面を参照して、より詳細に理解することができる。図中の要素は、必ずしも縮尺通りではなく、その代わりに、本発明の原理を明確に説明するために強調がなされている。さらに、図において、同様の参照符号は、異なる図を通して対応する部分を示している。

単純化された携帯受信器を示すブロック図である。 約２５％のデューティサイクルトポロジを用いるパッシブミキサとして実現された、公知のシングルエンド電圧モードダウンコンバータの実施形態の回路図である。 図２に記載されたパッシブミキサの実施形態において用いられるＬＯ信号を示すグラフである。 低ノイズ受信器の実施形態を示す回路図である。 低ノイズ受信器が動作する例示的な周波数スペクトルを示すグラフである。 図４の低ノイズ受信器の代替的な実施形態を示す回路図である。 図４の低ノイズ受信器の他の代替的な実施形態を示す回路図である。 第３次高調波および第５次高調波が除去される波形を生成する方法を示す図である。 ｋ＝４の場合についての、図７の低ノイズ受信器によって利用される８つのＬＯ位相の導出を示すグラフである。 Ｋ＝４の場合についての、図７の低ノイズ受信器によって利用される８つのＬＯ位相の加重結合によって生成され、各々第３次高調波および第５次高調波が除去された、効果的な直交ＬＯ波形を示すグラフである。 図１０の効果的な直交ＬＯ波形を実現する低ノイズ受信器の実施形態を示す回路図である。 低ノイズ受信器の実施形態の周波数応答例を示すグラフである。 図１１の低ノイズ受信器の代替的な実施形態を示す回路図である。 １ＧＨｚの受信周波数における、図４の低ノイズ受信器の実施形態の例示的な周波数応答を示すグラフである。 １ＧＨｚの受信周波数における、図４の低ノイズ受信器の実施形態の例示的な周波数応答を示すグラフである。 １ＧＨｚの受信周波数における、図４の低ノイズ受信器の実施形態の例示的な周波数応答を示すグラフである。 １ＧＨｚの受信周波数における、図４の低ノイズ受信器の実施形態の例示的な周波数応答を示すグラフである。

詳細な説明
携帯送受信器を特に参照して説明されるが、ＳＡＷレス、ＬＮＡレス低ノイズ受信器（本明細書では、低ノイズ受信器とも称する。）は、受信器内で信号のダウンコンバージョンを用いる任意の装置で用いることができる。

ＧＳＭ（登録商標）／ＥＤＧＥ周波数スペクトルで動作するクワッドバンド通信装置について、本明細書で記載される低ノイズ受信器は、典型的にクワッドバンド携帯電話ソリューションで用いられる、４つの外部ＳＡＷフィルタおよびオンチップ低ノイズフィルタ（ＬＮＡ）を排除し、大きなコストおよび領域の節約をもたらす。ＳＡＷフィルタおよびＬＮＡの排除は、少なくとも部分的に、上述の高線形で低ノイズのパッシブミキサ構造によって、および、部分的に入出力マッチング回路の慎重な設計によって達成される。

低ノイズ受信器は、ハードウェア、またはハードウェアおよびソフトウェアの組み合わせで実現することができる。ハードウェアで実現される場合、パッシブミキサ、およびパッシブミキサを用いる高Ｑ値ＲＦフィルタは、専用のハードウェア素子および論理を用いて実現され得る。低ノイズ受信器が部分的にソフトウェアで実現される場合、ソフトウェア部分は、さまざまな要素を正確に制御するために用いられ得る。ソフトウェアは、メモリ内に記憶され、かつ適当な指令実行システム（マイクロプロセッサ）によって実行され得る。低ノイズ受信器のハードウェア実行例は、すべてその技術分野で周知である、以下の技術のいずれかまたは組み合わせを含み得る：個別電子要素、データ信号についての論理関数を実現するための論理ゲートを有する個別論理回路、適切な論理ゲートを有する特定用途向け集積回路、プログラマブルゲートアレイ（ＰＧＡ）、電界プログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）など。

低ノイズ受信器のためのソフトウェアは、論理関数を実行するための実行可能な指令の順序リストを含み、コンピュータベースシステム、プロセッサ含有システム、または、指令実行システム、装置、または機器からその指令を取り出し、かつその指令を実行することができる他のシステムのような、指令実行システム、装置または機器によってまたはそれらと関連して用いるための任意のコンピュータ読取可能媒体に内蔵され得る。

本書類の内容において、「コンピュータ読取可能媒体」は、指令実行システム、装置または機器によって、またはそれらに関連して用いるためのプログラムを、含み、記憶し、通信し、伝播し、または転送することのできる任意の手段であり得る。コンピュータ読取可能媒体は、たとえば、限定されないが、電子的、磁気的、光学的、電磁的、赤外線、または半導体のシステム、装置、機器、あるいは伝播媒体であり得る。コンピュータ読取可能媒体のより具体的な例（限定的なリスト）は、以下のものを含み得る：１つまたはより多くの配線を有する電気接続（電子的）、ポータブルコンピュータディスケット（磁気的）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）、消去可能プログラマブル読み取り専用メモリ（ＥＰＲＯＭまたはフラッシュメモリ）（磁気的）、光ファイバ（光学的）、およびポータブルコンパクトディスク読み取り専用メモリ（ＣＤＲＯＭ）（光学的）。なお、コンピュータ読取可能媒体は、たとえば、プログラムが、紙または他の媒体の光学スキャンを介して電子的に捕捉され、そしてコンパイルされ、解釈され、または、そうでなければ必要に応じて適当な態様で処理され、その後コンピュータメモリに記憶されるような、プログラムが印刷された紙または他の適当な媒体でもあり得ることに注意すべきである。

図１は、単純化された携帯送受信器１００を示すブロック図である。低ノイズ受信器の実施形態は、任意のＲＦ受信器、ＲＦ送信器、またはＲＦ送受信器で実行することができ、この例においては、携帯送受信器１００に関連するＲＦ受信器１２０で実現される。図１に図示される携帯送受信器１００は、単純化された例であり、低ノイズ受信器が実現され得る多くの可能性のある用途の１つを示すことが意図される。当業者は、携帯送受信器の動作を理解するであろう。携帯送受信器１００は、送信器１１０と、受信器１２０と、ベースバンドサブシステム１３０と、デジタル−アナログコンバータ（ＡＤＣ）１６０と、アナログ−デジタルコンバータ（ＤＡＣ）１７０とを含む。送信器１１０は、変調器１１６と、アップコンバータ１１７とを含む。一実施形態においては、アップコンバータ１１７は、変調器１１６のサブシステムであり得る。代替的な実施形態においては、アップコンバータ１１７は、個別の回路ブロックまたは回路素子であり得る。

送信器は、ベースバンド信号を変調し、アップコンバートする任意の他の機能素子も含む。受信器１２０は、フィルタ回路と、受信したＲＦ信号から情報信号の復元を可能とするダウンコンバータ２００とを含む。ダウンコンバータ２００は、本明細書で説明されるように、低ノイズ受信器の部分および実施形態を実現する。

携帯送受信器１００は、パワーアンプ１４０も含む。送信器１１０の出力は、接続１１２によってパワーアンプ１４０へ提供される。通信方法に応じて、携帯送受信器は、パワーアンプ制御素子（図示せず）も含み得る。

受信器１２０およびパワーアンプ１４０は、フロントエンドモジュール１４４に接続される。フロントエンドモジュール１４４は、デュプレクサ、ダイプレクサ、または受信信号から送信信号を分離する任意の素子であり得る。フロントエンドモジュール１４４は、受信器１２０への受信信号の適用を制御するための適当なバンドスイッチ装置も含む。フロントエンドモジュール１４４は、接続１４２によってアンテナ１３８に接続される。

送信モードにおいては、パワーアンプ１４０の出力は、接続１１４によってフロントエンドモジュール１４４に供給される。受信モードにおいては、フロントエンドモジュール１４４は、接続１４６によって、受信信号を受信器１２０へ供給する。

低ノイズ受信器の部分が、ソフトウェアで実現される場合、ベースバンドシステム１３０は、マイクロプロセッサ１３５または他のプロセッサよって実行することができる受信器ソフトウェア１５５を含み、以下に説明されるような低ノイズ受信器の動作の少なくともいくつかを制御する。

送信時は、ベースバンド送信信号が、ベースバンドサブシステム１３０から接続１３２を介してＤＡＣ１６０へ供給される。ＤＡＣ１６０は、デジタルベースバンド送信信号を、接続１３４によって送信器１１０へ供給されるアナログ信号に変換する。変調器１１６およびアップコンバータ１１７は、携帯送受信器１００が動作しているシステムによって規定された変調フォーマットにしたがって、アナログ送信信号を変調するとともにアップコンバートする。変調されかつアップコンバートされた送信信号は、その後、接続１１２によってパワーアンプ１４０に供給される。

受信時は、フィルタリングされかつダウンコンバートされた受信信号が、受信器１２０からＡＤＣ１７０へ、接続１３６によって供給される。ＡＤＣはそのアナログ信号をデジタル化するとともに、アナログベースバンド受信信号を接続１３８によってベースバンドサブシステム１３０へ提供する。ベースバンドサブシステム１３０は、受信情報を復元する。

図２は、約２５％のデューティサイクルトポロジを用いるパッシブミキサとして実現される、公知のシングルエンド電圧モードダウンコンバータの実施形態の回路図である。パッシブミキサは、図１のダウンコンバータ２００の実行例の一例である。電圧モード動作が図２に示される実施形態において図示されるが、電流モード実行例も用いることができる。図２は、ミキサ切換えを制御するための２５％デューティサイクルＬＯ信号を利用する一例を示す。実際には、切換えのオン時間同士の間の重なりを防止するために、２５％より少ないデューティサイクルが望ましい。

図２に示されるような電圧モードミキサ実行例において、２０％またはそれ未満までデューティサイクルを低減することは可能であるが、望ましくない入力信号のエイリアシングによるノイズ寄与またはＬＯ周波数の高調波近辺のノイズが性能を低下する収穫逓減点に、直ちに到達する。２０〜２５％の間のデューティサイクルが、この実行例においては選択される。図２に示されるトポロジにおいては、（図３においてより詳細に説明される）ＬＯおよび２ＬＯ乗算が、ＲＦ経路よりはむしろＬＯ経路において行われる。

接続１４６上の電圧信号は、スイッチ２２２，２２４，２２６，２２８に提供される。スイッチ２２２，２２４，２２６，２２８は、たとえば、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）技術、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）技術、または他のスイッチング技術のような、任意のスイッチング技術を用いて実現することができる。スイッチ２２２，２２４，２２６，２２８は、パスゲートを用いても実現することができ、その各々は、その技術分野で知られているように、典型的にＮＦＥＴおよびＰＦＥＴトランジスタの組み合わせによって実現される。スイッチ２２２，２２４，２２６，２２８は、本明細書で説明されるスイッチング信号を生成するために用いることができる任意のタイプのスイッチを示すために、図２においては単純な単極単投スイッチとして図示される。

本明細書で説明される実施形態においては、同位相（Ｉ）信号および直交位相（Ｑ）信号は差動（differential）である。したがって、Ｉ信号は、Ｖ_I+信号およびＶ_I-信号を含む。同様に、Ｑ信号は、Ｖ_Q+信号およびＶ_Q-信号を含む。スイッチ２２２はＩ＋信号を生成し、スイッチ２２４はＩ−信号を生成し、スイッチ２２６はＱ＋信号を生成し、スイッチ２２８はＱ−信号を生成する。スイッチ２２２，２２４，２２６，２２８を駆動するクロック信号が２５％デューティサイクルを有するものとして示されており、以下に示されるように生成することができる。クロック信号２３２がスイッチ２２２を駆動し、クロックサイクル２３４がスイッチ２２６を駆動し、クロック信号２３６がスイッチ２２４を駆動し、クロックサイクル２３８がスイッチ２２８を駆動する。２５％デューティサイクルトポロジを提供することによって、クロック信号２３２〜２３８のいずれも、それらが重なる時間期間、あるいは同時に正である時間期間を有さない。

スイッチ２２２の出力は、キャパシタンス２５６および抵抗２５７によって終端され、増幅器２５２の一方の入力に供給される。スイッチ２２４の出力は、キャパシタンス２５８および抵抗２５９によって終端され、増幅器２５２の他方の入力に供給される。スイッチ２２６の出力は、キャパシタンス２６６および抵抗２６７によって終端され、増幅器２６２の一方の入力に供給される。スイッチ２２８の出力は、キャパシタンス２６８および抵抗２６９によって終端され、増幅器２６２の他方の入力に供給される。接続２５４上の増幅器２５２の出力は、Ｖ_I+およびＶ_I-の差動出力信号であり、接続２６４上の増幅器２６２の出力は、Ｑ_I+およびＱ_I-の差動出力信号である。

効果的同位相差動ＬＯ信号ｅＬＯ＿Ｉはトレース３１８として示され、効果的直交位相差動ＬＯ信号ｅＬＯ＿Ｑはトレース３２２として示される。これらの信号は、それぞれ、ＬＯ＿Ｉ＋−ＬＯ＿Ｉ−およびＬＯ＿Ｑ＋−ＬＯ＿Ｑ−のように抽出される。図３に示されるように、効果的同位相差動ＬＯ信号ｅＬＯ＿Ｉ３１８および効果的直交位相差動ＬＯ信号ｅＬＯ＿Ｑ３２２は、各極性においておよそ２５％のデューティサイクルを与え、スイッチングが２ＬＯ信号３０２の遷移においてのみ実行されることを保証し、それによって、スイッチングノイズのいかなる影響をも最小化するとともに、ＬＯ＿Ｉ信号３０４およびＬＯ＿Ｑ信号３０６によるＩ信号およびＱ信号の重なりを最小化する。トレース３２６は、Ｉ＋信号３２８、Ｑ＋信号３３２、Ｉ−信号３３４およびＱ−信号３３６による、ＲＦ入力信号のサンプリングを示す、連続波形例である。

図４は、低ノイズ受信器４００の実施形態を示す回路図である。３ＧＰＰ標準によれば、所望の受信周波数の高調波において生じ得るもののように、所望の受信周波数から２０ＭＨｚより大きくオフセットした周波数における０ｄＢｍ帯域外非スプリアスブロッカの存在、または、−４３ｄＢｍ帯域外スプリアスブロッカの存在において、低ノイズ受信器４００は、約−９９ｄＢｍの強度で所望の信号を復調することができなければならない。

低ノイズ受信器４００は、フロントエンドモジュール１４４に受信信号を供給するアンテナ１３８からの信号を受信する。この例においては、フロントエンドモジュール１４４は、フィルタリングされた信号を送受信（Ｔ／Ｒ）スイッチモジュール４０４に供給するアンテナフィルタ４０２を備える。図４に示される実施形態においては、Ｔ／Ｒスイッチモジュール４０４は、高帯域送信、低帯域送信（単純化のために示されない回路）、および高帯域受信、低帯域受信を切換える、単極四投（ＳＰＦＴ）スイッチである。このクワッドバンドの例においては、送受信スイッチモジュール４０４は、本技術分野において公知であるような任意のタイプのスイッチを用いて実現することができる。

受信信号は、Ｔ／Ｒスイッチモジュール４０４内の適当なスイッチ素子から、ローパスフィルタモジュール４１０へ供給される。図４に示される実施形態においては、ローパスフィルタモジュール４１０は、低帯域受信および高帯域受信双方のための回路を含む。ローパスフィルタモジュール４１０は、高調波除去フィルタよして、およびインピーダンスマッチングネットワークとして動作する。ローパスフィルタモジュール４１０は、たとえば、所望の受信信号の、たとえば第３次および第５次高調波のような奇数高調波において発生し得る、帯域外ブロッキング信号を減衰させるとともに、Ｔ／Ｒスイッチモジュール４０４からダウンコンバータ２００の入力へのインピーダンスマッチングも提供する。一実施形態においては、インダクタ４１２および４１７は１０ナノヘンリー（ｎＨ）の値を有し、キャパシタ４１４および４１６は３．０ピコファラッド（ｐＦ）の値を有し、インダクタ４１８および４２２は３．３ｎＨの値を有し、キャパシタ４１９および４２１は１．５ｐＦの値を有する。

低帯域フィルタ回路は、インダクタ４１２と、キャパシタ４１４と、インダクタ４１７と、キャパシタ４１６とを備える。同様に、高帯域フィルタ回路は、インダクタ４１８と、キャパシタ４１９と、インダクタ４２２と、キャパシタ４２１とを備える。一実施形態においては、ローパスフィルタモジュール４１０は、相対的に低いインピーダンス源から相対的に高いインピーダンス負荷へのインピーダンスマッチングを提供するとともに、プロセスにおいて、本技術分野で公知であるような昇圧変圧器として動作することによって電圧ゲインを提供する。一例として、ローパスフィルタ４１０の入力は、およそ５０Ωのインピーダンスを有し、それはダウンコンバータ２００への入力における約４００Ωのインピーダンスにマッチングされなければならない。そのようなマッチングを提供するフィルタネットワークは、電圧をＳＱＲＴ（４００／５０）で昇圧し、それは、ｄＢでは、２０＊ｌｏｇ（ＳＱＲＴ（４００／５０））＝９ｄＢである。

低ノイズ受信器４００は、図２に示されるダウンコンバータ２００の実施形態も含む。図４に示される例においては、ダウンコンバータ２００は、低帯域用のトランジスタスイッチ４２４，４２６，４２７，４２８および高帯域用のトランジスタスイッチ４２９，４３１，４３２，４３４を備える２バンド低ノイズパッシブミキサである。バンド動作によれば、高帯域スイッチのみまたは低帯域スイッチのみが同時に採用される。この実施形態によれば、トランジスタスイッチ４２４，２４６，２４７，２４８またはトランジスタスイッチ４２９，４３１，４３２，４３４は、図２および図３に記載されるようなＬＯ波形および位相を有する２５％局部発信器（ＬＯ）デューティサイクルに従って切換えられる。この動作によれば、ダウンコンバータ２００の高帯域または低帯域のセグメントのいずれかにおける２つのトランジスタスイッチは、同時には動作されない。

トランジスタスイッチ４２４，４２６，４２７，４２８、またはトランジスタスイッチ４２９，４３１，４３２，４３４についての２５％デューティサイクルＬＯ駆動は、任意の与えられた事象において、キャパシタのうちの１つだけをシングルエンドＲＦ入力に接続することによって図４のキャパシタＣＬ上のＩおよびＱベースバンド出力間の絶縁を提供する。これは、ＩキャパシタおよびＱキャパシタ間で共有される電荷を防止し、ダウンコンバータ２００のＲＦ入力におけるバンドパスフィルタ応答のミキサゲイン、雑音指数（noise figure：ＮＦ）およびクオリティファクタ（Ｑ値）を強化する。この電圧モードサンプルホールドトポロジにおける、シングルエンドから差動への変換は、追加電圧ゲインのおよそ６ｄＢの利点を有する。このトポロジにおけるゲインが、サンプル／ホールドミキサ動作およびシングルエンドから差動へのダウンコンバージョンによって、５．１ｄＢに到達していることが示され得る。ローパスフィルタ４１０におけるおよそ５０オーム（Ω）からおよそ４００Ωへのインピーダンス上昇によって、追加ゲインは、アンテナ入力からパッシブミキサ出力までのトータルゲインを、およそ１４．１ｄＢ強化する。ミキサゲインが、信号経路におけるアクティブステージまたはバイアス電流なしに達成されることは、注目すべきことである。受動型スイッチおよびミキサＬＯ生成回路の性能がより低いゲート長さにおいて改善するので、このフロントエンド設計が、将来の技術スケーリングにおいて大きな利益を享受し得ることも注目すべきである。

ダウンコンバータ２００の出力は、抵抗性／容量性（ＲＣ）フィルタネットワーク４３６に供給される。具体的には、トランジスタ４２４または４２９の出力は、抵抗４３７およびキャパシタ４３８に供給される。トランジスタ４２６または４３１の出力は、抵抗４３９およびキャパシタ４４１に供給される。トランジスタ４２７またはトランジスタ４３２の出力は、抵抗４４２およびキャパシタ４４４に供給され、トランジスタ４２８またはトランジスタ４３４の出力は、抵抗４４６およびキャパシタ４４７に供給される。

以下の説明は、ほんの一例として、特に、トランジスタ４２４の出力と抵抗４３７およびキャパシタ４３８を備えるフィルタネットワーク、ならびに、トランジスタ４２６の出力と抵抗４３９およびキャパシタ４４１を備えるフィルタネットワークを参照してなされる。回路のバランスは同じ態様で実行される。キャパシタ４３８は、サンプル−ホールド機能、および、トランジスタ４２４からの信号出力についてのシングルエンドから差動への変換を実行する。トランジスタ４２４が、上述の２５％デューティサイクルに対応する時間周期の間に導通している各時間、トランジスタ４２４の出力は、キャパシタ４３８に蓄えられて、サンプル−ホールド機能を提供する。そして、同位相信号を例示的に参照して、差動変換がキャパシタ４３８およびキャパシタ４４１によって実行される。キャパシタ４３８は、インターバル３２８（図３）の間充電し、キャパシタ４４１は、インターバル３３４（図３）の間充電する。その後、これらの出力は差がとられ、信号が反対の極性であるので、結果として、２倍の振幅をもたらす。一例として、組み合わされた信号の値はおよそ６ｄＢである。

単一の供給電圧を用いる差動システムにおいて、非ゼロのコモンモード電圧が用いられるので、抵抗４３７および４３９はコモンモード電圧（Ｖｃｍ）を提供する。キャパシタ４３８、抵抗４３７、およびトランジスタ４２４を通る抵抗の並列結合は、ＲＣローパスフィルタを形成する。一実施形態においては、これらの素子の値は、±１ＭＨｚのＲＣローパスフィルタ帯域幅を提供するように選択される。図５に示されるように、このローパスフィルタ応答は、２ＭＨｚ幅のＲＦバンドパス応答がダウンコンバータ２００への入力に現れるように、ダウンコンバータ２００を通して反射される。

ＲＣネットワーク４３６の出力は、その後、高ゲイントランスアドミタンス（trans-admittance）増幅器４５０へ供給される。この実施形態においては、低ノイズ受信器は、高ゲイントランスアドミタンス増幅器４５０の４つのインスタンスを備える。高ゲイントランスアドミタンス増幅器４５０は、抵抗４３７およびキャパシタ４３８の出力を受けるように構成された、電流源４５２と、トランジスタ４５４と、抵抗４５６とを含む。同様に、抵抗４３９およびキャパシタ４４１の出力は、電流源４５７と、トランジスタ４５８と、抵抗４５９とを備える高ゲイントランスアドミタンス増幅器に供給される。同様に、抵抗４４２およびキャパシタ４４４の出力は、電流源４６１と、トランジスタ４６２と、抵抗４６４とを備える高ゲイントランスアドミタンス増幅器に供給される。最後に、抵抗４４６およびキャパシタ４４７の出力は、電流源４６８と、トランジスタ４６７と、抵抗４６８とを備える高ゲイントランスアドミタンス増幅器に供給される。一実施形態においては、ダウンコンバータ２００および高ゲイントランスアドミタンス増幅器４５０は、１．２Ｖの調節された電源で動作し得る。

高ゲイントランスアドミタンス増幅器４５０の出力は、ＲＣローパスフィルタ４７０へ提供される。ＲＣローパスフィルタ４７０は、抵抗４７１と、キャパシタ４７２と、抵抗４７４とを備える。ＲＣローパスフィルタ４７０は、抵抗４７４、キャパシタ４７７、および抵抗４７８をさらに備える。

ＲＣローパスフィルタ４７０の出力は、増幅器４８１ならびに関連した抵抗（Ｒ１およびＲ２）およびキャパシタ（Ｃ１およびＣ２）と、増幅器４９１ならびに関連した抵抗（Ｒ１およびＲ２）およびキャパシタ（Ｃ１およびＣ２）とを備えるフィルタ４８０へ提供される。フィルタ４７０および４８０は、完全には独立しておらず、それらのインターフェースにおける負荷（loading）によって互いに影響を与える。フィルタ４７０および４８０の合成特性は、抵抗４７１，４７６、キャパシタ４７２および４７７、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、キャパシタＣ１、およびキャパシタＣ２を用いて調整されて、所望のフィルタ応答が得られる。全体の受信器ゲインは、抵抗４５６，４５９，４６４，４６８を用いて、あるいは、抵抗４７１および４７６、キャパシタ４７２および４７７、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、キャパシタＣ１、およびキャパシタＣ２を調整してスケーリングされ得る。コンセプトは、示される特定のアクティブフィルタトポロジの使用に限定されず、他のオペアンプベースのアクティブフィルタトポロジならびにパッシブＲＣフィルタを含む他のトポロジが用いられてもよい。

フィルタ４８０の出力電圧は、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４９０へ供給される。増幅器４８１の出力電圧はＡＤＣ４９２に提供され、増幅器４９１の出力電圧はＡＤＣ４９４に提供される。ＡＤＣ４９０のデジタル出力は、ベースバンドサブシステム１３０へ提供される。

図５は、低ノイズ受信器が動作する例示的な周波数スペクトルを示すグラフである。横軸５０２は周波数を表わし、縦軸５０４は信号レベルを表わす。領域５０６は、９２５ＭＨｚから９６０ＭＨｚの受信周波数領域を示す。領域５０６は、システム内にＳＡＷフィルタが存在する場合は、ＳＡＷフィルタによって提供されるフィルタ領域も示す。信号５０８は所望の信号を表わし、領域５１２は、ダウンコンバータ２００の動作によって与えられる所望の受信周波数（同調周波数５１６）に中心がおかれた、領域５１８を覆う２ＭＨｚ幅の周波数応答を示す。一実施形態においては、ダウンコンバータ２００は「フィルタリングミキサ」とも称され得る。

帯域外干渉信号とも称される帯域外ブロッキング信号が、参照符号５２２を用いて、図５に示される。この例においては、帯域外ブロッキング信号５２２は、９６０ＭＨｚの上部周波数領域よりも、およそ２０ＭＨｚ高い周波数である。ダウンコンバータ２００は、周波数応答５１２を示し、それによって、周波数領域５１８内の信号を通過させるとともに、周波数領域５１８の外側の信号を実質的に除去し、それによって帯域外ブロッキング信号の所望の信号５０８への干渉を防止する。周波数応答５１２は、同調周波数５１６（ＬＯ（ｆｉｘ）の周波数）周辺で非常に高いＱ値を有するバンドパス応答であり、同調周波数５１６に中心がおかれた２ＭＨｚの３ｄＢ帯域を有する。この高Ｑ値バンドパス応答は、図４のキャパシタ４３８および抵抗４３７（たとえば、ＣＬおよびＲＢ）によるローパスポールによって確立され、ダウンコンバータ入力においてＬＯ周波数に中心がおかれたバンドパスポールを示すために、ダウンコンバータ２００におけるトランジスタを通して効果的に反射される。ＬＯの周辺におけるより高いオフセットのために、ダウンコンバータ２００において用いられるパッシブスイッチの有限の抵抗によって定められる底部（floor）に応答が到達するまで、入力インピーダンスにおいて２０ｄＢ／ディケードの低下が観測される。ダウンコンバータ入力におけるこの高Q値フィルタによって、ＧＳＭ（登録商標）９５０MHｚ帯域における２０ＭＨｚブロッカーが、１２ｄＢよりも大きく減衰される。

図４のダウンコンバータ２００へ印加される局部発信器周波数が変化するにつれて、２ＭＨｚ幅領域５１２は、同調周波数５１６とともにシフトする。受信器４００が同調される任意のチャンネルは、同調周波数５１６周辺のこの２ＭＨｚ幅フィルタ領域であり、そのため、（２ＭＨｚを超える）任意の帯域外ブロッキング信号を排除する。これは、低ノイズ受信器４００への入力におけるＳＡＷフィルタの必要性を排除する。

ダウンコンバータ２００によって与えられる低ノイズを伴うこの「トラッキングフィルタ」動作は、フロントエンドモジュール１４４がダウンコンバータ２００への入力においてローパスフィルタ４１０に直接接続される図４に示されるように、低ノイズ増幅器の排除を可能とする。図３で説明したＬＯ−２ＬＯ法によって抽出され、ダウンコンバータ２００に印加され、図３に示される非重複ダウンコンバータ位相を提供する２５％デューティサイクルＬＯは、およそ６ｄＢの電圧ゲインが、ダウンコンバータによって与えられることを可能とし、したがって、フロントエンドモジュール１４４とローパスフィルタ４１０との間の低ノイズ増幅器の省略をさらに正当化する。

しかしながら、帯域外ブロッキング信号５２２が、所望の信号５０８の同調周波数５１６の３倍または５倍のいずれかの周波数（一般的には、基本周波数の第３次高調波または第５次高調波と称される）において生じる場合、ミキサエイリアシングと称される現象を通して、帯域外ブロッキング信号５２２の全振幅が、所望の信号５９８にわたって重畳され、それによって、同調周波数５１６における受信器感度を低下させる。

所望の信号５０８の奇数高調波、たとえば、第３次または第５次高調波において生じ得る帯域外ブロッキング信号５２２の、所望の信号５０８への干渉を防止するために、ローパスフィルタ４１０（図４）は、所望の信号５０８の第３次および第５次高調波における受信器感度を低減するように実現される。ローパスフィルタ４１０において用いられるマッチング要素のトータルの数は、典型的なクワッドバンド受信器マッチング回路に用いられるものと同等あるいはそれよりも少ない。単純な４次フィルタは、所望の受信周波数の３倍または５倍における望ましくない成分について、３０ｄＢより大きい除去を提供する。要素の適切な選択によって、この除去は、要素の自己共振の利用によって、６５ｄＢより大きくなるまで増加され得る。

さらに、以下の図７に示されるように、ダウンコンバータ２００から利用可能な出力位相を利用し、所望の信号の奇数高調波、たとえば第３次および第５次高調波において主に生じる帯域外ブロッキング信号をさらに減衰するために、その位相が足し合わされ得る。

図６は、図４の低ノイズ受信器の代替的な実施形態を示す回路図である。図４の素子と類似の図６の素子は、６ＸＸの表記を用いて番号が付され、ここで、図６における「ＸＸ」は図４における類似の素子を参照する。さらに、図６におけるいくつかの参照符号は、単純化のために示されていない。低ノイズ受信器６００は、図６の実施形態が、例示的なベースバンドフィルタ実行例を示す点を除いて、低ノイズ受信器４００と同様であり、このベースバンドフィルタ実行例においては、高ゲイントランスアドミタンス増幅器６５０によって与えられるベースバンドＶ−Ｉ変換ステージからの出力電流が、ＲＣローパスフィルタ６７０におけるパッシブローパスフィルタリングの後に、ＡＤＣ素子６９２および６９４を備える連続時間ＡＤＣ６９０の仮想接地に直接印加される。

図７は、図４の低ノイズ受信器の、他の代替的な実施形態を示す回路図である。図７の低ノイズ受信器の実施形態は、１つの帯域（低帯域）のみを図示し、ダウンコンバータ２００の８つの出力位相の生成例を示す。所望の受信周波数の奇数高調波、たとえば、第３次および第５次高調波において生じ得る帯域外ブロッキング信号のさらなる減衰は、ダウンコンバータ２００から利用可能な出力位相を利用することによって得ることができる。ダウンコンバータ２００からの出力位相は、たとえば、所望の信号の第３次および第５次の高調波において、帯域外ブロッキング信号をさらに減衰させるために、足し合わされ得る。

低ノイズ受信器７００の実施形態は、図示の単純化のために、低帯域のみが示されている。低ノイズ受信器７００は、トランジスタデバイスに代えて単純なスイッチを用いて示されるダウンコンバータ２００の実行例を含み、単純化のために低帯域（ＬＢ）信号のみを示す。スイッチのＬＯ駆動信号が、グラフ７５０を用いて示される。ダウンコンバータ７１５の実施形態は、２Ｋ個のタップを含み、ＬＯ周波数の完全なサイクルにつきトータルで２Ｋ個のサンプルを取得する。一般的な２Ｋ個のタップのダウンコンバータ７１５においては、各ＬＯ波形のデューティサイクルは、ＬＯ／２Ｋよりも少ない。ダウンコンバータ７１５のゲインは、Ｋが増加するにつれて０ｄＢに近づく。シングルエンドダウンコンバータの場合については、上述の、シングルエンドから差動への変換とサンプル−ホールド（Ｓ／Ｈ）動作との組み合わせから、ゲインは６ｄＢに近づく。ローパスフィルタモジュール７１０における任意の昇圧は、上記で言及したように、さらなるゲインを与える。

Ｋが４，８，１６などの２Ｋ個のタップの実行例は、入力ＲＦ周波数の高調波をダウンコンバータ７１５の出力の簡単な加重和によって除去することができる構成を可能とする。第３次および第５次高調波を搬送しない波形を与える３つの出力位相の加算の例が、図８に記述される。

ローパスフィルタモジュール７１０からの信号は、単純化のためにスイッチのアレイとして示されるダウンコンバータ７１５に供給される。各スイッチは、それ（ＬＯ＿０〜ＬＯ＿（２Ｋ−１））を駆動するＬＯ波形７５０の指示とともに示される。図７に示される一般的な実行例においては、２Ｋ個のスイッチ（ＬＯ＿０〜ＬＯ＿（２Ｋ−１））は、信号経路において用いられ、各スイッチは（１００／２Ｋ）％以下のデューティサイクルを有する。ＬＯ周波数の周期はＴであり、各ＬＯ波形はＴ／２Ｋのアクティブパルス幅を示す。この例において言及される実行例は、Ｋ＝４の特定の場合であり、そのため、各ＬＯ波形７５０はＴ／８のアクティブパルス幅を示す。しかしながら、ベースバンド出力の任意の数Ｋを、用途に応じた受信器トポロジで用いることが可能である。数Ｋが増加するにつれて、サンプル−ホールドゲインは０ｄＢに近づく。たとえば、第３次または第５次高調波除去受信器トポロジは、Ｋ＝４を用いて、ＲＦ波形の０，４５，９０，１３５，１８０，２２５，２７０，３１５度のサンプルを生成する。図７における、Ｋ＝４の場合についての、Ｖ（０），Ｖ（１），…Ｖ（２Ｋ−１）で示される出力は、それぞれ、０，４５，９０，１３５，１８０，２２５，２７０，３１５度のサンプルに対応する。出力Ｖ（０），Ｖ（１），…Ｖ（２Ｋ−１）は、対にグルーピングされ、各対は、１８０度位相がずれた出力を含む。たとえば、Ｖ（０）およびＶ（Ｋ）の差、Ｖ（１）およびＶ（Ｋ＋１）のサ、およびＶ（Ｋ−１）およびＶ（２Ｋ−１）などである。これらの対の各々の差は、その後、個別の差動増幅器７８５−１〜７８５−Ｋによって定められる。差動増幅器７８５−１〜７８５−Ｋは、フィルタ４８０として図４で記述されるような、ローパスフィルタも含み得る。差がとられた信号は１８０度位相がずれているので、６ｄＢゲインが達成される。Ｋ＝４についての特定の場合においては、結果として得られる差動増幅器７８５−１〜７８５−Ｋの出力は、追加された６ｄＢゲインを有する０，４５，９０および１３５度における受信信号のゲイン追加された位相を表わす。差動増幅器７８５−１〜７８５−Ｋの出力は、ＡＤＣ７９０−１〜７９０−Ｋに印加される。そして、ＡＤＣ７９０−１〜７９０−Ｋの出力は、ベースバンドシステム１３０に印加される。以下に説明されるように、ベースバンドシステム１３０内において、高調波除去加算が、これら複数の位相の加重加算を用いて実行される。

図７に示される技術は、性能を大幅に低下させ、または、電力消費およびダイ領域を増加し得る追加の特別な回路ブロックを用いずに、時間領域におけるＲＦ信号をＫ個の個別の経路に分割する効果的な方法である。

図８は、第３次および第５次高調波が除去された波形を生成する公知の方法を示す。図８は、同位相（Ｉ）信号に関連する信号のみを示す。単純化のために、図８の例は、第３次または第５次高調波を搬送しない波形を提供する３つの出力位相の加算の例を示す。出力位相の他の数は、組み合わされて同様の出力波形をもたらす。

波形８２０は、以下の式に従った基本ＬＯ信号を表す。

波形８１０は、信号８２０に対して４５度進んだ基本ＬＯ信号８２０を表す。信号８１０は、以下の式に従って表される。

波形８３０は、信号８２０に対して４５度遅れた基本ＬＯ信号８２０を表す。信号８３０は、以下の式に従って表される。

波形８４０は、基本ＬＯ信号８２０の第３および第５高調波が除去されるように、適切な比率での上記の３つの波形の組み合わせを表す。組み合わせは、以下の式に従って形成される。

再び図７を参照して、ダウンコンバータ７１５の効果的なＬＯ出力は、図８に関連して概して上述したように組み合わされ、８つの出力位相の場合について図１０で以下に説明されるように、さらなる高調波除去を提供し、ローパスフィルタ４１０（図４）についての要件をさらに単純化する。Ｋ＝４について、第３および第５高調波除去を提供するダウンコンバータ構成が得られ、受信器が所望のＲＦ信号の３倍および５倍における入力信号を除去することを可能にする。

図９は、Ｋ＝４の場合についての、図７の低ノイズ受信器によって利用される、８つのＬＯ位相を示すグラフである。トレース９０２は、５０％デューティサイクルを有する４ＬＯ波形を示す。トレース９０４および９０６は、２ＬＯの２つの直交位相を示し、それぞれ、２ＬＯ＿Ｉおよび２ＬＯ＿Ｑと称される。トレース９０８および９１２は、ＬＯの２つの４５度オフセット位相を示し、それぞれ、ＬＯ＿ＩおよびＬＯ＿Ｑと称される。トレース９０２，９０４，９０６，９０８，９１２によって表された信号は、トレース９２２，９２４，９２６，９２８，９３２，９３４，９３６，９３８によって示される８つの組み合わせに掛け合わされて８つのそれぞれのＬＯ波形を生成し、それらは、ＬＯ＿０、ＬＯ_４、ＬＯ＿１，ＬＯ＿５，ＬＯ＿２，ＬＯ＿６，ＬＯ＿３，ＬＯ＿７と称され、それらの各々は１／８のデューティサイクルを示す。

図１０は、効果的な直交ＬＯ波形を示すグラフであり、各々は第３次および第５次高調波が除去されており、ｋ＝４の場合について図７の低ノイズ受信器によって利用される８つのＬＯ位相の重み付けされた組み合わせによって生成される。

図１０においては、トレース９２２，９２４，９２６，９２８，９３２，９３４，９３６，９３８によってそれぞれ示される８つの１／８デューティサイクル波形ＬＯ＿０〜ＬＯ＿７は、ベースバンドシステム１３０において、適切な比率で組み合わされて、図１１および図１３にさらに示されるような、効果的な直交波形ｅＬＯ＿Ｉ １００２およびｅＬＯ＿Ｑ １００４を形成する。波形ｅＬＯ＿Ｉ １００２およびｅＬＯ＿Ｑ １００４は、８つの組み合わされた出力位相を有する信号について、３つの出力位相の組み合わせについて図８におけるトレース８４０によって示されたものと同じ高調波除去特性形状を示す。

第５次高調波よりも大きい高調波の抑制は、出力位相の数を増加することによって達成することができる。たとえば、１６の出力位相および重み係数の適当な選択を用いて、第３次、第５次、第７次、第９次、第１１次、および第１３次の高調波を抑制する周波数応答を達成することができる。そのような応答が、プロット１２２０（図１２）と似ており、１６ＧＨｚにまでおよび、１ＧＨｚおよび１５ＧＨｚにおいてのみ極大部を有する。このような場合において、波形ｅＬＯ＿ＩおよびｅＬＯ＿Ｑは、図１０におけるプロット１００２および１００４と比較して、より緻密な（finer-toothed）量子化を示す。出力位相の数が、無限大に向けて増加するにつれて、ｅＬＯ＿ＩおよびｅＬＯ＿Ｑは、純粋な正弦波になり、それは高調波を全く含まない。

図１１は、図１０の効果的な直交ＬＯ波形を実現する低ノイズ受信器の実施形態を示す回路図である。低ノイズ受信器１１００は、図７の低ノイズ受信器７００の代替的な実施形態であり、それは図１０の効果的な直交ＬＯ波形を組み合わせて、ダウンコンバータの入力において第３次および第５次高調波のさらなる除去を提供する。ダウンコンバータ１１１５を備えるスイッチは、図９におけるトレース９２２，９２４，９２６，９２８，９３２，９３４，９３６，９３８によって示される８つのＬＯ位相によって制御される。図１１に示される実施形態は、ＬＯ信号の８つの位相を含み、そのため、８つのＬＯ信号は、グラフ１１５０に示されるように、ＬＯ＿０からＬＯ＿７として表される。

第３次および第５次高調波のさらなる除去を提供するために８つのＬＯ位相を組み合わせることは、２つの部分で生じる。８つのＬＯ位相の第１の組み合わせは、アナログ差動増幅器１１８５−１，１１８５−２，１１８５−３，１１８５−４を用いて、アナログ領域において生じる。受信信号の各ｎ番目のサンプルが、それぞれのアナログ差動増幅器１１８５によって、（ｎ＋４）番目のサンプルとの差がとられる。ＬＯ＿０信号は、アナログ差動増幅器１１８５−１によってＬＯ＿４信号と組み合わされる。ＬＯ＿１信号は、アナログ差動増幅器１１８５−２によってＬＯ＿５信号と組み合わされる。ＬＯ＿２信号は、アナログ差動増幅器１１８５−３によってＬＯ＿６信号と組み合わされる。ＬＯ＿３信号は、アナログ差動増幅器１１８５−４によってＬＯ＿７信号と組み合わされる。アナログ差動増幅器１１８５−１〜１１８５−４のそれぞれの出力は、図７において上述したように、およそ６ｄＢの追加ゲインを有する、０，４５，９０，１３５度における受信信号の位相を表す。

アナログ差動増幅器１１８５の出力は、それぞれのＡＤＣ素子１１９０によってデジタル領域へ変換される。アナログ差動増幅器１１８５−１の出力は、ＡＤＣ１１９０−１へ供給される。アナログ差動増幅器１１８５−２の出力は、ＡＤＣ１１９０−２へ供給される。アナログ差動増幅器１１８５−３の出力は、ＡＤＣ１１９０−３へ供給される。アナログ差動増幅器１１８５−４の出力は、ＡＤＣ１１９０−４へ供給される。

８つのＬＯ位相の第２の組み合わせは、デジタル加算高調波除去フィルタ１１２５を用いてデジタル領域で生じ、それは、ハードウェア、ソフトウェア、または、ハードウェアおよびソフトウェアの組み合わせで実現され得る。一実施形態においては、デジタル加算高調波除去フィルタ１１２５は、受信器ソフトウェア１５５の動作の一部であり、プロセッサ１３５によって実行される。受信器ソフトウェア１５５は、加算素子１１３０および１１３２によって表される加算を実行する。ＡＤＣ１１９０−１の出力は、乗算素子１１４２および乗算素子１１４４に供給される。ＡＤＣ１１９０−２の出力は、乗算素子１１４６および乗算素子１１４８に供給される。ＡＤＣ１１９０−３の出力は、乗算素子１１５２および乗算素子１１５４に供給される。ＡＤＣ１１９０−４の出力は、乗算素子１１５６および乗算素子１１５８に供給される。各乗算素子は、図１１に示されるそれぞれの加重因子によって、それを通過する信号をデジタル的に増幅する。たとえば、ＡＤＣ１１９０−１の出力は、１＋√２／２の因子で、乗算素子１１４２によってデジタル的に増幅される。重み付けされた信号の加算は、加算素子１１３０および１１３２で実行され、ベースバンド出力ＩおよびＱをもたらす。重要なことは、ダウンコンバータ１１１５におけるスイッチは、それらを駆動する非重複のＬＯ信号のために、互いに干渉しないことである。さらに、加算素子１１３０および１１３２によって実行される加算はベースバンドで行なわれるが、ＲＦにおける高調波、特に第３次および第５次高調波の除去の効果を有する。したがって、ベースバンド出力ＩおよびＱは、所望のＲＦキャリアの第３次および第５次高調波において存在し得る、望ましくないＲＦブロッキング信号の存在による実質的な干渉を伴わない、受信器が同調される所望のＲＦキャリア上に搬送されるベースバンド信号の正確な再生を表す。

図１２は、低ノイズ受信器の実施形態の周波数特性例を示すグラフである。図１２における例は、１ＧＨｚの受信信号についての応答を示す。プロット１２１０は、Ｋ＝２についての、図４のダウンコンバータ２００のスイッチング動作および加算動作の効果的な応答を示す。プロット１２１０は、ＬＣ高調波除去フィルタ４１０の効果は含んでいない。プロット１２１０においては、偶数高調波は除去されているが、奇数高調波は残ったままである。したがって、図４におけるＬＣ高調波除去フィルタ４１０は、第３次、第５次および第７次高調波のすべての減衰を提供しなくてはならない。

プロット１２２０は、Ｋ＝４についての、図１１の低ノイズ受信器１１００のスイッチング動作および加算動作の効果的な応答を示す。プロット１２２０は、ＬＣアンテナフィルタの効果含んでいない。この場合においては、第３次および第５次高調波は、８相スイッチングおよび高調波除去加算によって大幅に除去され、第７次高調波のみが残っている。したがって、図１１のシステムにＬＣアンテナフィルタが追加される場合には、そのようなＬＣアンテナフィルタは、第７次高調波を除去することのみが必要であり、それは、上述のような第３次および第５次高調波を除去することよりもずっと容易である。

図１３は、図１１の低ノイズ受信器の代替的な実施形態を示す回路図である。図１３に示される実施形態１３００は、Ｋ＝４の場合についての図１０で説明されたＬＯ信号、ＬＯ＿０〜ＬＯ＿７のアナログ加算を示す。ダウンコンバータ１３１５を備えるスイッチは、図９におけるトレース９２２，９２４，９２６，９２８，９３２，９３４，９３６，９３８によって示される８つのＬＯ位相によって制御される。図１３に示される実施形態は、ＬＯ信号の８つの位相を含み、そして、８つのＬＯ信号は、グラフ１３５０に示されるように、ＬＯ＿０〜ＬＯ＿７として示される。

８つのＬＯ信号を組み合わせは、２つの部分において生じる。８つのＬＯ信号の第１の組み合わせは、アナログ差動増幅器１３８５−１，１３８５−２，１３８５−３，１３８５−４を用いて、アナログ領域において生じる。受信信号の各ｎ番目のサンプルは、アナログ差動増幅器１３８５によって、（ｎ＋４）番目のサンプルとの差がとられる。ＬＯ＿０信号は、アナログ差動増幅器１３８５−１によってＬＯ＿４信号と組み合わされる。ＬＯ＿１信号は、アナログ差動増幅器１３８５−２によってＬＯ＿５信号と組み合わされる。ＬＯ＿２信号は、アナログ差動増幅器１３８５−３によってＬＯ＿６信号と組み合わされる。ＬＯ＿３信号は、アナログ差動増幅器１３８５−４によってＬＯ＿７信号と組み合わされる。

この実施形態においては、８つのＬＯ位相の第２の組み合わせも、アナログ加算除去フィルタ１３２５において、アナログ領域で生じる。フィルタ１３２５は、加算素子１３３０および１３２０を用いて加算を実行する。アナログ差動増幅器１３８５−１の出力は、増幅器１３４２および増幅器１３４４に供給される。アナログ差動増幅器１３８５−２の出力は、増幅器１３４６および増幅器１３４８に供給される。アナログ差動増幅器１３８５−３の出力は、増幅器１３５２および増幅器１３５４に供給される。アナログ差動増幅器１３８５−４の出力は、増幅器１３５６および増幅器１３５８に供給される。各増幅器１３４２，１３４４，１３４６，１３４８，１３５２，１３５４，１３５６，１３５８は、図１３に示されるそれぞれの重み因子によって、それを通過する信号を増幅する。たとえば、アナログ差動増幅器１３８５−１の出力は、１＋√２／２の因子で増幅器１３４２によって増幅される。重み付けされた信号の加算は、加算素子１３３１および１３３２において実行され、アナログのＩ信号およびＱ信号をもたらす。重要なことは、ダウンコンバータ１３１５におけるスイッチが、それらを駆動する非重複のＬＯ信号のために、互いに干渉しないことである。

さらに、加算素子１３３０および１３３２によって実行される加算はベースバンドで行われるが、ＲＦにおける高調波の除去効果を有する。したがって、ベースバンド出力ＩおよびＱは、所望のＲＦキャリアの第３次および第５次高調波において存在し得る、望ましくないＲＦブロッキング信号の存在による実質的な干渉を伴わない、受信器が同調される所望のＲＦキャリアで搬送されるベースバンド信号の正確な再生を表す。

加算要素１３３０の同位相出力は、デジタル領域への変換のためのＡＤＣ１３９５へ供給される。加算素子１３３２の直交位相出力は、デジタル領域への変換のためのＡＤＣ１３９６へ供給される。そして、デジタル同位相信号およびデジタル直交位相信号は、さらなる処理のために、ベースバンドシステム１３０（図１）へ供給される。

図１３に示されるようなアナログ領域において実行される高調波除去加算を用いる、所望の信号周波数の高調波のための典型的な除去は、アナログ要素の許容範囲のために、
およそ３５ｄＢから４０ｄＢに限定されるが、一方、図 および図１１に示されるデジタル実行例は、図１１の実行例に残っているアナログの許容範囲がサンプリングキャパシタ、差動増幅器、およびＡＤＣのもののみであるので、４０ｄＢより大きい除去を達成し得る。デジタル領域における比例加算は、図１１に示されるように、さまざまな経路における任意のアナログミスマッチについてのさらなる要素によって、所望の信号のｎ倍における除去を最大化することができる、最小二乗平均（ＬＭＳ）ベースのアルゴリズムの実行例を潜在的に可能とする。

図１４Ａ〜図１４Ｄは、図１１または図１３の低ノイズ受信器の実施形態の周波数応答例を示すグラフであり、その低ノイズ受信器は、アンテナとダウンコンバータへの入力との間にローパスフィルタモジュールの追加を伴い、１ＧＨｚの受信周波数で動作する。図１４Ａは、４次ローパスフィルタモジュール４１０の応答例を示す。この例においては、フィルタは、第３次または第５次高調波ではなくて、第７次高調波においてのみ除去を提供することが要求されるので、広帯域かつ緩やかな傾斜を有するように設計される。図１４Ｂは、（スイッチングおよびＲＣによって生じる）１ＧＨｚにおける２ＭＨｚ幅パスバンドを示し、エイリアシングのために高調波において生じる望ましくない類似の応答がすべて付加されている。図１４Ｃは、図１１または図１３の高調波除去加算によって形成される応答を示す。図１４Ｄは、図１４Ａ、図１４Ｂおよび図１４Ｃのカスケードされた応答を示す。図１４Ｄのカスケードされた応答においては、受信器の同調周波数を追跡する２ＭＨＺ幅応答の理想的な特性が示され、それは、第３次および第５次高調波において除去された類似の応答を有し、第７次高調波において実質的に抑制されている。

本発明のさまざまな実施形態が説明されたが、当業者には、本発明の範囲内のより多くの実施形態および実行例が可能であることが明らかであろう。たとえば、本発明は、特定のタイプの無線受信器または送受信器に限定されない。本発明の実施形態は、異なるタイプの受信器および送受信器に適用可能であり、さらに、受信信号をダウンコンバートまたはフィルタリングする任意の受信器に適用可能である。

Claims (20)

1. 低ノイズ受信器であって、
   無線周波数（ＲＦ）信号を受信するように構成されたダウンコンバータを備え、
   前記ダウンコンバータは、
   複数の局部発信器（ＬＯ）信号のそれぞれに基づいて複数の出力位相を生成するように構成されたスイッチング構造と、
   ｎ番目の出力位相と（ｎ＋Ｋ）番目の出力位相との差をとるように前記複数の出力位相を組み合わせて、ゲイン付加出力位相をもたらすように構成された差動回路と、
   前記ゲイン付加出力位相を受信するように構成されるとともに、前記受信器の応答が前記ＲＦ信号の奇数高調波を効率的に低減するように前記ゲイン付加出力位相を組み合わせるように構成された加算フィルタとを含む、受信器。
2. スイッチモジュールから前記無線周波数（ＲＦ）信号を直接受信するように構成された受動ローパスフィルタをさらに備え、
   前記受動ローパスフィルタは、前記ＲＦ信号に対して電圧ゲインを提供するようにも構成される、請求項１に記載の受信器。
3. 前記受動ローパスフィルタは、インピーダンスマッチング回路をさらに含む、請求項２に記載の受信器。
4. 前記加算フィルタは、前記ＲＦ信号の第３次高調波および第５次高調波を効果的に低減し、
   前記受動ローパスフィルタは、前記ＲＦ信号の周波数の第７高調波である周波数において生じる干渉信号のレベルを低減するように構成される、請求項３に記載の受信器。
5. 前記ダウンコンバータは、前記ＲＦ信号と一致する周波数に中心をおいたフィルタ応答を与える、請求項１に記載の受信器。
6. 前記ダウンコンバータによって与えられた前記フィルタ応答は、前記受信器から、表面弾性波（surface acoustic wave：ＳＡＷ）フィルタを排除する、請求項５に記載の受信器。
7. 前記加算フィルタはデジタル的に実現される、請求項１に記載の受信器。
8. 前記加算フィルタは、アナログ領域において実現される、請求項１に記載の受信器。
9. 前記ダウンコンバータは、４つの出力位相を生成する、請求項１に記載の受信器。
10. 前記ダウンコンバータは、８つの出力位相を生成する、請求項１に記載の受信器。
11. 受信信号を操作するための方法であって、
    無線周波数（ＲＦ）信号を受信するステップと、
    複数の局所発信器（ＬＯ）信号のそれぞれに基づいて複数の出力位相を生成するステップと、
    ｎ番目の出力位相と（ｎ＋Ｋ）番目の出力位相との差をとるように前記複数の出力位相を組み合わせて、ゲイン付加出力位相をもたらすステップと、
    前記受信信号の奇数高調波が低減されるように、前記ゲイン付加出力位相を加算するステップとを備える、方法。
12. 前記無線周波数（ＲＦ）信号に電圧ゲインを与えるように、前記ＲＦ信号をフィルタリングするステップをさらに備える、請求項１１に記載の方法。
13. 前記フィルタリングするステップは、インピーダンスマッチングを実行するステップを含む、請求項１２に記載の方法。
14. 前記加算するステップは、前記ＲＦ信号の第３次高調波および第５次高調波を低減するステップを含み、
    前記フィルタリングするステップは、前記ＲＦ信号の第７高調波を低減するステップを含む、請求項１３に記載の方法。
15. 前記ＲＦ信号に一致する周波数に中心をおいたフィルタ応答を与えるステップをさらに備える、請求項１１に記載の方法。
16. 前記加算するステップは、デジタル的に実行される、請求項１１に記載の方法。
17. 前記加算するステップは、アナログ領域で実行される、請求項１１に記載の方法。
18. 前記複数の出力位相を生成するステップは、４つの出力位相を生成するステップを含む、請求項１１に記載の方法。
19. 前記複数の出力位相を生成するステップは、８つの出力位相を生成するステップを含む、請求項１１に記載の方法。
20. 加算フィルタであって、
    複数の結合素子を備え、
    各結合素子は、ゲイン付加受信器出力位相を受信するように構成されるとともに、重み付けされた信号をもたらす対応する重み因子を伴う前記ゲイン付加受信器出力位相を操作するように構成され、
    前記加算フィルタは、
    前記複数の結合素子の各々からの前記重み付けされた信号を組み合わせるとともに、ＲＦ信号の奇数高調波を低減する複数の位相オフセット出力信号を与えるように構成される加算素子をさらに備える、加算フィルタ。

Images