DE102018109128B3

DE102018109128B3 - Radarempfänger und Verfahren zum Empfangen eines Radarsignals

Info

Publication number: DE102018109128B3
Application number: DE102018109128.1A
Authority: DE
Inventors: Stefan Herzinger
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2018-04-17
Filing date: 2018-04-17
Publication date: 2019-10-02
Anticipated expiration: 2038-04-18
Also published as: US20200025872A1; CN110389321A; US11500060B2

Abstract

Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf einen Radarempfänger (300) für ein reellwertiges analoges RF-Radarsignal (102). Der Radarempfänger umfasst eine Quadratur-Mischerschaltung (208), die ausgebildet ist, um aus dem reellwertigen analogen RF-Radarsignal (102) ein komplexwertiges analoges Signal (209) zu erzeugen, umfassend eine Inphasen- (I-) Signalkomponente und eine Quadratur- (Q-) Signalkomponente, ein analoges Polyphasenfilter (312), das ausgebildet ist, um die I- und Q-Signalkomponenten des komplexwertigen analogen Signals zu filtern, um gefilterte I- und Q-Signalkomponenten zu erzeugen, und einen Analog-Digital-Wandler (318), der mit einem Ausgang des analogen Polyphasenfilters gekoppelt ist. Der Radarempfänger (300) ist ausgebildet, um nur eine der gefilterten I- und Q-Signalkomponenten von dem analogen in den digitalen Signalbereich umzuwandeln.

Description

Gebiet
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf Radarempfänger und insbesondere auf Verfahren und Vorrichtungen zum Reduzieren von Radarempfängerrauschen.
Hintergrund
Wie bei allen Funkempfängern ist das Rauschen oder die Rauschzahl des Radarempfängers ein wichtiger Performance- (Leistungsfähigkeits-) Schlüsselparameter. Besonders bei Millimeter- (mm) Wellenfrequenzen in dem Bereich von 77 - 81 GHz ist eine Rauschreduzierung schwer zu erreichen und durch die Physik der Halbleiterbauelemente eng begrenzt.
Für den speziellen Fall von weit verbreiteten frequenzmodulierten Dauerstrich- (FMCW; frequency modulated continuous wave) Radarsystemen gibt es eine bekannte architektonische Technik (im Gegensatz zu Techniken auf Vorrichtungs- und Schaltungsebene), um eine Rauschverbesserung von nahezu 3 dB durch die Verwendung von Quadratur-RF-Abwärtswandlung und komplexer Signalverarbeitung durch die gesamte Empfangssignalkette zu erreichen. Dieser Ansatz ist jedoch in Bezug auf Leistungsverbrauch und Hardwarekosten kostspielig, da viele Verarbeitungsblöcke zweimal instanziiert werden müssen. Die Verdoppelung der Verarbeitungskette beginnt bei der Radiofrequenz (RF) Abwärtswandlerstufe und breitet sich auf alle typischen nachgeschalteten (Downstream) Stufen wie z. B. Analogfilter, analoge Verstärkungsstufen, Analog-zu-Digital-Wandlung und anschließende digitale Signalverarbeitung (DSP; digital signal processing) aus. Beispielsweise beschreibt die DE 10 2017 211 558 A1 einen Radarsendeempfänger, welcher einen Quadratur-Mischer sowie nachgeschaltete Bandpassfilter und Analog-Digital-Wandler aufweist.
Vor diesem Hintergrund besteht ein Wunsch, den Hardware- und DSP-Aufwand zu reduzieren und gleichzeitig den Nutzen für das Empfängerrauschen zu erhalten.
Zusammenfassung
Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird ein Radarempfänger für ein reellwertiges analoges RF-Radarsignal bereitgestellt. Der Radarempfänger umfasst eine Quadratur-Mischerschaltung, die ausgebildet ist, um aus dem reellwertigen analogen RF-Radarsignal ein komplexwertiges analoges Signal zu erzeugen umfassend eine Inphasen- (I-) Signalkomponente und eine Quadratur- (Q-) Signalkomponente. Der Radarempfänger umfasst ferner ein analoges Polyphasenfilter, das ausgebildet ist, um die I- und Q-Signalkomponenten des komplexwertigen analogen Signals zu filtern, um gefilterte I- und Q-Signalkomponenten zu erzeugen. Ein Analog-Digital-Wandler ist mit einem Ausgang des analogen Polyphasenfilters gekoppelt und der Radarempfänger ist ausgebildet, um nur eine der gefilterten I- und Q-Signalkomponenten von dem analogen in den digitalen Signalbereich umzuwandeln.
Bei einigen beispielhaften Implementierungen ist das analoge Polyphasenfilter ausgebildet, um eine asymmetrische Übertragungsfunktion in Bezug auf die Null-Frequenz zu haben. Dies ermöglicht eine Filterungsoperation, die ein Durchlassband in den positiven (oder negativen) Signalfrequenzen und ein Stoppband in den negativen (oder positiven) Signalfrequenzen aufweist und somit sowohl Spiegelbildunterdrückung (image rejection) als auch Kanalauswahl erreicht.
Bei einigen beispielhaften Implementierungen umfasst ein Übergang von einem Durchlassband zu einem Stoppband des analogen Polyphasenfilters die Null-Frequenz (0 Hz). Das bedeutet, dass das Übergangsband des analogen Polyphasenfilters 0 Hz enthalten kann, was bedeutet, dass sein Durchlassband in den positiven (oder negativen) Signalfrequenzen nahe 0 Hz endet.
Bei einigen beispielhaften Implementierungen umfasst das analoge Polyphasenfilter einen I-Zweig und einen Q-Zweig, wobei der I-Zweig und der Q-Zweig kreuzgekoppelt sind. Dies ermöglicht die Erzeugung komplexer Filterpole.
Bei einigen beispielhaften Implementierungen ist der Ausgang des I-Zweiges mit dem Analog-Digital-Wandler gekoppelt und der Ausgang des Q-Zweiges bleibt leerlaufend oder abgeschlossen. Auf ähnliche Weise ist der Ausgang des Q-Zweiges mit dem Analog-Digital-Wandler gekoppelt und der Ausgang des I-Zweiges bleibt leerlaufend. Dies kann zu einem reellwertigen Signal mit unterdrücktem Rauschen führen.
Bei einigen beispielhaften Implementierungen ist das analoge Polyphasenfilter ein aktives RC-Polyphasenfilter. Dies kann zu machbaren Implementierungen führen.
Bei einigen beispielhaften Implementierungen ist eine Filterordnung des aktiven RC-Polyphasenfilters drei oder weniger, was eine angemessene Rauschunterdrückung mit geringem Hardwareaufwand ermöglicht.
Bei einigen beispielhaften Implementierungen ist die Quadratur-Mischerschaltung ausgebildet, um das reellwertige analoge RF-Signal mit einem FMCW-Signal zu mischen, um I- und Q-Signalkomponenten eines Beat-Frequenzsignals (Schwebungsfrequenzsignals) zu erzeugen. Das vorgeschlagene Konzept kann für das FMCW-Radarprinzip besonders nützlich sein.
Bei einigen beispielhaften Implementierungen umfasst das FMCW-Signal einen asymmetrischen Chirp. Das vorgeschlagene Konzept kann bei asymmetrischen Chirps besonders nützlich sein.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird ein FMCW-Radarsendeempfänger bereitgestellt. Der FMCW-Radarsendeempfänger umfasst eine Quadratur-Mischerschaltung, die ausgebildet ist, um aus einem Lokaloszillator- (LO-) Signal und einem empfangenen FMCW-Radarsignal ein komplexwertiges analoges Beat-Frequenzsignal zu erzeugen. Der FMCW-Radarsendeempfänger umfasst ferner ein analoges Polyphasenfilter, das ausgebildet ist, um die I- und Q-Signalkomponenten des komplexwertigen analogen Beat-Frequenzsignals zu filtern, um gefilterte I- und Q-Beat-Frequenz-Signalkomponenten zu erzeugen. Der FMCW-Radarsendeempfänger umfasst ferner einen Analog-Digital-Wandler, der mit einem Ausgang des analogen Polyphasenfilters gekoppelt ist. Der FMCW-Radarsendeempfänger ist ausgebildet, um nur eines des gefilterten I- und Q-Beat-Frequenzsignals von analog zu digital umzuwandeln.
Gemäß einem noch weiteren Aspekt der vorliegenden Offenbarung wird ein Verfahren zum Empfangen eines reellwertigen analogen RF-Radarsignals bereitgestellt. Das Verfahren umfasst das Mischen des reellwertigen analogen RF-Radarsignals mit einem komplexwertigen LO-Signal, um ein abwärtsgewandeltes komplexwertiges analoges Signal zu erzeugen umfassend eine I-Signalkomponente und eine Q-Signalkomponente. Die I- und Q-Signalkomponenten des abwärtsgewandelten komplexwertigen analogen Signals werden mit einem analogen Polyphasenfilter gefiltert, um gefilterte I- und Q-Signalkomponenten zu erzeugen. Nur eine der gefilterten I- und Q-Signalkomponenten wird von dem analogen in den digitalen Signalbereich umgewandelt.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung können eine ähnliche Rauschen-Performance erreichen wie vollwertige Quadratur-Radarempfänger, jedoch bei geringerem Leistungsverbrauch und niedrigeren Kosten.
Figurenliste
Nachfolgend werden einige Beispiele von Vorrichtungen und/oder Verfahren ausschließlich beispielhaft und Bezug nehmend auf die beiliegenden Figuren beschrieben, in denen gilt:

1 zeigt ein Beispiel einer reellwertigen Radarempfängerarchitektur;
2 zeigt ein Beispiel einer komplexwertigen Radarempfängerarchitektur;
3 zeigt ein Beispiel einer Radarempfängerarchitektur gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Offenbarung;
4 stellt ein beispielhaftes FMCW-Sägezahn-Signalmuster dar;
5 zeigt ein Blockdiagramm hoher Ebene eines FMCW-Radarsendeempfängers;
6 zeigt ein Blockdiagramm hoher Ebene eines analogen Polyphasenfilters;
7 stellt eine asymmetrische Filterübertragungsfunktion in Bezug auf 0 Hz dar;
8 zeigt ein Beispiel eines aktiven RC-Polyphasenfilters erster Ordnung;
9 stellt den Effekt eines analogen Polyphasenfilters auf das Rauschen dar; und
10 zeigt ein Beispiel eines resultierenden Radar-RX-Frequenzspektrums.

Detaillierte Beschreibung
Verschiedene Beispiele werden nun ausführlicher Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben, in denen einige Beispiele dargestellt sind. In den Figuren können die Stärken von Linien, Schichten und/oder Bereichen zur Verdeutlichung übertrieben sein.
Während sich weitere Beispiele für verschiedene Modifikationen und alternative Formen eignen, sind dementsprechend einige bestimmte Beispiele derselben in den Figuren gezeigt und werden nachfolgend ausführlich beschrieben. Allerdings beschränkt diese detaillierte Beschreibung weitere Beispiele nicht auf die beschriebenen bestimmten Formen. Weitere Beispiele können alle Modifikationen, Entsprechungen und Alternativen abdecken, die in den Rahmen der Offenbarung fallen. Gleiche Bezugszeichen beziehen sich in der gesamten Beschreibung der Figuren auf gleiche oder ähnliche Elemente, die bei einem Vergleich miteinander identisch oder in modifizierter Form implementiert sein können, während sie die gleiche oder eine ähnliche Funktion bereitstellen.
Es versteht sich, dass, wenn ein Element als mit einem anderen Element „verbunden“ oder „gekoppelt“ bezeichnet wird, die Elemente direkt, oder über ein oder mehrere Zwischenelemente, verbunden oder gekoppelt sein können. Wenn zwei Elemente A und B unter Verwendung eines „oder“ kombiniert werden, ist dies so zu verstehen, dass alle möglichen Kombinationen offenbart sind, d. h. nur A, nur B sowie A und B. Eine alternative Formulierung für die gleichen Kombinationen ist „zumindest eines von A und B“. Das Gleiche gilt für Kombinationen von mehr als 2 Elementen.
Die Terminologie, die hier zum Beschreiben bestimmter Beispiele verwendet wird, soll nicht begrenzend für weitere Beispiele sein. Wenn eine Singularform, z. B. „ein, eine“ und „der, die, das“ verwendet wird und die Verwendung nur eines einzelnen Elements weder explizit noch implizit als verpflichtend definiert ist, können weitere Beispiele auch Pluralelemente verwenden, um die gleiche Funktion zu implementieren. Wenn eine Funktion nachfolgend als unter Verwendung mehrerer Elemente implementiert beschrieben ist, können weitere Beispiele die gleiche Funktion unter Verwendung eines einzelnen Elements oder einer einzelnen Verarbeitungsentität implementieren. Es versteht sich weiterhin, dass die Begriffe „umfasst“, „umfassend“, „aufweist“ und/oder „aufweisend“ bei Gebrauch das Vorhandensein der angegebenen Merkmale, Ganzzahlen, Schritte, Operationen, Prozesse, Elemente und/oder Komponenten derselben präzisieren, aber nicht das Vorhandensein oder das Hinzufügen eines oder mehrerer anderer Merkmale, Ganzzahlen, Schritte, Operationen, Prozesse, Elemente, Komponenten und/oder einer Gruppe derselben ausschließen.
Sofern nicht anderweitig definiert, werden alle Begriffe (einschließlich technischer und wissenschaftlicher Begriffe) hier in ihrer üblichen Bedeutung des Gebiets verwendet, zu dem Beispiele gehören.
Wie bei allen Funkempfängern ist das Rauschen oder die Rauschzahl des Radarempfängers ein wichtiger Performance- (Leistungsfähigkeits-) Schlüsselparameter. Besonders bei Millimeter- (mm) Wellenfrequenzen (zum Beispiel in dem Bereich von 76 - 81 GHz) ist eine Rauschreduzierung schwer zu erreichen und durch die Physik der Halbleiterbauelemente eng begrenzt.
Eine grundlegende Radarempfängerarchitektur 100, die eine Kette von einem reellwertigen Mischer mit einem reellwertigen Basisband und einem Analog-Digital-Wandler (ADC) verwendet, ist in 1 gezeigt.
Ein empfangenes (reellwertiges) Radarsignal 102 kann von einer Empfangsantenne (nicht gezeigt) zu einem rauscharmen Verstärker (LNA; low noise amplifier) 104 geführt werden, um ein verstärktes empfangenes Radarsignal 106 zu erhalten. Das verstärkte (reellwertige) Radarsignal 106 kann dann über einen reellwertigen Mischer 108 von dem Radiofrequenz-(RF-) Bereich in einen Zwischenfrequenz- (IF; intermediate frequency) Bereich oder Basisband-Bereich umgewandelt werden. Das resultierende (reellwertige) abwärtsgewandelte Signal kann dann durch einen optionalen Verstärker 110, durch einen Tiefpassfilter 112 und durch einen weiteren optionalen Verstärker mit variabler Verstärkung 114 geführt werden. Das resultierende (reellwertige) analoge Basisbandsignal 116 wird dann über einen ADC 118 in den digitalen Bereich umgewandelt. Das resultierende reellwertige digitale Basisbandsignal 120 kann dann durch die digitale Basisbandverarbeitungsschaltungsanordnung 122 weiterverarbeitet werden. Die digitale Basisbandverarbeitungsschaltungsanordnung 122 kann zum Beispiel eine Fast-Fourier-Transformation (FFT) an dem reellwertigen digitalen Basisbandsignal 120 ausführen.
Für den speziellen Fall von weit verbreiteten frequenzmodulierten Dauerstrich- (FMCW) Radarsystemen gibt es eine bekannte architektonische Technik (im Gegensatz zu Techniken auf Vorrichtungs- und Schaltungsebene), um eine Rauschverbesserung von nahezu 3 dB gegenüber der reellwertigen Radarempfängerarchitektur 100 von 1 durch die Verwendung von Quadratur-RF-Abwärtswandlung und komplexer Basisbandsignalverarbeitung durch die gesamte Empfangssignalkette zu erreichen. Eine entsprechende Quadratur-Empfängerarchitektur 200 ist in 2 gezeigt.
Hier wird das verstärkte (reellwertige) analoge Radarsignal 106 über eine Quadratur-Mischerschaltung 208 von dem RF-Bereich in den komplexen IF- oder Basisband-Bereich umgewandelt. Das analoge RF-Radarsignal 106 wird in eine erste Komponente und eine zweite Komponente aufgeteilt. Die erste Komponente wird an eine Inphasen- (I-) Mischerstufe 208-I weitergeleitet, während die zweite Komponente an eine Quadratur- (Q-) Mischerstufe 208-Q weitergeleitet wird. Die an den jeweiligen Mischerstufen 208-I 208-Q verwendeten Lokaloszillator- (LO-) Signale sind um 90° phasenverschoben. Die resultierenden I- und Q-Komponenten des (komplexwertigen) abwärtsgewandelten Signals können dann durch jeweilige optionale Verstärker 210-I, 210-Q, durch jeweilige reellwertige Tiefpassfilter 212-I, 212-Q und durch jeweilige weitere optionale Verstärker mit variabler Verstärkung 214-I, 214-Q geführt werden. Die resultierenden komplexen Basisbandsignalkomponenten 216-I, 216-Q werden dann beide über einen jeweiligen ADC 218-I, 218-Q in den digitalen Bereich umgewandelt. Das resultierende digitale komplexe Basisbandsignal 120 kann dann durch eine komplexe digitale Basisbandverarbeitungsschaltungsanordnung 222 weiterverarbeitet werden.
Während die reellwertige Radarempfängerarchitektur 100 von 1 hardwareeffizienter ist, geht dies auf Kosten von 3 dB mehr Rauschen, da positives Seitenbandrauschen nicht herausgefiltert werden kann und in das Nutzsignal gefaltet wird. Die Quadratur-Radarempfängerarchitektur 200 von 2 erfordert RF LO I/Q-Erzeugung (0/90° Phase), Quadratur- (I/Q) Abwärtswandler, I/Q analoge Basisbandschaltungsanordnung, I/Q-Kanal Analog-Digital-Wandler (ADCs), I/Q-Kanal zur digitalen Signalverarbeitung. Somit ist der Quadratur-Ansatz von 2 in Bezug auf Leistungsverbrauch und Hardwarekosten kostspieliger, da viele Verarbeitungsblöcke, wie beispielsweise kostspielige ADCs, zweimal instanziiert werden müssen. Die Verdoppelung der Verarbeitungskette beginnt bei der RF-Abwärtswandlerstufe und breitet sich auf alle typischen nachgeschalteten Stufen wie z. B. Analogfilter, analoge Verstärkungsstufen, Analog-zu-Digital-Wandlung und anschließende digitale Signalverarbeitung aus.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Offenbarung können den Hardware- und DSP-Aufwand deutlich reduzieren und gleichzeitig den Nutzen für das Empfängerrauschen erhalten.
3 zeigt ein Blockdiagramm hoher Ebene eines Radarempfängers 300 gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Offenbarung.
Der Radarempfänger 300 empfängt ein analoges RF-Radarsignal 102. Der Fachmann, der einen Vorteil aus der vorliegenden Offenbarung zieht, erkennt, dass das RF-Signal 102 ein reellwertiges Signal ist. Ähnlich wie die Architektur von 2 umfasst der Radarempfänger 300 eine Quadratur-Mischerschaltung 208, die ausgebildet ist, um aus dem analogen RF-Radarsignal 102 ein komplexwertiges analoges Signal 209 zu erzeugen, umfassend eine I-Signalkomponente 209-I und eine Q-Signalkomponente 209-Q. Das komplexwertige analoge Signal 209 kann ein komplexwertiges analoges Basisbandsignal oder ein komplexwertiges analoges Zwischenfrequenz (IF-) Signal sein. Die I- und Q-Komponenten des (komplexwertigen) abwärtsgewandelten Signals 209 können dann durch jeweilige optionale Verstärker 210-I, 210-Q geführt werden. Der Radarempfänger 300 umfasst ferner ein analoges Polyphasenfilter 312, das ausgebildet ist, um die I- und Q-Signalkomponenten des komplexwertigen analogen Signals 209 zu filtern, um gefilterte I- und Q-Signalkomponenten 313-I, 313-Q zu erzeugen. Ein ADC 318 ist mit nur einem Ausgang des analogen Polyphasenfilters 312 gekoppelt, hier über einen optionalen Verstärker mit variabler Verstärkung 314. Anders ausgedrückt ist der Radarempfänger 300 ausgebildet, um nur eine der gefilterten I- und Q-Signalkomponenten 313-I, 313-Q von dem analogen in den digitalen Signalbereich umzuwandeln. Anders ausgedrückt, nur eine der gefilterten I- und Q-Signalkomponenten 313-I oder 313-Q wird weiterverarbeitet, während die andere Komponente nicht weiterverarbeitet wird und ungenutzt bleibt. Bei dem dargestellten Beispiel wird die gefilterte I-Signalkomponente 313-I weiterverarbeitet, während die gefilterte Q-Signalkomponente 313-Q nicht weiterverarbeitet, sondern abgeschlossen wird oder leerlaufend bleibt. Somit kann ein kostspieliger ADC und eine komplexe digitale Basisbandverarbeitung im Vergleich zu der Quadratur-Radarempfängerarchitektur 200 von 2 vermieden werden.
Einige positive Effekte der vorgeschlagenen Empfängerarchitektur 300, insbesondere im Hinblick auf das FMCW-Radar, werden im Folgenden näher erläutert.
Wie in 4 dargestellt, kann ein gesendetes FMCW-Radarsignal eine lineare frequenzmodulierte Dauerstrich- (L-FMCW) Chirp-Sequenz sein, deren Frequenz-Zeit-Charakteristik zum Beispiel einem Sägezahnmuster folgen kann. Andere asymmetrische Chirpmuster sind auch möglich. Asymmetrische Chirpmuster verwenden üblicherweise nur einen Teil des Chirps zum Mischen und Weiterverarbeiten. Abhängig vom spezifischen Charakter des Chirps wird entweder nur der steigende Teil oder nur der fallende Teil des Chirps verwendet. Die Frequenz f_T(t) und Phase ϕ_T(t) des linearen FMCW-Sendechirps kann als lineare und quadratische Funktionen der Zeit ausgedrückt werden $f_{T} (t) = f_{c} \pm B * t / T_{c h i r p}$
$ϕ_{T} (T) = 2 π f_{c} t \pm π B * t^{2} / T_{c h i r p .}$
Während 4 ein FMCW-Radarsignal mit zunehmender Frequenz während des T_chirps zeigt (d.h. f_T(t) = f_c + B*t/T_chirp), erkennt der Fachmann, der einen Vorteil aus der vorliegenden Offenbarung zieht, dass die Frequenz auch während T_chirps abnehmen könnte, was zu f_T(t) =f_c - B*t/T_chirp führt.
Bei einer typischen FMCW-Radarimplementierung (siehe 5) kann ein Lokaloszillator-(LO-) Modul 502 ein lineares frequenzmoduliertes Dauerstrich-Signal, cos(ϕ_T(t)), erzeugen, das durch einen Sendeleistungsverstärker (PA) 504 verstärkt und von der Sendeantenne 506 gesendet werden kann. Jedes Objekt(e) 508, das/die in einer vom Radar angestrahlten interessierenden Region vorhanden ist/sind, reflektiert das gesendete Signal. Eine Empfangsantenne 510 kann das reflektierte Signal empfangen und ein LNA (nicht gezeigt) kann es verstärken. Dieses empfangene Signal wird in der Mischerstufe 512 mit dem LO-Signal gemischt, um einen Beat-Frequenz-Ausgang zu erzeugen, der durch einen ADC digitalisiert und anschließend durch eine DSP verarbeitet wird. Wie bereits erwähnt, gibt es zu diesem Zweck mehrere mögliche Radarempfängerarchitekturen.
4 (rechts) stellt auch schematisch die Art des empfangenen FMCW-Signals dar, das eine verzögerte (und gedämpfte) Kopie des Sendesignals umfasst, wobei die Verzögerung und Dämpfung dem Objekt 508 entspricht. Der Fachmann, der einen Vorteil aus der vorliegenden Offenbarung zieht, erkennt, dass das dem Objekt 508 entsprechende Beat-Frequenzsignal ein Ton ist (unter Nichtbeachtung der Kanteneffekte am Anfang und am Ende des Chirps), dessen Frequenz, f_b, proportional zu der Distanz des Objekts von dem Radar, R, ist. Daher umfasst der Prozess des Detektierens von Objekten (Zielen) und ihren jeweiligen Distanzen vom Radar üblicherweise eine Fast-Fourier-Transformation (FFT) des Beat-Frequenzsignals und das Identifizieren von Spitzen, die sich vom Grundrauschen abheben. Üblicherweise verursachen nähere Objekte höhere Spitzen, die näher an 0 Hz liegen, während weiter entfernte Objekte niedrigere Spitzen verursachen, die weiter entfernt von 0 Hz liegen.
4 zeigt auch den Zielfrequenzbereich der Empfangs- (RX) und Beat-Frequenz- (IF) Signale an. Der Zielfrequenzbereich umfasst verzögerte und gedämpfte Versionen des LO-Signals, die unterschiedliche Ziele repräsentieren. Das interessierende Signal ist in dem „In-Band“-Abschnitt des RX-Signalspektrums enthalten (hier: negative Frequenzen), während der „Image-Band“-Abschnitt des Spektrums (hier: positive Frequenzen) frei von irgendeinem interessierenden Signal ist. Das liegt daran, dass das empfangene Signal in Hinblick auf das Sende-LO-Signal immer „verzögert“ ist. Daher fällt die Beat-Frequenz, die unterschiedlichen Objekten entspricht, immer auf eine Seite des komplexen Basisbandspektrums - welche Seite davon abhängt, ob Aufwärts-Chirps (Up-Chirps) oder Abwärts-Chirps (Down-Chirps) verwendet werden. Ein thermisches Grundrauschen ist sowohl im In-Band als auch im Image-Band ausgebreitet.
Bei Verwendung eines reellwertigen Mischers und einer reellwertigen Basisbandkette (wie in 1) leidet das IF- oder Basisbandsignalspektrum nach dem Mischer unter einer Rückfaltung des Image-Bandrauschens. Anders ausgedrückt, erfährt das IF- oder Basisbandsignal einen Signal-Rauschen-Verhältnis-Verlust (SNR; signal-to-noise ratio), der durch Rauschen sowohl von dem In-Band als auch von dem Image-Band verursacht wird. Dies führt zu einem Performance-Verlust von bis zu 3 dB, der mit einer komplexen Basisbandkette vermeidbar ist, wie in 2 dargestellt. Da das RX-Signal mit cos(ϕ_T(t)) + jsin(ϕ_T(t)) in einem Quadratur-Mischer gemischt wird, bleiben das In-Band und das Image-Band getrennt, und es gibt keinen Rauschanstieg aufgrund einer Rückfaltung des Image-Bandrauschens. Somit ist mit der Architektur von 2 ein Gesamtvorteil der Rauschzahl möglich.
Bei Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung können Vorteile der reellwertigen Radarempfängerarchitektur 100 von 1 mit Vorteilen der komplexwertigen Radarempfängerarchitektur 200 von 2 kombiniert werden. Dies kann erreicht werden, indem das komplexwertige analoge Polyphasenfilter 312, das auch als analoges Quadratur-Filter bezeichnet werden kann, verwendet wird und einer seiner Ausgänge (I oder Q) verworfen oder nicht weiter verwendet wird. Die resultierende asymmetrische Polyphasen-Filterungsoperation kann ein Durchlassband in den negativen Signalfrequenzen und ein Stoppband in den positiven Signalfrequenzen aufweisen, um sowohl Spiegelbildunterdrückung als auch Kanalauswahl zu erreichen. Ein Durchlassband in den positiven Signalfrequenzen und ein Stoppband in den negativen Signalfrequenzen ist natürlich auch möglich. Ein schematisches Blockdiagramm des analogen Polyphasenfilters 312 ist in 6 gezeigt.
Das analoge Polyphasenfilter 312 umfasst einen Eingang 602-I für eine analoge I-Signalkomponente und einen Eingang 602-Q für eine analoge Q-Signalkomponente, die Realteil und Imaginärteil des Signals 309 darstellen. Abhängig von dem Schaltungslayout können dies asymmetrische (single-ended) oder symmetrische Eingänge sein. Die Eingänge 602-I, 602-Q können direkt oder indirekt mit jeweiligen Ausgängen der Quadratur-Mischerschaltung 208 gekoppelt sein. Der Eingang 602-I kann als ein Eingang eines I-Zweiges 604-I des Polyphasenfilters 312 und der Eingang 602-Q kann als ein Eingang eines Q-Zweiges 604-Q des Polyphasenfilters 312 betrachtet werden. Der I-Zweig 604-I und der Q-Zweig 604-Q des Polyphasenfilters 312 können eine oder mehrere analoge Tiefpassfilterstufen bzw. -abschnitte umfassen. Es wurde festgestellt, dass Polyphasenfilter dritter Ordnung oder noch weniger bereits ausreichen können, um ausreichende Effekte zu erzielen. Das Polyphasenfilter 312 kann auf verschiedenen Arten von aktiven RC-Filtern basieren, z.B. Tow-Thomas Tiefpassfilter, Filter des Leitertyps (ladder-type filter) oder andere. Der I-Zweig 604-I und der Q-Zweig 604-Q des Polyphasenfilters 312 können kreuzgekoppelt sein, was bedeutet, dass ein oder mehrere Schaltungsknoten des I-Zweiges 604-I mit einem oder mehreren Schaltungsknoten des Q-Zweiges 604-Q gekoppelt sind. Auf ähnliche Weise können ein oder mehrere Schaltungsknoten des Q-Zweiges 604-Q mit einem oder mehreren Schaltungsknoten des I-Zweiges 604-I gekoppelt sein. Bei einigen beispielhaften Implementierungen kann ein Eingang einer Filterstufe des I-Zweiges 604-I mit einem Ausgang einer entsprechenden Filterstufe in dem Q-Zweig 604-Q gekoppelt sein und umgekehrt. Zum Beispiel kann ein Eingang einer ersten Filterstufe des I-Zweiges 604-I mit einem Ausgang der ersten Filterstufe in dem Q-Zweig 604-Q gekoppelt sein und umgekehrt, ein Eingang einer optionalen zweiten Filterstufe des I-Zweiges 604-I kann mit einem Ausgang der zweiten Filterstufe in dem Q-Zweig 604-Q gekoppelt sein und umgekehrt, etc.
Bei beispielhaften Implementierungen ist das analoge Polyphasenfilter 312 ausgebildet, um eine asymmetrische Übertragungsfunktion in Bezug auf die Null-Frequenz (0 Hz) zu haben. Mit anderen Worten, die Frequenzübertragungsfunktion des analogen Polyphasenfilters kann spektral asymmetrisch sein. Insbesondere kann ein Übergang von dem Durchlassband des analogen Polyphasenfilters zum Stoppband 0 Hz enthalten. Bei solchen Implementierungen kann das Durchlassband des analogen Polyphasenfilters in der negativen oder positiven Halbebene des Frequenzspektrums sein. Dies ist in 7 gezeigt, die schematisch das Durchlassband des analogen Polyphasenfilters 312 in der negativen Halbebene des Frequenzspektrums, sein Stoppband in der positiven Halbebene des Frequenzspektrums und ein Übergangsband umfassend 0 Hz dazwischen darstellt. Das Durchlassband ist der Bereich der Frequenzen, die ein Filter passieren können. Im Gegensatz dazu ist das Stoppband ein Band von Frequenzen zwischen vorgegebenen Grenzen, durch das ein Filter nicht erlaubt, dass Signale passieren, oder dessen Dämpfung über dem erforderlichen Stoppband-Dämpfungspegel liegt. Abhängig von der Anwendung kann die erforderliche Dämpfung innerhalb des Stoppbandes üblicherweise einen Wert zwischen 20 und 120 dB höher sein als die nominale Durchlassdämpfung, die oft 0 dB ist. Die unteren und oberen Grenzfrequenzen, auch untere und obere Stoppband-Eckfrequenzen genannt, sind die Frequenzen, wo das Stoppband und die Übergangsbänder sich in einer Filterspezifikation entsprechen. Das Stoppband eines Tiefpassfilters sind die Frequenzen von der Stoppband-Eckfrequenz (die etwas höher ist als die Durchlassband 3 dB Cut-off-Frequenz) bis zur unendlichen Frequenz.
Bei einigen Beispielen kann das analoge Polyphasenfilter 312 unter Verwendung von aktiven RC-Tiefpassfiltern sowohl in dem I-Zweig 604-I als auch in dem Q-Zweig 604-Q implementiert sein. Ein solches Beispiel eines aktiven RC-Polyphasenfilters mit einem einzelnen komplexen Pol ist in 8 dargestellt. Filter höherer Ordnung können durch Kaskadierung der Abschnitte erster Ordnung synthetisiert werden. Es ist ersichtlich, dass der Ausgang des I-Abschnitts erster Ordnung (über Widerstände R3) mit dem Eingang des Q-Abschnitts erster Ordnung gekoppelt ist, und dass der Ausgang des Q-Abschnitts erster Ordnung mit dem Eingang des I-Abschnitts erster Ordnung gekoppelt ist. Somit können die I- und Q-Komponentenfilter bei einigen Implementierungen über Widerstände (R3) kreuzgekoppelt sein. Ein Verhältnis der Kreuzkopplungswiderstände R3 zu den Filterwiderständen R1, R2 bestimmt die Frequenzverschiebung der Filterübertragungsfunktion. Die Orientierung des Kreuzkoppelns definiert die Richtung der Verschiebung (in Richtung positiver oder negativer Frequenzen). Um Verwechslungen mit Filtern zu vermeiden, die manchmal als „digitale Polyphasenfilter“ bezeichnet werden, ist hier zu beachten, dass ein „digitales Polphasenfilter“ unterschiedlich aufgebaut ist und ein unterschiedliches Verhalten und eine unterschiedliche Funktionalität aufweist im Vergleich zu dem oben beschriebenen analogen Polyphasenfilter.
9 stellt den Effekt der Verwendung eines analogen Polyphasenfilters anstelle der Verwendung eines analogen Tiefpassfilters dar.
Für FMCW-Radarsysteme, die Frequenz-Aufwärts-Chirps verwenden, sind nur negative Frequenzen von Interesse (gegeben durch Kausalität). Während eine Übertragungsfunktion 902 eines Tiefpassfilters symmetrisch in Bezug auf 0 Hz ist, ist eine Übertragungsfunktion 904 eines analogen Polyphasenfilters asymmetrisch in Bezug auf 0 Hz. Bei dem dargestellten Beispiel ist ein Durchlassband der Übertragungsfunktion 904 in dem interessierenden negativen Frequenzbereich, wobei sich eine Eck- oder Cut-off-Frequenz im Wesentlichen bei 0 Hz befindet. Somit kann durch Verwendung eines analogen Polyphasenfilters mit auf negative Frequenzen verschobenem Durchlassband das positive (oder negative) Nebenrauschen unterdrückt werden. Unmittelbar nach dem Unterdrücken des positiven (oder negativen) Frequenz-Nebenrauschens kann die Q- (oder I-) Pfadverarbeitung vollständig entfallen. Bei dem dargestellten beispielhaften empfangenen Spektrum bedeutet dies, dass das negative Frequenzspektrum auf die positive Seite umgedreht und zum positiven Frequenzspektrum addiert wird (was widerspiegelt, dass das Spektrum eines realen Signals, nur I, symmetrisch in Bezug auf 0 Hz sein muss). Da jedoch positives Nebenrauschen unterdrückt wird, trägt es nicht mehr wesentlich zum Gesamtrauschen bei, was effektiv zu einer Verbesserung des Rauschens von nahezu 3 dB führt.
Angesichts praktischer Filterimplementierungen endlicher Ordnung funktioniert die vorgeschlagene Radarempfängerarchitektur von 3 in der Übergangsregion 906 des Polyphasenfilters nicht perfekt, da dort die Unterdrückung gering ist. Dieser Effekt ist mit Bezugszeichen 908 gekennzeichnet. Bei einem geeignet entworfenen Filter (Übertragungsfunktionen in 9 dargestellt) sinkt aber der Frequenzbereich nahe 0 Hz, der keine oder nur geringe Rauschverbesserung zeigt, in den Bereich von radarnahen Zielen (niedrige IF-Frequenzen), wo die reflektierten Signalpegel ohnehin sehr groß sind und die Rauschen-Performance für die Performance des Radarsystems nicht relevant ist.
10 zeigt ein Grundrauschen-Simulationsergebnis unter Verwendung eines typischen Tschebyscheff-Filters dritter Ordnung für ein nützliches Frequenzband, wie es in heutigen Radarsystemen üblicherweise verwendet wird. Es zeigt sich, dass die dritte Ordnung eine vernünftige niedrige Ordnung für ein aktives analoges Filter ist, wie sie heute in vielen Empfängersystemen zu sehen ist. Der Nullpunkt in der dargestellten Übertragungsfunktion bei 0 Hz liegt an der Filterung des Radar-LO-Signals.
Zusammenfassend schlagen Ausführungsformen die Verwendung eines Quadratur-Abwärtswandlers und eines analogen Polyphasenfilters vor, das nachgeschaltet (downstream) damit verbunden ist. Im Gegensatz zur bekannten Quadratur-Empfängerlösung kann auf eine weitere Verarbeitung des Q-Pfades (Verstärker, weitere Filter, ADC, etc.) verzichtet werden. Die beabsichtigte Rauschverbesserung, die zu einer verbesserten Performance des Radarsystems führt, wird durch diese Entfernung im Wesentlichen nicht beeinflusst. Unter der Annahme, dass dieselben physikalischen Rauschbegrenzungen von Schaltungen und Halbleiterbauelementen bestehen, können Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung es Radarprodukten ermöglichen, eine ähnliche Rauschen-Performance wie der Wettbewerb zu erreichen, indem sie vollwertige Quadratur-Empfänger bei deutlich geringerem Leistungsverbrauch und niedrigeren Kosten verwenden.
Die Aspekte und Merkmale, die zusammen mit einem oder mehreren der vorher detaillierten Beispiele und Figuren erwähnt und beschrieben sind, können auch mit einem oder mehreren der anderen Beispiele kombiniert werden, um ein gleiches Merkmal des anderen Beispiels zu ersetzen oder um das Merkmal zusätzlich in das andere Beispiel einzuführen.
Obwohl spezifische Ausführungsbeispiele hierin dargestellt und beschrieben wurden, werden Fachleute auf dem Gebiet erkennen, dass eine Vielzahl von alternativen und/oder äquivalenten Implementierungen für die bestimmten gezeigten und beschriebenen Ausführungsbeispiele eingesetzt werden kann, ohne von dem Schutzbereich der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Diese Anmeldung soll jegliche Anpassungen oder Abänderungen der spezifischen Ausführungsbeispiele abdecken, die hierin erörtert wurden. Daher ist es die Absicht, dass die Erfindung nur durch die Ansprüche und deren Entsprechungen eingeschränkt ist.
Ein als „Mittel für...“ bezeichneter Funktionsblock, der eine bestimmte Funktion ausführt, kann sich auf eine Schaltung beziehen, die zum Durchführen einer bestimmten Funktion ausgebildet ist. Somit kann ein „Mittel für etwas“ als ein „Mittel ausgebildet für oder geeignet für etwas“ implementiert sein, z. B. eine Vorrichtung oder eine Schaltung, die ausgebildet ist für oder geeignet ist für die jeweilige Aufgabe.
Funktionen verschiedener in den Figuren gezeigter Elemente einschließlich jeder als „Mittel“, „Mittel zum Bereitstellen eines Sensorsignals“, „Mittel zum Erzeugen eines Sendesignals“, etc. bezeichneter Funktionsblöcke kann in Form dedizierter Hardware, z. B „eines Signalanbieters“, „einer Signalverarbeitungseinheit“, „eines Prozessors“, „einer Steuerung“ etc. sowie als Hardware fähig zum Ausführen von Software in Verbindung mit zugehöriger Software implementiert sein. Bei Bereitstellung durch einen Prozessor können die Funktionen durch einen einzelnen dedizierten Prozessor, durch einen einzelnen gemeinschaftlich verwendeten Prozessor oder durch eine Mehrzahl von individuellen Prozessoren bereitgestellt sein, von denen einige oder von denen alle gemeinschaftlich verwendet werden können. Allerdings ist der Begriff „Prozessor“ oder „Steuerung“ bei Weitem nicht auf ausschließlich zur Ausführung von Software fähige Hardware begrenzt, sondern kann Digitalsignalprozessor-Hardware (DSP-Hardware; DSP = Digital Signal Processor), Netzprozessor, anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC = Application Specific Integrated Circuit), feldprogrammierbares Logik-Array (FPGA = Field Programmable Gate Array), Nurlesespeicher (ROM = Read Only Memory) zum Speichern von Software, Direktzugriffsspeicher (RAM = Random Access Memory) und nichtflüchtige Speichervorrichtung (storage) umfassen. Sonstige Hardware, herkömmliche und/oder kundenspezifische, kann auch eingeschlossen sein.
Ein Blockdiagramm kann zum Beispiel ein detailliertes Schaltdiagramm darstellen, das die Grundsätze der Offenbarung implementiert. Auf ähnliche Weise können ein Flussdiagramm, ein Ablaufdiagramm, ein Zustandsübergangsdiagramm, ein Pseudocode und dergleichen verschiedene Prozesse, Operationen oder Schritte repräsentieren, die zum Beispiel im Wesentlichen in computerlesbarem Medium dargestellt und so durch einen Computer oder Prozessor ausgeführt werden, ungeachtet dessen, ob ein solcher Computer oder Prozessor explizit gezeigt ist. In der Beschreibung oder in den Patentansprüchen offenbarte Verfahren können durch eine Vorrichtung implementiert werden, die ein Mittel zum Ausführen eines jeden der jeweiligen Schritte dieser Verfahren aufweist.
Es versteht sich, dass die Offenbarung mehrerer, in der Beschreibung oder den Ansprüchen offenbarter Schritte, Prozesse, Operationen oder Funktionen nicht als in der bestimmten Reihenfolge befindlich ausgelegt werden soll, sofern dies nicht explizit oder implizit anderweitig, z. B. aus technischen Gründen, angegeben ist. Daher werden diese durch die Offenbarung von mehreren Schritten oder Funktionen nicht auf eine bestimmte Reihenfolge begrenzt, es sei denn, dass diese Schritte oder Funktionen aus technischen Gründen nicht austauschbar sind. Ferner kann bei einigen Beispielen ein einzelner Schritt, Funktion, Prozess oder Operation mehrere Teilschritte, -funktionen, -prozesse oder -operationen einschließen und/oder in dieselben aufgebrochen werden. Solche Teilschritte können eingeschlossen sein und Teil der Offenbarung dieses Einzelschritts sein, sofern sie nicht explizit ausgeschlossen sind.
Weiterhin sind die folgenden Ansprüche hiermit in die detaillierte Beschreibung aufgenommen, wo jeder Anspruch als getrenntes Beispiel für sich stehen kann. Während jeder Anspruch als getrenntes Beispiel für sich stehen kann, ist zu beachten, dass - obwohl ein abhängiger Anspruch sich in den Ansprüchen auf eine bestimmte Kombination mit einem oder mehreren anderen Ansprüchen beziehen kann - andere Beispiele auch eine Kombination des abhängigen Anspruchs mit dem Gegenstand jedes anderen abhängigen oder unabhängigen Anspruchs umfassen können. Solche Kombinationen werden hier explizit vorgeschlagen, sofern nicht angegeben ist, dass eine bestimmte Kombination nicht beabsichtigt ist. Ferner sollen auch Merkmale eines Anspruchs für jeden anderen unabhängigen Anspruch eingeschlossen sein, selbst wenn dieser Anspruch nicht direkt abhängig von dem unabhängigen Anspruch gemacht ist.

Claims

Ein Radarempfänger (300) für ein reellwertiges analoges RF-Radarsignal (102), der Radarempfänger umfassend: eine Quadratur-Mischerschaltung (208), die ausgebildet ist, um aus dem reellwertigen analogen RF-Radarsignal (102) ein komplexwertiges analoges Signal (209) zu erzeugen umfassend eine Inphasen- (I-) Signalkomponente und eine Quadratur- (Q-) Signalkomponente; ein analoges Polyphasenfilter (312), das ausgebildet ist, um die I- und Q-Signalkomponenten des komplexwertigen analogen Signals zu filtern, um gefilterte I- und Q-Signalkomponenten zu erzeugen; und einen Analog-Digital-Wandler (318), der mit einem Ausgang des analogen Polyphasenfilters gekoppelt ist, wobei der Radarempfänger (300) ausgebildet ist, um nur eine der gefilterten I- und Q-Signalkomponenten von dem analogen in den digitalen Signalbereich umzuwandeln.
Der Radarempfänger (300) gemäß Anspruch 1, wobei das analoge Polyphasenfilter ausgebildet ist, um eine asymmetrische Übertragungsfunktion in Bezug auf die Null-Frequenz zu haben.
Der Radarempfänger (300) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Übergang von einem Durchlassband zu einem Stoppband des analogen Polyphasenfilters die Null-Frequenz umfasst.
Der Radarempfänger (300) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das analoge Polyphasenfilter einen I-Zweig und einen Q-Zweig umfasst, wobei der I-Zweig und der Q-Zweig kreuzgekoppelt sind.
Der Radarempfänger (300) gemäß Anspruch 4, wobei der Ausgang des I-Zweiges mit dem Analog-Digital-Wandler gekoppelt ist und der Ausgang des Q-Zweiges leerlaufend ist, oder umgekehrt.
Der Radarempfänger (300) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das analoge Polyphasenfilter ein aktives RC-Polyphasenfilter ist.
Der Radarempfänger (300) gemäß Anspruch 6, wobei eine Filterordnung des aktiven RC-Polyphasenfilters drei oder weniger ist.
Der Radarempfänger (300) gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Quadratur-Mischerschaltung ausgebildet ist, um das reellwertige analoge RF-Signal mit einem frequenzmodulierten Dauerstrich- (FMCW) Signal zu mischen, um I- und Q-Signalkomponenten eines Beat-Frequenzsignals zu erzeugen.
Der Radarempfänger (300) gemäß Anspruch 8, wobei das FMCW-Signal einen asymmetrischen Chirp umfasst.
Ein FMCW-Radarempfänger (300), umfassend: eine Quadratur-Mischerschaltung (208), die ausgebildet ist, um aus einem LO-Signal mit einem asymmetrischen Chirp und einem empfangenen FMCW-Radarsignal ein komplexwertiges analoges Beat-Frequenzsignal zu erzeugen; ein analoges Polyphasenfilter (312), das ausgebildet ist, um die I- und Q-Signalkomponenten des komplexwertigen analogen Beat-Frequenzsignals zu filtern, um gefilterte I- und Q-Beat-Frequenz-Signalkomponenten zu erzeugen; und einen Analog-Digital-Wandler (318), der mit einem Ausgang des analogen Polyphasenfilters gekoppelt ist, wobei der FMCW-Radarempfänger (300) ausgebildet ist, um nur eines des gefilterten I- und Q-Beat-Frequenzsignals von analog zu digital umzuwandeln.
Der FMCW-Radarempfänger gemäß Anspruch 10, wobei das analoge Polyphasenfilter ein aktives RC-Polyphasenfilter ist.
Der FMCW-Radarempfänger (300) gemäß Anspruch 10 oder 11, ferner umfassend eine digitale Signalverarbeitungsschaltung, die ausgebildet ist, um die nur eine von analog zu digital umgewandelte Beat-Frequenz-Signalkomponente zu verarbeiten.
Ein Verfahren zum Empfangen eines reellwertigen analogen RF-Radarsignals (102), das Verfahren umfassend: Mischen des reellwertigen analogen RF-Radarsignals (102) mit einem komplexwertigen RF-Signal, um ein abwärtsgewandeltes komplexwertiges analoges Signal (209) zu erzeugen umfassend eine I-Signalkomponente und eine Q-Signalkomponente; Filtern der I- und Q-Signalkomponenten des abwärtsgewandelten komplexwertigen analogen Signals mit einem analogen Polyphasenfilter (312), um gefilterte I- und Q-Signalkomponenten zu erzeugen; und Umwandeln von nur einer der gefilterten I- und Q-Signalkomponenten von dem analogen in den digitalen Signalbereich.
Das Verfahren gemäß Anspruch 13, ferner umfassend das Verarbeiten nur der einen von analog zu digital umgewandelten gefilterten Signalkomponente in dem digitalen Bereich.
Das Verfahren gemäß Anspruch 13 oder 14, wobei das analoge Polyphasenfilter eine asymmetrische Übertragungsfunktion in Bezug auf die Null-Frequenz hat.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 13 bis 15, wobei ein Übergang von einem Durchlassband zu einem Stoppband des analogen Polyphasenfilters die Null-Frequenz umfasst.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 13 bis 16, wobei das analoge Polyphasenfilter einen I-Zweig und einen Q-Zweig umfasst, wobei der I-Zweig und der Q-Zweig kreuzgekoppelt sind.
Das Verfahren gemäß Anspruch 17, wobei das Umwandeln nur einer der gefilterten I- und Q-Signalkomponenten das Koppeln eines Ausgangs von nur einem des I-Zweiges und des Q-Zweiges mit dem Analog-Digital-Wandler und das Abschließen des Ausgangs des anderen Zweiges umfasst.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 13 bis 18, wobei das analoge Polyphasenfilter ein aktives RC-Polyphasenfilter ist.
Das Verfahren gemäß einem der Ansprüche 13 bis 19, wobei das Mischen das Quadratur-Mischen des reellwertigen analogen RF-Radarsignals mit einem komplexwertigen FMCW-Radarsignal umfasst.