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Die
vorliegende Offenbarung bezieht sich allgemein auf Verfahren und
Systeme, die auf Hochfrequenz-(HF-)Vorrichtungen bezogen sind, und
insbesondere auf Frequenzumsetzungsschaltungen.
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In
der Telekommunikation sind Mischer Schaltungen, die zwei Eingangssignale
empfangen und diese miteinander multiplizieren, um ein Ausgangssignal
mit einer unterschiedlichen Frequenz bereitzustellen. Auf diese
Weise können
Mischer eine Frequenzaufwärtsumsetzung
oder -abwärtsumsetzung
für ein
Eingangssignal ermöglichen.
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In
Drahtloskommunikationssystemen z. B. werden Hochfrequenz-(HF-)Signale
oft mit hohen Frequenzen übertragen,
die für
ein Kommunizieren drahtloser Daten effektiver sind als Signale mit
niedrigerer Frequenz. Während
diese Hochfrequenz-HF-Signale dazu neigen, Daten effektiver weiterzuleiten,
sind die Frequenzen der HF-Signale so hoch, dass diese durch Digitalprozessoren
nicht verarbeitet werden können,
es sei denn, ihre Frequenzen werden reduziert. Deshalb werden auf
der Empfängerseite
oft Mischer verwendet, um die Frequenz empfangener HF-Signale zu
reduzieren, so dass diese durch einen Digitalbasisbandschaltungsaufbau, wie
z. B. einen Basisbandprozessor, verarbeitet werden können. Umgekehrt
werden auf der Senderseite oft Mischer verwendet, um die Frequenz
von Digitalsignalen zu erhöhen,
so dass diese drahtlos als HF-Signale übertragen werden können.
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Aufgrund
der hohen Frequenzen, mit denen Mischer arbeiten, werden üblicherweise
Hochgeschwindigkeitshalbleiter zur Gestaltung von Mischern verwendet.
Während
diese Hochgeschwindigkeitshalbleiter in der Lage sind, zuverlässig bei
hohen Frequenzen umzuschalten, leiden diese oftmals dahingehend
an einem Nachteil, dass sie nur einen kleinen Spannungshub an dem
Ausgang des Mischers liefern, während
eine lineare Verstärkung
dennoch beibehalten wird. Wenn der Spannungshub über diese kleine Spannung hinaus
erhöht
würde,
würde die Verstärkung des
Mischers in Sättigung
gehen, was eine unerwünschte
Nichtlinearität
bewirken würde. Frühere Mischer
haben versucht, eine Linearität
zu erzielen, indem eine Umsetzungsverstärkung durch Rückkopplung
oder Gegenkopplung reduziert wird. Während diese Ansätze einige
Vorteile besitzen können,
leiden sie dahingehend an einem Nachteil, dass, wenn Rauschen an
dem Ausgang des Mischers vorhanden ist, das Rauschen für in Verarbeitungsrichtung
nachgeschaltete Komponenten ein großes Problem wird. Deshalb besteht
Bedarf nach einem stark linearen Mischer mit großer Verstärkung.
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Die
Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Frequenzumsetzungsschaltung,
einen Mischer und ein Verfahren zum Bereitstellen eines gemischten
Ausgangssignals mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.
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Diese
Aufgabe wird gelöst
durch die Merkmale der unabhängigen
Ansprüche.
Weiterbildungen finden sich in den abhängigen Ansprüchen.
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Es
folgt eine vereinfachte Zusammenfassung. Diese Zusammenfassung ist
keine ausgedehnte Übersicht
und soll keine Schlüsselelemente
oder wesentlichen Elemente bezeichnen. Vielmehr besteht der Hauptzweck
der Zusammenfassung darin, einige Konzepte in einer vereinfachten
Form als einen Auftakt für
die genauere Beschreibung, die später vorgelegt wird, vorzustellen.
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Ein
Ausführungsbeispiel
bezieht sich auf einen Mischer zum Bereitstellen eines gemischten Ausgangssignals.
Der Mischer umfasst eine Hochfrequenz-(HF-)Stufe, einen ersten und
einen zweiten Leistungsteiler und eine erste und eine zweite Frequenzumsetzungsstufe.
Die HF-Stufe umfasst ein erstes Differenzpaar. Der erste Leistungsteiler
ist mit einem ersten Transistor des ersten Differenzpaars gekoppelt
und der zweite Leistungsteiler ist mit einem zweiten Transistor
des ersten Differenzpaars gekoppelt. Die erste Frequenzumsetzungsstufe,
die angepasst ist, um ein erstes Signal mit umgesetzter Frequenz
bereitzustellen, umfasst ein zweites Differenzpaar, das mit dem
zweiten Leistungsteiler gekoppelt ist, und ein drittes Differenzpaar,
das mit dem ersten Leistungsteiler gekoppelt ist. Die zweite Frequenzumsetzungsstufe,
die angepasst ist, um ein zweites Signal mit umgesetzter Frequenz
bereitzustellen, umfasst ein viertes Differenzpaar, das mit dem
zweiten Leistungsteiler gekoppelt ist, und ein fünftes Differenzpaar, das mit
dem ersten Leistungsteiler gekoppelt ist. Auch andere Techniken
werden bereitgestellt.
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Die
folgende Beschreibung und die beigefügten Zeichnungen legen bestimmte
veranschaulichende Aspekte und Implementierungen im Detail dar.
Sie deuten auf lediglich einige der verschiedenen Weisen hin, auf
die die offenbarten Prinzipien eingesetzt werden können.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf
die beigefügten
Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
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1 ein
Ausführungsbeispiel
einer Frequenzumsetzungsschaltung gemäß einigen Ausführungsbeispielen;
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2 ein
ausführlicheres
Ausführungsbeispiel
eines Mischers;
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3 ein
ausführlicheres
Ausführungsbeispiel
eines Mischers;
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4 ein
Ausführungsbeispiel
eines Empfängers;
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5 ein
Ausführungsbeispiel
eines IQ-Typ-Empfängers;
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6 ein
frequenzmoduliertes Kontinuierliche-Welle-Radarsystem (FMCW-Radarsystem; FMCW
= frequency modulated continuous wave), bei dem ein Radar-Sende-/Empfangsgerät Informationen über ein
Ziel erfasst;
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7 ein
Beispiel von Frequenzrampen, die durch ein FMCW-Radar-Sende-/Empfangsgerät verwendet
werden;
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8 Spannungswellen,
die zeitveränderliche
Frequenzen zeigen, die durch ein FMCW-Sende-/Empfangsgerät verwendet werden;
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9 ein
ausführlicheres
Blockdiagramm eines Radar-Sende-/Empfangsgeräts; und
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10 ein
Flussdiagramm, das ein Verfahren gemäß einigen Aspekten dieser Offenbarung
darstellt.
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Eine
oder mehrere Implementierungen werden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben, wobei durchwegs gleiche Bezugszeichen verwendet werden,
um sich auf gleiche Elemente zu beziehen. Es wird darauf hingewiesen, dass
nichts in dieser Beschreibung als Stand der Technik zugelassen wird.
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Wie
die Erfinder erkannt haben, ist eine hohe Linearität wünschenswert,
um Mischer widerstandsfähig
gegenüber
Interferenz zu machen. 1 stellt eine Frequenzumsetzungsschaltung 100 gemäß einigen
Ausführungsbeispielen
der Erfindung dar. Die Frequenzumsetzungsschaltung 100 umfasst
einen Hochfrequenz-(HF-)Signalgenerator 102, ein Oszillationselement 104 und
einen Mischer 106. Ein erster Eingang 108 des
Mischers 106 ist mit dem HF-Signalgenerator 102 gekoppelt
und ein zweiter Eingang 110 des Mischers 106 ist
mit dem Oszillationselement 104 gekoppelt. Intern umfasst
der Mischer 106 eine Hochfrequenz-(HF-)Stufe 114,
einen Leistungsteiler 116, eine erste Frequenzumsetzungsstufe 118, eine
zweite Frequenzumsetzungsstufe 120 und ein optionales Summierungselement 122.
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Zu
Darstellungszwecken ist unten ein Beispiel beschrieben, bei dem
der Mischer 106 an seinem ersten Eingang 108 ein
HF-Signal SHF mit einer Frequenz von 60
GHz empfängt.
Der Mischer 106 empfangt außerdem an seinem zweiten Eingang 110 Oszillationssignale
SO1, SO2, die sich
eine Oszillationsfrequenz von 58 GHz teilen. Der Mischer 106 multipliziert
diese Signale miteinander, wodurch eine Abwärtsumsetzung auf ein gemischtes
Ausgangssignal SAUS von 2 GHz ermöglicht wird.
Die spezifizierten Frequenzen, die lediglich Beispiele sind, sind
zu Zwecken der Klarheit vorgesehen und es ist zu erkennen, dass
ein Betrieb der Frequenzumsetzungsschaltung 100 gleichermaßen auf
andere Frequenzen anwendbar ist. Bei anderen Ausführungsbeispielen
z. B. kann der Mischer 106 ein HF-Signal in dem Millimeterfrequenzband
abwärts
umsetzen, wobei der Millimeterfrequenzbandbereich von etwa 30 Gigahertz
(GHz) bis etwa 300 GHz reicht. Nicht-Millimeter-Drahtlossignale fallen ebenso
in den Schutzbereich dieser Offenbarung.
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Während des
Betriebs empfangt die HF-Stufe 114 das HF-Signal SHF, das bei diesem Beispiel eine HF-Frequenz
fHF von etwa 60 GHz aufweist. Basierend
auf diesem HF-Signal
erzeugt die HF-Stufe 114 daraus ein HF-Stromsignal, SHF1.
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Der
Leistungsteiler 116 teilt das Stromsignal SHF1 in
geteilte Leistungssignale SGL1, SGL2 und leitet diese Signale an die erste
und die zweite Frequenzumsetzungsstufe 118, 120 weiter.
Die geteilten Leistungssignale, SGL1, SGL2 weisen noch immer die Frequenz fHF auf, die bei diesem Beispiel etwa 60 GHz beträgt.
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Das
Oszillationselement 104 stellt Oszillationssignale SO1, SO2 an die erste
bzw. die zweite Frequenzumsetzungsstufe 118, 120 bereit.
Abhängig von
der Implementierung können
die Oszillationssignale SO1, SO2 in
Phase zueinander sein (siehe z. B. 4) oder
könnten
phasenverschoben sein (siehe z. B. 5). Bei
diesem Beispiel weisen die Oszillationssignale SO1,
SO2 eine Frequenz fO von
etwa 58 GHz auf.
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Durch
das „Multiplizieren” eines
geteilten Leistungssignals mit einem Oszillationssignal liefert jede
Frequenzumsetzungsstufe ein Signal mit umgesetzter Frequenz mit
Frequenzkomponenten fHF ± fO. Auf
diese Weise liefert die erste Frequenzumsetzungsstufe 118 ein
erstes Signal mit umgesetzter Frequenz SUF1 mit
einer ersten Frequenzkomponente von etwa 118 GHz (d. h. fHF + fO) und einer
zweiten Frequenzkomponente von etwa 2 GHz (d. h. fHF – fO). Andere Frequenzkomponenten höherer Ordnung könnten ebenso
beinhaltet sein, sind in dieser Erläuterung zugunsten von Einfachheit
und Klarheit jedoch weggelassen. Ähnlich liefert die zweite Frequenzumsetzungsstufe 120 ein
zweites Signal mit umgesetzter Frequenz SUF2 mit
Frequenzkomponenten von etwa 118 GHz (d. h. fHF +
fO) und etwa 2 GHz (d. h. fHF – fO).
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Das
Summierungselement 122, falls vorhanden, empfängt das
erste und das zweite Signal mit umgesetzter Frequenz SUF1,
SUF2, die korreliert oder in Phase sein
können,
und summiert das erste und das zweite Signal SUF1,
SUF2. Auf diese Weise stellt das Summierungselement 122 ein
gemischtes Ausgangssignal SAUS bereit, wobei
das gemischte Ausgangssignal eine Amplitude aufweist, die größer ist als
diejenige von sowohl dem ersten als auch dem zweiten Signal mit
umgesetzter Frequenz SUF1, SUF2. Bei
einem Ausführungsbeispiel
z. B. beträgt
der Spannungsbetrag von SUF1 etwa 2 Volt
(V), der Spannungsbetrag von SUF2 beträgt etwa
2 V und das gemischte Ausgangssignal SAUS hat
einen Spannungsbetrag. von etwa 4 V.
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2 zeigt
eine ausführlichere
Darstellung eines Mischers 106 gemäß einigen Ausführungsbeispielen.
Bei diesem Ausführungsbeispiel
weist die HF-Stufe 114 ein erstes Differenzpaar mit einem
ersten Transistor 202 und einem zweiten Transistor 204 auf.
Widerstände 206, 208 sind
mit Emittern des ersten bzw. zweiten Transistors 202, 204 gekoppelt. Eine
Stromquelle 210 ist außerdem
mit den Widerständen 206, 208 und
einer Referenzspannung VEE gekoppelt und zwischen dieselben geschaltet.
Typischerweise ist das HF-Signal, das an den Steueranschluss des
ersten Transistors 202 bereitgestellt wird, um 180° phasenverschoben
zu dem HF-Signal, das an den Steueranschluss des zweiten Transistors 204 bereitgestellt
wird.
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Der
erste Leistungsteiler 116a ist mit dem Kollektor des ersten
Transistors 202 gekoppelt. Der zweite Leistungsteiler 116b ist
mit dem Kollektor des zweiten Transistors 204 gekoppelt.
Bei einigen Ausführungsbeispielen
weisen der erste und der zweite Leistungsteiler 116a, 116b ein
Impedanzanpassungsnetzwerk auf, das als rein reaktiv abgestimmt ist.
Der erste und der zweite Leistungsteiler können zu diesem Zweck z. B. Übertragungsleitungen,
wie z. B. Mikrostreifen, koplanar, Streifenleitung usw. beinhalten.
Derartige Impedanzanpassungsnetzwerke können eine Begrenzung einer
Leistungsdissipierung durch den Mischer 106 unterstützen, wodurch
der Rauschspielraum erhöht
und ein Verhalten über
das, was bisher erzielbar war, hinaus verbessert wird.
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Innerhalb
der ersten Frequenzumsetzungsstufe 118 ist ein zweites
Differenzpaar 212 mit dem zweiten Leistungsteiler 116b gekoppelt
und ein drittes Differenzpaar 214 ist mit dem ersten Leistungsteiler 116a gekoppelt.
Innerhalb der zweiten Frequenzumsetzungsstufe 120 ist ein
viertes Differenzpaar 216 mit dem zweiten Leistungsteiler 116b gekoppelt und
ein fünftes
Differenzpaar 218 ist mit dem ersten Leistungsteiler 116a gekoppelt.
Wie bereits erwähnt wurde,
können
das erste und das zweite Oszillationssignal SO1,
SO2 abhängig
von der Implementierung in Phase oder phasenverschoben sein, dienen
jedoch in beiden Fällen
dazu, die Erzeugung eines ersten und eines zweiten Signals mit umgesetzter
Frequenz SUF1, SUF2 an
den Ausgang 112 zu ermöglichen.
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Bei
vielen Ausführungsbeispielen
sind die Transistoren in der HF-Stufe 114 und die erste
und die zweite Frequenzumsetzungsstufe 118, 120 auf einem
Substrat aus einem Hochgeschwindigkeits-Halbleitermaterial, wie
z. B. einer aus zwei Elementen bestehenden Halbleiterverbindung
(z. B. SiGe, GaAS), einer aus drei Elementen bestehenden Halbleiterverbindung
(z. B. AlGaAs, GaAsP) oder einer aus noch mehr Elementen bestehenden
Halbleiterverbindung, angeordnet. Obwohl Silizium bei einigen Implementierungen
ebenso verwendet werden kann, sind diese Hochgeschwindigkeits-Halbleitermaterialien
von Vorteil, weil sie verglichen mit Silizium schnellere Umschaltzeiten
bereitstellen. Leider sind derartige Hochgeschwindigkeits-Halbleitermaterialien
oft teurer und/oder schwieriger zu verarbeiten als Silizium. Deshalb
kann, um die Herstellung und Kosten zu erleichtern, während dennoch
ein Hochgeschwindigkeitsbetrieb geliefert wird, bei einigen Ausführungsbeispielen,
bei denen der HF-Eingang 114 und die erste und die zweite
Frequenzumsetzungsstufe 118, 120 Hochgeschwindigkeits-Halbleitermaterialien
aufweisen, das Summierungselement 122 (das Signale mit
niedrigerer Frequenz verarbeiten kann) Siliziumbauelemente und/oder
passive Elemente beinhalten, die in der Herstellung kosteneffektiver
sind. Diese Siliziumbauelemente sind nicht nur in der Herstellung
kosteneffektiver, sie stellen außerdem aufgrund höherer Durchbruchspannungen
potenziell eine Ausgangssignalamplitude mit höherer Amplitude bereit, wodurch
für den
Mischer ein erhöhter
linearer Bereich verglichen mit früheren Lösungen geschaffen wird.
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3 zeigt
ein weiteres ausführlicheres Ausführungsbeispiel,
das einen Vorspannschaltungsaufbau 300 umfasst, der resistive
Lasten (R) und Kondensatoren umfasst. Zusätzlich zeigt dieses Ausführungsbeispiel
verschiedene Knoten, bei denen Impedanzanpassungsnetzwerke (X),
wie z. B. Übertragungsleitungen,
beinhaltet sind.
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Die
oben beschriebenen Mischer 106 können in vielen elektronischen
Anwendungen eingesetzt werden. Um einige bestimmte Implementierungen,
die nützlich
sein könnten, hervorzuheben,
werden unten unter Bezugnahme auf die 4 bis 9 mehrere
Beispiele erläutert.
Diese elektronischen Anwendungen sind keinesfalls einschränkend und andere
elektronische Anwendungen fallen ebenso in den Schutzbereich dieser
Offenbarung.
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4 stellt
einen Empfänger 400,
der einen Mischer umfasst, gemäß einigen
Ausführungsbeispielen
dar. Der Empfänger 400 umfasst
eine Antenne 402 mit einem Antennentor, das mit einem Eingangsfilterungselement 404 gekoppelt
ist, das mit einem ersten Eingang 108 eines Mischers 106 gekoppelt
ist. Ein zweiter Eingang 110 des Mischers 106 ist mit
einem Oszillationselement 406 gekoppelt. Zusätzlich ist
ein Ausgang 112 des Mischers 106 mit einem Filterelement 408 (z.
B. Tiefpassfilter) gekoppelt, das mit einem Basisbandverarbeitungsschaltungsaufbau 410 gekoppelt
ist. Intern umfasst der Mischer 106 eine HF-Stufe 114,
einen Leistungsteiler 116, eine erste Frequenzumsetzungsstufe 118,
eine zweite Frequenzumsetzungsstufe 120 und ein Summierungselement 122,
wie bereits erläutert
wurde (siehe z. B. 1).
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Ein
ausführlichere
Arbeitsweise, die in Übereinstimmung
mit dem Empfänger 400 aus 4 ist, wird
nun dargelegt. Wieder sind zur Klarheit exemplarische Frequenzwerte
in Übereinstimmung
mit denjenigen, die bereits erläutert
wurden, beschrieben. Während
des Betriebs empfängt
die Antenne 402 ein Drahtlossignal SD in
der Form einer zeitveränderlichen
Spannung. Bei diesem Beispiel weist das Drahtlossignal SD eine erwünschte Frequenzkomponente von
etwa 60 GHz auf, obwohl es oft andere unerwünschte Frequenzkomponenten
umfasst.
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Nachdem
das Drahtlossignal SD durch die Antenne 402 empfangen
wurde, leitet das Eingangsfilterungselement 404, das unerwünschte Frequenzen
herausfiltern kann, ein HF-Signal
SHF an den ersten Eingang 108 des
Mischers weiter. Bei dem dargestellten Beispiel weist das HF-Signal
SHF eine Frequenz fHF von
etwa 60 GHZ auf.
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Basierend
auf dem HF-Signal SHF und dem Oszillationssignal
SLO (das in diesem Fall in Phase zu der
ersten und der zweiten Frequenzumsetzungsstufe 118, 120 geliefert
wird) erzeugt die HF-Stufe 114 ein gemischtes Ausgangssignal
SAUS. Da das Summierungselement 122 das
erste und das zweite Signal mit umgesetzter Frequenz SUF1,
SUF2 empfangt, die bei diesem Beispiel korreliert
oder in Phase sind, weist das gemischte Ausgangssignal SAUS eine Amplitude auf, die größer ist
als die von sowohl dem ersten als auch dem zweiten Signal mit umgesetzter Frequenz
SUF1, SUF2. Bei
einem Ausführungsbeispiel z.
B. beträgt
der Spannungsbetrag von SUF1 etwa 2 Volt
(V), der Spannungsbetrag von SUF2 beträgt etwa 2
V und das gemischte Ausgangssignal SAUS hat
einen Spannungsbetrag von etwa 4 V.
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Nachdem
das Summierungselement 122 das gemischte Ausgangssignal
SAUS geliefert hat, kann das Filterelement 408 unerwünschte Frequenzkomponenten
beseitigen. So entfernt bei diesem Beispiel das Filterelement 408 die
118 GHz-Frequenzkomponente und leitet ein gefiltertes Ausgangssignal SFAUS, das die erwünschte 2 GHz-Frequenzkomponente
umfasst, an den Basisbandverarbeitungsschaltungsaufbau 410 weiter.
So ist das dargestellte Beispiel konsistent mit einem Zwischenfrequenz-(Zf-)Empfänger. Oft
reduziert eine weitere Abwärtsumsetzungsstufe
(nicht gezeigt) das gefilterte Ausgangssignal SFAUS herunter
auf ein Basisbandsignal, das durch den Basisbandverarbeitungsschaltungsaufbau 410 verarbeitet
wird. Ein Digital-Analog-Wandler (DAW) kann in Verarbeitungsrichtung vor
oder nach der weiteren Abwärtsumsetzungsstufe vorhanden
sein, um das gefilterte Ausgangssignal SFAUS zu
digitalisieren.
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Obwohl 4 ein
Beispiel eines Direktumsetzungsempfängers zeigt, können andere
Ausführungsbeispiele
Zf-, Nieder-Zf-, oder Gleit-Zf-Empfänger umfassen. Bei solchen
Ausführungsbeispielen können zusätzliche
Abwärtsumsetzungsstufen
vor dem Basisbandverarbeitungsschaltungsaufbau 410 beinhaltet
sein.
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Unter
Bezugnahme auf 5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel
eines IQ-Typ-Empfängers zu sehen.
Bei diesem Ausführungsbeispiel
stellt ein 90°-Phasenverschiebungsmodul
eine Phasenverschiebung zwischen einer I-Daten-LO-Stufe und einer
Q-Daten-LO-Stufe
bereit. Das Summierungselement wurde entfernt und stattdessen ist
sowohl die I-Daten-LO-Stufe
als auch die Q-Daten-LO-Stufe direkt mit Filterelementen 504, 506 gekoppelt.
Auf diese Weise liefert ein I-Kanal In-Phase-Daten (I-Daten) und
ein Q-Kanal liefert Quadratur-Daten (Q-Daten) durch die Filterelemente 504, 506 an
den Basisbandverarbeitungsschaltungsaufbau 508. An einem
bestimmten Punkt in dem Basisbandverarbeitungsschaltungsaufbau werden
die I-Daten und die Q-Daten kombiniert, oft nach einem DAW.
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Die 6 bis 9 beziehen
sich auf ein Radarsystem, wie z. B. ein Automobil-Radarsystem oder
einen beliebigen anderen Typ eines Radarsystems. 6 stellt
ein FMCW-Radarsystem 600 dar, das
einen Sender 602 und einen Empfänger 604 beinhaltet.
Der Sender 602 umfasst eine Antenne 606 zum Senden
eines übertragenen
Signals 608, wie z. B. einer Radiowelle oder einer anderen
elektromagnetischen Welle, in Richtung eines Ziels 610. Ähnlich umfasst
der Empfänger 604 eine
Antenne 612 zum Empfangen eines gestreuten Signals 614,
das von dem Ziel 610 reflektiert wird. Bei anderen nicht
dargestellten Ausführungsbeispielen
kann eine einzelne Antenne für
sowohl Senden als auch Empfang verwendet werden und/oder gepulste
Radarsysteme können
verwendet werden.
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Um
eine Entfernung zu dem Ziel zu bestimmen, sendet der Sender 602 das übertragene
Signal 608 als eine Frequenzrampe, deren Frequenz als eine
Funktion der Zeit variiert, wie z. B. in den 7 bis 8 gezeigt
ist. Wie in diesen Figuren gezeigt ist, besteht, nachdem das übertragene
Signal 608 gesendet wurde, eine bestimmte Zeitverzögerung τ, bevor das
gestreute Signal 614 an dem Empfänger 604 zurück empfangen
wird. Zu der Zeit, zu der das gestreute Signal 614 empfangen
wird, kann eine Frequenzdifferenz 616 zwischen dem übertragenen
Signal 608 und dem gestreuten Signal 614 gemessen werden.
Diese Frequenzdifferenz 616 wird oft verwendet, um eine
Bestimmung von Bereich, Geschwindigkeit oder anderen Informationen über das Ziel
zu unterstützen.
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Insbesondere
zeigt 7 Frequenzrampen für das übertragene Signal 608 und
das gestreute Signal 614 als eine Funktion der Zeit. Die
Frequenzrampen weisen eine maximale Frequenz 618, eine minimale
Frequenz 620 und Perioden 622 auf. 8 zeigt
die Spannungswellen für
das übertragene
Signal 608 und das gestreute Signal 614 als eine
Funktion der Zeit, wobei die Frequenz der Spannungswellen sich über die
Zeit verändert,
um (grob) 7 zu entsprechen. Da das übertragene
und das gestreute Signal 608, 614 sich insgesamt
mit Lichtgeschwindigkeit c eine Entfernung von 2D bewegen (d. h.
vom Sende-/Empfangsgerät
zu dem Ziel und zurück),
ist die Verzögerung τ direkt proportional
zu der Entfernung D zu dem Ziel 610 (d. h. τ = 2D/c).
So kann das FMCW-Radarsystem 600 durch Messen der Verzögerung τ zwischen
dem übertragenen
und dem gestreuten Signal 608, 614 die Entfernung
zu dem Ziel 610 überwachen.
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Das
FMCW-Radarsystem 600 kann die Geschwindigkeit des Ziels
durch Verwenden einer Serie unterschiedlicher Rampen oder durch
Verfolgen der Entfernung als eine Funktion der Zeit überwachen. Auf
diese Weise kann das FMCW-Radarsystem 600 die Entfernung
und Geschwindigkeit des Ziels 610 bestimmen. Bei diesen
und anderen Ausführungsbeispielen
können
Doppler-Verschiebung oder andere Effekte ebenso verwendet werden,
um die Entfernung, Geschwindigkeit und/oder andere Informationen über das
Ziel zu bestimmen.
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Unter
Bezugnahme auf 9 ist ein Schaltungsaufbau 700 für ein Radar-Sende-/Empfangsgerät dargestellt.
Wie gezeigt ist, umfasst der Schaltungsaufbau 700 einen
Frequenzrampengenerator 702; einen spannungsgesteuerten
Oszillator (SGO) 704; einen Ausgangspuffer 706 und
einen Lokaloszillator-(LO-)Puffer 708; einen ersten und
einen zweiten Schalter 710, 712, die einer ersten
bzw. zweiten Sendeantenne 714, 716 zugeordnet
sind; einen ersten und einen zweiten Mischer 106a, 106b,
die einer ersten bzw. einer zweiten Empfangsantenne 722, 724 zugeordnet
sind; und eine erste und eine zweite Abtastschaltung 726, 728,
die dem ersten bzw. zweiten Empfangskanal Zf1, Zf2 zugeordnet sind.
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Während des
Betriebs stellt der Frequenzrampengenerator 702 eine Serie
von Frequenzrampen für
den SGO 704 bereit. Diese Frequenzrampen können bei
einem Ausführungsbeispiel
einen FMCW-Radar-Betrieb ermöglichen.
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Der
SGO 704 stellt eine zeitveränderliche Analogspannung an
den Ausgangspuffer 706 bereit, der ausgehende Signale in
Richtung des ersten und des zweiten Schalters 710, 712 bereitstellt.
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Der
erste und zweite Schalter 710, 712 senden selektiv
die ausgehenden Signale über
die erste bzw. die zweite Antenne 714, 716 als
eine Funktion eines ersten bzw. zweiten Steuersignals 730, 732. Bei
einem Ausführungsbeispiel
sind der erste und der zweite Schalter Leistungsverstärker. Nachdem
die ausgehenden Signale gesendet wurden, können sie von einem Ziel reflektiert
werden und als erstes und zweites gestreutes Signal 734, 736 an
der ersten bzw. zweiten Empfangsantenne 722, 724 empfangen werden.
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Der
erste Mischer 106a kann das erste gestreute Signal 734 mit
einem LO-Signal 738 mischen, um ein erstes abwärtsumgesetztes
oder Basisbandsignal Zf1 bereitzustellen. Ähnlich kann der zweite Mischer 106b das
zweite gestreute Signal 736 mit dem LO-Signal 738 mischen,
um ein zweites abwärtsumgesetztes
oder Basisbandsignal Zf2 bereitzustellen. Diese abwärtsumgesetzten
oder Basisbandsignale Zf1, Zf2 können
Phasen-, Frequenz- und/oder
Amplitudeninformationen in Bezug auf die Position, Geschwindigkeit
und/oder den Einfallswinkel des Ziels, von dem die gestreuten Signale
reflektiert wurden, beinhalten.
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Die
abwärtsumgesetzten
Signale Zf1, Zf2 werden dann durch die erste bzw. zweite Abtastschaltung 726, 728 verarbeitet.
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Es
wurden einige Beispiele von Systemen erläutert und nun wird Bezug auf 10 genommen, die
ein Verfahren 1000 im Flussdiagrammformat zeigt. Während dieses
Verfahren unten als eine Serie von Handlungen oder Ereignissen dargestellt
und beschrieben ist, ist die vorliegende Erfindung durch die dargestellte
Reihenfolge derartiger Handlungen oder Ereignisse nicht eingeschränkt. Einige
Handlungen könnten
z. B. in unterschiedlichen Reihenfolgen und/oder gleichzeitig zu
anderen Handlungen oder Ereignissen außer denjenigen, die hierin
dargestellt und/oder beschrieben sind, auftreten. Zusätzlich sind unter
Umständen
nicht alle dargestellten Handlungen erforderlich. Ferner könnten eine
oder mehrere der hierin dargestellten Handlungen in einer oder mehreren
separaten Handlungen oder Phasen ausgeführt werden.
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Bei 1002 wird
ein Hochfrequenz-(HF-)Eingangssignal SHF bereitgestellt.
Bei einigen Ausführungsbeispielen
z. B. könnte
das HF-Eingangssignal mit einer Frequenz, die von etwa 30 GHz bis
etwa 300 GHz variiert, bereitgestellt werden.
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Bei 1004 wird
basierend auf SHF ein geteiltes Stromsignal
SHF1 erzeugt. Oft weist dieses geteilte Stromsignal
die Frequenz des HF-Eingangssignals auf.
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Bei 1006 werden
basierend auf SHF1 ein erstes und ein zweites
Signal mit umgesetzter Frequenz auf SUF1,
SUF2 erzeugt. Oft weisen das erste und das zweite
Signal mit umgesetzter Frequenz eine erste Frequenzkomponente gleich
fHF – fLO und eine zweite Frequenzkomponente gleich
fHF + fLO auf.
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Bei 1008 werden
die Beträge
des ersten und des zweiten Signals mit umgesetzter Frequenz miteinander
addiert, um ein gemischtes Ausgangssignal SAUS zu
erzeugen. Das gemischte Ausgangssignal weist einen Betrag auf, der
größer ist
als derjenige von sowohl dem ersten als auch dem zweiten Signal mit
umgesetzter Frequenz.
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Obwohl
eine oder mehrere Implementierungen oben dargestellt und/oder erläutert wurden, könnte Abänderungen
und/oder Modifizierungen an diesen Beispielen vorgenommen werden,
ohne von der Wesensart und dem Schutzbereich der beigefügten Ansprüche abzuweichen.
Obwohl oben z. B. einige Ausführungsbeispiele
dargestellt und beschrieben wurden, bei denen ein Mischer BJTs (BJT
= bipolar junction transistor = bipolarer Sperrschichttransistor) beinhaltet,
ist zu erkennen, dass andere Typen von Transistoren, die Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren
(MOSFETs; MOSFET = metal oxide semiconductor field effect transistor),
Sperrschichtfeldeffekttransistoren (JFETs; JFET = junction gate
field effect transistor), Isolierschicht-Feldeffekttransistoren
(IGFETs; IGFET = insulated gate field effect transistor) und Bipolartransistoren
mit isolierter Gateelektrode (IGBTs; IGBT = insulated gate bipolar
transistor) umfassen, jedoch nicht auf diese eingeschränkt sind,
rechtmäßige Äquivalente
dieser BJTs darstellen. Diese Transistoren könnten bei einigen Ausführungsbeispielen
aus Silizium hergestellt sein, könnten
jedoch außerdem
aus anderen Materialien hergestellt sein, die Germanium, Galliumarsenid,
Siliziumcarbid und andere umfassen, jedoch nicht darauf eingeschränkt sind.
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Zusätzlich können, obwohl
einige Mischer oben in dem Zusammenhang der Durchführung einer Frequenzabwärtsumsetzung
in einem Empfänger beschrieben
wurden, bei anderen Ausführungsbeispielen
diese Mischer eine Frequenzaufwärtsumsetzung
in einem Sender durchführen.
Ferner könnten die
oben beschriebenen Mischer auch als Teil einer Rückkopplungsschleife implementiert
sein, wie z. B. in einer Frequenzteiler- oder Phasenregelschleife, oder
als Teil anderer elektronischer Schaltungen oder Systeme.
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Wie
der Ausdruck „koppeln” (oder
Ableitungen hiervon) in dieser Offenbarung verwendet wird, soll
er entweder eine indirekte oder eine direkte elektrische Verbindung
bedeuten. So könnte,
wenn eine erste Vorrichtung mit einer zweiten Vorrichtung gekoppelt
ist, diese Verbindung durch eine direkte elektrische Verbindung
bestehen oder durch eine indirekte elektrische Verbindung über andere
Vorrichtungen oder Verbindungen. Obwohl verschiedene numerische
Werte hierin bereitgestellt sind, sind diese Werte lediglich Beispiele
und schränken
den Schutzbereich der Offenbarung nicht ein. Außerdem sind alle numerischen
Werte ungefähre
Werte.
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Insbesondere
in Bezug auf die verschiedenen Funktionen, die durch die oben beschriebenen Komponenten
oder Strukturen (Anordnungen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systeme
usw.) durchgeführt
werden, sollen die Ausdrücke
(einschließlich
einer Bezugnahme auf eine „Einrichtung”), die
zur Beschreibung dieser Komponenten verwendet werden, einer beliebigen
Komponente oder Struktur, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen
Komponente durchführt
(z. B. die funktionsmäßig äquivalent
ist), es sei denn, dies ist anderweitig angegeben, obwohl sie strukturmäßig nicht äquivalent
zu der offenbarten Struktur sind, die die Funktion bei den hierin
dargestellten exemplarischen Implementierungen durchführt, entsprechen.
Zusätzlich
könnte,
während
ein bestimmtes Merkmal in Bezug auf nur eine mehrerer Implementierungen
offenbart worden sein könnte, dieses
Merkmal mit einem oder mehreren anderen Merkmalen der anderen Implementierungen
kombiniert werden, wie dies für
eine gegebene oder bestimmte Anwendung erwünscht und von Vorteil sein könnte. Ferner
sollen in dem Umfang, in dem die Ausdrücke „umfasst”, „umfassen”, „haben”, „hat”, „mit” oder Varianten derselben
in sowohl der ausführlichen
Beschreibung als auch den Ansprüchen
verwendet werden, diese Ausdrücke
in einer Art und Weise einschließlich sein, die dem Ausdruck „aufweisen” ähnelt.