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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine integrierbare Schaltungsanordnung
zum Einstellen einer vorgebbaren Phasendifferenz zwischen einem
ersten und einem zweiten hochfrequenten Signal. Die Erfindung betrifft
weiterhin eine integrierte Schaltung mit einer solchen Schaltungsanordnung.
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Die
Erfindung liegt auf dem Gebiet von integrierten Halbleiter-Schaltungen
(integrated circuit, IC), in denen hochfrequente Signale mit einer
festen Phasenbeziehung übertragen
werden. Die Erfindung liegt insbesondere auf dem Gebiet von integrierten Hochfrequenz-Frontend-Schaltungen,
mit deren Hilfe in Sende-/Empfangsvorrichtungen von Kommunikationssystemen
ein hochfrequentes (HF) Empfangssignal, wie z.B. ein über eine
Antenne empfangenes Funksignal im Gigahertzbereich, in ein Quadratursignal
mit einer niedrigeren, festen Frequenz (intermediate frequency,
IF) überführt wird,
bevor das Signal demoduliert und die darin enthaltenen, von einer
anderen Sende-/Empfangsvorrichtung stammenden Datenwerte detektiert
werden.
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Bekannte
integrierte HF-Frontend-Schaltungen weisen einen rauscharmen Verstärker (low
noise amplifier, LNA) sowie einen Quadraturmischer zum spektralen
Herabmischen des verstärkten
Signals auf. Zum Ableiten des Quadratursignals enthält der Quadraturmischer,
der auch als Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer (image reject
mixer) bezeichnet wird, zwei Mischer, die von zwei zueinander um
90 Grad phasenverschobenen Signalen eines Lokaloszillators angesteuert
werden. In der Regel handelt es sich bei diesen Lokaloszillatorsignalen
(sowie bei weiteren Signalen der HF-Frontend-Schaltung) um differentielle
Signale, deren Komponenten einen Phasenunterschied von 180 Grad
aufweisen. Um Rückwirkungen
der Mischer auf den Lokaloszillator zu reduzieren, werden die Mischer
und der Lokaloszillator üblicherweise
in einem relativ großen
Abstand in der integrierten Schaltung angeordnet.
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Aufgrund
von Technologie- bzw. Prozeßschwankungen
und/oder aufgrund von Design-Unsymmetrien kann es zu Abweichungen
vom idealen Phasenversatz von 90 bzw. 180 Grad kommen, die die Leistungsfähigkeit
der HF-Frontend-Schaltung erheblich beeinträchtigen können. In bekannten Empfängern werden
solche Phasenabweichungen im Zwischenfrequenz- oder Basisbandbereich
kompensiert, indem z.B. ein digitalisiertes Quadratursignal derart
mit einem komplexwertigen Faktor multipliziert wird, daß der gewünschte Phasenversatz
von 90 bzw. 180 Grad wiederhergestellt wird.
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Nachteilig
ist hierbei, daß die
hierfür
nötigen Kalibrierungsschaltungen
z.B. auf der Basis schaltbarer Widerstandsnetze zusätzlich Chipfläche beanspruchen
und damit weitere Kosten verursachen. Außerdem ist der Kalibrierungsbereich,
d.h. die maximale Abweichung vom idealen Phasenversatz, die auf
diese Weise korrigiert werden kann, relativ klein und die Genauigkeit
(Auflösung)
der Phasenkorrektur relativ niedrig. Nachteilig ist weiterhin, daß die erforderliche
Phasenbeziehung auf diese Weise nur relativ schmalbandig eingestellt
werden kann.
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Vor
diesem Hintergrund liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine
einfach und kostengünstig
zu implementierende integrierbare Schaltungsanordnung der eingangs
genannten Art anzugeben, die einen reduzierten Flächenbedarf,
einen breiteren Regelbereich und eine höhere Auflösung der Phaseneinstellung
aufweist und darüber
hinaus in einem breiten Frequenzbereich einsetzbar ist.
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Erfindungsgemäß wird diese
Aufgabe gelöst durch
eine integrierbare Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs
1 und eine integrierte Schaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs
19.
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Die
erfindungsgemäße integrierbare
Schaltungsanordnung beinhaltet (a) eine Kettenschaltung einer Anzahl
von mindestens zwei Elementarschaltungen, wobei jede Elementarschaltung
eine erste Transmissionsleitung zum Übertragen des ersten Signals,
eine zweite Transmissionsleitung zum Übertragen des zweiten Signals
und ein mit der ersten Transmissionsleitung verbundenes steuerbares
Phasenbeeinflussungsmittel zum steuerbaren Beeinflussen der Phase
des ersten Signals aufweist, b) einen mit der ausgangsseitigen Elementarschaltung
verbundenen Phasendifferenzdetektor, der ausgebildet ist, eine aktuelle
Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal zu detektieren,
c) eine mit dem Phasendifferenzdetektor und jedem steuerbaren Phasenbeeinflussungsmittel
verbundene Steuereinheit, die ausgebildet ist, mindestens zwei von
der aktuellen Phasendifferenz abhängige erste Steuersignale zu
generieren, d) wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel
mindestens eine mit der ersten Transmissionsleitung und der Steuereinheit
verbundene erste abstimmbare kapazitive Einheit aufweist, die ausgestaltet
ist, das erste Signal in Abhän gigkeit
von einem der ersten Steuersignale zu verzögern, und e) wobei die Steuereinheit
ausgestaltet ist, die ersten kapazitiven Einheiten derart abzustimmen,
daß das
erste Signal, wenn es über
die ersten Transmissionsleitungen übertragen wird, eine erste
Gesamtverzögerung
erfährt,
so daß sich
die vorgebbare Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten
Signal einstellt.
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Die
erfindungsgemäße integrierte
Schaltung weist einen Oszillator, einen Quadraturmischer und eine
mit dem Oszillator und dem Quadraturmischer verbundene erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
auf.
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Das
Wesen der Erfindung besteht darin, eine Vielzahl von Elementarschaltungen
vorzusehen, die jeweils eine erste Transmissionsleitung zum Übertragen
des ersten Signals und mindestens eine mit dieser Transmissionsleitung
verbundene erste abstimmbare kapazitive Einheit aufweisen, wobei
die Steuereinheit je nach der aktuellen Phasendifferenz die ersten
kapazitiven Einheiten so einstellt, daß sich ausgangsseitig die gewünschte Phasendifferenz
einstellt. Auf diese Weise wird die von den Transmissionsleitungen
ohnehin benötigte
Chipfläche
zusätzlich
zum Einstellen der gewünschten
Phasendifferenz verwendet, weshalb die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
einen reduzierten Flächenbedarf
aufweist. Durch die Vielzahl der abstimmbaren kapazitiven Einheiten
weist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
außerdem
einen breiten Regelbereich und eine hohe Auflösung der Phaseneinstellung
auf. Außerdem
kann die Schaltungsanordnung vorteilhaft bei unterschiedlichen Frequenzen bzw.
in unterschiedlichen Frequenzbändern
flexibel eingesetzt werden.
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Vorteilhafte
Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den abhängigen Ansprüchen sowie
der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung zu entnehmen.
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In
einer vorteilhaften Ausführungsform
sind die Elementarschaltungen im wesentlichen identisch ausgestaltet.
Hierdurch ist die integrierte Schaltungsanordnung besonders einfach
zu entwickeln und zu realisieren.
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Vorzugsweise
ist die Anzahl der Elementarschaltungen so gewählt ist, daß die elektrische Länge einer
einzelnen Elementarschaltung kleiner ist als ein Zehntel der effektiven
Wellenlänge
des ersten Signals. Hierdurch bleiben die homogenen Eigenschaften
der Transmissionsleitungen erhalten.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
weist jede erste Transmissionsleitung eine erste Leiterbahn zum Übertragen
einer nichtinvertierten ersten Komponente des ersten Signals und
eine zweite Leiterbahn zum Übertragen
einer invertierten zweiten Komponente des ersten Signals und jede
Elementarschaltung ein mit der ersten und der zweiten Leiterbahn
verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel zum steuerbaren
Beeinflussen der Phasen der ersten und der zweiten Komponente auf,
wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel mindestens eine
zwischen die erste und die zweite Leiterbahn geschaltete und mit
der Steuereinheit verbundene erste Reihenschaltung aus zwei ersten
abstimmbaren kapazitiven Einheiten aufweist, die ausgestaltet ist,
die erste und die zweite Komponente in Abhängigkeit von einem der ersten
Steuersignale zu verzögern,
und wobei die Steuereinheit ausgestaltet ist, die ersten kapazitiven
Einheiten derart abzustimmen, daß die erste und die zweite
Komponente, wenn sie über
die ersten bzw. zweiten Leiterbahnen übertragen werden, eine übereinstimmende
erste Gesamtverzögerung
erfahren, so daß sich
die vorgebbare Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten
Signal einstellt. Hierdurch kann die Phasendifferenz vorteilhaft
auch bei einem differentiellen ersten Signal auf einen gewünschten
Wert eingestellt werden.
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Vorzugsweise
sind die Leiterbahnen mäanderförmig ausgestaltet.
Hierdurch werden vorteilhaft hohe elektrische Längen bzw. Phasenverschiebungen
bei geringen geometrischen Abmessungen erreicht.
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In
einer vorteilhaften Ausführungsform
sind die ersten kapazitiven Einheiten zwischen den ersten und den
zweiten Leiterbahnen angeordnet. Hierdurch kann der Bedarf an Chipfläche weiter
reduziert werden.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist der Phasendifferenzdetektor
ausgebildet, eine weitere aktuelle Phasendifferenz zwischen der ersten
und der zweiten Komponente zu detektieren und ist die Steuereinheit
ausgebildet, mindestens zwei dritte Steuersignale und mindestens
zwei vierte Steuersignale zu generieren, die von der weiteren aktuellen
Phasendifferenz abhängen,
wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel mindestens eine mit
der ersten Leiterbahn und der Steuereinheit verbundene dritte abstimmbare
kapazitive Einheit aufweist, die ausgestaltet ist, die erste Komponente
in Abhängigkeit
von einem der dritten Steuersignale zu verzögern, wobei jedes steuerbare
Phasenbeeinflussungsmittel mindestens eine mit der zweiten Leiterbahn
und der Steuereinheit verbundene vierte abstimmbare kapazitive Einheit
aufweist, die ausgestaltet ist, die zweite Komponente in Abhängigkeit
von einem der vierten Steuersignale zu verzögern, und wobei die Steuereinheit
ausgestaltet ist, die dritten und vierten kapazitiven Einheiten
derart abzustimmen, daß die
erste und die zweite Komponente, wenn sie über ihre jeweiligen Leiterbahnen übertragen
werden, eine dritte bzw. vierte Gesamtverzögerung erfahren, so daß sich eine
weitere vorgebbare Phasendifferenz zwischen der ersten und der zweiten
Komponente einstellt. Hierdurch können vorteilhaft auch Abweichungen
vom 180-Grad-Phasenversatz zwischen der ersten und der zweiten Komponente
des ersten Signals korrigiert werden.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
weist jede Elementarschaltung ein mit der zweiten Transmissionsleitung
verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel zum steuerbaren
Beeinflussen der Phase des zweiten Signals auf und ist die Steuereinheit
ausgebildet, mindestens zwei von der aktuellen Phasendifferenz abhängige zweite
Steuersignale zu generieren. Jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel
weist hierbei mindestens eine mit der zweiten Transmissionsleitung
und der Steuereinheit verbundene zweite abstimmbare kapazitive Einheit auf,
die ausgestaltet ist, das zweite Signal in Abhängigkeit von einem der zweiten
Steuersignale zu verzögern.
Die Steuereinheit ist ausgestaltet, die zweiten kapazitiven Einheiten
derart abzustimmen, daß das
zweite Signal, wenn es über
die zweiten Transmissionsleitungen übertragen wird, eine zweite
Gesamtverzögerung
erfährt,
so daß sich
die vorgebbare Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten
Signal einstellt. Hierdurch wird vorteilhaft ein symmetrischer Regelbereich
ermöglicht,
so daß Phasenabweichungen
nach oben und unten gleichermaßen
korrigiert werden können.
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In
weiteren vorteilhaften Ausführungsformen sind
sämtliche
erste und/oder zweite kapazitive Einheiten identisch ausgestaltet.
Hierdurch ist die integrierte Schaltungsanordnung besonders einfach
zu entwickeln und zu realisieren.
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Die
Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren
der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele
näher erläutert. Hierbei
zeigen
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1 ein
erstes Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
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2 ein
zweites Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
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3 ein
drittes Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
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4 ein
Blockschaltbild eines WiMax-Transceivers mit einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
und
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5 ein
viertes, bevorzugtes Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
(Draufsicht) für
einen WiMax-Transceiver.
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In
den Figuren sind gleiche und funktionsgleiche Elemente und Signale – sofern
nicht anders angegeben – mit
denselben Bezugszeichen versehen.
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1 zeigt
ein Schaltbild eines erstes Ausführungsbeispiels
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
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An
der integrierten Schaltungsanordnung 1 liegen eingangsseitig
(in der Figur links) die hochfrequenten Signale x1 und x2 an, wobei
es sich beispielsweise bei x1 um die Inphase-Komponente (I) und
bei x2 um die Quadraturphase-Komponente
(Q) eines Lokaloszillatorsignals im Gigahertzbereich handelt. Die
Schaltungsanordnung 1 stellt sicher, daß an ihrem Ausgang die Signale
x1 und x2 möglichst
genau eine vorgegebene Phasendifferenz (Phasenversatz, -Offset)
phi_soll aufweisen, die in diesem Falle (I/Q-Versatz) 90 Grad beträgt.
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Die
Schaltungsanordnung 1 weist eine Kettenschaltung (Reihenschaltung)
einer Vielzahl N von Elementarschaltungen 10 auf, wobei
mindestens zwei Elementarschaltungen vorgesehen sind. Beispielsweise
sind N = 50 Elementarschaltungen vorgesehen. Jede Elementarschaltung 10 beinhaltet eine
Transmissionsleitung 11 zum Übertragen des Signals (der
elektromagnetischen Welle) x1, eine Transmissionsleitung 12 zum Übertragen
des Signals x2 und ein mit den Transmissionsleitungen 11, 12 verbundenes
steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel 13 zum steuerbaren
Beeinflussen der Phasen der beiden Signale x1, x2.
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Die
Transmissionsleitungen 11, 12 sind vorzugsweise
als Leiterbahnen ausgebildet, die in einer oder mehreren Metallisierungsebenen
einer integrierten Halbleiter-Schaltung (integrated circuit, IC) angeordnet
sind, in die auch die Phasenbeeinflussungsmittel 13 integriert
sind.
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Weiterhin
weist die Schaltungsanordnung 1 einen Phasendifferenzdetektor
(PDD) 14 sowie eine nachgeschaltete Steuereinheit (CTRL) 15 auf.
Eingangsseitig ist der Phasendifferenzdetektor 14 ggf. über Buffer
oder Verstärker
mit den Transmissionsleitungen 11, 12 der ausgangsseitigen,
in 1 rechts dargestellten Elementarschaltung verbunden.
Die Steuereinheit 15 ist ausgangsseitig mit jedem Phasenbeeinflussungsmittel 13 verbunden.
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Der
Phasendifferenzdetektor 14 detektiert die aktuelle (Ist-)Phasendifferenz
phi_ist zwischen den beiden Signalen x1 und x2 und stellt eine Spannung
mit einem Wert bereit, der der detektierten Phasendifferenz phi_ist
zugeordnet ist. Beispielsweise entspricht ein Spannungswert von
0 V einer Phasendifferenz phi_ist von 80 Grad, ein Wert von 0,5
V einem Phasenoffset phi_ist von 90 Grad (= phi_soll) und ein Wert
von 1 V einem Versatz phi_ist von 100 Grad.
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Die
Steuereinheit 15 generiert N erste Steuersignale vt1, vt2,
vt3, ... sowie N zweite Steuersignale vt1', vt2, vt3', ... zur Steuerung der Phasenbeeinflussungsmittel 13.
Diese 2N Steuersignale hängen von der aktuellen (Ist-)Phasendifferenz
phi_ist und evtl. von früheren
(Ist-)Phasendifferenzen ab. Sie können jeweils als digitale Steuerspannung,
die bspw. nur zwei unterschiedliche Spannungswerte (z.B. 0 V, 3
V) annehmen kann oder als analoge Steuerspannung mit kontinuierlichen
Werten z.B. zwischen 0 V und 3 V ausgeprägt sein. Die Steuereinheit 15 ist
vorzugsweise als Umsetzeinheit ausgebildet, die jeden Spannungswert
des Phasendifferenzdetektors 14 oder aber einen zeitlichen
Mittelwert von Spannungswerten bzw. einen gefilterten Spannungswert
in einen diesem Spannungswert (Mittelwert, gefiltertem Wert) zugeordneten
Satz von Werten der ersten und zweiten Steuersignale umsetzt. In
einer Ausführungsform
weist die Steuereinheit einen Analog/Digital-Wandler auf.
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Jedes
steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel 13 weist (mindestens)
eine mit der Transmissionsleitung 11, einem Bezugspotential
(AC-Masse) und der Steuereinheit 15 verbundene erste abstimmbare kapazitive
Einheit 16 auf, mit deren Hilfe der Kapazitätsbelag
der Transmissionsleitung 11 und damit die Ausbreitungsgeschwindigkeit
der Welle bzw. die Laufzeit des Signals x1 in Abhängigkeit
von jeweils einem der ersten Steuersignale vt1, vt2, ... verändert werden
kann. Außerdem
weist jedes Phasenbeeinflussungsmittel (mindestens) eine mit der
Transmissionsleitung 12, einem Bezugspotential (AC-Masse) und
der Steuereinheit 15 verbundene zweite abstimmbare kapazitive
Einheit 16' auf,
die das Signal x2 in Abhängigkeit
von jeweils einem der zweiten Steuersignale vt1', vt2', ... verzögert. Die abstimmbaren kapazitiven
Einheiten 16, 16 können einen diskret einstellbaren
und/oder einen kontinuierlich einstellbaren Kapazitätswert aufweisen.
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Mittels
der ersten und der zweiten Steuersignale stimmt die Steuereinheit 15 die
kapazitiven Einheiten 16 und 16' derart ab, daß die Signale x1 und x2, wenn
sie über
die jeweiligen Transmissionsleitungen übertragen werden, eine Gesamtverzögerung T1 bzw.
T2 erfahren, so daß sich
infolge des evtl. resultierenden Zeitversatzes T1–T2 am Ausgang
der Schaltungsanordnung 1 die vorgegebene (Soll-)Phasendifferenz
phi_soll zwischen den Signalen x1 und x2 einstellt.
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Die
Steuereinheit kann die Phasendifferenz quasi zeitkontinuierlich
auf der Basis der zu jedem Zeitpunkt detektierten momentanen Ist-Phasendifferenz
phi_ist oder aber auf der Basis von Bemittelten oder gefilterten
Werten der Ist-Phasendifferenz phi_ist
justieren. In weiteren Ausführungsformen
regelt die Steuereinheit die Phasendifferenz nur in bestimmten,
z.B. regelmäßig wiederkehrenden
Intervallen oder aber nur bei Vorliegen bestimmter Bedingungen,
wie z.B. eines Temperaturanstiegs, der oberhalb einer bestimmten
Schwelle liegt. Auch ein einmaliges Trimmen nach Abschluß des Herstellungsprozesses der
integrierten Schaltungsanordnung wird so ermöglicht.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
sind sämtliche
kapazitiven Einheiten 16, 16 identisch ausgestaltet,
so daß sie
bei einem übereinstimmenden Wert
ihres jeweiligen Steuersignals denselben Kapazitätswert C aufweisen. Derartige
integrierte Schaltungsanordnungen können vorteilhaft sehr einfach und
kostengünstig
entwickelt und realisiert werden.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform werden sämtliche
(oder zumindest die meisten, siehe nächster Absatz) Phasenbeeinflussungsmittel 13 durch
zweiwertige Steuersignale gesteuert, die z.B. nur die Spannungwerte
3 V oder 0 V annehmen können.
Jede kapazitive Einheit 16, 16' nimmt in Abhängigkeit vom jeweils anliegenden
Wert ihres Steuersignals entweder einen ersten (z.B. minimalen)
Kapazitätswert
Cmin oder aber einen zweiten (z.B. maximalen) Kapazitätswert Cmax
an, so daß die
kapazitiven Einheiten zwischen diesen Kapazitätswerten schaltbar ausgebildet
sind. Eine solche integrierte Schaltungsanordnung mit digital bzw.
binär gesteuerten
Phasenbeeinflussungsmitteln ist besonders einfach zu realisieren.
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Besonders
vorteilhaft ist es, neben einer Vielzahl (z.B. 48) von digital gesteuerten
Phasenbeeinflussungsmitteln wenige (z.B. 2) Phasenbeeinflussungsmittel 13 durch
analoge (wertkontinuierliche) Steuersignale anzusteuern. Auf diese
Weise kann am Ausgang einer solchen Schaltungsanordnung die vorgegebene
Phasendifferenz phi_soll genauer eingehalten werden, so daß hierdurch
vorteilhaft eine höhere
Präzision
der Phaseneinstellung erreicht wird.
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Die
kapazitiven Einheiten 16, 16' sind vorzugsweise als Varaktoren,
MOS-Kapazitäten oder
als MOS-Transistoren ausgebildet. Im Falle eines MOS-Transistors
ist der Gate-Anschluß mit
der jeweiligen Transmissionsleitung verbunden, während die Drain- und Source-Anschlüsse miteinander
sowie mit einem Bezugspotential (AC-Masse) verbunden sind.
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In
einer nicht dargestellten Ausführungsform verzögern die
Phasenbeeinflussungsmittel ausschließlich das Signal x1, nicht
jedoch das Signal x2. Im Vergleich zu 1 entfallen
bei diesem Ausführungsbeispiel
die zweiten abstimmbaren kapazitiven Einheiten 16 sowie
die zweiten Steuersignale vt1', vt2', ....
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2 zeigt
ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
für zwei
differentielle Signale x1 und x2, die jeweils eine nichtinvertierte
(positive) Komponente x1p bzw. x2p und eine invertierte (negative) Komponente
x1n bzw. x2n aufweisen.
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Bei
den Signalkomponenten x1p, x1n, x2p, x2n kann es sich beispielsweise
um die nichtinvertierte (Ip) und die invertierte (In) Inphase-Komponente
(I) bzw. die nichtinvertierte (Qp) und die invertierte (Qn) Quadraturphase-Komponente
(Q) eines Lokaloszillatorsignals im Gigahertzbereich handeln. Die
Schaltungsanordnung 2 stellt sicher, daß an ihrem Ausgang die Komponenten
x1p und x2p (und damit die Signale x1 und x2) möglichst genau eine vorgegebene
Phasendifferenz phi_soll aufweisen, die in diesem Falle (I/Q-Versatz)
90 Grad beträgt.
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In
der Schaltungsanordnung 2 weist jede der N ≥ 2 Elementarschaltungen 20 eine
Leiterbahn 11p zum Übertragen
der Komponente x1p, eine Leiterbahn 11n zum Übertragen
von x1n sowie eine Leiterbahn 12p zum Übertragen der Komponente x2p
und eine Leiterbahn 12n zum Übertragen von x2n auf. Außerdem weist
jede Elementarschaltung ein mit ihren Leiterbahnen 11p, 11n, 12p, 12n verbundenes steuerbares
Phasenbeeinflussungsmittel 23 zum steuerbaren Beeinflussen
der Phasen aller vier Komponenten x1p, x1n, x2p, x2n auf.
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Weiterhin
weist die Schaltungsanordnung 2 einen Phasendifferenzdetektor 14 sowie
eine nachgeschaltete Steuereinheit 15 auf, die analog zu
den entsprechenden Einheiten des vorstehend mit Bezug auf 1 beschriebenen
Ausführungsbeispiels
ausgestaltet sind.
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Jedes
steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel 23 weist (mindestens)
eine zwischen die oberen Leiterbahnen 11p, 11n geschaltete
und mit der Steuereinheit 15 verbundene obere Reihenschaltung 17 aus
zwei abstimmbaren kapazitiven Einheiten 16p, 16n auf,
die die beiden Komponenten x1p, x1n in Abhängigkeit von jeweils einem
der ersten Steuersignale vt1, vt2, ... einheitlich verzögern (beiden
kapazitiven Einheiten derselben Reihenschaltung wird dasselbe erste
Steuersignal zugeführt).
Außerdem
weist jedes Phasenbeeinflussungsmittel 23 (mindestens) eine
zwischen die unteren Leiterbahnen 12p, 12n geschaltete
und ebenfalls mit der Steuereinheit 15 verbundene untere
Reihenschaltung 17' aus
zwei abstimmbaren kapazitiven Einheiten 16p', 16n' auf, die die beiden Komponenten
x2p, x2n in Abhängigkeit von
jeweils einem der zweiten Steuersignale vt1', vt2', ... einheitlich verzögern. Die
abstimmbaren kapazitiven Einheiten 16p, 16n, 16p', 16n können einen
diskret einstellbaren und/oder einen kontinuierlich einstellbaren
Kapazitätswert
aufweisen.
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Die
Steuereinheit 15 stimmt die kapazitiven Einheiten 16p, 16n und 16p, 16n' mittels der
N ersten Steuersignale (vt1, vt2, ...) bzw. der N zweiten Steuersignale
(vt1', vt2, ...)
derart ab, daß die
Komponenten x1p, x1n bei der Übertragung über ihre
Leiterbahnen eine einheitliche (übereinstimmende)
Gesamtverzögerung
T1 und die Komponenten x2p, x2n bei der Übertragung eine einheitliche
Gesamtverzögerung
T2 erfahren, so daß sich
infolge des evtl. resultierendes Zeitversatzes T1–T2 die
vorgegebene Phasendifferenz phi_soll zwischen den Komponenten x1p
und x2p und damit auch zwischen den Signalen x1 und x2 einstellt.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
sind sämtliche
kapazitiven Einheiten 16p, 16n, 16p', 16n' identisch ausgestaltet,
so daß sie
bei einem übereinstimmenden
Wert ihres jeweiligen Steuersignals denselben Kapazitätswert C
aufweisen. Derartige integrierte Schaltungsanordnungen können vorteilhaft sehr
einfach und kostengünstig
entwickelt und realisiert werden.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform werden sämtliche
(oder zumindest die meisten, siehe weiter unten) Phasenbeeinflussungsmittel 23 durch
zweiwertige Steuersignale gesteuert, die z.B. nur die Spannungwerte
3 V oder 0 V annehmen können.
Jede kapazitive Einheit 16p, 16n, 16p', 16n' nimmt in Abhängigkeit
vom jeweils anliegenden Wert ihres Steuersignals entweder einen
ersten (z.B. minimalen) Kapazitätswert
Cmin oder aber einen zweiten (z.B. maximalen) Kapazitätswert Cmax
an, so daß die
kapazitiven Einheiten zwischen diesen Kapazitätswerten schaltbar ausgebildet
sind. Eine solche integrierte Schaltungsan ordnung mit digital bzw.
binär gesteuerten
Phasenbeeinflussungsmitteln ist besonders einfach zu realisieren.
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Vorzugsweise
erzeugt die Steuereinheit 15 die zweiwertigen ersten und
zweiten Steuersignale so, daß indexgleiche
Steuersignale „invers" zueinander sind.
Für die
Steuersignale mit Index 1 bedeutet dies beispielsweise, daß das zweite
Steuersignal vt1' den
Spannungswert 0 V annimmt, falls das erste Steuersignal vt1 den
Wert 3 V aufweist und vt1' =
3 V, falls vt1 = 0 V. In jedem Phasenbeeinflussungsmittel 23 nehmen
daher die kapazitiven Einheiten 16p, 16n der oberen
Reihenschaltung(en) 17 den Kapazitätswert Cmin an, wenn die kapazitiven
Einheiten 16p', 16n' der unteren
Reihenschaitung(en) 17' den
Kapazitätswert
Cmax annehmen – und
umgekehrt.
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Vorteilhaft
steuert die Steuereinheit 15 die Phasenbeeinflussungsmittel 23 so,
daß im
Ruhezustand der Schaltungsanordnung (phi_ist = phi_soll) in ungefähr der Hälfte der
Phasenbeeinflussungsmittel 23 die oberen kapazitiven Einheiten 16p, 16n den Kapazitätswert Cmax
und die unteren Einheiten 16p, 16n' den Wert Cmin annehmen, während dies
in der andere Hälfte
der Phasenbeeinflussungsmittel 23 umgekehrt ist (d.h. 16p, 16n:
Cmin, 16p, 16n': Cmax),
so daß T1
= T2 gilt. Auf diese Weise ist vorteilhaft eine Regelung des Phasenversatzes
in beide Richtungen möglich.
Ist es nun zur Ausregelung eines Phasenversatzes (phi_ist ungleich
phi_soll) erforderlich, die Komponenten x1p und x1n mehr und die
Komponenten x2p und x2n weniger stark zu verzögern, so steuert die Steuereinheit 15 die
Phasenbeeinflussungsmittel 23 so, daß in mehr als der Hälfte (N/2)
der Phasenbeeinflussungsmittel oben der Kapazitätswert Cmax und unten der Wert
Cmin angenommen wird, so daß T1 > T2. Im Extremfall
einer maximalen Phasendifferenz nehmen sämtliche oberen Einheiten 16p, 16n den
Wert Cmax und sämtliche
unteren Einheiten 16p', 16n' den Wert Cmin
an. Ist es umgekehrt erforderlich, zur Ausregelung eines Phasenversatzes
die Komponenten x1p, x1n weniger stark und die Komponenten x2p,
x2n mehr zu verzögern,
so steuert die Steuereinheit 15 die Phasenbeeinflussungsmittel 23 so,
daß in
weniger der Hälfte
der Phasenbeeinflussungsmittel oben der Kapazitätswert Cmax und unten der Wert
Cmin angenommen wird, so daß T1 < T2. Im Extremfall
einer maximalen Phasendifferenz nehmen in diesem Fall sämtliche
oberen Einheiten 16p, 16n den Wert Cmin und sämtliche
unteren Einheiten 16p', 16n' den Wert Cmax
an.
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Vorteilhaft
steuert die Steuereinheit 15 die Phasenbeeinflussungsmittel 23 hierbei
so, daß nicht alle
Phasenbeeinflussungsmittel, die z.B. oben den Kapazitäts wert Cmax
aufweisen, in benachbarten Elementarschaltungen liegen, sondern
daß sich
Phasenbeeinflussungsmittel, die oben den Wert Cmax aufweisen, von
Elementarschaltung zu Elementarschaltung (in 2 z.B. von
links nach rechts) möglichst
abwechseln mit Phasenbeeinflussungsmitteln, die oben den Wert Cmin
aufweisen. Im Ruhezustand führt
dies z.B. oben zu einer alternierenden Werteabfolge von Cmax (1.
Elementarschaltung von links), Cmin (2. Elementarschaltung), Cmax
(3.), Cmin (4.), ..., während
im Falle eines auszuregelnden Phasenversatzes von links nach rechts
die häufigeren
Werte (z.B. Cmax) immer wieder unterbrochen werden von den selteneren
Werten (z.B. Cmin). Hierdurch werden vorteilhaft Reflexionen verursachende Änderungen
des Wellenwiderstandes längs
der Transmissionsleitungen minimiert.
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Besonders
vorteilhaft ist es, neben einer Vielzahl von digital gesteuerten
Phasenbeeinflussungsmitteln wenige Phasenbeeinflussungsmittel 23 durch
analoge (wertkontinuierliche) Steuersignale anzusteuern. Auf diese
Weise können
die Gesamtverzögerungen
T1 und T2 sehr fein abgestimmt werden, so daß am Ausgang einer solchen
Schaltungsanordnung die vorgegebene Phasendifferenz phi_soll mit
einer höheren
Präzision
eingehalten wird.
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Die
kapazitiven Einheiten 16p, 16n, 16p', 16n' sind vorzugsweise
als Varaktoren, MOS-Kapazitäten
oder als MOS-Transistoren ausgebildet. Im Falle eines MOS-Transistors ist der
Gate-Anschluß mit
der jeweiligen Transmissionsleitung verbunden, während die Drain- und Source-Anschlüsse miteinander
sowie mit den Drain- und Source-Anschlüssen des jeweils anderen MOS-Transistors
derselben Reihenschaltung verbunden sind.
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Vorzugsweise
sind die kapazitiven Einheiten 16p, 16n und/oder 16p, 16n zwischen
den Leiterbahnen 11p, 11n bzw. zwischen den Leiterbahnen 12p, 12n angeordnet.
Eine solche Schaltungsanordnung beansprucht vorteilhaft nur eine
sehr geringe Chipfläche.
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In
einer nicht dargestellten Ausführungsform werden
nur die Phasen der Komponenten x1p, x1n, nicht jedoch diejenigen
der Komponenten x2p, x2n beeinflußt. Im Vergleich zur 2 entfallen
dann die Reihenschaltungen 17' bzw. die kapazitiven Einheiten 16p, 16n' sowie die zweiten
Steuersignale vt1', vt2' etc..
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3 zeigt
ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels für differentielle
Signale x1 und x2, bei dem im Vergleich zum vorstehend beschriebenen zweiten Ausführungsbeispiel
zusätzlich
sichergestellt wird, daß die
Phasendifferenz zwischen den beiden Komponenten x1p und x1n und
auch zwischen den Komponenten x2p und x2n möglichst genau 180 Grad beträgt.
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In
der Schaltungsanordnung 3 weist jede der N ≥ 2 Elementarschaltungen 30 vier
Leiterbahnen 11p, 11n, 12p, 12n sowie
ein mit diesen Leiterbahnen verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel 33 zum
steuerbaren Beeinflussen der Phasen aller vier Komponenten x1p,
x1n, x2p, x2n auf.
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Im
Vergleich zu den vorstehend mit Bezug auf die 1 und 2 beschriebenen
Ausführungsbeispielen
detektiert der Phasen differenzdetektor 34 der Schaltungsanordnung 3 neben
der Phasendifferenz phi_ist zwischen den nichtinvertierten Komponenten
x1p und x2p auch die aktuelle Phasendifferenz diff_ist z.B. zwischen
den beiden Komponenten x1p und x1n und/oder zwischen den Komponenten
x2p und x2n. Häufig
kann davon ausgegangen werden, daß die Abweichungen vom erwarteten 180-Grad-Phasenoffset
im differentiellen Signal x1 (I-Komponente) stark korreliert sind
mit denjenigen im differentiellen Signal x2 (Q-Komponente, weshalb die
Detektion der aktuellen Phasendifferenz zwischen den Komponenten
nur eines Signals, z.B. x1 ausreichend ist.
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Zur
Steuerung der Phasenbeeinflussungsmittel 33 erzeugt die
Steuereinheit 35 zusätzlich
zu den ersten und zweiten Steuersignalen (vt1, vt2, ..., vt1', vt2', ...) N dritte Steuersignale
vtap, vtbp, ... und N vierte Steuersignale vtan, vtbn, ..., die
von der aktuellen (Ist-)Phasendifferenz diff_ist abhängen. Auch diese
Steuersignale können
jeweils als digitale Steuerspannung, die z.B. nur zwei unterschiedliche
Spannungswerte (z.B. 0 V, 3 V) annehmen kann oder als analoge Steuerspannung
mit kontinuierlichen Werten z.B. zwischen 0 V und 3 V ausgeprägt sein.
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Neben
den in 2 dargestellten und in Übereinstimmung mit dem zweiten
Ausführungsbeispiel
verschalteten und angesteuerten kapazitiven Einheiten 16p, 16n, 16p, 16n' weist jedes
Phasenbeeinflussungsmittel 33 gemäß 3 zur Beeinflussung
der Phase von x1p (mindestens) eine mit der Leiterbahn 11p,
einem Bezugspotential (AC-Masse) und der Steuereinheit 35 verbundene
abstimmbare kapazitive Einheit 18p sowie zur Beeinflussung
der Phase von x2p (mindestens) eine mit der Leiterbahn 12p,
einem Bezugspotential (AC-Masse) und der Steuereinheit 35 verbundene
abstimmbare kapazitive Einheit 18p auf. Beide kapazitive
Einheiten 18p, 18p' desselben
Phasenbeeinflussungsmittels 33 werden hierbei von ein und
demselben dritten Steuersignal vtap, vtbp, ... angesteuert. Außerdem weist jedes
Phasenbeeinflussungsmittel 33 zur Beeinflussung der Pha sen
von x1n und x2n (mindestens) zwei weitere, entsprechend verschaltete
abstimmbare kapazitive Einheiten 18n, 18n' auf, die von
jeweils einem der vierten Steuersignale vtan, vtbn, ... angesteuert
werden. Die abstimmbaren kapazitiven Einheiten 18p, 18n, 18p', 18n' können einen
diskret einstellbaren und/oder einen kontinuierlich einstellbaren Kapazitätswert aufweisen.
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Die
Steuereinheit 35 stimmt die kapazitiven Einheiten 18p, 18n, 18p', 18n' mittels der
dritten und vierten Steuersignale derart ab, daß die Komponenten x1p und x2p
bei der Übertragung über ihre
Leiterbahnen eine Gesamtverzögerung
T3 und die Komponenten x1n und x2n bei der Übertragung eine Gesamtverzögerung T4
erfahren, so daß sich
infolge des evtl. resultierenden Zeitversatzes T3–T4 die
vorgegebene Phasendifferenz diff_soll von 180 Grad zwischen den
Komponenten x1p und x1n sowie zwischen x2p und x2n einstellt und
damit exakt differentielle Signals x1 und x2 vorliegen. Vorzugsweise nachdem
exakt differentielle Signale x1, x2 vorliegen, stimmt die Steuereinheit 35,
wie vorstehend mit Bezug auf 2 beschrieben,
auch die kapazitiven Einheiten 16p, 16n, 16p, 16n ab,
so daß sich
die vorgegebene I/Q-Phasendifferenz von phi_soll = 90 Grad zwischen
den Komponenten x1p und x2p und damit zwischen den Signalen x1 und
x2 einstellt. In alternativen Ausführungsformen kann auch eine
innere Regelung des differentiellen Phasenversatzes mit einer äußeren Regelung
des I/O-Phasenoffsets
kombiniert werden, so daß der
differentielle Phasenoffset zeitlich überlappend mit dem I/Q-Phasenversatz
auf den jeweils gewünschten
Wert eingestellt wird.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
sind sämtliche
kapazitiven Einheiten 18p, 18n, 18p, 18n' identisch ausgestaltet,
so daß sie
bei einem übereinstimmenden
Wert ihres jeweiligen Steuersignals denselben Kapazitätswert C
aufweisen. Derartige integrierte Schaltungsanordnungen können vorteilhaft sehr
einfach und kostengünstig
entwickelt und realisiert werden.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform werden sämtliche
Phasenbeeinflussungsmittel 33 durch zweiwertige dritte
und vierte Steuersignale gesteuert, die z.B. nur die Spannungwerte
3 V oder 0 V annehmen können.
Jede kapazitive Einheit 18p, 18n, 18p', 18n' nimmt in Abhängigkeit
vom jeweils anliegenden Wert ihres Steuersignals entweder einen
ersten oder aber einen Kapazitätswert
an. Eine solche integrierte Schaltungsanordnung mit digital bzw.
binär gesteuerten
Phasenbeeinflussungsmitteln ist besonders einfach zu realisieren.
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Besonders
vorteilhaft ist es, wenige Phasenbeeinflussungsmittel 33 durch
analoge (wertkontinuierliche) dritte und vierte Steuersignale anzusteuern. Auf
diese Weise können
die Gesamtverzögerungen T3
und T4 sehr fein abgestimmt werden, so daß am Ausgang einer solchen
Schaltungsanordnung die vorgegebene Phasendifferenz diff_soll mit
einer höheren
Präzision
eingehalten wird.
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Die
kapazitiven Einheiten 18p, 18n, 18p', 18n' sind vorzugsweise
als Varaktoren, MOS-Kapazitäten
oder als MOS-Transistoren ausgebildet.
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In
einer nicht dargestellten Ausführungsform werden
entweder nur die Phasen der nichtinvertierten Komponenten x1p, x2p
oder nur die Phasen der invertierten Komponenten x1n, x2n, nicht
jedoch die jeweils anderen Komponenten x1n, x2n bzw. x1p, x2p zum
Einstellen des 180-Grad-Offsets beeinflußt. Im Vergleich zur 3 entfallen
dann die kapazitiven Einheiten 18n, 18n sowie
die vierten Steuersignale vtan, vtbn, ... oder aber die Einheiten 18p, 18p' und die dritten
Steuersignale vtap, vtbp, ....
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4 zeigt
ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Sende-/Empfangsvorrichtung
für ein
Datenübertragungssystem
gemäß IEEE 802.16
(„WiMax", worldwide interoperability
for microwave access).
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Die
Sende-/Empfangsvorrichtung 50 weist eine Antenne 51 sowie
eine mit der Antenne verbundene Sende-/Empfangseinheit (Transceiver) 52 auf. Die
Sende-/Empfangseinheit 52 beinhaltet eine mit der Antenne
verbundene HF-Frontend-Schaltung 53 sowie
eine nachgeschaltete IF/BB-Signalverarbeitungseinheit 54.
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Die
HF-Frontend-Schaltung 53 verstärkt ein von der Antenne 14 empfangenes
hochfrequentes Funksignals xRF, das spektral im Mikrowellenbereich zwischen
3,4 und 3,6 GHz liegt, und überführt (transformiert)
es in ein Quadratursignal y in einem Zwischenfrequenzbereich (intermediate
frequency, IF) oder im Basisbandbereich („zero IF"). Beim Quadratursignal y handelt es
sich um ein komplexwertiges Signal mit einer Inphase-Komponente
y1 und einer Quadraturphasen-Komponente y2.
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Die
IF/BB-Signalverarbeitungseinheit 54 filtert das Quadratursignal
y und verschiebt es evtl. spektral ins Basisband, demoduliert das
Basisbandsignal und detektiert die darin enthaltenen und ursprünglich von
einer anderen Sende-/Empfangsvorrichtung
gesendeten Daten d.
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Die
HF-Frontend-Schaltung 53 weist einen mit der Antenne 51 verbundenen
Verstärker
(low noise amplifier, LNA) 54 zum Verstärken des hochfrequenten Funksignals
xRF und einen nachgeschalteten Quadraturmischer 55 zum Überführen des
verstärkten
Signals in das Quadratursignal y auf. Weiterhin weist die HF-Frontend-Schaltung 53 eine
Reihenschaltung aus einem Lokaloszillator 56, einem I/Q-Generator 57 und
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 58 auf,
die ausgangsseitig mit dem Quadraturmischer 55 verbunden
ist.
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Beim
Lokaloszillator 56 handelt es sich vorzugsweise um einen
spannungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled oscillator,
VCO), dessen Frequenz beispielsweise mit Hilfe einer Phasenregelschleife
(PLL) eingestellt wird.
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Der
I/Q-Generator 57 leitet aus dem Lokaloszillatorsignal LO
des Oszillators 56 ein differentielles Inphase-Signal x1
und ein um ca. 90 Grad phasenverschobenes differentielles Quadraturphase-Signal x2
ab, die z.B. bei einer Frequenz zwischen 3,4 und 3,6 GHz liegen.
Beispielsweise infolge von Technologie- bzw. Prozeßschwankungen
können
die Signale x1 und x2 einen von 90 Grad abweichenden Phasenversatz
aufweisen. Ggf. beinhaltet der I/Q-Generator 57 außerdem einen
Frequenzteiler sowie Verstärkungselemente.
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Die
Schaltungsanordnung 58 stellt sicher, daß an ihrem
Ausgang der Phasenversatz der Signale x1 und x2 möglichst
genau 90 Grad beträgt.
Dies ist für
die Leistungsfähigkeit
der HF-Frontend-Schaltung 53 sehr wichtig. Die Schaltungsanordnung 58 ist beispielsweise
nach einem der vorstehend mit Bezug auf die 2 und 3 beschriebenen
Ausführungsbeispiele
realisiert. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel
ist nachstehend mit Bezug auf 5 beschrieben.
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Die
HF-Frontend-Schaltung 53 und damit die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 58 sowie evtl.
Teile der IF/BB-Signalverarbeitungseinheit 54 sind vorzugsweise
Bestandteil einer integrierten Schaltung (integrated circuit, IC),
die z.B. als monolithisch integrierte Schaltung in einer Standard-Technologie,
als Hybridschaltung (Dünn-
bzw. Dickschichttechnologie) oder als Multilayer-Keramik-Schaltung ausgebildet
ist.
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5 zeigt
schematisch ein Layout eines vierten, bevorzugten Ausführungsbeispiels
einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
für eine HF-Frontend-Schaltung eines WiMax-Transceivers gemäß 4.
Die nachfolgenden Angaben beziehen sich exemplarisch auf eine von
der Anmelderin in einer 0,35 μm
BiCMOS-Technologie realisierte integrierte Schaltungsanordnung.
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Die
differentiellen Signale x1 und x2 (siehe 4) bzw.
ihre Komponenten x1p, x1n, x2p, x2n (5) weisen
eine Frequenz um 3,5 GHz und eine effektive Wellenlänge lambda
von ca. 7 cm auf.
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Die
Schaltungsanordnung 4 weist insgesamt N = 50 Elementarschaltungen 40 auf,
die mit Ausnahme des Eingangsbereichs der ersten Elementarschaltung
und des Ausgangsbereichs der 50. Elementarschaltung identisch ausgestaltet
sind.
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Jede
Elementarschaltung 40 weist vier mäanderförmige, paarweise symmetrische
Leiterbahnen 11p, 11n, 12p, 12n zum Übertragen
der Signalkomponenten x1p, x1n, x2p, x2n, vier geradlinige Masse-Leiterbahnen
zur Abschirmung sowie ein mit den mäanderförmigen Leiterbahnen verbundenes steuerbares
Phasenbeeinflussungsmittel 43 zum steuerbaren Beeinflussen
der Phasen der Komponenten x1p, x1n, x2p, x2n auf.
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Durch
die mäanderförmige Ausgestaltung der
Leiterbahnen werden vorteilhaft hohe elektrische Längen bzw.
Phasenverschiebungen bei vergleichsweise geringen geometrischen
Abmessungen erreicht. Durch die in relativ geringem Abstand vertikal verlaufenden
parallelen Leiterbahnabschnitte mit gleichsinnigem Stromfluß verstärken sich
die Magnetfelder im diese Leiterbahnabschnitte umgebenden Außenraum
wesentlich. Dies führt
zu einer Erhöhung
der magnetischen Kopplung und damit der Güte der jeweiligen Transmissionsleitung.
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Jede
Elementarschaltung beansprucht eine Chipfläche von 20 μm × 20 μm (die Darstellung in 5 ist
horizontal gestaucht), so daß alle
50 Elementarschaltungen zusammen eine Gesamtfläche von 20 μm × 1 mm der integrierten Schaltung
in Anspruch nehmen. Damit belegt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 4 vorteilhaft
keine zusätzliche Chipfläche, zumal
der Quadraturmischer 55 und der Lokaloszillator 56 (siehe 4)
in der integrierten Schaltung sowieso in einem Abstand von ca. 1–2 mm anzuordnen
sind, um Rückwirkungen
des Mischers auf den Oszillator zu reduzieren.
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Weiterhin
weist die Schaltungsanordnung 4 einen nicht dargestellten
Phasendifferenzdetektor (PDD) sowie eine ebenfalls nicht dargestellte
Steuereinheit (CTRL) auf, die vorzugsweise in Übereinstimmung mit den entsprechenden
Einheiten des vorstehend mit Bezug auf 2 beschriebenen
Ausführungsbeispiels
verschaltet und ausgestaltet sind.
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Jedes
steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel 43 weist zwei zwischen
die oberen Leiterbahnen 11p, 11n geschaltete obere
Reihenschaltungen 47 aus jeweils zwei abstimmbaren kapazitiven
Einheiten 46p, 46n auf, die die beiden Komponenten
x1p, x1n in Abhängigkeit
von jeweils einem der ersten Steuersignale vt1, vt2, ... einheitlich
verzögern
(allen vier kapazitiven Einheiten 46p, 46n wird
dasselbe erste Steuersignal zugeführt). Außerdem weist jedes Phasenbeeinflussungsmittel 43 zwei
zwischen die unteren Leiterbahnen 12p, 12n geschaltete
untere Reihenschaltungen 47' aus
jeweils zwei abstimmbaren kapazitiven Einheiten 46p', 46n' auf, die die
beiden Komponenten x2p, x2n in Abhängigkeit von jeweils einem
der zweiten Steuersignale vt1',
vt2', ... einheitlich
verzögern.
-
Sämtliche
kapazitiven Einheiten 46p, 46n, 46p', 46n sind
hierbei identisch ausgebildet und als MOS-Transistoren (MOSFET)
realisiert, wobei das jeweilige Steuersignal an den miteinander
verbundenen Drain- und Source-Anschlüssen Tds anliegt (der Verbindungspunkt
bildet eine AC-Masse) und der Gate-Anschluß T1g mit der jeweiligen mäanderförmigen Leiterbahn
verbunden ist. Bei einem Spannungswert des jeweils anliegenden Steuersignals
von beispielsweise 0 V weist jeder MOS-Transistor einen Kapazitätswert Cmin
= 3fF und bei einem Spannungswert von 3 V einen Kapazitätswert Cmax
= 5fF auf.
-
Wie
vorstehend mit bezug auf das zweite Ausführungsbeispiel (2)
erläutert,
steuert die Steuereinheit sämtliche 50 (oder
zumindest die meisten, siehe weiter unten) Phasenbeeinflussungsmittel 43 mit
zweiwertigen Steuersignalen an, wobei indexgleiche Steuersignale
(z.B. vt1, vt1')
invers zueinander sind. Außerdem
werden die Steuersignale so generiert, daß im Ruhezustand der Schaltungsanordnung 4 (phi_ist
= phi_soll) in ca. 25 Phasenbeeinflussungsmitteln 43 die
oberen (unteren) kapazitiven Einheiten 46p, 46n (46p', 46n') den Kapazitätswert Cmax
(Cmin) annehmen, während
dies in den anderen ca. 25 Phasenbeeinflussungsmitteln 43 umgekehrt
ist. Unter diesen Voraussetzungen ist es mit der Schaltungsanordnung 4 möglich, Phasendifferenzen von
phi_ist = 80 Grad bis phi_ist = 100 Grad auf phi_soll = 90 Grad
zu regeln, so daß der
gesamte Regelbereich eine Breite von 100 – 80 = 20 Grad aufweist und
die Genauigkeit (Auflösung)
20/50 Grad = 0,4 Grad beträgt.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
weist daher vorteilhaft einen breiten Regelbereich und eine hohe
Auflösung
auf.
-
Zur
weiteren Erhöhung
der Auflösung
kann es vorteilhaft sein, neben einer Vielzahl von digital gesteuerten
Phasenbeeinflussungsmitteln (z.B. 48 oder 49)
wenige (z.B. zwei oder ein einziges) Phasenbeeinflussungsmittel 43 durch
analoge (wertkontinuierliche) Steuersignale anzusteuern. Auf diese Weise
kann am Ausgang einer solchen Schaltungsanordnung die vorgegebene
Phasendifferenz phi_soll mit einer noch höheren Präzision eingehalten werden.
-
In
weiteren Ausführungsbeispielen
können selbstverständlich von
N = 50 abweichende Anzahlen von Elementarschaltungen vorgesehen
sein. Die Anzahl N ist allerdings vorzugsweise so zu wählen, daß die elektrische
Länge einer
einzelnen Elementarschaltung, die im obigen Beispiel ca. 0,35 mm
beträgt,
kleiner ist als ein Zehntel der effektiven Wellenlänge (im
obigen Beispiel ist lambda/10 = 7 mm).
-
Jede
erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
kann prinzipiell auch bei anderen Frequenzen bzw. in anderen Frequenzbändern eingesetzt
werden. So kann beispielsweise das vorstehend mit Bezug auf 5 beschriebene
Ausführungsbeispiel
unverändert
bei einer Betriebsfrequenz von 7 GHz statt 3,5 GHz verwendet werden.
Die Breite des Regelbereichs verdoppelt sich in diesem Fall von
20 auf 40 Grad.
-
- 1,
2, 3, 4
- Schaltungsanordnung
- 10
- Elementarschaltung
- 11,
12
- Transmissionsleitung
- 11p,
11n
- Leiterbahn
- 12p,
12n
- Leiterbahn
- 13
- Phasenbeeinflussungsmittel
- 14
- Phasendifferenzdetektor
- 15
- Steuereinheit
- 16,
16p, 16n
- kapazitive
Einheit
- 16', 16p', 16n'
- kapazitive
Einheit
- 17,
17'
- Reihenschaltung
- 18p,
18n
- kapazitive
Einheit
- 18p', 18n'
- kapazitive
Einheit
- 20
- Elementarschaltung
- 23
- Phasenbeeinflussungsmittel
- 30
- Elementarschaltung
- 33
- Phasenbeeinflussungsmittel
- 34
- Phasendifferenzdetektor
- 35
- Steuereinheit
- 40
- Elementarschaltung
- 43
- Phasenbeeinflussungsmittel
- 46p,
46n
- MOSFET-Transistor
- 46p', 46n'
- MOSFET-Transistor
- 47,
47'
- Reihenschaltung
- 50
- Sende-/Empfangsvorrichtung
- 51
- Antenne
- 52
- Sende-/Empfangseinheit
- 53
- HF-Frontend-Schaltung
- 54
- IF/BB-Signalverarbeitungseinheit
- 55
- Quadraturmischer
- 56
- Lokaloszillator
- 57
- I/Q-Generator
- 58
- Schaltungsanordnung
- AC
- alternating
current
- BB
- Basisband
- BiCMOS
- bipolar
complementary metal oxide semiconductor
- CTRL
- Steuereinheit
- HF
- Hochfrequenz
- IC
- integrated
circuit
- IF
- intermediate
frequency
- LNA
- low
noise amplifier
- MOSFET
- metal-oxide-semiconductor
field effect transistor
- PDD
- Phasendifferenzdetektor
- RF
- radio
frequency
- VCO
- voltage
controlled oscillator
- WiMax
- worldwide
interoperability for microwave access
- diff_ist
- aktuelle
Phasendifferenz
- diff_soll
- vorgebbare
Phasendifferenz
- I
- Transmissionsleitung
für Inphase-Signal
x1
- Ip,
In
- Leiterbahn
für Signalkomponente x1p
bzw. x1n
- N
- Anzahl
der Elementarschaltungen
- phi_ist
- aktuelle
Phasendifferenz
- phi_soll
- vorgebbare
Phasendifferenz
- Q
- Transmissionsleitung
für Quadraturphase-Signal
x2
- Qp,
Qn
- Leiterbahn
für Signalkomponente x2p
bzw. x2n
- Tds
- Drain-/Source-Anschluß
- Tg
- Gate-Anschluß
- Vt1,
vt2, ...
- Steuersignal
- Vt1'; vt2'; ...
- Steuersignal
- Vtan,
vtbn, ...
- Steuersignal
- Vtap,
vtbp, ...
- Steuersignal
- x1,
x2
- hochfrequentes
Signal
- x1p,
x1n
- nichtinvertierte
bzw. invertierte Komponente von x1
- x2p,
x2n
- nichtinvertierte
bzw. invertierte Komponente von x2