SE426763B - Digital ekoeliminator for ett modem for dataoverforing genom modulation av en bervag - Google Patents

Description

7800390-2 z Om datana överföres i passbandet genom bärvågsmodulation och om transversal- filtret i ekoeliminatorn är anslutet till sändarens utgång i modemet för mottagning av den modulerade datasignalen resulterar analog-digitalomvandlingen av denna sig- nal i samma komplexitet och samma framställningskostnader hos transversalfíltret som i fallet med en ekoeliminator för telefonsignaler.

En artikel av Kurt H.Mueller, benämnd "A New Digital Echo Canceler for Fwo- Wire Full-Duplex Data Transmission" publicerad i IEEE Transactions on Communica- tions, vol. COM-ZÄ, nr 9, sept.l976, sid. 956-968 beskriver en ekoeliminator i vil- ken ingången till transversalfiltret - med en ifas- och en kvadraturfas-sektion - är ansluten till ingången hos modem-sändaren för mottagning av den omodulerade data- signalen, medan transversalfiltrets utgång är ansluten till en signalbehandlingsan- ordning i vilken ekokopiesignalen bildas och felsignalen även användes för inställ- ning av filterkoefficienterna. Det aktuella transversalfiltret kan då synas vara re- lativt enkelt vad beträffar reaiiseringen av multiplikatorerna men detta gäller in- te för den tillhörande signalbehandlingsanordningen; Denna innefattar en modulator som är analog tili den i sändaren i modemet och vidare ett stort antal kretsar för att bilda en lämplig felsignal för inställning av koefficienterna i transversalfilt- ret . i Ett ändamål med föreliggande uppfinning är att åstadkomma en digital ekoelimi- nator som också arbetar på den omodulerade datasignalen men är baserad på en annor- lunda princip resulterande i en annorlunda struktur hos ekoeliminatorn, vars huvud- beståndsdel bildas av ett adaptivt filterarrangemang som direkt tillhandahåller ekokopiesignalen och som kan realiseras på ett enkelt sätt.

Ekoeliminatorn enligt uppfinningen kännetecknas därav att den innefattar en samling adaptiva digitala filter, organ som svarar på varje symbolkonfiguration vid varje tidpunkt iT genom att generera minst en signal som representerar ett tal beroende på den amplitud som bärvågen är tillordnad vid nämnda tidpunkt iT och mata nämnda talsignal i enlighet med den modulerade bärvågens fas vid nämnda tidpunkt iT till åtminstone en given sektion av nämnda 'samïing av adaptiva digi- tala filter, vilka filter tillhandahåller utgångssignaler, organ för att summera nämnda utgångssignaler för att bilda en digital version av ekokopiesignalen, och en samling inställningskretsorgan för att ta emot nämnda felsignal i digital form och att ställa in koefficienterna i nämnda filter för att minimera en förutbestämd funktion av nämnda felsignal.

En fördelaktig utföringsform av uppfinningen kännetecknas därav att nämnda or- gen i ekoeliminatorn som svarar på varje symbolkonfiguration är utförda att mata tal- signalen Xi, som har det amplitudvärde Aik, som är tillordnat bärvågen vid nämnda tidpunkt iT, till ett givet adaptivt digitalt filter i nämnda samling av filter i 3 7800390-2 beroende av fasen 9 ij hos den modulerade bärvågen vid tidpunkten iT, vilken fas Gij är summan av en av de N faserna Oïjsom är tillordnade bärvâgen som funktion av nämnda data och fasen hos den omodulerade bärvågen som antar Q olika värden inom en vinkel av fiir raclianer.

I de fall som användes i praktiken vid fas- och eventuellt amplitudmodulation är de N faserna Gíj som kan tillordnas bärvågen fördelade på jämna avstånd från var- andra och ekoeliminatorn innefattar därvid ett antal adaptiva digitala filter som är lika med den minsta gemensamma multipeln för N och Q.

Om det tillhörande datamodemet är så utfört att det ovannämnda förhållandet P/Q har formen p/2 eller (2p+1)/Å, där p är ett heltal, kan antalet adaptiva digi- tala filter reduceras till N då vid varje tidpunkt iT talsignalen Xíj med det amp- litudvärde Air som är tíllordnat bärvågen har ett tecken som är beroende av funk- tionen (-i)Pï varvid denna talsígnal X'ïj = (-i)p'Xij matas till ett givet adap- tivt digitalt filter i nämnda samling av filter i beroende av fasen øij som är tillordnad bärvâgen som en funktion av nämnda data.

I praktiken kan antalet digitala filter i ekoeliminatorn delas med två om - såsom är vanligt - hälften av faserna Gïj hos den modulerade bärvågen (eller fa- serna øíj vilka kan tillordnas bärvågen som funktion av datanal skiljer sig ett värde av7T radianer från den andra hälften av nämnda faser. i en första realisering av ekoeliminatorn matas således en talsignal Xij som bortsett från tecknet är lika med den amplitud Air som är tillordnad bärvågen vid varje tidpunkt iT till det adaptiva digitala filtret. I allmänhet är antalet amn- iituder som tillordnas bärvågen litet, varvid den vanligen använda fasmodulationen utan amplitudmodulation är ett gränsfall. Om olika amplituder användes har dessa amplituder ofta inbördes förhållanden som är lika med en potens av 2. Det är lätt att inse att i alla dessa fall de multiplikatorer som krävs i de digitala filtren kan realiseras på ett mycket enkelt sätt. l ett andra utförande av ekoelimínatorn då den användes vid datatransmission genom fas- och eventuellt även amplitudmodulation, innefattar ekoeliminatorn bara två adaptiva digitala filter samt organ som är känsliga för värdena hos den modu- lerade bärvågens amplitud-faspar (Air, Gijl vid varje tidpunkt iT för att alstra två talsignaler som representerar Air cos Bi] och Air sin Oil och mata dessa tal- signaler till nämnda två adaptive digitala filter.

Om det ovannämnda förhållandet P/Q har formen p/2 eller (2p+l)/A, där p är att heitai, bildas de sistnämnda två ialsignalerna som vid varje tidpunkt iT skall matas till de två adaptiva digitala filtren i beroende av den fas øïj, som är till- ordnad bärvågen som funktion av datana genom att generera talsignaler som repre- senterar Aír cos Qi. och Aïr sin øij, till vilka ett tecken tillordnas beroende på funktionen (-1)P _ vanessa-z n i l denna andra utföringsform lagras företrädesvis de två talsignalerna som skall matas till de två adaptive digitala filtren i minnen och utläses från dessa minnen under styrning med värdena på amplitud-fasparet (Air, Gíjl eller (Aír,øïj) vid varje tidpunkt iT.

De adaptive digitala filter som användes i ekoeliminatorn kan realiseras på ett enkelt sätt. I en första utföringsform har varje filter ett impulssvar av änd- lig varaktighet LT, där L är ett heltal, varvid varje filter innefattar medel för att bilda ett utgångssamtel L gk(n) =< Ziinldäíkin) i=l vid varje samplingstidpunkt tnk = nT + kT/q varvid n är ett heltal mellan -<=>och +cx>medan k är ett heltal mellan 0 och (q-1), Z; (n) är de L talen som matas till filtret vid tidpunkterna (n-i)T, Gík (n) är de L filterkoefficienterna som svarar mot sampler av ímpulssvaret vid tid- punkterna (n-í)T + kT/q, vilka tal Zi(n) och koefficienter Gík (n) erhålles på ut- gången av respektive minne under ett räkneintervall T/q som är tillordnat nämnda tidpunkt tnk. i den andra utföringsformen av ekoeliminatorn med tvâ digitala filter kan de tal Zí(n) som skall behandlas av filtren ofta bli "komplicerade" emedan de beror på sinus- och cosinusfunktioner så att multipiikationerna som skall utföras med dessa tal i filtren blir komplicerade. I vissa fall gäller detta också för den förs- ta utföringsformen av ekoeliminatorn. En fördelaktig utföringsform av de adaptiva digitala filtren för den aktuella ekoeliminatorn, varigenom det är möjligt att re- ducera antalet komplicerade multiplikationer, som måste utföras under varje tids- enhet, till ett minimum, dan dock erhållas. För detta ändamål använder man sig av det faktum att absoiutvärdet av de tal som skall behandlas i filtret bara kan anta ett begränsat antal olika värden. I denna utföringsform innefattar varje adaptivt digitalt filter följande element: - en krets för att koda talen Zi (n) och generenaderas tecken och deras absolut- värden i kodad form, - en krets som är styrd av det alstrade tecknet hos talen Zi (n) för att ändra fiiterkoefficienternas Gik in) tecken i det fail att tecknen hos Zi (n) och Gik (n) är olika, - strömstäilarorgan som är styrda av absolutvärdena hos talen Zí (nl vilka är alstrade ä kodad form fär att mata de sålunda erhållna filterkoefficienterna Gík (n) med det tiláordnade tecknet till en given ackumulator i en samling av ackumu- latarer som var och en individuellt svarar mot ett givet absolutvärde hos talen s 7800390-2 Zi (n), varvid nämnda samling ackumulatorer återställes till noll vid början av varje räkneintervall T/q, - multiplikationskretsar för att vid slutet av varje räknelntervall T/q bilda en produkt av talet i varje ackumulator med det absolutvärde som är tíllordnat denna ackumulator, samt - en summeringskrets för att kombinera nämnda produkter för att bilda det önskade samplet qk (nl.

Om de digitala filtren i ekoeliminatorn realiseras på detta sätt är det fördel~ aktigt om dessa filter utnyttjar samma samling av ackumulatorer, samma multiplika- tlonskretsar för att vid slutet av varje räkneintervall T/q bilda produkten av ta- let i varje ackumulator och det absolutvärde som är tillordnat denna ackumulator samt samma summeringkretsar för att kombinera nämnda produkter för att bilda ett sample av ekokopiesignalen.

UtfH;ín¿s?or er av ekoelíminatorn enligt uppfínnin5en kommer nu att besk1l.as unde; hïrvš.níng till rifiníngarna, där fíg 1 visar ett blockschema för en färxtn uLfßríngsfo.m lv en eloellminutor enligt uppfinningen vilken anvïndea för fas- -rh nmplítudmodnlation av en bärvåg i det fall då förhållandet fo/(1/T) har formen P/2 eller (2p+1)/4, fíg 2 visar ett tänkbart bloekschema för fn ekoelimínator för att fïrklara blockschemat för en ekoelímínator enligt utyfínnïngen vilken är visad i allmän form 1 fig 3, fig 4 visar ett blockschema för en atfëríngsfozm av ett ad;p~ tívt digitalt filter, fíg 5 visar ett blockschema som är härlett ur fíg 1 och an- vändes för tinär Fasmodulatíon av en bärvåg, fig 6 visar ett blockschema som är lär- lett ur fíg 1 och användes för oktonär fasmodulatíon av en bärvåg med två amplitud- nivåer, fíg 7 visar de fas~ och amplítudkarakteristikor som är tíllordnade sche.at enligt fíg 6, fíg 8 visar ett blockschema fär en andra utfüríngsform av en ekoelïai- na or =nli¿t wpy9irnïr¿en, vilken användes för fas- och amplítudmodulation av en 'fen-våg i det fall då föl-:ro-Prllanaet fO/(UT) har funnen p/z eller (2¿§+1)/4, m; 9 visar ett blockschema för en första utföríngsform av en ekoelímínator_enligt u;pfín~ ningen, vilken användes för fas- och amplítudmodulation av en bärvåg då förhållandet fo/(1/T) har den allmänna formen P/Q, fíg 10 visar ett blockschema för en variant av en första utföringefonn i fíg 9, vilken också användes i det fall då förhållandet fo/(1/T) har den allmänna formen P/Q, fíg 11 visar ett blockschema för en andra utföríngsform av en ekoeliminator enligt uppfinningen, vilken användes i det fall då förhållandet fo/(1/T) har den allmänna formen P/Q och fíg 12 visar ett blockschema för en fördelaktíg utföríngsform av de tvâ adaptive digitala filtren i den andra utföringsformen av ekoelíminatorn.

Fig 1 visar en första utföríngsform av en ekoalíminator enligt uppfinningen tillsammans med en sändare l och en mottagare 2 i ett modem för datatransmíssíon genom modulatíon av en bärvåg. 7800390-2 e De binära data som skall äverföras matas genom en ledning 3 till en serie-pa- rallellomvandlare 4 i sändaren 1 och denna omvandlare 4 alstrar med en hastighet 1/T som är härledd från en klockgenerator 15 m-bítstal vilka är ett resultat av en gruppering av m successíva databitar. Dessa m~bitstal som i det efterföljande kallas symboler kan anta 2m konfigurationer och matas vid tidpunkterna iT (i är ett heltal) till en modulator 5 i vilken en bärvåg moduleras i takten 1/T i beroende av de möjliga symbolkonfigurationerna. I fallet med binär modulation (m = 1) behövs inte omvandlaren 4 och datana matas direkt till modulatorn 5. För att ange princi- perna antages i det efterföljande, såvida inte annat säges, att bärvågens fas eller bärvågens fas och amplitud moduleras 1 modulatorn 5. ' Sändarens 1 utgång är ansluten till en såndningsport 6 i en hybridkopplare 7.

Denna hybridkopplare säkerställer att de signaler som kommer från sändaren 1 matas till en transmissionsledning 8 och att de signaler som kommer från transmissionsled- ningen 8 matas till mottagaren 2. Men i praktiken är det svårt för en hybridkopplare att utföra denna funktion perfekt och då sändaren 1 sänder uppträder en parasitsig~ nal vid hybridkopplarens 7 mottagningsport 9, vilken signal når mottagaren 2. Denna parasitlska signal kan bero på ofullkomligheter i hybridkopplaren 7, vilken därige- nom sänder en del av den signal som tillföras dess sändport 6 till dess mottagarport 9. Denna parasitiska signal kan också bero på impedansdiskontinuiteter i transmis- sionsledníngen 8 vilka under en sändning från sändaren 1 alstrar en ekosignal som uppträder på mottagarporten 9. Oberoende av dess ursprung kommer denna parasitiska signal i fortsättningen att kallas ekosignal.

Für att eliminera en ekosígnal y vid mottagningsporten 9 innefattar ekoelimina- torn en skillnads- eller subtraktíonskrets 10, vars ena ingång tar emot denna eko- signal y och vars andra ingång tar emot en ekokopiesignal f. Denna skillnadskrets 10 avger en skillnadssignal E = y - y vilken i det efterföljande kommer att kallas fel- signal. Den funktion som utföres i en ekoeliminator består i att på ett adaptivt sätt bilda en sådan ekokopiesignal'§ att en signal alstras på utgången av skillnade- kretsen 10, i vilken ekosignalen är eliminerad och som är noll då bara sändaren 1 I sänder.

Den vanliga tekniken för att utföra denna funktion består i att använda ett adaptivt digitalt filter, som ej är visat i fig 1, vilket tar emot den digitala ver» sionen av signalen som tillföras av sändaren 1 och till en anslutningsledning 11 avger den digitala versionen av ekokopiesignalen vilken omvandlas till en analog signal medelst en digital-analogomvandlare 12, varvid koefficienterna i detta filter styras medelst felsignalen E erhållen i digital form medelst en analog-digita1om- vandlare 15 på sådant sätt att medelkvadratvärdet av felsignalen E blir minimum.

Koefficienterna i detta filter ställas in vid diskreta tidpunkter och skillnadskret- sens 10 utgångssignal samples med en hastighet 1/T medelst en sampelhållkrets 14 7 7800390-2 som är styrd av en klockgeneretor 15. Sampel-hållkretsens 14 utgång är ansluten till ett lågpassfilter 16 som avger en analog signal till mottagaren 2. Vid denna konven- tionella teknik är de multiplikationer som måste utföras i detta digitala filter mycket kostsamma då den modulerade signalen som matas till filtrets ingång måste vara kodad till ett relativt stort antal bitar (t.ex. 10-12 bitar) och då de tal som är en följd av denna kodning måste multipliceras med filterkoefficienterna med t.ex. 18 bitar. Då antalet multiplikationer som måste utföras per sekund ofta är stort i förening med ekots varaktighet resulterar denna teknik i en mycket komplex och dyr- bar ekoeliminstor. _ ' I den ovannämnda artikeln av Mueller har det föreslagits att förbinda det adap- tiva digitala filtrets (vilket har en i-fasbana och en kvadratur-fasbana) ingång direkt till sändarens 1 ingång för att motta den binära datasignalen, medan utgångs- signalen från detta filter behandlas i ett jämförelsevis komplicerat arrangemang för att avge felsígnalen som styr filterkoefficienterna.

Den binära datasignalen som skall överföras användes också som ingångssignal i ekoeliminatorn enligt föreliggande uppfinning men denna är baserad på en annorlunda princip resulterande i en helt annorlunda konstruktion och i kretsar, som är lätta att realisera, i synnerhet vad beträffar multiplikationskretsarna i de adaptive filtren.

Den i fig 1 visade ekoeliminatorn enligt uppfinningen kommer nu att beskrivas som ett ej begränsande exempel för det fall då fas-och amplitudmodulation användes i sändaren 1, varvid i allmänhet en fas och en amplitud tillordnas bärvågen vid varje tidpunkt iT som en funktion av den symbolkonfiguration som vid denna tidpunkt matas till modulatorn 5. Såsom alltid är fallet i praktiken har förhållandet fo/(1/T) mellan bärvågsfrekvensen fo och symbolhastigheten 1/T formen P/Q, varvid P och Q är heltal. I former som beskrivas och som är härledda ur fig 1 betraktas det vanliga fall då för- fallet med den i fig 1 visade ekoeliminatorn liksom i alla utförings- bållsndet P/Q har den speciella formen p/2 eller (2p+1)/4 där p är ett heltal. Där- efter kommer andra utföringsformer att betraktas vilka avser det fall då förhållan~ det fa/(1/T) har den allmänna formen P/Q, där P och Q är vilket heltal som helst.

I den återstående delen av denna beskrivning är de möjliga faserna hos bärvågen angivna genom dj, där j är ett variabelt heltal mellan 1 och N; de möjliga amplituderna hos bärvågen är angivna genom Ar, där r är ett variabelt heltal mel- lan 1 och M. Allmänt så tillordnas en fas øíj som är vald bland de M möjliga faserna jämte en amplitud Air som är vald bland de M möjliga amplituderna bärvågen vid varje tidpunkt il. Antalet M möjliga amplituder Ar är vanligen mycket litet och t.ex. ika med 1 i fallet med fasmodulntion utan amplitudmodulation.

I ekoeliminatorn enligt fig 1 matas de binära data som skall överföras till en serio~parallellomvondlare 17 vilken vid tidpunkter iT som svarar mot symbolhastig~ 7800390-2 heten 1/T avger samma m-bitstal (symboler) som de som avges av serie-parallellom- vandlaren 4 i sändaren 1. Dessa symboler matas samtidigt till en logisk anordning 18 vilken bestämmer den amplitud som är tillordnad bärvågen genom att alstra en logisk "1" på en av sina M utgångar och till en logisk anordning 19 vilken bestämmer den fas är som tillordnad bärvågen genom att alstra en logisk "1" på en av sina N ut- gångar. De M möjliga amplituderna Ar hos bärvågen är införda i ett ROM-minne 20 och som svar på logisk "1" som uppträder vid en tidpunkt iT på en given utgång av den logiska anordningen 18 avläsas den motsvarande amplitnden Air från minnet 20 och matas till ingången av en kommutatorkrets. Denna krets är visad i form av en strömställare 21 med N-lägen vilka motsvarar N utgångar vj. Som följd av logisk "1" som uppträder vid varje tidpunkt iT uppträder på en given utgång från den lo- giska anordningen 19 ställes strömställaren 21 in i ett motsvarande läge så att amplituden Air uppträder på en given utgång vj av strömställaren 21. Vid varje tidpunkt iT uppträder N tal på de N utgångarna vj vilka tal benämnes Xij. Endast ett av dessa tal Xij är inte lika med O utan lika med amplituden Air som är tíllordnad bärvågen, vilket tal som är skilt från Q uppträder på en utgång som sva- rar mot bärvågens fas.

I det i fig 1 betraktade exemplet har det antagits, såsom redan angivits, att förhållandet fo/(1/T) mellan bërvågsfrekvensen fo och symbolhastigheten 1/T är lika med p/z eller (2p+1)/4, d.v.s. a-bt-zfo/(UT) är lika med p eller p/1/2, var- vid p är ett heltal. Ett tecken som är bestämt av funktionen (-1)P1 tíllordnas sedan vanligen de tal Xij vilka är skilda från O, varvid varje värde på variabeln i representerar en tidpunkt iT. Det är uppenbart att i det fall då p är jämnt (-1)pi alltid är positivt och att inga särskilda åtgärder behöver vidtas för att förse de tal Xi. som är skilda från noll, vilka tal är positiva emedan de repre- senterar bärvågens amplitud, med ett tecken. I det fall då p är udda ändrar sig tecknet (-1)pí beroende på om i är jämnt eller uddat Ekoeliminatorn enligt fig 1 illustrerar det fall då p är udda.

De tal Xíj som är skilda från noll förses därför med ett tecken medelst mul~ tiplikatorer Pj hos vilka en ingång är ansluten till strömställarens 21 utgångar v., medan den andra ingången tar emot talen +1 eller -1 från en generator 22 för funktionen (-1)pi. Denna generator 22 består av en tvålägesströmställare till vil- ken talen +1 respektive ~1 matas, vilken strömställare är styrd av pulser med en hastighet 1/T från klockgeneratorn 15 så att den omväxlande intar'den ena eller den andra positionen och följaktligen omväxlande avger talen +1 och -1.

Tal X'ij vilka är givna genom sambandet X'j= (-1)PiXíj matas sedan 7800390-2 till en grupp av adaptive digitala filter Fj. För det i fig 1 visade fallet då p är udda erhålles dessa tal X'íj på multipliketorernas Pj utgångar. I det fall då p är jämnt erhålles talen X'ij direkt på strömställarens 21 utgångar vj. Av det föregående framgår således att vid varje tidpunkt iT endast ett av dessa filter Fj mottar ett tal X'íj som inte är lika med noll.

Utgångssígnalerna från de adaptiva digitala filtren Fj kombineras i en summa- tor 25 vilken på sina utgångar avger ekokopiesignalen i digital form, vilken matas till ledningen 11.

Filtren Fä innefattar kretsar Oj för inställning av deras koefficienter, vilka kretsar tar emot den digitala versionen av felsignalen E från analog-digital- omvandlaren 13 och är utförda att minimera en förutbestämd funktion av denna felsig- nal, t.ex. dess medelkvadratvärde..

Konstruktionen och funktionen hos den ovan beskrivna ekoeliminatorn enligt upp- finningen är baserade på insikter som nu kommer att beskrivas medelst blockdiagram- men i fig 2 och fig 3. Vissa element i fig 1 har införts i dessa blockdiagram, vilka element därvid har getts samma hänvisningsberäkningar som i denna figur, medan för enkelhets skull andra ej väsentliga element har utelämnats.

Det är tydligt att det för att bilda en ekokopiesignal y från den binära data- signalen som skall överföras är nödvändigt att, såsom är visat i fíg 2, bärvågsmodu- lationen utföres i ett block 25, vilken modulation motsvarar modulationen i sändaren 1, efterföljt i ett block 26 av ett filtreringsförlopp, som är styrt på ett adaptivt sätt av felsignalen E, så att medelkvadratvärdet av denna felsignal minimeras. Denna ~ metod för signalbehandling är bara användbar för att förklara uppfinningens princip men har i och för sig inget som helst praktiskt värde eftersom det liksom i en tidi- gare känd ekoeliminator, i vilken den adaptive filtreringsfunktionen utföres på den modulerade signal som avges av sändaren 1, kommer att bli mycket svårt att realisera den adaptive filtreringsfunktion som skall utföras i blocket 26.

En artikel av Choqnet och Nussbaumer benämnd "Mícrocoded Modem Transmítters", publicerad i tidskriften I.B.M. J. Res. Develop., september 1971, sid, 338-351, be- skriver speciellt en metod för digital bärvågsmodulatíon, vilken är lämplig för var- je typ av modulation och som består i att avleda förutbestämda digitala elementar- signaler som svarar mot modulationstypen från ett minne samt bilda summan av dessa elementarsignaler. Varje elementarsignal är en följd av kodade sampler vilka kan betraktas såsom härrörande från sampling av ett impulssvar från ett fast filter.

Varaktigheten och antalet av dessa ímpulssvar beror på modulationsparametrarna. Det~ ta modulationsförlopp utföres i fig 2 medelst en logisk väljsnordníng 27 vilken så- som svar på de olika symbolkonfigurationerna som tillföras av serie-parallellomvsnd« laren 17 vid varje tidpunkt iT avleder minst en elementarsignal som är lagrad i ett elementarmínne från ett minne 28 som utgöres av elementarminnen 28-1, 28~2,...28-1. 7soo39o-2 T 10 Vid varje tidpunkt iT avger sedan summatorn 29 summan av samplerna som avges av ele- mentarminnena.

Uppfinningens grundidë är att den filtreringsprocess som utföres i blocket 26 i fig 2 på summasignalen av elementarsignalerna likaväl kan utföras genom att ersët~ ta elementarminnena 28-1, 28-2 ......osv, vilka vart och ett avger kodade sampler av ett fast impulssvar, med adaptiva digitala filter, vilka mottar signaler som kommer att beskrivas senare för varje typ av modulation och vilkas variabla koefficienter alla är styrda av samma felsignal E för att minimera medelkvadratvärdet av denna felsignal. _ I enlighet med denna grundidë erhålles den allmänna formen på ekoeliminatorn enligt uppfinningen; vilken är visad i fig 3- En logisk anordning 30 avkänner de olika symbolkonfigurationerna som tillföras av serie-parallellomvandlaren 17 och som svar på den avkända konfigurationen vid en tidpunkt iT genererar denna logiska an- ordning 3O tal vilka beror på typen av modulation och modulationsparametrarna. Dessa tal av vilka några kan vara lika med noll matas till adaptive digitala filter 52-1, 32-2.....32-1 ne variabla lmefficienterna i dessa filter är alla styrda med samma felsignal E för att minimera medelkvadratvärdet av denna felsignal. Summatorn 29 avger ekokopiesignalen y i form av summan av utgångssignalerna från dessa filter.

Såsom kommer att visas i det efterföljande är alstringen av talen som skall matas till ingången av de adaptíva filtren mycket enkel i praktiska modulationsfall och eftersom dessa tal vanligen kan representeras genom ett litet antal bitar blir rea- líseringen av de adaptiva filtren också enkel.

Omvandling av blockschemat enligt fig 2 till det i fig 3 visade kan represente- ras genom följande formel: o1 (t) = nya) +. Kia) (1) I denna formel gäller att: G1(tI är det variabla impulssvaret hos ett adaptivt filter, såsom 32-1 i fig 3; H1(t) är det fasta impulssvaret vars sampler avges av elementarminnet 28-1 i fig 2; H(t) är det variabla impulssvaret hos det adaptiva filtret 26 i fig 2, d.v.s. im- pulssvaret hos ekobanan då ekokompensation har utförts; anger faltningsförlop- pet.

Ekoeliminatorn enligt fig 1 är en illustration på det allmänna blockschemat för ekoeliminatorn enligt fig 3 tillämpat på ett modem som använder fas-och amplitudmofl dulation. om man för tillfälle: begränsar sig till det fall att förnållanaet zfø/(l/æ) är ett heltal p kan man genom den ovan nämnda artikeln av Choquet och Nussbaumer 11 7800390-2 visa att en fas- och amplítudmodulerad bärvågssígnal f(t) kan erhållas genom att utföra de olika beräkningarna i följande uttryck: N +ü f(t)='\ ï:::: (-1)pi.Xij LE1(t-iT)cosøij-e2(t-iT)sínø¿àí (2) 3:1 -='°° I detta uttryck är øíj en av de N-faser som är tillordnad bärvågen vid en tid- punkt iT; Xíj har den ovan nämnda betydelsen, d.v.s. vid en tidpunkt íT och för N värden på j är Xij en grupp av N tal av vilka bara ett inte är lika med noll utan lika med en amplitud Air hos bärvågen; e1 (t) och e2 (t) är givna im~ pulssvar vilka inte behöver beskrivas i detalj och vilka efter att ha multiplicerats med cos øij och sin øij kan kombineras för att bilda ett impulssvar Hij (t): Híj(t) = e1(t)cosøij - e2(t)sinøíj (3) Det är tydligt att ett givet impulssvar Híj(t) svarar mot vart och ett av de N möjliga värdena hos Qi..

Med användning av formeln (3) och genom att införa: :vij = <-1>Pi xij <4) kan uttrycket (2) skrivas: N + oc f(æ) = jšj-: :;' x'i¿.Hij(t-ir) (5) j: i=_çx7 Det är lätt för faokmannen att inse att de beräkningar som är definierade 1 nttrycket (5) för att erhålla en fes~och amplltudmodulerad bärvågssignal kan utföras genom att bilda summan av utgångssignalerna från N filter med fasta ímpulssvar Híj(t) vart och ett representerat genom ett värde på j, vilka N filter mottar de N :elen X'ij vid varje tidpunkt iT.

Av uppfïnníngens grundidè som förklarats med hänvisning till fíg 3 följer att ekokcpiesígnalen y(t) i ekoeliminatorn erhålles genom ett uttryck liknande uttrycket (6) men í vilket det fasta ímpulssvaret Hij(t) hos de fasta filtren har ersatts med variabla ímpulssvar Gíjft) från adaptíva filter som är styrda av felsígnalen Egfjr På samma sätt som i formeln (1) kan man skriva: 7800590-2 g 12 Gift) = nu) ae Hijü) (6) Ekokopiesignalen erhålles sedan genom uttrycket: N +°* y(t)= \ xt ..G. .fi-im) (7) IJ l] j=1 í=...§ I ekoeliminatorn enligt fig 1 har de N adaptiva filtren Fj det respektive impulssvaret Gí.(t) vilka inställes på det sätt som beskrives i det efterföljande. vant Den ef: av de N filtren rä beräknar funktionen gjm: + äd gjfi) = > :ríancijüa-ir) (a) i=-°° Om ej rekursiva filter användes och tidsbegränsade impulssvar antages blir an- talet värden på i givetvis begränsat. Vid varje tidpunkt iT mottar filtren Fj de N talen X'íj vilka är en följd av de tal som erhållits på strömställarens 21 utgång- ar v. och är försedda med ett tecken som är bestämt genom strämstëllarens 22 läge.

Vid en given tidpunkt iT tar bara ett enda filter Fj emot ett tal X'ij som skil- jer sig från noll. Summatorn 25 avger ekokopiesignalen genom att beräkna summan: N m) = :ejw (e) j=1 En utföringsform i digital form av ett adaptivt filter Fj innefattande en inställníngskrets Cj för koefficienterna kommer nu att beskrivas.

Den funktion Gj(t) som är definierad genom formeln (8) beräknas vid diskreta samplingstidpunkter, vilkas frekvens åtminstone måste vars lika med två gånger den högsta frekven i ekosignalen för att satisfiera Shannon-teoremet. Detta villkor kan uppfyllas genom att ta en given multipel av i/T såsom samplingshastighet, t.ex. /T, där q är ett heltal som överstiger ett. Samplingstidpunkterna som är skilda från varandra genom ett intervall T/q är fullständigt definierade genom uttrycket: tnk = nT + kT/q (10) där tnk är en beteckning på samplingstidpunkterna som anger att de är beroende av två variabla heltal n och k, varvid n varierar mellan - och + och k är begränsat nu värdena nen-an o och (q-1).

V _" _ å Å. _ N _ _ Beleknlngarna * °"t filter Fj såsom de ar definierade genom formeln (8) 13 7800396-2 måste utföras vid olika tidpunkter tnk definierade genom formeln (10): För varje värde på n måste beräkningarna utföras q gånger då k successívk ges värdena O,1,... p,.... (q-1); Dessa beräkningar är följande: +ea k = o gjšm]=>l_x'ij.eíjínw-išl i=-Qo _ +ø° 4- 1 :_ I ' k = 1 vÅïT+T/¶J= / X'íj.GíjnT-1T+T/q . . i=~°° -H-»o __ (H) »- " f* . n - . k = p gjɧ+pT/qJ= //- X íj.uíåäT-1T+pT/qi \. i-:I-ao " ' +<=o k = q-1 gjßwqq-nfr/QÄ f, x' ij.cíånf_»-1fn+w/¶ fiF-w " För att förefikla heteckníngarna införas följande: gJ-(nT-klT/q) = s¿k(n) (1 ) 2 :__-z -l-d -.= cum *Tflvsw Gí¿k(n) Om vidare det fakfum att i praktiken summeríngen över i utföres med ett begränsat antal L värden på i tas i beaktande kan formlerna (11) skrivas: L åjo 1=1 .n *C" , . e-1(n) f ,ø/_'____X íjkn) - Glmül) , m I __I¿_ (13) . ( = X'.. . G.. 519.11) 301) 131,01) i: f I L - 2:<<1_~-1)”” ~<-- Xäsin) “ Gififiq-fam) 7800390-2 M I dessa formler (13) är talen X'íj som går in på filtret betecknade med X'í.(n). Deras värde måste tas vid samplingstidpunkterna tnk som är bestämda genom formeln (10); men dessa värden ändrar sig bara vid tidpunkterna nT och beror därför bara på n: X¿ij(n) i dessa formler betyder X'j(nT-iT).

Dessa fórmler (13) visar att ett filter Fj kan betraktas såsom sammansatt av q elimentarfílter fo, f1,..fP....fq_1, vilka filter arbetar successivt vid tidpunkter som är åtskilda genom tidsintervallet T/q och under ett tidsintervall som ligger mellan nT och nT+(q-1)T/q använder samma tal X'ij(n): - vid tidpunkten nT beräknar elementarfiltret fß värdet gj°(n) under ett tids- intervall T/q med hjälp av de L koefficienterna gijo(n), varvid i ligger mellan 1 och L. _ -s - vid tidpunkten nT + T/q beräknar elementarfiltret f1 värdet gj1(n) med använd- ning av de L koefficienterna Gíj1(n). -vid tidpunkten nT + pT/q beräknar elementarfíltret fp värdet gjp (n) med an- vändning av de L koefficienterna Gijp(n). - vid tidpunkten nT + (q-1)T/q beräknar elementarfiltret fq_1 värdet g á(q-1)(n)' Det är därför tydligt att ett filter Fj totalt använder L.q koefficíenter.

Under det nästföljande tidsintervallet (n+q)T + (q-1)T/q kommer de q elementar- j(q-1 )(n) med användning av de L koefficienterna Gi filtren fn, f1,...fp...fq_¿ att arbeta på samma sätt med talen X'i¿(n+1) med användning av de respektive koefficienterna: Gijo(n+1), Gij(n+1).....

GijP(n+1).....Gij(q_1)(n+1). ' e Koefficienterna i elementarfiltren vilka tillsammans bildar ett filter Fä ställes in medelst den motsvarande inställningskretsen Oj så att medelkvadratvär- det av felsignalen E(t) reduceras till ett minimum. Denna felsignal samplas i ana; log-digitalomvandlaren 13 vid tidpunkterna tnk som är bestämda genom formeln (ïO,, vid vilka tidpunkter felsignalen antar de värden som är betecknade Ek(n). Använd- ning av gradientalgoritmen för att reducera medelkvadratvärdet av felsignalen till ett minimum resulterar i en upprepad inställning av koefficíenterna i enlighet m !\ sambanden: Gijo(nf1) = Gij°(n) + /u.Eo(n) . X'íj(n) Gijapvnv) = Gijgn) + /u.r1(fí) . x-ißn) ~ <1~> Gi¿p(n+1) = Gijšn) + /n.EP(n) : X'i¿(n) G¿j(q_1)(u+1) = Giš(q_1)In) + ;u.Eq_1(n) .-X'ij(n) 15 J vsoosøo-2 I dessa formler (14) är /u en koefficient som är mindre än 1 och i allmänhet har ett mycket litet värde. Var och en av dessa formler måste användas för varje värde i mellan 1 ooh L.

Formlerna (13) och (14) definierar slutligen alla beräkningar som skall utföras i ett filter Fä och dess tillhörande inställningskrets Oj. I praktiken är multi- plikationerna i dessa beräkningar enkla att-utföra då en av faktorerna i dessa mul- tiplikationerr, X'ij(n), omfattar ett begränsat antal bitar för alla vanliga modu- lationsfall. I fallet med en N~fasmodulation med en enda amplitudnivå (Aj=1 obero- ende av j) kräver t.ex. talen X'ij(n) bara två bitar för att representera de tre möjliga värdena (värdet noll och amplituden Aj försedd med ett + eller - tecken).

Det är lätt att se att för N-fasmodulation med 2, 4 eller 8 amplitudnivåer med inbördes förhållanden som är lika med 1/2, 1/4,.... talen X'íj(n) bara behöver tre bitar, fyra bitar respektive fem bitar- Beaktas skall också det faktum att multipli- kationerna med koefficienten/u i formlerna (14) fås praktiskt taget gratis om /u är lika med inversa värdet till en potens av 2. De tal som, liksom EP(n) , representerar felsignalen i formlerna (14) innehåller slutligen ett begränsat antal bitar och dessa tal kan även innehålla en enda bit som bara representerar felsigna~ lens tecken.

Fig 4 visar en utföringsform av ett filter Fj som är kombinerat med en in- ställningskrets Oj; i praktiken överlappar dessa två anordningar varandra i stor utsträckning. De kombinationer som skall utföras, vilka är givna genom formlerna (15) och (14), utföres i serie i denna utföringsform.

Talen X'í¿ som skall behandlas av filtret Få uppträder på en ingång 100 och matas genom en tvålägesströmställare 101 i ett läge r till ett skiftregister 102.

Strömställaren 101 är styrd av en styrsignal SA så att den befinner sig i läget r vid tidpunkterna nT under en tidsperiod som kan försummas relativt T och i ett läge t under resten av tiden. Om strömställaren 101 befinner sig i läget t är skíftre- gistrets 102 utgång'ansluten till dess ingång och detta inträffar praktiskt taget under hela perioden T som skiljer två successiva tidpunkter n . Styrsignalen SA och likaledes de andra styrsignalerna som kommer att definieras i det efterföljande avledes från klockpulsgeneratorn 15 medelst en styrsignalgenerator 103.

Skiftregistret 102 innefattar L element för att lagra L tal X'íj(n) , varvid i ligger mellan 1 och L. Om strömstëllaren 101 befinner sig i läget t skiftas de tal som finns i registret 102 medelst skiftpulser som tillsammans bildar en styrsignal SB eessiva tidpunkter nT sekvensen av L tal X“ij(n) uppträder totalt q gånger på ut- . Dessa pulsers frekvens är L.q/T så att under en period T som skiljer två suc- - gången av registret 102, vilken sekvens har varektigheten T/q. vsooseo-z i) 16 Skiftregistrets 102 utgång är ansluten till en ingång på en multiplikator 104 vars andra ingång är ansluten till utgången av ett skiftregister 105- Detta skiftre- gister 105 innefattar Lq element för att lagra de Lq filterkoefficienterna Gijk(n) som uppträder i formeln (13). En första grupp Ro om L element innefattar de L ko- efficienterna G1j°(n) till G1j0(n) som uppträder i den första formeln i gruppen av formler (13) och tjänar för beräkning av gj°(n). Gruppen RP om L element in- nefattar de L koefficienterna G1jP(n) till GLjP(n) vilka användes för beräkning av g. (n). Den sista gruppen R _1 om L element innefattar slutligen de L koef- ficienferna c1¿(q_1)(n) till cnj(q_1)(n) vilka användes för beräkning av gj(q_1)(n). Skiftregistrets 105 utgång är kopplad till dess ingång genom en summa- tor 106 vilken, såsom kommer att framgå av det nedanstående, användes för inställ- ning av koeffioienterna. De i registret 105 lagrade koefficienterna skiftas medelst skiftpulser vilka tillsammans bildar en styrsignal SC. Pulsernas frekvens i denna styrsignal SC är lika med den hos pulserna i styrsignalen SB, d.v.s. Lq/T.

Om styrsignalerna SB ooh SC är synkroniserade på lämpligt sätt är det uppenbart att de båda motsvarande termerna i alla produkterna i formlerna (13) upp- träder successivt under en period T på multiplikatorns 104 ingångar. Dessa produkter själva uppträder på multiplikatorns 104 utgångar med en hastighet Lq/T och matas till en ingång hos en summator 107. Denna summators 107 utgång är ansluten till en ackumulator 108 vars utgång är ansluten till summatorns 107 andra ingång. Innehållet i ackumulatorn 108 ställes in på värdet noll av pulserna i en styrsignal SD med en hastighet q/T. Summatorns 107 utgångssignai samples av en samplingskrets 109 vilken styras av pulserna i en styrsignal SE med en hastighet q/T. Om pulserna i styrsig- nalerna SD och SE uppträder vid lämpligt valda tidpunkter är det tydligt att det under en period T på en utgång 110 hos samplingskretsen 109 successivt uppträder de q summorna som finns i formlerna (13), d.v.s. de önskade talen gjO(n) till gj(q_1)(n). Denna utgång 110 bildar filtrets Fj utgång.

För inställning av de L.q filterkoefficienterna som är lagrade i skiftregistret 105 i enlighet med formlerna (14) användes de aamplade och kodade felsignalerna som uppträder i form av talen Ek(n) på en ingång 111 och som härrör från analog-digi- talomvandlaren 15 i fig 1. Under en period T mellan två successiva tidpunkter nT uppträáer de q talen E°(n) till Eq_1(n) som finns i formlerna (14) med en has- tighet q/T. Dessa tal som i en multiplikator 112 multipliceras med den konstanta k0@ffíGiGHÜëH/u matas till en ingång på en multiplikator 113 vars andra ingång är ansluten till skiftregistrets 102 utgång. Då detta skiftregister 102 avger se- kvensen av L tal X'ij(n) sammanlagt q gånger under den ovannämnda perioden T är det uppenbart att alla produkter som uppträder i formlerna (14) successivt kommer att uppträda på multiplikatorns 113 utgång i följande sekvens med en hastighet IJq/IT: W 78Ü0390~2 1, 2, ... , L §~ /u.Eo(n).X'ij(n) I i =1, 2, .,., L p. 11 - /u.E1(n).X'ij(n) _ /u.rp(n).xfij(n) i = 1, 2, ..., L _ E¿_1(n).x'i¿(n) 1 = 1, 2, ..., L 7/11.

Dessa produkter bildar de modifierande termerna för koefficienterna som skall läggas till filterkoefficíenterna för ett givet steg n för att erhålla filterkoeffi- cienterna för det nästföljande steget (n+1). För att erhålla de modifierade filter- koefficienterna matas de modifierande termerna för koefficienterna som avges av mul- tiplikatorn 113 till en ingång hos summatorn 106 vars andra ingång är ansluten till skiftregistrets 105 utgång. Då filterkoefficienterna på detta skiftregisters 101 utgång uppträder med hastigheten Lq/T i den ordning som är visad i fíg 4 och då de modifierande termerna för filterkoefficienterna avges med samma hastighet i den ovannämnda ordningen är det uppenbart att under en period T de Lq filterkoeffícien- terna modifierade i enlighet med formlerna (14) successivt uppträder på utgången av sumnatorn 106. Dessa modifierade filterkoefficienter matas till akiftregistrets 105 ingång och är tillgängliga på detta registers utgång efter en tidsperiod T.

I beskrivningen av den första utföringsformen av ekoeliminatorn som är visad i fig 1 betraktades det allmënnaste fallet av iasmodulation där de N möjliga faserna ø. som kan tillordnss bärvågen inte står i någon inbördes relation till var- andra. Om nu såsom antagits förhållandet 2 fo/ (1/T) är lika med p innefattar den föreliggande ekoelimínatorn N filter F. i denna första utfäringsform. I det efter~ följande kommer det även att framgå att detta också gäller om nämnda förhållande êfü/(1/T) är lika med (p+1/2). I de vanliga fallen av N-fasmodulation av en bärvâg kan detta antal av filter F. i verkligheten reduceras till N/2 varvid fortfarande antages att 2f°/(1fT)=p eller (p+1/2)- I praktiken har de N faserna øj en så- dan relation att N/2 faser som svarar mot j=1 till n/2 skiljer sig medïfradianer från N/2 andra faser som svarar mot j=N/2+1 till N. Beträffande de N ímpulssvar Híñ(t) som är definierade genom uttrycket (3) kan man visa att N/2 impulssvar som svarar mot j=1 till N/2 är lika i absolutvärde med de N/2 andra inpulssvaren som 7800390-2 ' W svarar mot j=N/2+1 till N men med motsatt tecken. I enlighet med formeln (5) följer därav att en fas- och amplitudmodulerad bärvågssignal kan erhållas medelst N/2 fil- ter med impulssvar Híj(t), där j=1 till N/2, genom att mata talen X'ij till in- gången av dessa filter för j=1 till N/2 och talen -X'ij för jeN/2+1 till N.

Samma resultat kan användas i ekoeliminatorn enligt fig 1. I detta fall krävs inte flera än N/2 adaptiva filter med variabla impulssvar Gíj(t) genom att till inte flera än N/2 adaptiva filter med variabla impulssvar dij(t) genom att till dessa filter mata talen X'íj för j=1 till N/2 och talen_-X'íj för j=N/2+1 till N.

Fig 5 och 6 visar såsom exempel blockschemat för en ekoeliminator i två prak- tiska fall med fasmodulation som gör det möjligt att reducera antalet filter Få till N/2. Dessa figurer 5 och 6 innehåller ett antal element som motsvarar element i fig 1, vilka har försetts med samma hänvisningsbeteckníngar som i denna figur.

Fig 5 avser det mycket enkla fall av binär fasmodulation där bärvågen kan anta faserna ø1=O och ø2=]fsamt en enda amplitudnivå.

I detta fall då N=2 användes de binära data som skall översändas direkt i eko- eliminatorn. Denna ekoeliminator innefattar ett enda adaptivt filter 40 tack vare en tvålägesströmställare 41 som är styrd av värdet på den binära datasignalen så att antingen talet +1 eller talet -1 matas till en ingång på en multiplikator 42. Den andra ingången på denna multiplikator 42 är visad enbart för tydlighets skull och tar emot talet +1 som kan betraktas såsom varande absolutvärdet av bërvågens ampli- tud. Multiplikatorns 42 utgång är ansluten till en ingång på en multiplikator 43 vars andra ingång tar emot talen +1 eller -1 som kommer från en strömställare 22 vilken har samma funktion som i fig 1. Multiplikatorns 43 utgång är ansluten till ingången av det adaptive digitala filtret 40, vars utgång avger ekokopiesignalen i digital form. En inställningskrets 44 ställer in koefficienterna i detta digitala filter 40 medelst felsignalen E. Detta digitala filter 40 behandlar ingângstal med bara en bit. I Fig 6 avser fallet med oktonär fasmodulation (N=8) med t.ex. två amplitudnivâer 1 och 1/2 vilka såsom är visat genom det konventionella fasdiagrammet i fig 7 är fördelade på följande sätt: för faserna 0,Zï?2, Är, 37772 är bärvågens amplitud 1 medan amplituden är 1/2 för faserna Ã7y4, 3 ÜVÄ, 57774, 77774. Det är uppenbart att i detta fall fyra bärvågsfaser skiljer sig ett belopp av flfradianer från fyra andra faser och att antalet adaptive filter i ekoeliminatcrn kan reduceras till fy- ra. Dessutom visar fig 6 en tänkbar utföringsform av kommutatorkretsen som leder bärvågens amplituder till de adaptiva filtren. Sarie-parnllellomvandlaren 17 avger _ 3-bitsymboler ("tribits") med en hastighet 1/T och vid tidpunkterna iT. I det valda exemplet är antalet (8) av möjliga faser hos bärvågen lika med antalet (8) möjliga N19. 3-bitskonfigurationer. 3-bits symbolerna matas till den logiska anordningen 19 som i detta fall har åtta utgångar u1-us som var och en svarar mot en given konfigura- tion hos 3-bits symbolerna. En logisk puls “1" uppträder vid varje tidpunkt iT på en av utgångarna u1-ua. En logisk puls "1" på utgångarna u1-u4 svarar mot bär- vågsfasen O,7Y74, fi72, Bïf/4. En logisk puls "1" på utgångarna us-us svarar mot 'bärvâgsfaserna 72,, 5 /ff/Åf, 3 ÜT/Z, 7 7274- ï de fyra diagonala positionerna i ett ROM-minne 50 som är visat som en fjärde ordningens matris är de respektive talen 1,1/2,1,1/2 införda, vilka svarar mot bär- vågens 2 möjliga amplituder, medan talen O är införda i alla andra positioner. Ut- gångsparen u1 och us, u2 och u6, u3 och u7, u4 och us i den logiska anordningen 19 är anslutna till respektive ingångar på ELLER-grindar 511,512,515,514.

Utgångssignalerna från dessa ELLER-grindar 511,512,513,514 möjliggör avläsning av de tal som är införda i kolumnerna 501,502,505,504 i detta minne, varvid de tal som är avlästa från en kolumn uppträder samtidigt på utgângarna V1, v2, va, v4. De tal som uppträder på dessa utgångar vï, va, va, v4 matas till en ingång på multiplikatorer 521, 522, S23,'524. Beroende på om den logiska anordningen 19 avger en logisk puls “1" på utgångarna u1 - u4 eller på utgångarna u5 - us matas talet +1 eller talet -1 till den andra ingången av dessa multiplikatorer genom en tvålägesströmställare 53. Om således en logisk puls "1" uppträder på ut- gångarna u1, uz, ua, u4 på den logiska anordningen 19 uppträder talen +1, +1/2, +1, +1/2 på de respektive multiplikatorernas 521, 522, 523, 524 utgångar. Om en logisk puls "1“ uppträder på utgângarna us, u6, u7, us från den logiska anordningen 19 uppträder talen -1, -1/2, -1, -1/2 på de respektive multiplikstorer- nas 521, 522, 523, 524 utgångar. ' Utgàngen från multiplikatorerna 521-S24 är ansluten till ingången på multipli- katurer P1-P4 vilkas andra ingång tar emot talen +1 eller -1 från strömställaren 22. Multiplikatorernas P1-P4 utgång är ansluten till ingången av adaptive digi- tala filter F1-F4. Av det föregående följer att filtren F1, P2, F3, F4 behandlar tal vilkas absolutvärde är lika med 1, 1/2, 1 respektive 1/2 och vilka svarar mot respektive bärvågsfaser 0 eller TT: ??74 ellerfgfif/§,,?72 eller 3: /2, 3 fl74 eller 7ff/4. Utgångarna från dessa filter Fi-F4 är anslutna till summatorn 25 vars utgång avger ekokopiesignalen i digital form. Inställningskretsarna G1-G4 ställer in koefficienterna i filtren F1-F4 under styrning med felsig- nalen E. Ingångstalen till dessa filter kan anta fem värden 0, 1_1, :_1/2 och kan representeras med tre bitar.

En andra utföringsform av ekoeliminatorn enligt uppfinningen kommer nu att be- skrivas vilken utföringsform bara använder två adaptive filter istället för ett an- tal adaptive filter som beror på antalet N faser, vilka kan tillordnas bärvågen.

Denna andra utföringsform är visad i fig 8 som innefattar ett antal element, som-har 7800390-2 20 motsvarighet i fig 1, varvid dessa element är försedda med samma hënvisningsbeteck- ningar som i denna figur. För tillfället antages fortfarande att förhållandet 2fO/(1/T) är lika med ett banal p.

Vid tidpunkter iT avger serie-parallellomvandlaren 17 i fig 8 m-bitssymboler vilkas antal av möjliga konfigurationen är Q=2m. Ett amplitud-faspar (Ar,øj)hos bärvågen svarar mot var och en av dessa konfigurationer varvid Ar är en av M möjliga amplituder hos bärvâgen och ø. är en av N möjliga faser hos bärvågen. Symbolerna matas till en logisk anordning 69 med Q utgångar som var och en känner en av de Q möjliga symbolkonfigurationerna och alstrar en logisk "1" på en utgång som svarar mot den avkända konfigurationen. Dessa Q utgångar från den logiska anordningen 69 är så anslutna till två minnen 70 och 71 att de styr avläsningen av de tal som är lagrade i dessa minnen. Lgrade i minnena 70 och 71 är Q tal Ar cos øj och Ar sin øj, vilka svarar mot Q amplitud-faspar hos bärvågen. Vid varje tidpunkt iT vid vilken en logisk "1" uppträder på en utgång från den logiska anordningen 69 uppträder de respektive talen Air cos øij och Air sin øíj på minnenas 70,71 utgångar 72,73. Dessa tal matas till en ingång på två multiplika- torer 74 och 75 vilkas andra ingång är ansluten till strömställaren 22 för att utfö- ra funktinnen (-1)Pí. De tal som alstras av multiplikatorn Ü4 bildar talen Z1í vilka matas till ett adaptivt digitalt filter 76- Tecknet för talen som alstras av multiplikatorn 75 inventeras medelst en multiplikator 79 och efter denna teckenin- vertering erhålles talen Zzí vilka matas till ett adaptivt digitalt filter 77. En summator 78 bildar summan av utgångssignalerna från filtren 76 och 77 och avger eko- kopiesignalen i digital form.

Koefficienterna i filtren 76,77 ställas in medelst instëllningskretsar 80,81 till vilka felsignalen E matas i digital form.

Den i fig 8 visade ekoeliminatorns konstruktion och funktion bygger på en annan tolkning av den ovannämnda formeln (2) som definierar de beräkningar som skall ut- föras för att erhålla den fas- och amplitudmodulerade bärvågssignalen f(t) medelst fasta impulssvar e1(t) och e2(t).

I denna formel (2) kan summeringen över j utelämnas om storheten Air (bärvå- gens amplitud vid tidpunkten iT) sättas i stället för termen Xij, vilken storhet representerar N tal av vilka ett enda tal inte är lika med noll utan lika med ampli- tuden Ašr. Om detta tas i beaktande och formeln (2) utvecklas kan formeln (2) skrivas i följande form: 21 7800390-2 fu: + °° _ +00 ) ' ? ' Z1i ' e1(t“1T) + E Zai . e2(t-ÅT) (15) lr-“æ ,i=-gß ' _ _ P' U i Zji _ ( 1) lå . cos fiij (16) där Zzi = -(_1)D1 A . sln øij (17) Formeln (15) visar att en fas- och amplítudmodulerad bärvågssignal kan erhållas genom att bilda summan av utgångesignalerna från två digitala filter som har fasta ímpulssvar e1 (t) och ez (t) och vid varje tidpunkte iT tar emot de respektive talen Zlí och Zzí vilka är definierade genom formlerna (16) och (17).

Vid en ekoelíminator som är tíllordnad ett modem som utnyttjar fas- och ampli- tudmodulatíon kan ekokopiesígnalen § (t) erhållas i enlighet med en formel som är analog med formeln (15) men där de fasta filtrens impulssvar e¿(t) och e2(t) har ersatts med varíabla ímpulssvar G1(t) och G2(t) för adaptive filter som är styr- da av felsignalen E(t). Denna ekokopiesignal har således formen : , -L-JJJP.. +°°. §f(1-.) = 2"* zïi . G1(:-i'r) »få 7,21 . dam-arr) M8; j_.~:~'\'> - i=~053 Efter den föregående beskrivningen är det uppenbart att ekoelímínatorn enligt fíg 8 utför beräkningarna som är definierade i formeln (18). Talen Air ens øij och Aiï sin øij avledes såsom förklarats från de båda minnena 70 och 71.

Tecknet hos dessa tal har ändrats i enlighet med funktionen (~1)pl medelst de båda multíplikatørerna 74,75 vilka följaktligen bildar talen Z1í och - Zzí. Emedan tecknet hos ~ Zgi ínverterae medelst multíplikatorn 79 erhålles således det önska- de talparet och matas till ingången av adaptive filter 76 och 77. Dessa filter 76 och 77 har Variable Lmpulasvar G¿(t) och g2(t) och beräknar ¿e respektive funk_ ti*nerna g _ , _ U 1(t) °°h é2(t) 1 enlighet med uttrycken: veoosao-tza m -I-CÜ a<fi>= 2: a W i=-os . egü) = ir:- 221. Gap; - ir) Slutligen bildar summatorn 78 summan g1(t) + g2(t), d.v.s. den önskade eko- kopiesignalen §(t).

Vart och ett av uttrycken i formeln (19) har exakt samma form som formeln (8) vilken definierar funktionen gj(t) såsom den beräknas av ett filter Fä i det första utförandet av ekoeliminatorn enligt fig 1. Allt det som tidigare förklarats för den digitala realiseringen av ett filter Ej i fig 1 gäller också för den digi- tala realiseringen av ett filter 76 eller 77 i fig 8; mera speciellt är de beräkr ningar som skall utföras i dessa filter representerade genom formler som är analoga _ med formlerna (13) och koefficienterna i dessa filter ställes in på ett upprepat sätt i enlighet med formler som är analoga med formlerna (14). Fig.4 visar en utfö ringsform av ett adaptivt digitalt filter vilken utföringsform också är lämplig för vart och ett av filtren 76,77.

Det andra utförandet av ekoeliminatorn enligt uppfinningen som är visat i fig 8 innefattar bara två auto-adaptive filter men är inte med n3dvändighet den mest för- delaktiga realiseringen, emedan multiplikatíonerna som måste utföras i dessa två filter kan bli mera komplexa än i det första utförandet som har mer än tvâ filter.

Talen Z1i och Zzi på ingången av de två filtren 76,77 i fig 8 är nämligen ofta komplicerade emedan de beror på cos øj osv sin øj. Vid binär (N = 2) och kvadronär (N = 4) fasmodulation är de båda utförandena ekvivalenta. Vid en module- tion som använder ett relativt stort antal faser och amplitudnivåer måste_jämf3rel- sen göras i varje speciellt fall för att välja den mest ekonomiska lösningen. En utföringsform av ett adaptivt filter kommer nu att beskrivas, vilken är särskilt lämplig för det andra utförandet av ekoeliminatorn emedan antalet komplicerade mul- tiplikationer som måste utföras per tidsenhet är reducerat.

I de ovan beskrivna utföringsformerna av ekoeliminatorn som är lämpliga för fas- och amplitudmodulation betraktas det vanliga fallet då förhållandet 2fO/(1/T)är lika med ett heltal p, varvid fu och 1/T är bärvågsfrekvensen re- spektive symbolhastigheten. Ett annat känt fall är det fall då förhållandet zf 'drag-EJ . o/(1/T) har formemvvarvid p åter är ett heltal. I detta fall kan man visa att det ovan givna sambandet (2) övergår i: ß 780Û390~2 J. f(t)= §:: "“*" (-1)Pi.xi¿.iÄe1(t-iT)coeøiš - e2(c-1T)sinøiá] (20) -017 j=1 i 00 Av detta kan härledas att en ekokopiesígnal kan erhållas 1 enllghet med en formel som är analog med den ovan nämnda formeln (6), nämligen: '- - + oo _ _ ' 9(t) = É 2 xfij . G'i¿ (e _ im) (21) J=1 i=-oo - ' ' där : G'iJ_(t) = M(t) ï rviáüs) (gg) /20 oeh: H«ij(ç) = -e1(t-iT)cosøij-e2(t-íT)sdnøij (23) Formlerna (22) och (23) kan jämföras med de tidigare formlerna (6) och (3).

Av detta fäljer slutligen att blockschemat för det första utfärandet av ekoeli- minatorn enligt flg 1 är helt tillëmpbart för det fall då zfo/(1/æ)=(p+1/2). Ett blockschema som använder N/2 adaptive filter istället för N är givetvis också an- vänd ba rt .

Det kan likaledes ur formeln (20) härledas att en ekokopiesignal kan erhållas 1 enlighet med en formel som är analog till den tidigare nämnda foímeln (18), nämlí~ gen: . +X ' . \ . m) = :I z-üm-qee-ff) + mi-Ggt-fl) _ *(210 i=-00 1='°° ' 'där -g Z' . = -Z - t' 11 11 Z)21 = Zzi ' Det är uppenbart ett blockschemat fdr ekoelímínatorn enligt fig 8 också kan användas i det fall då Zfa/(1/T)=(p+1/2) förutsatt att tecknet hos talen som alstras av multípliketorn 74 inverteras medelst en multiplikstor 82 såsom är visat 1 fig 8 genom en streckad línje¿ Uppfínningen kan också tillämpas 1 ett mera allmänt fall, som också omfattar de så långt betraktade fallen och som täcker alla praktiska behov. I detta allmänna vsøosao-z i _11, fall har förhållandet fo/(1/T) mellan bärvågsfrekvensen fo och symbolhastigheten 1/T formen P/Q, varvid P och Q är heltal. Såsom kommer att bevisas i det efterföl- jande kan ekoeliminatorn därvid också realiseras i enlighet med de tidigare beskriv- na utföringsformerna.

Fig 9 visar ett blockschema för en ekoeliminator enligt den första utförings- formen vilken är lämplig för användning i ett modem som utnyttjar fas- och amplitud- modulation och i vilket förhållandet f°(1/T) är lika med P[Q; Ekoeliminatorn en- ligt fig 9 kan jämföras med den i fig 1 visade och innefattar ett givet antal iden- tiska element som alla har försetts med samma hänvisningsbeteckningar i båda figu- rerna; Funktionen och arrangemanget av de identiska elementen kommer att beskrivas först.

De binära data som skall överföras matas till sändaren 1 i modemet genom led- ningen 3. Denna sändare T modulerar en bärvåg med frekvensen fo i en takt 1/T som är bestämd av klockgeneratorn 15. För detta ändamål innefattar sändaren 1 en serie-parallellomvandlare 4 för att alstra m-bitssymboler som uppträder vid tidpunk- ter iT och en modulator 5 som till svar på de Zm möjliga symbolkonfigurationerna vid varje tidpunkt iT tillordnar bärvågen en av de M möjliga amplituderna Air(r är *ett hetal mellan 1 och M) samt en av de N möjliga faserna øij(j är ett heltal mellan 1 och N). Den signal som avges av sändaren 1 matas till transmissionsled~ ningen 8 genom hybridkopplaren 7. Signalen som kommer från transmissionsledningen 8 matas till mottagaren 2 genom hybridkopplaren 7. För att eliminera ekosignalen y som uppträder vid porten 9 i hybridkopplaren 7 innefattar ekoeliminatorn enligt fig 9 skillnadskretsen 10, vilken tar emot ekosignalen y och en ekokopiesignal y vilken är alstrad i digital form i skoeliminatorn och omvandlad till analog form av digital-analogomvandlaren 12. Felsignalen E=y-y omvandlas till digital form av ana- log-digitalomvandlaren 13 för att användas i den digitala ekoeliminatorn.

För att bilda en ekokopiesignal y som reducerar medelkvadratvärdet_av felsigna- len E till ett minimum matas den omodulerade datasignalen som skall överföras till ekoeliminatorns ingång. Denna ekoeliminator innefattar en serie-parallellomvandlare 1? som vid tidpunkter iT avger samma m-bitssymboler som de som avges av serie-paral- lellomvandlare 4 i sändaren 1. Dessa symboler matas till en logisk krets 18 medelst vilken det är möjligt att utläsa en av de M möjliga amplituder, som är tillordnade bärvågen, från minnet 20 vid varje tidpunkt iT. De utlästa amplituderna Air matas till ingången av en kommutatorkrets 21 vilken är visad såsom en N-lägesströmstäl1a- res Symbolerna matas också till en annan logisk anordning 19 medelst vilken det är möjligt att i beroende av symbolen vid tidpunkten iT avläsa en av de H möjliga fa- serna øíj som år tillordnade bärvågen från ett minne 83« Varje utläst fas øíê användes för att ställa in strömställaren 21 i ett givet läge som svarar d 7800390-2 ~25 ..~...f I 1 mot denna fas. På detta sätt uppträder vid varje tidpunkt iT på de N utgångarna vä av strömställaren 21 en grupp av N tal Xij av vilka ett enda tal är skilt från noll och lika med den amplitud Air som är tillordnad bärvågen och uppträder på en utgång som svarar mot den fas øij som är tillordnad bärvågen.

I det i fig 9 betraktade fallet har förhållandet fo/(1/T) formen P/Q. I det mest allmänna fallet då bärvågens N faser inte har några enkla inbördes förhållanden matas de N talen Xíj till respektive gemensamma ingång på N strömställare Swj som vardera har Q lägen. Dessa N strömställare Swj styres så att de samtidigt övergår från ett läge till nästa läge vid varje tidpunkt iT och återigen intar samma läge efter Q tidpunkter iT. Detta åstadkommes medelst en modulo-Q räknare 84 vilken räknar pulserna med en hastighet av 1/T från klockgeneratorn 15 och vilken då den passerar genom sina Q räknepositioner successivt ställer om strömställarna SWJ till sina Q lägen. Varje strömställare SW: matar successivt sina ingångstal till de Q adaptive filter Fçj, F2j......FQj som är tillordnade denna strömställare SW.. Utgångssignalerna från de adaptiva filter som är anslutna till dessa N ström- ställare Swj matas till en summetor 85 vilken avger den digitala versionen av eko~ kopiesignalen på sin utgång. De adaptive filtren innefattar inställningskretsar som ställer in filtrens koefficienter under styrning med den digitala versionen av fel- signalen E för att minimera en förutbestämd funktion av denna felsignal, t.ex. dess medelkvadratvärde.

Den beskrivna ekoeliminatorns funktion kommer nn att förklaras på ett sätt som är detsamma som det som användes för förklaring av ekoeliminatorns enligt fig 1 funktion.

Om man utgår rån den nämnda artikeln av Choqnet och Nussbaumer kan man visa att en fas- och amplitudmodulerad bärvëgssignal f(t) kan erhållas genom att utföra följande beräkningar: N iJ22. fu) = 2 an. Bum-air) (26) J=1 1=~w där: tyijh) s eßfneafiuneot + çóij +o.=¿iT) (27) < Xij har den 1 fig 9 visade betydelsen, d.v.s. Xíj är gruppen om N tal på de H utgångarna va av strömställeren 21 vid en tidpunkt iT.

Híj(t) ärdett impulssvar som i enlighet med formeln (27) är ett resultat av produkten av inmulssvaret s(t) för ett fast filter för begränsning av datasignaler- nas spektrum och den modulerade bärvågssígnalen cos fovot + øij +L0°iT). 7800390-2 'g-YZÖ, Denna modulerade bärvåg har en frekvens fo = #00/2 fzoch en fas Oij = Q.. +\JoiT som är ett resultat av summan av den fas øij som är tillordnad bärvågen vid varje tidpunkt iT som funktion av datana och fasenLJ°iT, vilken se- nare fasiv' oiT är fasen hos den omodulerade bär-vågen vid tidpunkterna iT. I det fall då inget samband råder mellan bärvågsfrekvensen fo och symbolhastigheten 1/T antar fasen woif och följaktligen impulssvaret Hi. (t) ett obegränsat antal vär- > den. I detta fall resulterar tillämpningen av formeln (26) för att bilda en fas- och- nnzplitudmoxlulerarl bär-vår: i ntt cLt obegränsat antal filter med impulssvar Híj(t) måste användas för behandling av de tal Xij som uppträder på varje utgång av -strömställaren 21.

Om däremot förhållandet fë/(1/T) = P/Q råder mellan bärvågsfrekvensen fo och symbolhastigheten 1/T,°varvid P och Q är heltal blir antalet filter som måste användas begränsat. Det är då möjligt att skriva formeln (27): niaft) = s(1;).<>0s(o>°t + dia. _+' zïlri/Q) (28) I denna formel (28) vrider sig den omodulerade bärvågens fas 2TïPi/Q beloppet 2 TTP efter en sekvens av Q värden i, d.v.s. Q tidpunkter iT. I sådana sekvenser antar fasen bara Q olika värden inom en vinkel av Zïïradianer. Av detta följer att för varje möjligt värde på fasen øij impulssvaret Híj (t) bara kan anta maximalt Q olika värden vilka är givna genom variationen hos fasen 2ï'Pi/Q som funktion av ti- den. Det totala antalet impulssvarsvärden Hiâ(t) blir inte högre än N.Q.

Vid användning av formlerna (26) och (28) för att bilda en fas- och amplitudmo- dulerad bärvågssignal kan därför varje tal Xíj som uppträder vid tidpunkten iT vid en given fasutgång vj från strömställaren 21 matas till ett speciellt filter Fij, vilket är valt bland Q filter medelst en strömställare Swj vilken såsom beskrivits tidigare är styrd så att samma läge återigen intages efter Q successiva ~ tidpunkter iT. Om de NQ filtren Fij har de fasta impulssvaren Hi.(t) som är be- stämda genom formeln (28) upfiträder den modulerade bärvågssignalen f(t) som är defi- nierad genom formeln (26) på utgången av ett summeringsnät 85.

Genom att följa grundprincipen för uppfinningen erhålles nu en ekokopiesignal genom att istället för NQ fasta filter använda NQ adaptive filter Fíà vilkas koef- ficienter ställes in medelst en felsignal E för att reducera medelkvadratvärdet av denna felsignal till ett minimum. Om impulssvaren för dessa NO adaptiva filter är betecknade med Gij(t) erhålles ekokopiesignalen y(t) genom ett uttryck som är ana- logt med formeln (26): ag 7800590-2 .. . _N +°9_ ..-- ym) _ :- Xij-GÜUJT) (29) gi" Denna ekokopiesignal y (t) erhålles därvid på utgången av summeringsnätet 85.

Om ekoelimineringen relaliserats satisfierar impulssvaren Gíj(t) sambandet: G.. t = M t t H.. t nu <_> nu I detta uttryck är M (t) impulssvaret för ekobanan och symbolen anger qfaltningsprocessen.

Det observeras att det nu behandlade fallet där fo/(l/T) = P/Q även omfattar de tidigare betraktade fallen där förhållandet mellan fo och 1/T antingen var fo/(1/T) = p/2 eller fo/(1/T) = (2p + 1)/4, varvid p är ett heltal. Om den i fig 9 använda lösningen tillämpas på dessa två sistnämnda fall visar det sig att talen Xij som uppträder på en utgång vj av strömställaren 21 matas i ett fall (Q=2) . skall matas till två adaptive filter genom en tvålägesströmställare Swj och i det andra fallet (Q=4) till fyra adaptiva filter genom en fyralägesströmställare Sïj.

Men det har redan påvisats att i dessa båda fall en enklare utföringsform kan erhål- las genom att i enlighet med fig 1 använda bara ett adaptivt filter för varje utgång vj förutsatt att talen X'íj=(-1)Pi.Xij matas till dessa filter istället för talen Xij.

Det framgår således härav att i det beskrivna schemat enligt fig 9 strömstäl- laren 21 och ds N strömställarna Swj tjänar att vid varje tidpunkt iT mata talet med amplitudvärdet Air som är tillordnat bërvågen till ett enda adaptivt filter Fíj som är valt bland NG filter som en funktion av bärvågene fas Gíj vid denna tidpunkt, varvid êíj är summan av en av de N möjliga faserna øíj, som är till- ordnad bärvâgen som funktion av de data som skall överföras, och en av de Q möjliga faserna 2ïfPi/Q hos den cmodulerade bärvågnn, vilka skiljer sig med en multipel av 2 TYP.

Blockschemat i fig 10 visar en annan utföringsform av ekoeliminatorn enligt fig 9 där valet av ett filter i gruppen av NQ filter utföres på ett annat sätt. I fig 10 har de element, som inte utgör någon del av den aktuella ekoeliminatorn utelämnats, medan vissa element som har motsvarighet i fig 9 har försetts med samma hänvisninga- beteokningar som i denna figur.

Talen med bërvågens amplitudväráe Air erhålles på samma sätt vid utgången av minnet 20 och matas till ingången av en kommutatorkrets 86 vilken är visad såsom en strämställare med NQ lägen svarande mot NQ utgångar hos kommutatorkretsen. Dessa NQ . utgångar vj (från v11 till vNQ) är anslutna direkt till NQ ndaptiva filter Fšj (från F11 till FNQ) vilka är exakt desamma som de i fig 9 visade och vil- kas utgångssignaler summera: i snmmeringsnätet 85 för att bilda ekokopiesignalen. vsoosso-z i _18 Valet av strömställarens 86 läge vid varje tidpunkt iT och därför av det filter Fi. till vilket talet med bärvågens amplitud Air matas utföres genom att styra strömställaren 86 med ett tal som svarar mot den modulerade bärvågens fas Gíj, varigenom denna strömställare ställes in i ett läge som svarar mot denna fas. Denna fas Gi. erhålles på utgången av en summator 87 som vid en ingång tar emot fasen øíj som erhålles vid utgången av ett minne 83 och på en annan ingång tar emot sekvensen av de Q faserna hos den omodulerade bärvågen, vilka skiljer sig en multi- pel av ZTTP och som kan representeras genom uttrycket 27TPi/Q, varvid i är ett hel- tal som är begränsat till värdena från 0 till (Q-1)." Denna sekvens av Q faser 2lïPi/Q alstras medelst en ackumulator som bildas av en summator 28, vars utgång är ansluten till ett minnesregister 89, varvid detta registers 89 utgång är ansluten till en ingång på summatorn 87, och vidare återkopp- lad till en ingång på en summator 88. Summatorns 88 andra ingång tar vid varje tid- punkt iT, som är bestämd av klockgeneratorn 15, emot fasen 217?/Q som är tillgänglig i digital form i ett minne 90. Återkopplingen av minnesregistrets 89 utgång till en ingång på summatorn 88 avbrytas medelst en brytströmställare 91 vid tidpunkter, som uppträder med en hastighet'1/QT. Denna brytsträmställare 91 är styrd av en frekvens- delare 92 som delar hastigheten 1/T hos klockgeneratorns 15 pulser med Q. Det är därför lätt att se att sekvensen av de Q önskade faserna uppträder vid utgången av minnesregistret 89, vilken sekvens upprepar sig med en hastighet 1/QT.

I praktiken är antalet faser Gíj hos den modulerade bärvågen, som bestämmer antalet adaptive filter Fij som skall användas i ekoeliminatorn enligt fig 9 och fig 10, ofta mindre än NQ. Om de N möjliga faserna øíj som är tillordnade bär- vågen som funktion av de data som skall överföras är åtskilda konstanta avstånd (vilket vanligen är fallet) kan man lätt påvisa genom att addera var och en av dessa N faser øïj till var och en av de Q faserna 2ï'Pi/Q(O4§i <§ Q-q) att antalet fa- ser Qi. hos den modulerade bärvågen är lika med den minsta gemensamma multipeln för N och Q, vilken minsta gemensamma multipel vanligen är mindre än produkten NQ.

Antalet adaptive filter Fij som användes i fig 9 och fig 10 blir därför i allmän- het lika med den minsta gemensamma multipeln för N och Q och omkopplingsorganen fö* att vid varje tidpunkt iT utvälja ett enda filter kommer att på motsvarande sätt vara anpassade till antalet filter. I ekoeliminatcrn enligt fig 10 kommer därför strömställaren 86 att ha ett antal lägen som är lika med den minsta gemensamma mul- tipeln för N och Q. I ett speciellt fall som uppträder i praktiken, då H = Q, kommer antalet olika faser Qij, antalet lägen hos strämställaren S6 samt antalet filter Fij vardera att bli lika med N = Q.

Antalet adaptive filter kan ytterligare reduceras i samtliga de ovan betraktade fallen om, såsom är vanligt, hälften av faserna Qij skiljer sig ett belopp avïra- dinner från den andra hälften av faserna Oij; Det föPuHñÛnJe kan ¿ärför Oeknå “n_ B vßoøsao-2 vändas i detta fall, varav följer att ett enda adaptivt filter kan användas för var- je par av filter som motsvarar två faser Gíj som skiljer sig ett belopp avïradia- ner, varvid tecknet hos amplituden Air som matas till detta filter ändras eller inte ändras beroende på om den ena eller den andra av dessa två faser øíå använ- des. I detta fall kan således antalet adaptive filter reduceras med en faktor 2.

Beträffande den praktiska realiseringen i digital form av de adaptive filtren Fi. kan det i fig 4 visade blockschemat användas för varje filter. Allmänt kan dessa filter realiseras på ett enkelt sätt emedan de behandlar tal med värden på amplituderna Air som är tillordnade bärvågen, vilka värden vanligen är begränsade i antal och har enkla inbördes förhållanden.

Fig 8 beskrev en andra realisering av ekoeliminatorn enligt uppfinningen vilken endast har två adaptive filter. Den andra utföringsformen kan också användas i det nu betraktade fallet där förhållandet fo/(1/T) har den allmänna formeln P/Q. Före beskrivningen av kopplingsschemat enligt fig 11 som svarar mot denna andra utfö- ringsform kommer de grundformler, ur vilka den är ett resultat, att förklaras.

Såsom tidigare angivits kan en fas- och amplitudmodulerad bärvågssignal f(t) erhållas genom att utföra de beräkningar som är definierade i formeln (26) där Hij(t) är definierad i formeln (28) för det fall då fo/(1/T)=P/Q. Genom att ut- veckla cosinus-termen i formeln (28) kan Híj (t) skrivas: Hij(t) = eï(t)cos(øij+2ïPi/Q) - e2(t)sín(øij+2íPi/Q) (ßO)_ där: c1(t) == s(1,) costs: t ' o i _ . _ <ß~> e2(L, = s(L) slnçnot , vf Genom att i formeln (26) införa uttrycket (30) för Híj (t) och genom att vi- dare ersätta termen Xij som representerar N tal av vilka bara ett ej är lika med noll utan lika med Air med A. (bärvågene amplitud vid tidpunkten iT) kan summe- ringen över j utelämnas och formeln (26) kan skrivas: +00 +50 _ = + 5 Z2iIe2(t"3-T) 1=-<>o i-e-oo där 'fw-i z ^esf-'°°**(øij + Emm/Q) z Åircosgi-i ('53) zæl = nir.nln($ij + Qñpi/Q) = Airsinëiá _,.,.., _ ... .. ..._ .....>.._._.__.___ _ --.___ ,_....__.__.__ _ _ __ ___ ' Z vsoosso-z M u Formeln (32) visar att signalen f(t) kan erhållas genom att bilda summan av utgångssignalerna från de två digitala filtren med de fasta impulssvaren e1(t) och e2(t), vilka vid varje tidpunkt iT tar emot de respektive talen Z1i och Zai.

Dessa tal Zií och Zzí är definierade i formeln (33) och kan generellt anta ett antal värden som är lika med produkten M.R av antalet M bärvågsamplituder Air och antalet R bärvågsfaser Gíj varvid R i praktiken, såsom redan påvisats, är lika med den minsta gemensamma multipeln för N och Q. _ Av uppfinningens grundidè följer att ekokopiesignalen y (t) kan erhållas ge- nom ett uttryck som är analogt med formeln (32) men i vilket impulssvaren e1(t) och e2(t) för två fasta filter är ersatte med varierande impulssvar G1 (t) och G2 (t) för två adaptiva filter vilka är styrda av en felsignal E. Denna ekokopie- signal måste därför uttryckas som: + oo + oo flt) .eš z1iG1(t-i'r) + zzieghsir) (311) iz-æ i=~æ I det andra utförandet av ekoeliminatorn enligt uppfinningen som är visat i fig 11 kompletteras formeln (34) av de formler (33) som användes för att erhålla ekoko- piesignalen. U På exakt samma sätt som i fig 10 och med samma kretsar bildas först talen som vid tidpunkterna iT representerar bërvågens amplitudvärden Air liksom de tal som vid tidpunkterna iT representerar den modulerade bärvågens fasvärde 0¿j=øij+2 TïPi¿Q. De tal som representerar amplituderna Air och faserna Gij är förenade i en krets 93 för att bilda ord Wrij, vilka generellt kan anta ett antal konfigura- tioner som är lika med produkten mellan M och den minsta gemensamma multipeln för N och Q. alla möjliga värden på talparen Aireos9¿j och Airsin Qíj har skrivits in i ett minne 94. Talen Wrij användes för utlösning av ett givet talpar från min- net 94 vid varje tidpunkt iT. Talen Aírcosßir uppträder på en utgång 95 i detta minne 94 och bildar talen Z1 i formlerna (33). Talen Airsinßíj uppträder på en utgång 96 i detta minne Qï och sedan deras tecken har ändrats medelst en multie plikator 97 bildar de talen Zai i formlerna (33). De beräkningar som är definiera- de i formeln (34) utföres i adaptive filter Fi och F2 vilka behandlar talen ii och Zzí och vilkas utgångssignaler summeras i en summator 98, medan koeffi~ cienterna i dessa filter F1 och F2 inställes medelst felsignalen E. Ekokopiesig- nalen y (t) erhålles på utgången av summatorn 98.

Antalet värden Aircosêíj och Aírsinêíj som är lagrade i minnet 94 kan vanligen reduceras markant om det faktum tas i beaktande att i praktiska modula~ tionsfall ett givet antal av alla möjliga värden på fasen Oij skiljer sig exakt ett belopp av"ï ellerïï/2 från andra fasvärden. 131 7soossm-2 då 4 Beträffande de adaptive filtren F1 och F2 kan de realiseras i digital form i enlighet med den i fig 4 visade utföringeformen. Tillämpat direkt på realiseringen av de båda filtren F1 och F2 kan detta utförande emellertid ofta resultera i ett stort antal komplicerade multiplikationer. Innan en annorlunda praktisk och synner~ ligen enkel utföringsform av en kombination av båda filtren F1 och F2 beskrivas är det nödvändigt att rekapitulera de beräkningar som skall utföras i dessa filter, med användning av det tidigare angivna.

För samplingstidpunkterna tnk gäller att tnk=nT+kT/q, varvid n är ett hel- tal som varierar mellan -efl och +1d°, q är ett konstant heltal, t.ex. 6, och k är ett variabelt heltal mellan noll och (q-1). Om Z1i(n) och Z2í(n) är talen som går in i dessa filter Fi och F vid en given tidpunkt nT beräknar dessa filter vid de resnektive o tidounkterna n¶fkT/a(0¿}c$q~1) funktionerna G1(nT + kT/Q) = E Z1i(n).G1(n'-iT+kT/q i=1 ' J (35) egüfl* + kT/q) = "_2- Z2i(n).G2(nT-i'r+kT/q) .=1 Vid dessa tidpunkter nT + kT/q är ëkokopiesignalenz ?(nT + kT/q) = g1(nT Ä-kT/q) Ä g2(nT Å-kT/q) (36) För att förenkla detta samband antaaes att: g1 nT + kT/q) = gnc n g2(n'r:+ kar/q) = ¿¿2k(n) G1(I'IT _. i: .K Ií-T/q) = G1ik(n) G2(I1T - iT + kT/q) z: Gao_ik(n) Nat» 4 lar/q) -_- çfkw) Formlerna (35) och (36) skrives derefter: L = Enn" I 121 f, (w) T .- r-'ß-.mv-I g _ L3k(n) m àwwm ¿2i(u).G2jk(n) irl och ?k(n) = g1k(n) + 32k(H) (39) _ _, .___._......._._...___.___.__...__._.

Vanessa-z 932 I formlerna (38) representerar termerna G1ik(n) och G2ík(n) de L filter- koefficienterna (1 Q i Q L) vid en given tidpunkt tnk, vilka var och en måste multipliceras med ett av de L talen Z1í(n) eller ett av de L talen Z2i(n).

Om filterkoeffícienterna ställes in för att minimera medelkvadratvärdet av fel- signalen med användning av algoritmen för gradienten utföres denna inställning i successiva upprepade steg i enlighet med sambanden: G¿flÅn+1) G1ik(n) + /uEk(n).Z1i(n) (40) (äik(n+1) = G2ik(n) + /uEk(n).Z2i(n) Fig 4 visar en digital filterkonstruktion i vilken beräkningarna som är angivna i var och en av formlerna (38) utföres vid varje samplingstidpunkt tnk. Om dessa formler användes direkt för att vid varje tidpunkt tnk beräkna filtrets F1 ut- gångstal G1k(n) måste L multiplikationer av de L talen Z1i(n) med de L filter- koefficienterna G1ik(n) utföras och likaledes måste för att beräkna filtrets F2 ufgångstal e2ik(n) L mu1tip1ikat1°ner av L tal z2i(n) och de L filterkoefficien- terna G2ík(n) utföras. Varje multiplikation kan kräva en dyrbar realisering emedan å ena sidan filterkoefficienterna måste vara definierade med en hög noggrannhet_(t.ex. 18 bitar) och å andra sidan talen Z1i(n) och Z2i(n) kan vara komplicerade tal som också måste vara representerade av många bitar, i synnerhet emedan dessa tal är proportionella mot cos Gij och sin 0ij(se formeln 35). I enlighet härmed måste med andra ord varje filter F1 och F2 vara utfört att genomföra L "komplicerade" multiplikationer under ett intervall T/q efter varje samplingstidpunkt tnk.

I praktiken kan detta antal "komplicerade" multiplikationer reduceras drastiskt genom att utföra de erforderliga beräkningarna på ett annorlunda sätt i filtren F1 och F2. Denna nya metod kommer först att beskrivas på ett allmänt sätt. Den är baserad på det faktum att i praktiska modulationsfall av de H.R möjliga värdena på talen Z1i(n) och de M.R.möjliga värdena på talen Z2í(n) ett givet antal av dessa värden är lika, medan andra bara skiljer sig vad beträffar tecknet.

De tal som går in i de två filtren F1 och F2 kan skrivas: í1i'tz1i(“)| Z2i(”) = í2i'lz21(n)l Z1i(n) (IH) där: ßd 7soosøo-2 Absolutvärdena Z1i(n) och Z2i(n) kan bara anta ett begränsat antal värden, vilka i det efterföljande kommer att betecknas med a1, a2.....a .

På detta sätt kan de L talen Z1í(n) som uppträder i den färsta formeln (58) uppdelas i: “Li tal ZP-\(n) med absolutvärdet a1 och 'tecknet21¿-_ (14 .i-aäi) 61 tal 216, (n) med absolutvärdet a1 och tecknetfi1 ) (15 på. 1) ¿S1 tal 21 à (n) med absolutvärdet ap och 'tecknet 1,1 K (1 a x QSQ) Pâ liknande sätt kan de L talen Z2i(n) som uppträder i den andra formeln (38) uppdelas i: ä 2 tal 22,6, (n) med absolutvärdet. a1 och tecknet fizçk Uáïkååz) 6 2 tal 226 (n) med absolutvärdet az och tecknet f. 2 ß (1 4 fíåß' ) 2 (K 2 tal Zz (än) :ned absolutvärdet az och tecknet f? ¿¿ (is öéfz), Det är tydligt att: 0(1+/31+ -1- )'1= L o(2 fiï/Sg-r ... -z-Xg L z 11 Det är därför lätt att se att uttrycken för g1k(n) och g2k(n) såsom de är givna genom formlerna (58) kan skrivas om med absolutvärdena a1, a2....a som en faktor och med variabler-na QÄ, ß , Ä/ gående från 1 till UH (ellerdog), från 1 tilll/få* (ellerßQ) respektive från 1 till X1 (elleràg/z) istället för att variabeln i går från 1 till L. Om dessa beräkningar har utförts är det lätt att visa att ekokopiesamplcrna yk(n) som 'år givna genom formeln (3) kan skrivas cm i. fo men: X1 I 01. , _ z * Ûk(n) - aï 1 k* .G1°0c(n) + å 82% _G2qk(n) W: 0(=1 /31 S Ûz + ag Z: Ip. (zwkß-l) + -ß-:Tízß .G2ßk(n) +... (142) f í X2 H 4' aëfišhq "IY 61311111) *' šl-:LSX 'Gëå/IÄII) vsnnsøo-z I _.-,_3,, Denna formel (42) visar hur varje sampel av ekokopiesignalen kan beräknas i ett digitalt arrangemang som verkar som den del i fig 11 som avser minnet 94, multipli- katorn 97, filtren F1, F2 samt summatorn 98. I detta digitala arrangemang kodas varje tal Wir. som representerar bärvågens amplitud-faspar (Air, Gíj) så att talens Z1í(n) och Z2í(n) tecken och absolutvärde a1, a2....aP erhålles. På detta sätt kan fastläggas om varje tal Z1i(n) hör till talen Z1s¿(n), Z1ß (n). ....eller Z1¿ç(n) och om varje tal Z2i(n) tillhör talen Zz K-(n), Z2ß(n).... .eller Z2¿ (n).

Det digitala arrangemanget innefattar ett minne för att vid varje tidpunkt tnk lagra de L talen Wírj som skall behandlas. Vid varje tidpunkt tnk och be- roende på koden bildas de 2 L produkterna som uppträder i summorna mellan de stora parenteserna i formeln (42). Dessa produkter kan givetvis alstras på ett mycket en- kelt sätt emedan de helt enkelt består i att ändra eller inte ändra tecknet hos de L koefficienterna cmkul), o1ßk(n)......c1 “(11) i filtret P1 och ae L Koef- ficienterna G2¿\k(n), G26 k(n) .....G2¿»k(n) i filtret F2. Beroende på koden matas produkterna av termerna som är karakteriserade genom ¿L, ß , .....eller å'an- tingen till en ackumulator som bildar summan som skall multipliceras med a1 eller en ackumulator som bildar summan som skall multipliceras med a2 eller en ackumula- tor som bildar summan som skall multipliceras med ap.

Dessa summor som bildas i de p ackumulatorerna multipliceras sedan en gång var- je tidpunkt tnk med de respektive talen a1, a2....a . De sålunda erhållna produkterna summeras för att i enlighet med formeln (42) bilda det digitala samplet för ekokopiesignalen yk(n). Istället för de 2L "komplicerade" multiplikationerna som kan förväntas i de båda filtren F1, F2 för varje tidpunkt tnk har de redu- cerats till högst p "komplicerade" multiplikationer. Antalet "komplicerade" multi- plikationer reduceras i verkligheten ytterligare om det faktum tas i beaktande att även värdena O och 1 i allmänhet återfinnas bland absolutvärdena a1, a2....ap.

Nu kommer att visas hur i ett praktiskt modulationsfall det beskrivna beräk- ningsarrangemanget kan realiseras. Detta praktiska fall vilket är givet som exempel avser datatransmission med 4.800 bitar/sekund genom oktonär fasmodulation utan am- plitudmodulation. Bärvågsfrekvensen fo är 1.800 Hz. De 8 faserna øj sam 1111- ordnas bärvågen som funktion av de data som skall överföras är multipler av7Ty4 in- nefattande värdet 0. Dessa faser tillordnas bärvågen i beroende på de 8 möjliga kon- fignrationerna av data som är uppdelade i trebitsgrupper. Symbolhastigheten uppgår till 1.600 Hz. Förhållandet fo/(1/T) uppgår Så1e¿es till fa/(1/T)=P/Q=9/8 varur_ '==35' det är lätt att visa att faserna än Tfär undantagen) endast kan anta 8 värden lika med multipler av ï/ft inklusive 0.

Emedan bär-vägens amplitud Air är konstant kan denna amplitud antagas vara lika med 1 så att i det efterföljande termen Air och indexet r i de olika använda formlerna inte kommer att tas med. I den efterföljande tabellen I visar den första kolumnen bärvågens 8 faser Gij vilka faser kan betraktas vara lika med talen Wij. Den andra och tredje kolumnen visar värdena cos Gïj och -sinäij som kan betraktas vara lika med talen Zu och 221 (se formler-na 53). Dessa tal kan bara anta 5 värden O, _12 1, i 2/2 och ett talpar Zfi och 221 kan fullständigt definieras genom ett S-bitstal b1, ba, bg, b4, 1:5 såsom 'är visat i de fem sista ko- lumnerna i tabell I. Bitarna b1 och b2 anger tecknet hos Z1i respektive Zgí (dessa bitar är lika med "O" då tecknet är ett +-tecken). De respektive bitarna b3 och b4 anger om amplituden hos Zu och Zzi är noll eller inte (dessa bitar är lika med "O" vid amplituden noll). Biten b5 anger om absolutvärdet av amplituden hos Zu och Zgí är lika med m eller inte. (Denna bit är lika med "1" vid en amplitud frABn1_.;,_I . b 913 '511 Zzi b1 bf! b?- bl* 5 (= Wij) (= coSQij) (-.= -sinêifi 0 1 0 0 0 1 O O /ñ/u .kHz/a _ 2/2 0 1 1 1 1 10 'ff/z O -1 O 1 Û 1 Û 311/1, ._ 2/2 _ Via/z 1 1 1 1 1 I' _1 0 1 0 1 0 O 5 fig/u _ .z/z +\/2/2 1 o 1 1 1 3 ull/B 4.1 0 O Û 1 O 15 7 fg/I, 11/2 + 2+2 0 0 l | 1 L_ . hos den modulerade bärvågen mellan 0 och 2ï|'(2' 7soos9o-2 ' 1-36- I detta praktiska modulationsfall kan ett digitalt arrangemang realiseras på det sätt som är visat i fig 12, vilket arrangemang utför den funktion som i fig 11 utföres av minnet 94, multiplikatorn 97, filtren F1, F2 samt summatorn 98.

Talen Wij som representerar faserna 9 ij och vilka bildas på exakt samma sätt som i fig 11 matas till en ingång 200 hos detta digitala arrangemang. Dessa tal Wij matas genom en tvålägesströmställare 201 till ett skiftregister 202 i läget r av strömställaren. Denna strömställare 201 är styrd av en styrsignal SÅ som avges av en styrsignalgenerator 203 vilken är ansluten till klockgenerastorn 15. Ström- ställaren 201 befinner sig kortvarigt i läget r vid samplingstidpunkterna nT och i enlighet med det färegående betecknas de tal som matas till skiftregistret 202 med Wíj(n). Utanför dessa samplingstidpunkter nT befinner sig strämställaren 201 i läget t så att registrets 202 utgång är ansluten till dess ingång.

Skiftregistret 202 innefattar L element för att lagra L tal Wij(n) varvid i ligger mellan 1 och L. Om strämställaren 201 befinner sig i läget t skiftas de L talen Wíj(n) medelst skiftpulser vilka tillsammans bildar en styrsignal SB och uppträder med en hastighet Lq/T. Pâ detta sätt uppträder under en period T mellan de successiva tidpunkterna nT q identiska sekvenser av L tal Wíj(n) i serie vid re- gistrets 202 utgång, varvid varje sekvens har en varaktighet av T/q.

Ansluten till registrets 202 utgång är en kodningskrets 205 vilken kodar varje tal Wíj(n) till ett 5-bitstal bi-bs som vart och ett har den betydelse och det värde som är angivet i tabell I. Dessa bitar uppträder i parallell form på kodnings- kretsens 20â olika utgångar. Det observeras att det också är möjligt att utföra sam- ma kodning på talen Wij(n) vid registrets 202 ingång 200. Den version av talen Wíj(n) som är kodad till fem bitar erhålles därvid direkt vid registrets 202 ut- gång. ' Dessutom innehåller arrangemanget enligt fig 12 två skiftregister 206 och 207 vilka innehåller filtrets Fi koefficienter G1ïk(n) respektive filtrets F2 ko- efficienter G2ík(n)¿ För enkelhets skull antages att dessa register 206,20? bara innehåller de koefficienter som svarar mot en given tidpunkt tak. De bildas sedan var och en för ett givet värde på k av'L element som innehåller de L koefficienterna G1¿k(n) och G2ik(n), varvid i ligger mellan 1 och L. De respektive L koefficien- terna i registren 206,20? skall multipliceras med de L talen i en sekvens av tal Wi.(n) som uppträder i kodad form på kodningskretsens 205 utgång under ett tidsin- tervall T/q. Registrens 206 och 207 utgångar 208 och 209 är återkopplade till in- gångarna genom summatorer 210 respektive 211. Dessa summatorer 210 och 211 användes, såsom kommer att framgå av det efterföljande, för att modifiera koefficienterna i registren 206 och 207 genom inkrementen Inc1 och Inc2. Koefficienterna i registren 206, 207 skiftas medelst skiftpulser med en frekvens Lq/T vilka tillsammans bildar en styrsignal SC så att de L koefficienterna G1ík(n) och G2¿k(n) som uppträder w~ vaoo 15)! 96-2 vid deras utgångar 208, 209 under ett tidsintervall T/q motsvarar de L talen Wí_(n) som uppträder i kodad form på kodningskretsens 205 utgångar.

Vid tillämpning av det ovan sagda på beräkningen av yk(n) i enlighet med for- meln (42), varvid varje gång ett 5-bits (b1-b5)-kodat tal Wij(n) och två koef- ficienter G1ik(n) och G2ik(n) uppträder, multipliceras koefficienten G1ik(n) med +1 eller -1 beroende på om biten b1 i Wíj(n) för Z1í(n) = cos 913 anger ett positivt eller ett negativt tecken och koefficienten G2ík(n) multipliceras med +1 eller -1 beroende på om biten bg i Wíj(n) för Z2i(n) = - sin Gíj anger ett positivt eller ett negativt tecken. Dessa mycket enkla multiplikationer utföres på vanligt sätt medelst exklusiv-ELLER-grindar 212,213. Det respektive utgångstalet från exklusiv-ELLER-grindarna 212 och 213 matas till OCH-grindar 114 och 115 vilka vidare tar emot bitarna b3, b4 i varje tal Wij(n). Såsom är visat i tabell I är det uppenbart att OCH-grindarna 114,115 har funktionen att multiplicera talen som är alstrade av exklusiv-ELLER- grindarna 212, 213 med 0 eller 1 beroende på om cos oij och sin oij är like med nolleller- me.

Paren av utgångstal från OCH-grindarna 114, 115 kombineras i en summator 116.

Beroende på läget av en tvålägesströmställare 119 är summatorns 116 utgång ansluten till en ackumulator 117 (eller 118) som bildas av en summator 120 (eller 121) i se- rie med ett minnesregister 122 (eller 123), vars utgång är återkopplad till en in- gång hos summatorn 120 (eller 121). Strëmställaren 119 är styrd av biten b5 i var- je tal Wij(n) så att summatorns 116 utgång är ansluten till ackumulatorn 118 om biten bg anger att Z1i(n) och Z2í(n) har samma absolutvärde VFE72 och till ackumulatorn 117 om biten b5 anger att Z1.(n) och Z2í(n) har samma absolutvär- de O eller 1. Om innehållet i skiftregistëen 122, 123 är inställt på värdet noll genom en puls i en styrsignal SD som uppträder exakt vid början av varje tidsin- tervall T/q under vilket de L talen Wíj(n) och de L koefficienterna G1ík(n) och G2ík(n) behandlas så är det tydligt att vid slutet av detta tidsintervall summor erhålles vid ackumulatorernas 117 och 118 utgång, vilka är av den typ som är angiven mellan de stora parenteserna i formeln (42). Ackumulatorn 118 bildar vid slutet av varâe_tidsintervall T/q en algebraisk summa av termerna som skall multipliceras med \f 2/2. Ackumulatorn 117 bildar vid slutet av varje tidsintervall T/q en algebraisk summa av de termer som skall multipliceras med 1 varigenom det således är möjligt att används denna summa som sådan.

Vid slutet av varje tidsintervall T/q öppnar en puls i en styrsignal SE två OCH-grindar 124, 125 som är anslutna till ackumulatorernas 117, 118 utgångar för utlänning av innehållet i dessa ackumulatorer. Talet som utläsas från ackumulatorn 118 multipliceras med \f'272 i en multiplikator 1?? och detta multiplicerade tal summeras medelst en summator 127 till det tal som utläses från ackumulatorn 117. ïseosaø-2 1, ag Talet yk(n) som representerar ett sampel av ekokopiesígnalen vid den betraktade tidpunkten tnk erhålles på summatorns 127 utgång.

Koefficienternas inkrement Inc1 och Inc2 har i enlighet med den ovanstående formeln (40) vid varje tidpunkt tnk följande värden: Inc1 = /u Ek(n) - Z1i(n) ' (ha) Inc2 ll /u Ek(n) . Zzišn) Inkrementen beräknas i enlighet med dessa formler (43) med beaktande av att värdena på Z1i(n) och Z2í(n) ingår i de 5-bits (b1-bs) kodade talen Wij(n). För att utföra denna beräkning multipliceras det digitala samplet Ek(n) av felsignalen som uppträder vid tidpunkten tnk uppträder på ingången 128 med den konstanta koefficienten /u i en multiplikator 129. Denna multiplikator 129 är myc- ket enkel om /u väljas så att den är en potens av två. Den sålunda bildade termen /u.Ek(n) matas till ett mínnesregister 130 och till en multiplikator 131 som en gång vid varje tidpunkt tnk bildar produkten /u.Ek(n). Vr27š vilken produkt matas till ett minnesregister 132. Innehållet i de båda registren 130, 132 återstäl- les till värdet 0 genom en puls i en styrsignal S som uppträder just före början av varje tidsintervall T/q som svarar mot en tidpunkt tnk och de i dessa register bildade produkterna förblir lagrade däri under hela tidsintervallet T/q. De i re- gistren 130, 132 lagrade produkterna utläses medelst en tvålägesströmställara 133 som är styrd av biten b ' vart och ett av de L kodade talen Wí.(n) som uppträ- 1 der under tidsintervallât T/q. Om denna bit b5 anger att! Z1í(n)1 och1Z2í(n)\ är lika med VFÉ72 avläses registret 132 och produkten /u.Ek(n). Vrë72 uppträder på strämställarens 153 gemensamma utgång 134. Om denna bit b5 anger att lZ1i(n)1 och 1Z2i(n)| inte är lika med \f7§Eïavläses registret 130 och produk_ ten /u. Ek(n) uppträder på utgången 134. I Den storhet som erhålles på utgången 134 matas till en ingång hos tvâ exklusiv-ELLER-grindar 135, 136 för att multipliceras med +1 eller -1 beroende på om bitarna b1 och b2 som tillföras den andra ingången anger ett + -tecken eller ett - -tecken hos Z1i(n) och Z2í(nl.

Den storhet som erhålles vid exklusiv~ELLER-gríndarnas 135, 136 utgång matas till en ingång hos 00H~grindar 137, 138 för att multipliceras med O eller 1 beroende på om bitarna b3, b4 som tillföres den andra ingången anger att amplituden hos Z1í(n) och Z2í(n) är lika med eller inte lika med noll. Det är lätt att se att koefficienternas inkrement Inc och Inez erhålles vid Odflegrindarnas 137, 138 1 utgång, vilka medelst summatorer 210, 211 lägges till de koefficienter som finns i registren 206, 207.

För enkelhets skull har det digitala arrangemanget enligt fig 12 beskrivits som »se 780C39G-2 det skulle fungera fär beräkning av de digitala samplerna y(n) av ekokopiesignalen vid en tidpunkt tnk=nT+kT/q som är kännetecknad av ett givet värde på n och k. Pâ samma sätt som det i fig 4 visade digitala arrangemanget innefattar arrangemanget enligt fig 12 i verkligheten register 206, 207 av tillräcklig längd för att lagra Lq filterkoefficienter och är följaktligen lämpet för att successivt beräkna de q samp- lerna yk(n) vid tidpunkter tnk, vilka för ett givet värde på n är kännetecknade av värden på k mellan, O och (q-1). Slutligen framgår av det betraktade modulations- exemplet att det digitala arrangemanget enligt fig 12 mbjliggär beräkning av ett sampel yk(n) genom att för varje tidpunkt tnk utföra bara en "komplicerad" mul- tiplikation med\/Éšëïi multiplikatorn 126, medan koefficienterna ställas in genom att utföra bara en "komplicerad" multiplikation med\f§7§_i muliplikatorn 131.

I flertalet praktiska modulationsfall kan enheten med de två adaptive filtren i det andra utförandet av ekoeliminatorn konstrueras med användning av en teknik av samma typ som den just beskrivna för att per tidsenhet bara behöva utföra ett mini- mun av "komplicerade" multiplikationer.

I ett ytterligare exempel av oktonär fasmodulation utan amplitudmodulation där symbolhastigheten 1/T är lika med 1600 Hz och bärvâgsfrekvensen fo är lika med 1700 Hz kan man visa att antalet faser Gíj är lika med 16. Vid den digitala reali~ seringen av enheten med de båda filtren F1 och F2 kan därvid uppnås (genom att mata filtrens koefficienter multiplicerade med +1, -1 eller 0 på ett lämpligt sätt till ackumulatorerna) att för varje tidpunkt tnk bara tre "komplicerade" multipli- kationer behäver utföras, nämligen en multiplikation med \r§7E: en med cosfi78 och en med sifïšf/a.

Det observeras att denna teknik är synnerligen lämplig för realisering av de adaptive digitala filtren i det andra utförandet av ekoeliminatorn emedan talen som skall behandlas i de båda filtren F1 och F2 har värden av formen Aircos 013 och Åirsin Gïj och följaktligen kan vara komplicerade. Det är emellertid tydligt för fackmannen att samma teknik med fördel kan användas vid realiseringen av gruppen av filter Fij i det första utförandet av ekoeliminatorn om de användes för en mo- dulation med olika amplituder Air som inte har enkla inbördes förhållanden.

I detta första utförande av ekoeliminatorn kodas givetvis bärvågens amplitud Air (alltid positiv) medelst en kodningskrets som är gemensam för alla filter Fíš. Varje filter Fij kommer därvid att innefatta ett register för de L ingångs~ talen Xij(n) och ett register för filterkoefficienterna. Däremot kan med fördel gruppen av filter Fij gemensamt använda samma ackumulatorer, som var och en repre- senterar en given bärvâgsamplitud, varvid talen som finns i dessa ackumulatorer mul- tipliceras en gång under varje tidpunkt tnk-med de motsvarande bärvägsamplituder- na. De så bildade produkterna summeras sedan för att bilda ekokopiesignalen.

Claims (6)

1. 40 Patentkrav. l. Digital ekoeliminator för ett modem för dataöverföring medelst N-är fasmodu- lation och M-är amplitudmodulation av en bärvåg genom symboler, som är avledda från de binära data som skall överföras och uppträder vid tidpunkterna iT, varvid N är ett heltal som är minst lika med 2, M är ett heltal som är minst lika med 1, i är ett variabelt heltal, 1/T är symbolhastigheten och förhållandet mellan bär- vågsfrekvensen fo och symbolhastigheten l/T har formen P/Q där P och Q är heltal, varvid sändaren och mottagaren i detta modem är anslutna till transmissionslinjen genom en hybridkopplare, och ekoelimiatorn tar emot de binära data som skall trans- mitteras och avger en ekokopiesignal som är anpassad på ett adaptivt sätt för att reducera en felsignal, som är bildad genom skillnaden mellan den från hybridkoppla- ren mottagna signalen och ekokopiesignalen, k ä n n e t e c k n a d av att ekoeli- minatorn innefattar en samling adaptiva digitala filter (F1-FN), organ (17-22, P1-PN) som svarar på varje symbolkonfiguration vid varje tidpunkt iT genom att generera minst en signal som representerar ett tal (X'ij =(41)píAir) beroende på den ampli- tud (Air) som bärvågen är tillordnad vid nämnda tidpunkt iT och mata nämnda talsig- nal i enlighet med den modulerade bärvågens fas (flij) vid nämnda tidpunkt iT till åtminstone en given sektion (FJ) av nämnda samling av adaptiva digitala filter, vilka filter tillhandahåller utgångssignaler, organ (23) för att summera nämnda ut- gångssignaler för att bilda en digital version av ekokopiesignalen, och en samling inställningskretsorgan (CI-CN) för att ta emot nämnda felsignal i digital form och att ställa in koefficienterna i nämnda filter för att minimera en förutbestämd funk- tion av nämnda felsignal (fig l).

2. Ekoeliminator enligt patentkravet l, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda organ (17-2l, 83,8ü, SNI-SWN) som svarar på varje symbolkonfiguration i ekoelimi- natorn är utförda att mata den alstrade talsignalen (Xij) med det amplitudvärde (Air) som är tillordnat bärvågen vid nämnda tidpunkt iT till ett givet adaptivt digitalt filter (Fíj) i nämnda filtersamling (F11-FQN) i beroende av den module- rade bärvågens fas Qíj vid nämnda tidpunkt iT, vilken fas Qíj är summan av en av de faser 9. som är tillordnad bärvågen som funktion av de data som skall över- föras och fasen hos den omodulerade bärvågen som antar Q olika värden inom en vinkel av Zïr radianer. (Fig 9).

3. Ekoeliminator enligt patentkravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att den inne- fattar en första strömställarkrets (21) med N lägen vilken är styrd i beroende av 7800390-2 A1 den fas øíj som är tillordnad bärvågen vid nämnda tidpunkt iT som funktion av de data som skall överföras, för att mata talsignalen (Xí.) med den amplitud (Air) som är tíllordnad bärvågen till en given andra strömställarkrets (Swj) i en sam- ling av N andra strömställarkretsar (SNI-SWN) med vardera Q lägen numrerade mo- dulo-Q, vilken samling av andra strömställarkretsar (SW1-SUN) är så styrd att vid varje tidpunkt iT alla andra strömställarkretsar (SW1~SWN) ställes om samtidigt från ett givet läge till nästa högre läge modulo-Q och nämnda talsignal (Xíj) ma- tas med den bärvågen tiliordnade amplituden (Air) till nämnda givna adaptiva digi- tala filter (rij) I nämnda fiitersamiing (F11-FQN). (F19 9).

4. Ekoeliminator enligt patentkravet 2, k ä n n e t e c k n a d av att den inne- fattar en strömställarkrets (86) som är styrd i beroende av den fas Gi. som är till- ordnad den modulerade bärvågen vid nämnda tidpunkt iT för att mata talsignalen (Xij) med den bärvågen tillordnade ampiituden (Air) till nämnda givna adaptiva digitala filter (Fij) i nämnda filtersamling (F11-FNQ). (Fig 10).

5. Ekoeliminator enligt något av patentkraven 2-Ä för ett modem i vilket de N fa- serna øi. som är tillordnade bärvågen som funktion av de data som skall överföras ligger fördelade på jämna fasavstånd, k ä n n e t e c k n a d av att antalet adap- tiva digitala filter i nämnda filtersamling är lika med den minsta gemensamma mul- típeln för N och Q. (Fig. 9,10).

6. Ekoeiiminator enligt något av patentkraven 2-H för ett modem i vilket en förs- ta grupp av faser ßšj hos den modulerade bärvågen skiljer sig ett belopp av¶'radia- ner från en andra grupp av faser Gïj, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda organ (l7~21, 83,8h, Swl-SWN) som svarar på varje symbolkonfiguratíon matar talsignaler- ne (Xi.) med den bärvågen tillordnade amplituden (Air) till ett och samma adaptiva digitala filter (Fí.) i nämnda filtersamling (F11-FQN) för varje par av faser Gij som har en fasskillnad avqr radianer och att nämnda organ ändrar tecknet hos dessa talsignaler (Xíj) för faserna i en given grupp av nämnda första och andra grupper av faser Qi] innan taisignalerna (Xij) matas till detta adaptive digitala filter (Fíj),(Fig 9). 7- Ekoeliminator enligt patentkravet 6 för ett modem i vilket de N faserna øij som är tillordnade bärvâgen som funktion av de data som skall överföras ligger för- delade på regelbundna fasavstånd, k ä n n e t e c k n a d av att antalet adaptive digitala filter i nämnda filtersamling är lika med halva den minsta gemensamma multi- pein för N och Q. (Fig 9,19). 8. Ekoeliminator enligt patentkravet 2 för ett modem i vilket nämnda förhållande 7800390-2 42 P/Q har formen p/2 eller (Zp+1)/Å där p är ett heltal, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda organ (17-22, P1-PN) som svarar på varje symbolkonfiguratlon förser talsignalen (Xi.) med den amplitud (Air) som är tíllordnad bärvågen vid varje tid- punkt iT med ett tecken som beror på funktionen (-l)p' och matar denna talsignal (X'í.) =(~l)pï Xïj) till ett givet adaptivt digitalt filter (Fj) i nämnda filter- samling (F1-FN) i beroende av den fas flij som är tillordnad bärvågen som funktion av nämnda data. (Fig 1). 9. Ekoeliminator enligt patentkravet 8, k ä n n e t e c k n a d av att antalet adaptiva digitala filter i nämnda filtersamling är lika med N. 10. Ekoeliminator enligt patentkravet 8 för ett modem i vilket de N faserna øíj som är tillordnade bärvågen som funktion av de data som skall överföras är uppde- lade i en första och en andra grupp med vardera N/2 faser varvid faserna i den andra gruppen har en fasskillnad avfif radianer relativt faserna i den första grup- pen, k ä n n e t e c k n a d av att antalet adaptíva digitala filter i nämnda filtersamling (F1-Fu) är lika med N/2 och att varje filter i nämnda filtersamling (F1-FA) motsvarar ett givet par av faser Gi] med en fasskillnad avd? radianer, varvid nämnda organ som svarar på varje symbolkonfiguration innefattar medel (52l{Qä, ÄB) som ändrar tecknet hos talsignalerna (X'¿j) som matas till filtren i nämnda filtersamling för faserna i en given grupp av nämnda första och andra grupp av faser øíj. (Fig 6). ll. Ekoeliminator enligt patentkravet l, k ä n n e t e c k n a d av att den in- nefattar ett första och ett andra adaptivt digitalt filter, varvid nämnda Organ som svarar på varje symbolkonfiguration innefattar medel (93,9Å) som är känsliga för värdena hos den modulerade bärvågens amplitud-faspar (Aíröíj) vid varje tidpunkt iT för att alstra två talsignaler som representerar(Aïrcos Bíjl respektive (Air sin Gi.) och mata dessa talsignaler till nämnda första (F1) respektive andra (FZ) adaptive digitala filter. (Fig ll). 12. Ekoeliminator enligt patentkravet ll för ett modem i vilket nämnda förhållan- de P/Q har formen p/2 eller (2p+l)/H där p är ett heltal, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda organ (i7, 69-71, 22, 7Å,75,79) som svarar på varje symbolkonfigu- ration bildar talsignalerna (lïi, Z2ï) som skall matas till de första (76) och andra (77) adaptive digitala filtren genom att vid varje tidpunkt iT alstra två talsignaler som representerar (Air cos flij) respektive (Ai sin øij) i beroende r av den fas øí. som är tillordnad bärvågen som funktion av nämnda data och genom att förse dessa två alstrade talsignaler med ett tecken som beror på funktionen (-1)Pí. (rig 8.) LB 7800390-2 l°. Ekoeliminator enligt patentkravet 11 eller 12, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar ett minne (70,71, fig 3; 94, fig 11) för att lagra de möjliga värdena på taisignalerna som skall matas till de första och andra adaptiva digi- tala filtren (76,77, fig 8; F1, FZ, fig 11), vilket minne avläses vid varje_tid- punkt iT under styrning med värdena på bärvågens amplitud-faspar (Aïr, Bi] eller Air, øij) vid denna tidpunkt iT. lä. Ekoeliminator enligt något av patentkraven 1-3, k ä n n e t e c k n a d av att varje adaptivt digitalt filter har ett impulssvar av ändlig varaktighet LT, där L är ett heltal och innefattar organ (IOÅ, 107-109) för att bilda ett utgångs- sampel - . _ L. gk (n) = 2 I Z-(Il). Gikvll) i=1 1 vid varje samplingstidpunkt = nT + kT/q tnk där n är ett heltal mellan - G>° och + can, k är ett heltal mellan 0 och (q-1), Zi(n) är de L talen som matas till filtret vid tidpunkter (n-i)T och Gik(n) är de L filterkoefficienterna som svarar mot sampler av filterimpulssvaret vid tid- punkterna (n-i)T+kT/q, vilket filter vidare innefattar minnen (102, 105) för att lagra nämnda tal Zï(n) och nämnda filterkoefficienter Gík(n), varvid nämnda tal och filterkoefficienter avledes från dessa minnen (102, 105) under ett beräknings- intervall T/q som är tillordnat nämnda tidpunkt tnk. (Fig å). 15. Ekoelimínator enligt patentkravet ih, k ä n n e t e c k n a d av att varje adaptivt filter innefattar följande element: ~ en krets (205) för att koda talen Zi(n) och generera deras tecken och deras absolutvärde i kodad form (bï-b5), - en krets (212, 213) som är styrd av det genererade tecknet hos talen Zi(n) för att ändra filterkoefficienternas Gik(n) tecken om tecknen hos Zi(n) och Gik(n) är olika, - strömställarorgan (ilh-116, 119) som är styrda av absolutvärdet av talen Zi(nl som är alstrade i kodad form för att mata de sålunda erhållna filterkoefficienter- na med tillhörande tecken till en given ackumulator (117,118) I en samling av acku- mulatorer som vardera individuellt svarar mot ett givet absolutvärde hos talen Zï(n), vilken ackumulatorsamling (117,118) återställes tili noll vid början av varje räkne- intervall T/q, ~ multiplikationskretsar (t ex 126) för att vid slutet av varje räkneíntervall T/q bilda en produkt av talet i varje ackumulator (t ex 118) med absolutvärdet som är tillordnat denna ackumulator, samt 78BÜ39Û-2 1,4 - en summeringskrets (127) för att kombinera nämnda produkter för att bilda det önskade utgångssignalsamplet gk(n). (Fig 12). 16. Ekoeliminator enligt patentkravet 15, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda ackumulatorsamling och nämnda multiplikationskretsar är gemensamma för alla adap- tiva digitala filter i nämnda filtersamling och att en summeringskrets som är ge- mensam för alla dessa filter kombinerar nämnda produkter för att bilda ett sampel av ekokopiesignalen. 17. Ekoeliminator enligt något av patentkraven ll-l3, k ä n n e t e c k n a d av att den innefattar medel (93, fig ll) för att vid varje tidpunkt iT bilda en talsignal Wírj som är karakteristisk för värdena hos bärvågens amplitud-faspar (Air, Gil) vid denna tidpunkt iT, en krets (205, fig 12) som är gemensam för nämn- da första och andra adaptiva filter (F1, F2, fig ll) för att koda dessa talsignaler W.rj för att samtidigt i kodad form (bï-bs) generera tecknet och absolutvärdet av båda adaptiva filtrens (F1,F2, fig ll) ingângstalsignaler samt ett minne (202, fig 12) för att lagra de kodade talsignalerna Wirj. 18. Ekoeliminator enligt något av patentkraven lä~l7, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda filtersamling innefattar organ (l12,ll3,l06, fig Å; 129-138, 2l0,2ll, fig lZ) för att för varje adaptivt digitalt filter ändra de L filterkoefficienter- na Gík(n) vid en tidpunkt tnk för att erhålla de L filterkoefficienterna Gïk(n+1) vid en tidpunkt t(1¿1)k i enlighet med en ekvation: Bik (n+1) = Gïk (n) + /u. Ek (n) . Zi (n) I där /u är en fast koefficient med ett värde som är mindre än l och Ek(n) är fel- signalens värde vid nämnda tidpunkt tnk. ÅNFÖRDA PUBLIKATIONER: SE 362 763, 366 887, 400 869 (H04B 3/20) DE 2 212 590, 2 239 452 (HÛ4B 3/20)