CN102428653A - 无表面声波、无低噪声放大器的低噪声接收器 - Google Patents

Abstract

一种低噪声接收器，包括：下转换器，配置为接收射频(RF)信号，所述下转换器包括开关架构，配置为基于各个多个本地振荡器(LO)信号生成多个输出相位；差分电路，配置为组合所述多个输出相位，使得第n输出相位与第(n+K)输出相位差分，导致增加增益的输出相位；以及求和滤波器，配置为接收增加增益的输出相位，并且配置为组合增加增益的输出相位，使得接收器的响应有效减少RF信号的奇次谐波。

Description

无表面声波、无低噪声放大器的低噪声接收器

相关申请的交叉引用

本申请要求2009年3月17日提交的、题为“High Dynamic Range，SAW-Less，LNA-Less，Single-Ended Receiver With Intrinsic Out-Of-BandBlocker Filtering For Quad-Band GSM/GPRS/EDGE”的共同未决美国临时专利申请No.61/160,858的提交日的优先权和权益，在此通过引用并入该申请的整个公开。

背景技术

诸如蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、WIFI收发器以及其它通信设备的便携式通信设备，以各种频率发送和接收通信信号。为了有效通信，发送和接收信号的频率比携带要通信的信息的基带信息信号高很多倍。因此，收发器必须上转换发送信号并且下转换接收信号。

通常，一个或多个混频器用于上转换发送信号和下转换接收信号。在许多射频(RF)通信方法中，并且特别在正交调制方法中，可以使用根据本地振荡器(LO)信号切换正交信号的差分成分的一系列开关，来实现混频器。选择LO信号的频率，使得与LO信号混频的射频信号转换到希望的频率。

通过使用混频器执行信号上转换和信号下转换，混频器典型地使用半导体开关实现。在深亚微米技术中，提供低噪声操作和高效操作特性的无源开关的可用性，使得能够使用其中希望低电流消耗和高性能的无源混频器。在开关时钟路径中使用的轨到轨电压(rail to rail voltage)、和由于混频器中同相(I)和正交相(Q)路径之间的不良隔离而产生的问题，对于无源混频器的使用施加了限制。

SAW滤波器典型地用于避免接收频带与可能在接收频带外的信号产生干扰，但是在接收频带外的信号仍可能导致干扰，特别在接收频率的某些倍数(谐波)。LNA典型地用于放大相对弱的接收信号，使得可以提取其中包含的信息。对于多频带接收器，对于每个频带需要单独的SAW滤波器，并且需要单独的LNA来接受每个SAW滤波器的输出。因此，SAW滤波器和LNA典型地增加了接收器架构的复杂性。此外，LNA消耗功率，并且该功耗必须足够高以允许LNA通过大的阻塞信号，而不压缩小的希望信号。

因此，将希望具有可能不依赖于这些额外元件的低噪声接收器架构。

发明内容

一种低噪声接收器的实施例，包括下转换器，配置为接收射频(RF)信号，所述下转换器包括开关架构，配置为基于各个多个本地振荡器(LO)信号生成多个输出相位；差分电路，配置为组合多个输出相位，使得第n输出相位与第(n+K)输出相位差分，导致增加增益的输出相位；以及求和滤波器，配置为接收增加增益的输出相位，并且配置为组合增加增益的输出相位，使得接收器的响应有效减少RF信号的奇次谐波。

还提供其它实施例。当研究以下附图和详细描述时，本发明的其它系统、方法、特征和优点将对于本领域的技术人员变得明显。旨在所有这样的额外系统、方法、特征和优点包括在本说明书内、在本发明的范围内、并且由所附权利要求保护。

附图说明

参照以下附图，可以更好地理解本发明。图中的组件不必按比例绘制，而是强调清楚地图示本发明的原理。此外，在附图中，相同的参考标号指代遍及不同视图的对应部分。

图1是图示简化的便携式收发器的框图。

图2是实现为使用大约25％的占空比拓扑的、实现为无源混频器的已知单端电压模式下转换器的实施例的示意图。

图3是示出在图2所述的无源混频器的实施例中使用的LO信号的图形图示。

图4是图示低噪声接收器的实施例的示意图。

图5是示出低噪声接收器在其中操作的示例频谱的图形图示。

图6是图示图4的低噪声接收器的可替代实施例的示意图。

图7是图示图4的低噪声接收器的另一可替代实施例的示意图。

图8图示生成其中抑制三次和五次谐波的波形的方法。

图9是示出对于k＝4的情况、由图7的低噪声接收器利用的8个LO相位的导出的图形图示。

图10是每个抑制三次和五次谐波的有效正交LO波形的图形图示，对于K＝4的情况通过由图7的低噪声接收器利用的8个LO相位的加权组合，生成该有效正交LO波形。

图11是图示实现图10的有效正交LO波形的低噪声接收器的实施例的示意图。

图12是示出低噪声接收器的实施例的频率响应的示例的图形图示。

图13是图示图11的低噪声接收器的可替代实施例的示意图。

图14A到14D是示出在1GHz的接收频率、图4的低噪声接收器的实施例的示例频率响应的图形图示。

具体实施方式

尽管具体参照便携式收发器描述，但是无SAW、无LNA(SAW-Less，LNA-Less)低噪声接收器(在此也称为低噪声接收器)，可以在接收器中使用信号下转换的任何设备中使用。

对于在GSM/EDGE频谱中操作的四频带通信设备，在此描述的低噪声接收器消除了通常在四频带蜂窝电话解决方案中使用的、四个外部SAW滤波器和芯片上低噪声放大器(LNA)，导致大的成本和面积节约。至少部分通过实现上述高线性、低噪声、无源、混频器架构，并且部分通过输入和输出匹配电路的精心设计，实现SAW滤波器和LNA的消除。

可以以硬件或硬件和软件的组合实现低噪声接收器。当以硬件实现时，可以使用专用硬件元件和逻辑，实现无源混频器和使用无源混频器的高Q RF滤波器。当部分以软件实现低噪声接收器时，软件部分可以用于精确控制各种组件。软件可以存储在存储器中，并且通过适当的指令执行系统(微处理器)执行。低噪声接收器的硬件实现可以包括以下在本领域公知的技术的任一或组合：离散电子组件、具有用于对于数据信号实现逻辑功能的逻辑门的(多个)离散逻辑电路、具有适当逻辑门的专用集成电路、可编程门阵列(PGA)、现场可编程门阵列(FPGA)等。

用于低噪声接收器的软件包括用于实现逻辑功能的可执行指令的有序列表，并且可以在用于由指令执行系统、装置或设备(诸如基于计算机的系统、包含处理器的系统、或可以从指令执行系统、装置或设备提取指令并且执行指令的其它系统)使用或与其有关的任何计算机可读介质中体现。

在本文的上下文中，“计算机可读介质”可以是可以包含、存储、通信、传播或传输用于由指令执行系统、装置或设备使用或与其有关的程序的任何部件。计算机可读介质例如可以是但不限于电、磁、光、电磁、红外或半导体系统、装置、设备或传播介质。计算机可读介质的更具体示例(非穷举列表)会包括以下：具有一条或多条电线的电连接(电)、便携式计算机磁盘(磁)、随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、可擦除可编程只读存储器(EPROM或闪存)(磁)、光纤(光)、以及便携式致密盘只读存储器(CDROM)(光)。注意，计算机可读介质甚至可以是其上打印程序纸张或其它合适的介质，因为程序可以经由例如纸张或其它介质的光学扫描电子捕获，然后如果需要以合适的方式编译、解释或另外处理，然后存储在计算机存储器中。

图1是图示简化的便携式收发器100的框图。低噪声接收器的实施例可以在任何RF接收器、RF发送器或RF收发器中实现，并且在该示例中，在与便携式收发器100关联的RF接收器120中实现。图1中图示的便携式收发器100旨在简化的示例，并且图示其中可以实现低噪声接收器的许多可能应用之一。本领域的普通技术人员将理解便携式收发器的操作。便携式收发器100包括发送器110、接收器120、基带子系统130、数字到模拟转换器(DAC)160和模拟到数字转换器(ADC)170。发送器110包括调制器116和上转换器117。在实施例中，上转换器117可以是调制器116的子系统。在可替代实施例中，上转换器117可以是单独的电路块或电路元件。

发送器还包括调制和上转换基带信号的任何其它功能元件。接收器120包括实现从接收的RF信号恢复信息信号的滤波器电路、和下转换器200。如在此所述，下转换器200实现低噪声接收器的部分和实施例。

便携式收发器100还包括功率放大器140。将发送器110的输出跨连接112提供到功率放大器140。取决于通信方法，便携式收发器还可以包括功率放大器控制元件(未示出)。

接收器120和功率放大器140连接到前端模块144。前端模块144可以是双工器、同向双工器、或从接收信号分离发送信号的任何元件。前端模块144还包含适当的频带切换设备，用于控制对接收器120的接收信号施加。前端模块144跨连接142连接到天线138。

在发送模式中，将功率放大器140的输出跨连接114提供到前端模块144。在接收模式中，前端模块144跨连接146将接收信号提供到接收器120。

如果以软件实现低噪声接收器的部分，那么基带子系统130还包括可以由微处理器135、或另一处理器执行的接收器软件155，以便控制下面要描述的低噪声接收器的至少一些操作。

当发送时，跨连接132将基带发送信号从基带子系统130提供到DAC160。DAC 160将数字基带发送信号转换为跨连接134提供到发送器110的模拟信号。调制器116和上转换器117根据由系统规定的调制格式，调制和上转换模拟发送信号，便携式收发器100在该系统中操作。经调制和上转换的发送信号然后跨连接112提供到功率放大器140。

当接收时，经滤波和下转换的接收信号跨连接136从接收器120提供到ADC 170。ADC数字化模拟接收信号，并且跨连接138将模拟基带接收信号提供到基带子系统130。基带子系统130恢复接收的信息。

图2是实现为使用大约25％的占空比拓扑的无源混频器的已知单端电压模式下转换器的实施例的示意图。无源混频器是图1的下转换器200的实现示例。尽管在图2所示的实施例中图示电压模式操作，但是也可以使用电流模式实现。图2图示利用25％占空比的LO信号来控制混频器切换的示例。实际上，可以希望少于25％占空比以避免开关的导通时间之间的重叠。

在电压模式混频器实现中，如图2所示，将占空比降低到20％或以下是可能的，但是还可能迅速到达削弱返回(diminishing return)的点，在该削弱返回的点，由于不希望的输入信号的混叠的噪声作用、或LO频率的谐波周围的噪声劣化性能。在该实现中选择20-25％之间的占空比。在图2所示的拓扑中，在LO路径而不是RF路径中进行LO和2LO倍频(在图3中更详细描述)。

连接146上的电压信号提供到开关222、224、226和228。开关222、224、226和228可以使用任何开关技术实现，诸如例如双极结型晶体管(BJT)技术、场效应晶体管(FET)技术、或任何其它开关技术。开关222、224、226和228还可以使用通过门实现，如本领域已知的，每个通过门典型地通过NFET和PFET晶体管的组合来实现。开关222、224、226和228在图2中图示为简单单极单掷开关，以说明任何类型的开关可以用于生成在此描述的切换信号。

在这里描述的实施例中，同相位(I)和正交相位(Q)信号是差分的。因此，I信号包括V_I+信号和V_I-信号。类似地，Q信号包括V_Q+信号和V_Q-信号。开关222生成I+信号，开关224生成I-信号，开关226生成Q+信号，并且开关228生成Q-信号。驱动开关222、224、226和228的时钟信号图示为具有25％占空比，并且可以如下面将描述的生成。时钟信号232驱动开关222，时钟信号234驱动开关226，时钟信号236驱动开关224，并且时钟信号238驱动开关228。根据提供大约25％占空比的拓扑，时钟信号232到238的一个都不具有其间它们重叠、或同时为正的任何时间段。

通过电容256和电阻257终止开关222的输出，并且开关222的输出提供到放大器252的一个输入。通过电容258和电阻259终止开关224的输出，并且开关224的输出提供到放大器252的另一输入。通过电容266和电阻267终止开关226的输出，并且开关226的输出提供到放大器262的一个输入。通过电容268和电阻269终止开关228的输出，并且开关228的输出提供到放大器262的另一输入。连接254上的放大器252的输出是差分的V_I+和V_I-输出信号；并且连接264上的放大器262的输出是差分的V_Q+和V_Q-输出信号。

图3是示出由在图2所述的无源混频器200的实施例使用的LO信号的图形图示。同相位LO信号包括差分成分LO_I和

正交相位LO信号包括差分成分LO_Q和2LO信号是出现在I和Q_LO信号的频率的两倍处的LO信号。2LO信号的逆称为

在轨迹302示出2LO信号，在轨迹304示出LO_I信号，并且

信号示出为轨迹305。在轨迹306示出LO_Q信号，并且

信号示出为轨迹307。如下组合这5个信号以生成施加到下转换器200的4个LO波形。

在轨迹308示出2LO*LO_I信号。信号308代表LO_I+信号。在轨迹312示出信号。信号312代表LO_I-信号。在轨迹314示出

信号。信号314代表LO_Q+信号。在轨迹316示出

信号。信号316代表LO_Q-信号。

有效同相位差分LO信号eLO_I示出为轨迹318，并且有效正交相位差分LO信号eLO_Q示出为轨迹322。这些信号分别导出为LO_I+-LO_I-和LO_Q+-LO_Q-。如图3所示，有效同相位差分LO信号eLO_I318、和有效正交相位差分LO信号eLO_Q322在每个极提供大约25％的占空比，并且确保切换仅出现在2LO信号302的转变上，因此最小化切换噪声的影响，并且最小化由于LO_I信号304、和LO_Q信号306的任何I和Q信号重叠。轨迹326是示出通过I+信号328、Q+信号332、I-信号334、和Q-信号336，采样RF输入信号的连续波示例。

图4是图示低噪声接收器400的实施例的示意图。根据3GPP标准，在存在位于距希望的接收频率大于20MHz的偏移处的0dBm频带外非乱真阻塞器(out-of-band non-spurious blocker)，或存在-43dBm的频带外乱真阻塞器(诸如可能出现在希望的接收频率的谐波处的一个)时，低噪声接收器400应该能够以大约-99dBm的强度解调希望的信号。

低噪声接收器400从将接收的信号提供到前端模块144的天线138接收信号。前端模块144在该示例中包括天线滤波器402，其将滤波的信号提供到发送接收(T/R)开关模块404。在图4所示的实施例中，T/R开关模块404是切换发送高频带、发送低频带(为了简化未示出该电路)，以及接收高频带和接收低频带的单极四掷(SPFT)开关。在该正交频带示例中，发送接收开关模块404可以使用本领域已知的任何类型的开关实现。

接收信号从T/R开关模块404内适当的开关元件提供到低通滤波器模块410。在图4所示的实施例中，低通滤波器模块410包括用于接收低频带和接收高频带二者的电路。低通滤波器模块410操作为谐波抑制滤波器，并且操作为阻抗匹配网络。低通滤波器模块410衰减可能出现在希望的接收频率的奇次谐波(例如三次和五次谐波)的频带外阻塞信号；并且还提供从T/R开关模块404到下转换器200的输入的阻抗匹配。在实施例中，电感器412和417可以具有10纳亨(nH)的值，以及电容器414和416可以具有3.0皮法(pF)的值；并且电感器418和422可以具有3.3nH的值，以及电容器419和421可以具有1.5pF的值。

低频带滤波器电路包括电感器412、电容器414、电感器417和电容器416。类似地，高频带滤波器电路包括电感器418、电容器419、电感器422和电容器421。在实施例中，低通滤波器模块410提供从相对低阻抗源到相对高阻抗负载的阻抗匹配，并且在处理中，如本领域已知的，通过用作升压变压器提供电压增益。作为示例，低通模块410的输入具有大约50Ω的阻抗，其应该匹配到在下转换器200的输入处大约400Ω的阻抗。提供这样的匹配的滤波器网络将通过SQRT(400/50)增加电压，其以dB为单位是20*log(SQRT(400/50))＝9dB。

低噪声接收器400还包括图2所示的下转换器200的实施例。在图4所示的示例中，下转换器200是两频带低噪声无源混频器，包括用于低频带的晶体管开关424、426、427和428，以及用于高频带的晶体管开关429、431、432和434。根据操作的频带，一次仅采用高频带或低频带开关。根据该实施例，根据25％本地振荡器(LO)占空比切换晶体管开关424、426、427和428或者晶体管开关429、431、432和434，其中LO波形和它们的相位如图2和3所述。根据该操作，下转换器200的高频带或低频带部分的任一中没有两个晶体管开关将同时工作。

用于晶体管开关424、426、427和428或晶体管开关429、431、432和434的25％占空比LO驱动，通过在任何给定时刻仅连接电容器之一到单端RF输入，在电容器(图4的C_L)上提供I和Q基带输出之间的隔离。这避免I和Q电容器之间的电荷共享，在下转换器200的RF输入提高混频器增益、噪声因数(NF)和带通滤波响应的品质因数(Q)。在该电压模式采样和保持拓扑中，单端到差分的转换具有大约6dB的额外电压增益的优点。可以示出由于采样/保持混频器操作和单端到差分的下转换，该拓扑中的增益接近5.1dB。由于低通滤波器410中从约50欧姆(Ω)到约400Ω的阻抗增加的额外增益，将从天线输入到无源混频器输出的总增益提高到大约14.1dB。值得注意的是，在没有信号路径中的任何有源级或偏置电流的情况下实现该混频器增益。还应该注意，该前端设计可以从未来的技术升级(scaling)极大受益，由于无源开关和混频器LO生成电路的性能以更低的门电路长度处改进。

下转换器200的输出提供到阻性/容性(RC)滤波器网络436。具体地，晶体管424或429的输出提供到电阻器437和电容器438。晶体管426或431的输出提供到电阻器439和电容器441。晶体管427或晶体管432的输出提供到电阻器442和电容器444，并且晶体管428或晶体管434的输出提供到电阻器446和电容器447。

将特别参照仅作为示例的晶体管424、和包括电阻器437与电容器438的滤波器网络的输出，以及晶体管426、和包括电阻器439与电容器441的滤波器网络的输出进行以下描述。电路的均衡以相同方式执行。电容器438对于来自晶体管424的信号输出执行采样和保持功能，并且执行单端到差分的转换。每次晶体管424在对应于上述25％占空比的时间段导通时，晶体管424的输出存储在电容器428上以提供采样和保持功能。然后，参照同相位信号的示例，通过电容器438和电容器441执行差分转换。电容器438在间隔328(图3)期间充电，并且电容器441在间隔334(图3)期间充电。然后，这些输出求差分，因为信号有相反极性导致2X量值。作为示例，组合信号的值大约6dB。

电阻器437和439提供共模电压(Vcm)，因为在使用单电源电压的差分系统中使用非零共模电压。电容器438、电阻器437和通过晶体管424的电阻的并行组合形成RC低通滤波器。在实施例中，选择这些元件值，以提供+/-1MHz的RC低通滤波器带宽。如图5所示，这是通过下转换器200反映的低通滤波器响应，其导致2MHz宽RF带通响应出现在对下转换器200的输入。

RC网络436的输出然后提供到高增益跨导纳放大器450。在该实施例中，低噪声接收器包括4个高增益跨导纳放大器450的实例。高增益跨导纳放大器450包括配置为接收电阻器437和电容器438的输出的电流源452、晶体管454和电阻器456。类似地，电阻器439和电容器441的输出提供到包括电流源457、晶体管器件458和电阻器459的高增益跨导纳放大器。类似地，电阻器442和电容器444的输出提供到包括电流源461、晶体管462和电阻器464的高增益跨导纳放大器。最后，电阻器446和电容器447的输出提供到包括电流源466、晶体管467和电阻器468的高增益跨导纳放大器。在实施例中，下转换器200和高增益跨导纳放大器450可以从1.2V调节电源操作。

高增益跨导纳放大器450的输出提供到RC低通滤波器470。RC低通滤波器470包括电阻器471、电容器472和电阻器474。RC低通滤波器470还包括电阻器476、电容器477和电阻器478。

RC低通滤波器470的输出提供到滤波器480，其包括放大器481和相关电阻器(R1和R2)和电容器(C1和C2)、以及放大器491和相关电阻器(R1和R2)和电容器(C1和C2)。滤波器470和480由于在它们接口的加载，不完全独立并且而相互影响。使用电阻器471、476、电容器472和477、电阻器R1、电阻器R2、电容器C1和电容器C2，可以调节滤波器470和480的合成特性，以获得希望的滤波器响应。使用电阻器456、459、464和468或调节电阻器471和476、电容器472和477、电阻器R1、电阻器R2、电容器C1和电容器C2，可以缩放总体接收器增益。概念不限于使用示出的特定有源滤波器拓扑；可以使用其它拓扑，包括其它基于运算放大器的有源滤波器拓扑以及无源RC滤波器。

滤波器480的输出电压提供到模拟到数字转换器(ADC)490。放大器481的输出电压提供到ADC 492，并且放大器491的输出电压提供到ADC494。ADC 490的数字输出提供到基带子系统130。

图5是示出低噪声接收器在其中操作的示例频谱的图形图示500。横坐标502代表频率，并且纵坐标504代表信号电平。区域506图示从925MHz到960MHz的接收频率范围。区域506还图示如果在系统中存在SAW滤波器，则将由SAW滤波器提供的滤波器区域。信号508代表希望的信号，并且区域512描绘2MHz宽频率响应，其覆盖区域518、以由下转换器200的操作提供的希望接收频率(调谐频率516)为中心。在实施例中，下转换器200可以称为“滤波混频器”。

在图5中使用参考标号522描绘频带外阻塞信号，也称为频带外干扰信号。在该示例中，频带外阻塞信号522在频率上比960MHz的上部频率范围高大约20MHz。下转换器200展现频率响应512，从而使频率范围518内的信号通过，并且基本抑制频率范围518外的信号，从而避免频带外阻塞信号干扰希望的信号508。频率响应512是在调谐频率516(LO的频率(f_LO))的周围具有非常高Q的带通响应，其具有以调谐频率516为中心具有2MHz的3dB带宽。通过由于图4的电容器438和电阻器437(例如，CL和RB)的低通极点建立该高Q带通响应，电容器438和电阻器437通过下转换器200中的晶体管有效地反映，以在下转换器输入呈现以LO频率为中心的带通极点。对于LO周围更高的偏移，观察到输入阻抗中20dB/十进制下降，直到响应到达由下转换器200中使用无源开关的有限导通电阻确定的底部。依靠在下转换器输入的高Q滤波器，GSM 950MHz频带中的20MHz阻塞器衰减超过12dB。

随着施加到图4的下转换器200的本地振荡器频率改变，2MHz宽区域512将随着调谐频率516偏移。接收器400调谐到的任何信道，将具有在调谐频率516周围的该2MHz宽滤波器区域，因此消除任何频带外(超过2MHz)阻塞信号。这消除了在对低噪声接收器400的输入对于SAW滤波器的需要。

该“跟踪滤波器”操作以及由下转换器200提供的低噪声，允许消除低噪声放大器，如图4所示，其中前端模块144直接连接到在对下转换器200的输入处的低通滤波器410。施加到下转换器200的、由图3所述的LO 2LO方法导出的25％占空比LO，其提供如图3所示的非重叠下转换器相位，允许由下转换器200提供大约6dB电压增益，因此进一步证明省略前端模块144和低通滤波器410之间的低噪声放大器有效。

然而，如果频带外阻塞信号522，出现在作为希望的信号508的调谐频率516的三倍或五倍的频率(通常称为基频的三次或五次谐波)，那么通过称为混频器混叠的现象，频带外阻塞信号522的全幅将重叠在希望的信号508上，因此劣化在调谐频率516的接收器灵敏度。

为了避免可能出现在希望的信号508的奇次谐波(例如，三次或五次谐波)的频带外阻塞信号522干扰希望的信号508，实现低通滤波器410(图4)，以降低在希望的信号508的三次和五次谐波频率的接收器灵敏度。在低通滤波器410中使用的匹配组件的总数，小于或等于在典型的四频带接收器匹配电路中使用的匹配组件的总数。简单的四阶滤波器对于在希望的接收频率的三倍或五倍的不想要分量，提供超过30dB的抑制。通过分量的适当选择，通过利用分量自谐振，该抑制可以增加到超过65dB。

此外，如下面将在图7所述，利用从下转换器200可得到的输出相位，可以求和各相位，以便进一步衰减主要出现在希望的信号的奇次谐波(例如，三次和五次谐波)的频带外阻塞信号。

图6是图示图4的低噪声接收器的可替代实施例的示意图。图6中与图4中的元件类似的元件将使用惯例6XX编号，其中图6中的“XX”指图4中的类似元件。此外，图6中的一些参考标号为了简化而未示出。低噪声接收器600类似于低噪声接收器400，除了图6的实施例示出示例性的基带滤波器实现，其中来自由高增益跨导纳放大器650提供的基带V-I转换级的输出电流，在RC低通滤波器670中的无源低通滤波之后，直接施加到连续时间ADC 690(包括ADC元件692和694)的虚拟地。

图7是图示图4的低噪声接收器的另一可替代实施例的示意图。图7的低噪声接收器的实施例仅图示一个频带(低频带)，并且示出生成下转换器200的八个(8个)输出相位的示例。通过利用从下转换器200可得到的输出相位，可以获得可能出现在希望的接收频率的奇次谐波(例如，三次和五次谐波)的频带外阻塞信号的额外衰减。可以求和来自下转换器200的输出相位，以便进一步衰减例如在希望的信号的三次和五次谐波的频带外阻塞信号。

为了简化图示，低噪声接收器700的实施例仅图示低频带。低噪声接收器700包括使用替代晶体管器件的简单开关示出的下转换器200的实现，并且为了简化仅图示低频带(LB)信号链。使用图形图示750示出用于开关的LO驱动信号。下转换器715的实施例包括2K抽头，每个LO频率的完整周期取得总共2K采样。在一般的2K抽头下转换器715中，每个LO波形的占空比小于LO/2K。随着K增加，下转换器715的增益接近0dB。对于单端下转换器的情况，增益从上述单端到差分转换和采样及保持(S/H)操作的组合接近6dB。低通滤波器模块710中的任何电压上升提供额外的增益，如上所述。

其中K是4、8、16等的2K抽头实现允许这样的配置，其中通过下转换器715的输出的简单加权求和，可以抑制输入RF频率的谐波。在图8中描述提供不携带三次或五次谐波的波形的三个输出相位的求和的示例。

来自低通滤波器模块710的信号提供到下转换器715，下转换器715为了简化示出为开关阵列。用驱动开关的LO波形750的名称示出每个开关(LO_0到LO_(2K-1))。在图7所示的一般实现中，在信号路径中使用2K开关(LO_0到LO_(2K-1))，每个开关具有占空比≤(100/2K)％。LO频率的周期是T，并且每个LO波形展现T/2K的有效脉冲宽度。在该示例中讨论的实现是对于K＝4的特定情况，所以每个LO波形750展现T/8的有效脉冲宽度。然而，取决于应用可以在接收器拓扑中使用任何数目K的基带输出。随着数目K增加，采样和保持增益接近0dB。例如，三次和五次谐波抑制接收器架构可以使用K＝4，以生成RF波形的0、45、90、135、180、225、270和315度采样。对于K＝4的情况，图7中由V(0)、V(1)、...V(2K-1)表示的输出分别对应于0、45、90、135、180、225、270和315度采样。输出V(0)、V(1)、...V(2K-1)成对分组，其中每对包括相位上相差180度的输出。例如，V(0)和V(K)的差别、V(1)和V(K+1)的差别、以及V(K-1)和V(2K-1)的差别。然后通过各个差分放大器785-1到785-K确定这些对的每个的差别。差分放大器785-1到785-K还可以包括低通滤波器，如图4描述为滤波器480。因为要差分的信号异相180度，所以实现6dB增益。在对于K＝4的特定情况下，差分放大器785-1到785-K的得到的输出代表在0、45、90和135度的接收信号的增益添加相位，其中具有添加的6dB增益。差分放大器785-1到785-K的输出施加到ADC 790-1到790-K。ADC790-1到790-K的输出随后施加到基带系统130。在基带系统130内，可以使用这些多个相位的加权求和实现谐波抑制求和，如下面将描述的。

图7所示的技术是将在时域的RF信号拆分为K个单独路径，而不增加额外电路块的有效方式，额外电路块可能严重劣化性能或者增加功耗和死区。

图8图示生成其中抑制三次和五次谐波的波形的已知方法。图8仅示出与同相位(I)信号有关的信号。为了简化，图8中的示例示出三个输出相位的求和的示例，三个输出相位提供不携带三次或五次谐波的波形。可以组合其它数目的输出相位以实现类似的输出波形。

波形820根据以下等式代表基础LO信号：

$U1\left(t\right)=\frac{2}{\mathrm{\π}}\left[(\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)-1/3(\cos \left(3\mathrm{\ωt}\right)+1/5(\cos \left(5\mathrm{\ωt}\right)...\right]$

波形810代表相对于信号820超前45度的基础LO信号820。根据以下等式代表信号810：

$U2\left(t\right)=\frac{\sqrt{2}}{\mathrm{\π}}[(\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)-\sin \left(\mathrm{\ωt}\right))+1/3(\cos \left(3\mathrm{\ωt}\right)+\sin \left(3\mathrm{\ωt}\right))-1/5(\cos \left(5\mathrm{\ωt}\right)-\sin \left(5\mathrm{\ωt}\right))...]$

波形830代表相对于信号820滞后45度的基础LO信号820。根据以下等式代表信号830：

$U3\left(t\right)=\frac{\sqrt{2}}{\mathrm{\π}}[(\cos \left(\mathrm{\ωt}\right)+\sin \left(\mathrm{\ωt}\right))+1/3(\cos \left(3\mathrm{\ωt}\right)-\sin \left(3\mathrm{\ωt}\right))-1/5(\cos \left(5\mathrm{\ωt}\right)+\sin \left(5\mathrm{\ωt}\right))...]$

波形840代表上面三个波形按适当比例的组合，使得抑制基础LO信号820的三次和五次谐波。根据以下等式形成组合：

$\mathrm{LO}\_\mathrm{harm}\_\mathrm{rej}\left(t\right)=\sqrt{2}U1\left(t\right)+U2\left(t\right)+U3\left(t\right)$

现在返回图7，如上面关于图8的一般描述，以及如对于8个输出相位的情况下面将在图10中的描述，可以组合下转换器715的有效LO输出，以提供额外的谐波抑制，其进一步简化对于低通滤波器410(图4)的要求。对于K＝4，获得下转换器配置，其提供三次和五次谐波抑制，允许接收器抑制在三倍和五倍的希望RF信号的输入信号。

图9是示出对于k＝4的情况，由图7的低噪声接收器利用的8个LO相位的图形图示。轨迹902示出具有50％占空比的4LO波形。轨迹904和906示出分别称为2LO_I和2LO_Q的2LO的两个正交相位。轨迹908和912示出分别称为LO_I和LO_Q的LO的两个45度偏移相位。由轨迹902、904、906、908和912代表的信号在由轨迹922、924、926、928、932、934、936和938示出的8个组合中相乘，以产生称为LO_0、LO_4、LO_1、LO_5、LO_2、LO_6、LO_3和LO_7的8个各自的LO波形，每个LO波形展现1/8占空比。

图10是示出每个抑制三次和五次谐波的有效正交LO波形的图形图示，对于k＝4的情况，通过由图7的低噪声接收器利用的8个LO相位的加权组合，生成该有效正交LO波形。

在图10中，分别由轨迹922、924、926、928、932、934、936和938示出的8个1/8占空比波形LO_0到LO_7，以适当比例在基带子系统130中组合，以形成有效正交波形eLO_I1002和eLO_Q1004，如将在图11和图13中进一步所示。波形eLO_I1002和eLO_Q1004展现与由图8中的轨迹840示出的谐波抑制特性形状相同的谐波抑制特性形状，前一谐波抑制特性形状是对于3个输出相位的组合，后一谐波抑制特性形状是对于具有8个组合输出相位的信号。

可以通过增加输出相位的数目实现大于五次谐波的谐波抑制。例如，使用16个输出相位和加权系数的适当选择，可以实现抑制三次、五次、七次、九次、十一次和十三次谐波的频率响应。这样的响应将显得类似于向外延伸到16GHz、仅在1GHz和15GHz具有大波瓣的绘图1220(图12)。在这样的情况下，波形eLO_I和eLO_Q与图10中的绘图1002和1004相比，将展现更精细的齿状量化。随着输出相位的数目进一步向无限增加，eLO_I和eLO_Q将变为完美正弦波，其完全不包含谐波。

图11是图示实现图10的有效正交LO波形的低噪声接收器的实施例的示意图。低噪声接收器1100是图7的低噪声接收器700的可替代实施例，并且组合图10的有效正交LO波形，以提供在下转换器的输入的三次和五次谐波的额外抑制。包括下转换器1115的开关由图9中的轨迹922、924、926、928、932、934、936和938所示的8个LO相位控制。图11所示的实施例包括LO信号的8个相位，并且如此8个LO信号表示为LO_0到LO_7，如图形图示1150所示。

组合8个LO相位以提供三次和五次谐波的额外抑制出现在两个部分。8个LO相位的第一组合出现在使用差分放大器1185-1、1185-2、1185-3和1185-4的模拟域。接收信号的每个第n采样通过各个模拟差分放大器1185与第(n+4)采样差分。LO_0信号通过模拟差分放大器1185-1与LO_4信号组合。LO_1信号通过模拟差分放大器1185-2与LO_5信号组合。LO_2信号通过模拟差分放大器1185-3与LO_6信号组合。LO_3信号通过模拟差分放大器1185-4与LO_7信号组合。模拟差分放大器1185-1到1185-4的各个输出代表具有大约6dB增加增益的、在0、45、90和135度的接收信号的相位，如以上图7所述。

模拟差分放大器1185的输出通过各个ADC元件1190转换到数字域。模拟差分放大器1185-1的输出提供到ADC 1190-1。模拟差分放大器1185-2的输出提供到ADC 1190-2。模拟差分放大器1185-3的输出提供到ADC 1190-3。模拟差分放大器1185-4的输出提供到ADC 1190-4。

8个LO相位的第二组合出现在使用数字求和谐波抑制滤波器1125的数字域，数字求和谐波抑制滤波器1125可以以硬件、软件、或硬件和软件的组合实现。在实施例中，数字求和谐波抑制滤波器1125是接收器软件155的操作的部分，并且通过处理器135执行。接收器软件155执行由求和元件1130和1132代表的求和。ADC 1190-1的输出提供到乘法元件1142和乘法元件1144。ADC 1190-2的输出提供到乘法元件1146和乘法元件1148。ADC 1190-3的输出提供到乘法元件1152和乘法元件1154。ADC 1190-4的输出提供到乘法元件1156和乘法元件1158。每个乘法元件以图11所示其各个加权因子将通过其的信号数字地放大。例如，ADC 1190-1的输出由乘法元件1142以因子

数字地放大。在求和元件1130和1132中执行加权信号的求和，导致基带输出I和Q。重要地，下转换器1115中的开关由于驱动其的非重叠LO信号而不相互干扰。此外，由求和元件1130和1132执行的求和在基带进行，但是具有在RF抑制谐波(特别地三次和五次谐波)的效果。因此，基带输出I和Q代表接收器调谐到的、希望RF载波上携带的基带信号的忠实再现，而没有由于不希望的RF阻塞信号的存在的任何实质干扰，不希望的RF阻塞信号可能存在于希望的RF载波的三次和五次谐波处。

图12是示出低噪声接收器的实施例的频率响应的示例的图形图示。图12中的示例示出对于1GHz接收信号的响应。绘图1210图示对于K＝2图4的下转换器200的切换和求和动作的有效响应。绘图1210不包括LC谐波抑制滤波器410的效果。在绘图1210中，抑制偶次谐波而奇次谐波保留。因此，图4中的LC谐波抑制滤波器410必须提供所有三次、五次和七次谐波的衰减。

绘图1220图示对于K＝4图11的低噪声接收器1100的切换和求和动作的有效响应。绘图1220不包括任何LC天线滤波器的效果。在该情况下，由于8相位切换和谐波抑制求和，极大地抑制了三次和五次谐波，仅留下七次谐波。因此，当LC天线滤波器添加到图11的系统时，这样的LC天线滤波器仅需要抑制七次谐波，这远比如上所述抑制三次和五次谐波容易。

图13是图示图11的低噪声接收器的可替代实施例的示意图。图13所示的实施例1300示出对于K＝4的情况，LO信号(图10所述的LO_0到LO_7)的模拟求和。包括下转换器1315的开关通过由图9中的轨迹922、924、926、928、932、934、936和938示出8个LO相位控制。图13所示的实施例包括LO信号的8个相位，并且如此8个LO信号表示为LO_0到LO_7，如图形图示1350中所示。

组合8个LO相位出现在两个部分。8个LO相位的第一组合出现在使用模拟差分放大器1385-1、1385-2、1385-3和1385-4的模拟域。接收信号的每个第n采样通过各模拟差分放大器1385与第(n+4)采样差分。LO_0信号通过模拟差分放大器1385-1与LO_4信号组合。LO_1信号通过模拟差分放大器1385-2与LO_5信号组合。LO_2信号通过模拟差分放大器1385-3与LO_6信号组合。LO_3信号通过模拟差分放大器1385-4与LO_7信号组合。

在该实施例中，8个LO相位的第二组合出现也在模拟求和抑制滤波器1325中的模拟域。滤波器1325使用求和元件1330和1332执行求和。模拟差分放大器1385-1的输出提供到放大器1342和放大器1344。模拟差分放大器1385-2的输出提供到放大器1346和放大器1348。模拟差分放大器1385-3的输出提供到放大器1352和放大器1354。模拟差分放大器1385-4的输出提供到放大器1356和放大器1358。每个放大器1342、1344、1346、1348、1352、1354、1356和1358将通过其的信号以图13所示其各个加权因子放大。例如，模拟差分放大器1385-1的输出由放大器1342以因子

放大。在求和元件1330和1332中执行加权信号的求和，导致模拟I和Q信号。重要地，下转换器1315中的开关由于驱动它们的非重叠LO信号而不相互干扰。

此外，由求和元件1330和1332执行的求和在基带进行，但是具有在RF抑制谐波的效果。因此，基带输出I和Q代表在接收器调谐到的、希望RF载波上携带的基带信号的忠实再现，而没有由于不希望的RF阻塞信号的存在的任何实质干扰，不希望的RF阻塞信号可能存在于所述希望的RF载波的三次和五次谐波处。

求和元件1330的同相位输出提供到ADC 1395用于到数字域的转换。求和元件1332的正交相位输出提供到ADC 1396用于到数字域的转换。数字同相位信号和数字正交相位信号随后提供到基带子系统130(图1)，用于进一步的处理。

由于模拟分量的容限，在如图13所示在模拟域中执行谐波抑制求和的情况下，对于希望的信号频率的谐波的典型抑制限制为大约35dB到40dB，而在图11所示的数字实现可以实现大于40dB抑制，因为在图11的实现中仅保留的模拟容限是采样电容器、差分放大器和ADC的容限。如图11所示的数字域中的比例求和潜在地考虑基于最小均方算法的实现，其通过对于在各种路径中的任何模拟失配的进一步补偿，可以最大化在希望的信号的n倍的抑制。

图14A到14D是示出图11或图13的低噪声接收器的实施例的示例频率响应的图形图示，其中在天线和对下转换器的输入之间增加的低通滤波器模块，下转换器以1GHz的接收频率操作。图14A图示4阶低通滤波器模块410的示例响应。在该示例中，滤波器设计有宽带宽和平缓坡度，因为它仅需要提供七次谐波而不是三次或五次谐波的抑制。图14B示出在1GHz的2MHz宽通带(由开关和RC导致)，加上由于混叠在谐波处出现的所有不想要的类似响应。图14C示出由图11或图13的谐波抑制求和形成的响应。图14D示出图14A、14B和14C的级联响应。在图14D的级联响应中，示出跟踪接收器的调谐频率的2MHz宽响应的希望特性，其中在三次和五次谐波抑制类似的响应，并且在七次谐波基本抑制类似的响应。

尽管已经描述了本发明的各种实施例，但是对于本领域的普通技术人员显而易见的是，在本发明的范围内的更多实施例和实现是可能的。例如，本发明不限于特定类型的无线电接收器或收发器。本发明的实施例可应用于不同类型的无线电接收器和收发器，并且可应用于下转换或滤波接收信号的任何接收器。

Claims (20)

1.一种低噪声接收器，包括：

下转换器，配置为接收射频RF信号，所述下转换器包括开关架构，配置为基于各个多个本地振荡器LO信号生成多个输出相位；

差分电路，配置为组合所述多个输出相位，使得第n输出相位与第(n+K)输出相位差分，导致增加增益的输出相位；以及

求和滤波器，配置为接收增加增益的输出相位，并且配置为组合增加增益的输出相位，使得接收器的响应有效减少RF信号的奇次谐波。

2.如权利要求1所述的接收器，还包括无源低通滤波器，配置为直接从开关模块接收射频RF信号，所述无源低通滤波器还配置为提供电压增益到RF信号。

3.如权利要求2所述的接收器，其中所述无源低通滤波器还包括阻抗匹配电路。

4.如权利要求3所述的接收器，其中所述求和滤波器有效减少RF信号的三次和五次谐波，并且其中所述无源低通滤波器配置为减小出现在作为RF信号的频率的七次谐波的频率的干扰信号的电平。

5.如权利要求1所述的接收器，其中所述下转换器提供以与RF信号相符的频率为中心的滤波器响应。

6.如权利要求5所述的接收器，其中由所述下转换器提供的滤波器响应从接收器消除表面声波SAW滤波器。

7.如权利要求1所述的接收器，其中数字地实现所述求和滤波器。

8.如权利要求1所述的接收器，其中在模拟域实现所述求和滤波器。

9.如权利要求1所述的接收器，其中所述下转换器生成4个输出相位。

10.如权利要求1所述的接收器，其中所述下转换器生成8个输出相位。

11.一种用于对接收信号操作的方法，包括：

接收射频RF信号；

基于各个多个本地振荡器LO信号生成多个输出相位；

组合所述多个输出相位，使得第n输出相位与第(n+K)输出相位差分，导致增加增益的输出相位；以及

求和增加增益的输出相位，使得减少接收信号的奇次谐波。

12.如权利要求11所述的方法，还包括滤波射频RF信号以便提供电压增益到RF信号。

13.如权利要求12所述的方法，其中所述滤波包括执行阻抗匹配。

14.如权利要求13所述的方法，其中所述求和包括减少RF信号的三次和五次谐波，并且所述滤波包括减少RF信号的七次谐波。

15.如权利要求11所述的方法，还包括提供以与RF信号相符的频率为中心的滤波器响应。

16.如权利要求11所述的方法，其中数字地执行所述求和。

17.如权利要求11所述的方法，其中在模拟域执行所述求和。

18.如权利要求11所述的方法，其中生成多个输出相位包括生成4个输出相位。

19.如权利要求11所述的方法，其中生成多个输出相位包括生成8个输出相位。

20.一种求和滤波器，包括：

多个组合元件，每个组合元件配置为接收增加增益的接收器输出相位，并且配置为用导致加权信号的相应加权因子，对增加增益的接收器输出相位操作；以及

求和元件，配置为组合来自多个组合元件的每个的加权信号，并且提供减少RF信号的奇次谐波的多个相位偏移输出信号。

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