DE102006037193A1

DE102006037193A1 - Integrierbare Schaltungsanordnung zum Einstellen einer vorgebbaren Phasendifferenz

Info

Publication number: DE102006037193A1
Application number: DE102006037193A
Authority: DE
Inventors: Ralf Dr. Tempel; Samir El Rai
Original assignee: Atmel Duisburg GmbH
Current assignee: Microchip Technology Munich GmbH
Priority date: 2006-08-09
Filing date: 2006-08-09
Publication date: 2008-02-14
Also published as: US7795991B2; WO2008017482A1; DE112007001553A5; US20080157900A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine integrierbare Schaltungsanordnung zum Einstellen einer vorgebbaren Phasendifferenz zwischen einem ersten hochfrequenten Signal und einem zweiten hochfrequenten Signal. Erfindungsgemäß beinhaltet die Schaltungsanordnung a) eine Kettenschaltung einer Anzahl von mindestens zwei Elementarschaltungen, wobei jede Elementarschaltung eine erste Transmissionsleitung zum Übertragen des ersten Signals, eine zweite Transmissionsleitung zum Übertragen des zweiten Signals und ein mit der ersten Transmissionsleitung verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungmittel zum steuerbaren Beeinflussen der Phase des ersten Signals aufweist, b) einen mit der ausgangsseitigen Elementarschaltung verbundenen Phasendifferenzdetektor, der ausgebildet ist, eine aktuelle Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal zu detektieren, c) eine mit dem Phasendifferenzdetektor und jedem steuerbaren Phasenbeeinflussungsmittel verbundene Steuereinheit, die ausgebildet ist, mindestens zwei von der aktuellen Phasendifferenz abhängige erste Steuersignale zu generieren, d) wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel mindestens ein mit der ersten Transmissionsleitung und der Steuereinhzeit verbundene erste abstimmbare kapazitive Einheit ausweist, die ausgestaltet ist, das erste Signal in Abhängigkeit von einem der ersten Steuersignale zu verzögern, und e) wobei die Steuereinheit ausgestaltet ist, die ersten kapazitiven Einheiten derart abzustimmen, daß das erste ...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine integrierbare Schaltungsanordnung zum Einstellen einer vorgebbaren Phasendifferenz zwischen einem ersten und einem zweiten hochfrequenten Signal. Die Erfindung betrifft weiterhin eine integrierte Schaltung mit einer solchen Schaltungsanordnung.
Die Erfindung liegt auf dem Gebiet von integrierten Halbleiter-Schaltungen (integrated circuit, IC), in denen hochfrequente Signale mit einer festen Phasenbeziehung übertragen werden. Die Erfindung liegt insbesondere auf dem Gebiet von integrierten Hochfrequenz-Frontend-Schaltungen, mit deren Hilfe in Sende-/Empfangsvorrichtungen von Kommunikationssystemen ein hochfrequentes (HF) Empfangssignal, wie z.B. ein über eine Antenne empfangenes Funksignal im Gigahertzbereich, in ein Quadratursignal mit einer niedrigeren, festen Frequenz (intermediate frequency, IF) überführt wird, bevor das Signal demoduliert und die darin enthaltenen, von einer anderen Sende-/Empfangsvorrichtung stammenden Datenwerte detektiert werden.
Bekannte integrierte HF-Frontend-Schaltungen weisen einen rauscharmen Verstärker (low noise amplifier, LNA) sowie einen Quadraturmischer zum spektralen Herabmischen des verstärkten Signals auf. Zum Ableiten des Quadratursignals enthält der Quadraturmischer, der auch als Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer (image reject mixer) bezeichnet wird, zwei Mischer, die von zwei zueinander um 90 Grad phasenverschobenen Signalen eines Lokaloszillators angesteuert werden. In der Regel handelt es sich bei diesen Lokaloszillatorsignalen (sowie bei weiteren Signalen der HF-Frontend-Schaltung) um differentielle Signale, deren Komponenten einen Phasenunterschied von 180 Grad aufweisen. Um Rückwirkungen der Mischer auf den Lokaloszillator zu reduzieren, werden die Mischer und der Lokaloszillator üblicherweise in einem relativ großen Abstand in der integrierten Schaltung angeordnet.
Aufgrund von Technologie- bzw. Prozeßschwankungen und/oder aufgrund von Design-Unsymmetrien kann es zu Abweichungen vom idealen Phasenversatz von 90 bzw. 180 Grad kommen, die die Leistungsfähigkeit der HF-Frontend-Schaltung erheblich beeinträchtigen können. In bekannten Empfängern werden solche Phasenabweichungen im Zwischenfrequenz- oder Basisbandbereich kompensiert, indem z.B. ein digitalisiertes Quadratursignal derart mit einem komplexwertigen Faktor multipliziert wird, daß der gewünschte Phasenversatz von 90 bzw. 180 Grad wiederhergestellt wird.
Nachteilig ist hierbei, daß die hierfür nötigen Kalibrierungsschaltungen z.B. auf der Basis schaltbarer Widerstandsnetze zusätzlich Chipfläche beanspruchen und damit weitere Kosten verursachen. Außerdem ist der Kalibrierungsbereich, d.h. die maximale Abweichung vom idealen Phasenversatz, die auf diese Weise korrigiert werden kann, relativ klein und die Genauigkeit (Auflösung) der Phasenkorrektur relativ niedrig. Nachteilig ist weiterhin, daß die erforderliche Phasenbeziehung auf diese Weise nur relativ schmalbandig eingestellt werden kann.
Vor diesem Hintergrund liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine einfach und kostengünstig zu implementierende integrierbare Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, die einen reduzierten Flächenbedarf, einen breiteren Regelbereich und eine höhere Auflösung der Phaseneinstellung aufweist und darüber hinaus in einem breiten Frequenzbereich einsetzbar ist.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch eine integrierbare Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und eine integrierte Schaltung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 19.
Die erfindungsgemäße integrierbare Schaltungsanordnung beinhaltet (a) eine Kettenschaltung einer Anzahl von mindestens zwei Elementarschaltungen, wobei jede Elementarschaltung eine erste Transmissionsleitung zum Übertragen des ersten Signals, eine zweite Transmissionsleitung zum Übertragen des zweiten Signals und ein mit der ersten Transmissionsleitung verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel zum steuerbaren Beeinflussen der Phase des ersten Signals aufweist, b) einen mit der ausgangsseitigen Elementarschaltung verbundenen Phasendifferenzdetektor, der ausgebildet ist, eine aktuelle Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal zu detektieren, c) eine mit dem Phasendifferenzdetektor und jedem steuerbaren Phasenbeeinflussungsmittel verbundene Steuereinheit, die ausgebildet ist, mindestens zwei von der aktuellen Phasendifferenz abhängige erste Steuersignale zu generieren, d) wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel mindestens eine mit der ersten Transmissionsleitung und der Steuereinheit verbundene erste abstimmbare kapazitive Einheit aufweist, die ausgestaltet ist, das erste Signal in Abhän gigkeit von einem der ersten Steuersignale zu verzögern, und e) wobei die Steuereinheit ausgestaltet ist, die ersten kapazitiven Einheiten derart abzustimmen, daß das erste Signal, wenn es über die ersten Transmissionsleitungen übertragen wird, eine erste Gesamtverzögerung erfährt, so daß sich die vorgebbare Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal einstellt.
Die erfindungsgemäße integrierte Schaltung weist einen Oszillator, einen Quadraturmischer und eine mit dem Oszillator und dem Quadraturmischer verbundene erfindungsgemäße Schaltungsanordnung auf.
Das Wesen der Erfindung besteht darin, eine Vielzahl von Elementarschaltungen vorzusehen, die jeweils eine erste Transmissionsleitung zum Übertragen des ersten Signals und mindestens eine mit dieser Transmissionsleitung verbundene erste abstimmbare kapazitive Einheit aufweisen, wobei die Steuereinheit je nach der aktuellen Phasendifferenz die ersten kapazitiven Einheiten so einstellt, daß sich ausgangsseitig die gewünschte Phasendifferenz einstellt. Auf diese Weise wird die von den Transmissionsleitungen ohnehin benötigte Chipfläche zusätzlich zum Einstellen der gewünschten Phasendifferenz verwendet, weshalb die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung einen reduzierten Flächenbedarf aufweist. Durch die Vielzahl der abstimmbaren kapazitiven Einheiten weist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung außerdem einen breiten Regelbereich und eine hohe Auflösung der Phaseneinstellung auf. Außerdem kann die Schaltungsanordnung vorteilhaft bei unterschiedlichen Frequenzen bzw. in unterschiedlichen Frequenzbändern flexibel eingesetzt werden.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den abhängigen Ansprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung zu entnehmen.
In einer vorteilhaften Ausführungsform sind die Elementarschaltungen im wesentlichen identisch ausgestaltet. Hierdurch ist die integrierte Schaltungsanordnung besonders einfach zu entwickeln und zu realisieren.
Vorzugsweise ist die Anzahl der Elementarschaltungen so gewählt ist, daß die elektrische Länge einer einzelnen Elementarschaltung kleiner ist als ein Zehntel der effektiven Wellenlänge des ersten Signals. Hierdurch bleiben die homogenen Eigenschaften der Transmissionsleitungen erhalten.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist jede erste Transmissionsleitung eine erste Leiterbahn zum Übertragen einer nichtinvertierten ersten Komponente des ersten Signals und eine zweite Leiterbahn zum Übertragen einer invertierten zweiten Komponente des ersten Signals und jede Elementarschaltung ein mit der ersten und der zweiten Leiterbahn verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel zum steuerbaren Beeinflussen der Phasen der ersten und der zweiten Komponente auf, wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel mindestens eine zwischen die erste und die zweite Leiterbahn geschaltete und mit der Steuereinheit verbundene erste Reihenschaltung aus zwei ersten abstimmbaren kapazitiven Einheiten aufweist, die ausgestaltet ist, die erste und die zweite Komponente in Abhängigkeit von einem der ersten Steuersignale zu verzögern, und wobei die Steuereinheit ausgestaltet ist, die ersten kapazitiven Einheiten derart abzustimmen, daß die erste und die zweite Komponente, wenn sie über die ersten bzw. zweiten Leiterbahnen übertragen werden, eine übereinstimmende erste Gesamtverzögerung erfahren, so daß sich die vorgebbare Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal einstellt. Hierdurch kann die Phasendifferenz vorteilhaft auch bei einem differentiellen ersten Signal auf einen gewünschten Wert eingestellt werden.
Vorzugsweise sind die Leiterbahnen mäanderförmig ausgestaltet. Hierdurch werden vorteilhaft hohe elektrische Längen bzw. Phasenverschiebungen bei geringen geometrischen Abmessungen erreicht.
In einer vorteilhaften Ausführungsform sind die ersten kapazitiven Einheiten zwischen den ersten und den zweiten Leiterbahnen angeordnet. Hierdurch kann der Bedarf an Chipfläche weiter reduziert werden.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist der Phasendifferenzdetektor ausgebildet, eine weitere aktuelle Phasendifferenz zwischen der ersten und der zweiten Komponente zu detektieren und ist die Steuereinheit ausgebildet, mindestens zwei dritte Steuersignale und mindestens zwei vierte Steuersignale zu generieren, die von der weiteren aktuellen Phasendifferenz abhängen, wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel mindestens eine mit der ersten Leiterbahn und der Steuereinheit verbundene dritte abstimmbare kapazitive Einheit aufweist, die ausgestaltet ist, die erste Komponente in Abhängigkeit von einem der dritten Steuersignale zu verzögern, wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel mindestens eine mit der zweiten Leiterbahn und der Steuereinheit verbundene vierte abstimmbare kapazitive Einheit aufweist, die ausgestaltet ist, die zweite Komponente in Abhängigkeit von einem der vierten Steuersignale zu verzögern, und wobei die Steuereinheit ausgestaltet ist, die dritten und vierten kapazitiven Einheiten derart abzustimmen, daß die erste und die zweite Komponente, wenn sie über ihre jeweiligen Leiterbahnen übertragen werden, eine dritte bzw. vierte Gesamtverzögerung erfahren, so daß sich eine weitere vorgebbare Phasendifferenz zwischen der ersten und der zweiten Komponente einstellt. Hierdurch können vorteilhaft auch Abweichungen vom 180-Grad-Phasenversatz zwischen der ersten und der zweiten Komponente des ersten Signals korrigiert werden.
In einer bevorzugten Ausführungsform weist jede Elementarschaltung ein mit der zweiten Transmissionsleitung verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel zum steuerbaren Beeinflussen der Phase des zweiten Signals auf und ist die Steuereinheit ausgebildet, mindestens zwei von der aktuellen Phasendifferenz abhängige zweite Steuersignale zu generieren. Jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel weist hierbei mindestens eine mit der zweiten Transmissionsleitung und der Steuereinheit verbundene zweite abstimmbare kapazitive Einheit auf, die ausgestaltet ist, das zweite Signal in Abhängigkeit von einem der zweiten Steuersignale zu verzögern. Die Steuereinheit ist ausgestaltet, die zweiten kapazitiven Einheiten derart abzustimmen, daß das zweite Signal, wenn es über die zweiten Transmissionsleitungen übertragen wird, eine zweite Gesamtverzögerung erfährt, so daß sich die vorgebbare Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal einstellt. Hierdurch wird vorteilhaft ein symmetrischer Regelbereich ermöglicht, so daß Phasenabweichungen nach oben und unten gleichermaßen korrigiert werden können.
In weiteren vorteilhaften Ausführungsformen sind sämtliche erste und/oder zweite kapazitive Einheiten identisch ausgestaltet. Hierdurch ist die integrierte Schaltungsanordnung besonders einfach zu entwickeln und zu realisieren.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den schematischen Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Hierbei zeigen
1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
3 ein drittes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung;
4 ein Blockschaltbild eines WiMax-Transceivers mit einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung; und
5 ein viertes, bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung (Draufsicht) für einen WiMax-Transceiver.
In den Figuren sind gleiche und funktionsgleiche Elemente und Signale – sofern nicht anders angegeben – mit denselben Bezugszeichen versehen.
1 zeigt ein Schaltbild eines erstes Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
An der integrierten Schaltungsanordnung 1 liegen eingangsseitig (in der Figur links) die hochfrequenten Signale x1 und x2 an, wobei es sich beispielsweise bei x1 um die Inphase-Komponente (I) und bei x2 um die Quadraturphase-Komponente (Q) eines Lokaloszillatorsignals im Gigahertzbereich handelt. Die Schaltungsanordnung 1 stellt sicher, daß an ihrem Ausgang die Signale x1 und x2 möglichst genau eine vorgegebene Phasendifferenz (Phasenversatz, -Offset) phi_soll aufweisen, die in diesem Falle (I/Q-Versatz) 90 Grad beträgt.
Die Schaltungsanordnung 1 weist eine Kettenschaltung (Reihenschaltung) einer Vielzahl N von Elementarschaltungen 10 auf, wobei mindestens zwei Elementarschaltungen vorgesehen sind. Beispielsweise sind N = 50 Elementarschaltungen vorgesehen. Jede Elementarschaltung 10 beinhaltet eine Transmissionsleitung 11 zum Übertragen des Signals (der elektromagnetischen Welle) x1, eine Transmissionsleitung 12 zum Übertragen des Signals x2 und ein mit den Transmissionsleitungen 11, 12 verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel 13 zum steuerbaren Beeinflussen der Phasen der beiden Signale x1, x2.
Die Transmissionsleitungen 11, 12 sind vorzugsweise als Leiterbahnen ausgebildet, die in einer oder mehreren Metallisierungsebenen einer integrierten Halbleiter-Schaltung (integrated circuit, IC) angeordnet sind, in die auch die Phasenbeeinflussungsmittel 13 integriert sind.
Weiterhin weist die Schaltungsanordnung 1 einen Phasendifferenzdetektor (PDD) 14 sowie eine nachgeschaltete Steuereinheit (CTRL) 15 auf. Eingangsseitig ist der Phasendifferenzdetektor 14 ggf. über Buffer oder Verstärker mit den Transmissionsleitungen 11, 12 der ausgangsseitigen, in 1 rechts dargestellten Elementarschaltung verbunden. Die Steuereinheit 15 ist ausgangsseitig mit jedem Phasenbeeinflussungsmittel 13 verbunden.
Der Phasendifferenzdetektor 14 detektiert die aktuelle (Ist-)Phasendifferenz phi_ist zwischen den beiden Signalen x1 und x2 und stellt eine Spannung mit einem Wert bereit, der der detektierten Phasendifferenz phi_ist zugeordnet ist. Beispielsweise entspricht ein Spannungswert von 0 V einer Phasendifferenz phi_ist von 80 Grad, ein Wert von 0,5 V einem Phasenoffset phi_ist von 90 Grad (= phi_soll) und ein Wert von 1 V einem Versatz phi_ist von 100 Grad.
Die Steuereinheit 15 generiert N erste Steuersignale vt1, vt2, vt3, ... sowie N zweite Steuersignale vt1', vt2, vt3', ... zur Steuerung der Phasenbeeinflussungsmittel 13. Diese 2N Steuersignale hängen von der aktuellen (Ist-)Phasendifferenz phi_ist und evtl. von früheren (Ist-)Phasendifferenzen ab. Sie können jeweils als digitale Steuerspannung, die bspw. nur zwei unterschiedliche Spannungswerte (z.B. 0 V, 3 V) annehmen kann oder als analoge Steuerspannung mit kontinuierlichen Werten z.B. zwischen 0 V und 3 V ausgeprägt sein. Die Steuereinheit 15 ist vorzugsweise als Umsetzeinheit ausgebildet, die jeden Spannungswert des Phasendifferenzdetektors 14 oder aber einen zeitlichen Mittelwert von Spannungswerten bzw. einen gefilterten Spannungswert in einen diesem Spannungswert (Mittelwert, gefiltertem Wert) zugeordneten Satz von Werten der ersten und zweiten Steuersignale umsetzt. In einer Ausführungsform weist die Steuereinheit einen Analog/Digital-Wandler auf.
Jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel 13 weist (mindestens) eine mit der Transmissionsleitung 11, einem Bezugspotential (AC-Masse) und der Steuereinheit 15 verbundene erste abstimmbare kapazitive Einheit 16 auf, mit deren Hilfe der Kapazitätsbelag der Transmissionsleitung 11 und damit die Ausbreitungsgeschwindigkeit der Welle bzw. die Laufzeit des Signals x1 in Abhängigkeit von jeweils einem der ersten Steuersignale vt1, vt2, ... verändert werden kann. Außerdem weist jedes Phasenbeeinflussungsmittel (mindestens) eine mit der Transmissionsleitung 12, einem Bezugspotential (AC-Masse) und der Steuereinheit 15 verbundene zweite abstimmbare kapazitive Einheit 16' auf, die das Signal x2 in Abhängigkeit von jeweils einem der zweiten Steuersignale vt1', vt2', ... verzögert. Die abstimmbaren kapazitiven Einheiten 16, 16 können einen diskret einstellbaren und/oder einen kontinuierlich einstellbaren Kapazitätswert aufweisen.
Mittels der ersten und der zweiten Steuersignale stimmt die Steuereinheit 15 die kapazitiven Einheiten 16 und 16' derart ab, daß die Signale x1 und x2, wenn sie über die jeweiligen Transmissionsleitungen übertragen werden, eine Gesamtverzögerung T1 bzw. T2 erfahren, so daß sich infolge des evtl. resultierenden Zeitversatzes T1–T2 am Ausgang der Schaltungsanordnung 1 die vorgegebene (Soll-)Phasendifferenz phi_soll zwischen den Signalen x1 und x2 einstellt.
Die Steuereinheit kann die Phasendifferenz quasi zeitkontinuierlich auf der Basis der zu jedem Zeitpunkt detektierten momentanen Ist-Phasendifferenz phi_ist oder aber auf der Basis von Bemittelten oder gefilterten Werten der Ist-Phasendifferenz phi_ist justieren. In weiteren Ausführungsformen regelt die Steuereinheit die Phasendifferenz nur in bestimmten, z.B. regelmäßig wiederkehrenden Intervallen oder aber nur bei Vorliegen bestimmter Bedingungen, wie z.B. eines Temperaturanstiegs, der oberhalb einer bestimmten Schwelle liegt. Auch ein einmaliges Trimmen nach Abschluß des Herstellungsprozesses der integrierten Schaltungsanordnung wird so ermöglicht.
In einer bevorzugten Ausführungsform sind sämtliche kapazitiven Einheiten 16, 16 identisch ausgestaltet, so daß sie bei einem übereinstimmenden Wert ihres jeweiligen Steuersignals denselben Kapazitätswert C aufweisen. Derartige integrierte Schaltungsanordnungen können vorteilhaft sehr einfach und kostengünstig entwickelt und realisiert werden.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform werden sämtliche (oder zumindest die meisten, siehe nächster Absatz) Phasenbeeinflussungsmittel 13 durch zweiwertige Steuersignale gesteuert, die z.B. nur die Spannungwerte 3 V oder 0 V annehmen können. Jede kapazitive Einheit 16, 16' nimmt in Abhängigkeit vom jeweils anliegenden Wert ihres Steuersignals entweder einen ersten (z.B. minimalen) Kapazitätswert Cmin oder aber einen zweiten (z.B. maximalen) Kapazitätswert Cmax an, so daß die kapazitiven Einheiten zwischen diesen Kapazitätswerten schaltbar ausgebildet sind. Eine solche integrierte Schaltungsanordnung mit digital bzw. binär gesteuerten Phasenbeeinflussungsmitteln ist besonders einfach zu realisieren.
Besonders vorteilhaft ist es, neben einer Vielzahl (z.B. 48) von digital gesteuerten Phasenbeeinflussungsmitteln wenige (z.B. 2) Phasenbeeinflussungsmittel 13 durch analoge (wertkontinuierliche) Steuersignale anzusteuern. Auf diese Weise kann am Ausgang einer solchen Schaltungsanordnung die vorgegebene Phasendifferenz phi_soll genauer eingehalten werden, so daß hierdurch vorteilhaft eine höhere Präzision der Phaseneinstellung erreicht wird.
Die kapazitiven Einheiten 16, 16' sind vorzugsweise als Varaktoren, MOS-Kapazitäten oder als MOS-Transistoren ausgebildet. Im Falle eines MOS-Transistors ist der Gate-Anschluß mit der jeweiligen Transmissionsleitung verbunden, während die Drain- und Source-Anschlüsse miteinander sowie mit einem Bezugspotential (AC-Masse) verbunden sind.
In einer nicht dargestellten Ausführungsform verzögern die Phasenbeeinflussungsmittel ausschließlich das Signal x1, nicht jedoch das Signal x2. Im Vergleich zu 1 entfallen bei diesem Ausführungsbeispiel die zweiten abstimmbaren kapazitiven Einheiten 16 sowie die zweiten Steuersignale vt1', vt2', ....
2 zeigt ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung für zwei differentielle Signale x1 und x2, die jeweils eine nichtinvertierte (positive) Komponente x1p bzw. x2p und eine invertierte (negative) Komponente x1n bzw. x2n aufweisen.
Bei den Signalkomponenten x1p, x1n, x2p, x2n kann es sich beispielsweise um die nichtinvertierte (Ip) und die invertierte (In) Inphase-Komponente (I) bzw. die nichtinvertierte (Qp) und die invertierte (Qn) Quadraturphase-Komponente (Q) eines Lokaloszillatorsignals im Gigahertzbereich handeln. Die Schaltungsanordnung 2 stellt sicher, daß an ihrem Ausgang die Komponenten x1p und x2p (und damit die Signale x1 und x2) möglichst genau eine vorgegebene Phasendifferenz phi_soll aufweisen, die in diesem Falle (I/Q-Versatz) 90 Grad beträgt.
In der Schaltungsanordnung 2 weist jede der N ≥ 2 Elementarschaltungen 20 eine Leiterbahn 11p zum Übertragen der Komponente x1p, eine Leiterbahn 11n zum Übertragen von x1n sowie eine Leiterbahn 12p zum Übertragen der Komponente x2p und eine Leiterbahn 12n zum Übertragen von x2n auf. Außerdem weist jede Elementarschaltung ein mit ihren Leiterbahnen 11p, 11n, 12p, 12n verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel 23 zum steuerbaren Beeinflussen der Phasen aller vier Komponenten x1p, x1n, x2p, x2n auf.
Weiterhin weist die Schaltungsanordnung 2 einen Phasendifferenzdetektor 14 sowie eine nachgeschaltete Steuereinheit 15 auf, die analog zu den entsprechenden Einheiten des vorstehend mit Bezug auf 1 beschriebenen Ausführungsbeispiels ausgestaltet sind.
Jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel 23 weist (mindestens) eine zwischen die oberen Leiterbahnen 11p, 11n geschaltete und mit der Steuereinheit 15 verbundene obere Reihenschaltung 17 aus zwei abstimmbaren kapazitiven Einheiten 16p, 16n auf, die die beiden Komponenten x1p, x1n in Abhängigkeit von jeweils einem der ersten Steuersignale vt1, vt2, ... einheitlich verzögern (beiden kapazitiven Einheiten derselben Reihenschaltung wird dasselbe erste Steuersignal zugeführt). Außerdem weist jedes Phasenbeeinflussungsmittel 23 (mindestens) eine zwischen die unteren Leiterbahnen 12p, 12n geschaltete und ebenfalls mit der Steuereinheit 15 verbundene untere Reihenschaltung 17' aus zwei abstimmbaren kapazitiven Einheiten 16p', 16n' auf, die die beiden Komponenten x2p, x2n in Abhängigkeit von jeweils einem der zweiten Steuersignale vt1', vt2', ... einheitlich verzögern. Die abstimmbaren kapazitiven Einheiten 16p, 16n, 16p', 16n können einen diskret einstellbaren und/oder einen kontinuierlich einstellbaren Kapazitätswert aufweisen.
Die Steuereinheit 15 stimmt die kapazitiven Einheiten 16p, 16n und 16p, 16n' mittels der N ersten Steuersignale (vt1, vt2, ...) bzw. der N zweiten Steuersignale (vt1', vt2, ...) derart ab, daß die Komponenten x1p, x1n bei der Übertragung über ihre Leiterbahnen eine einheitliche (übereinstimmende) Gesamtverzögerung T1 und die Komponenten x2p, x2n bei der Übertragung eine einheitliche Gesamtverzögerung T2 erfahren, so daß sich infolge des evtl. resultierendes Zeitversatzes T1–T2 die vorgegebene Phasendifferenz phi_soll zwischen den Komponenten x1p und x2p und damit auch zwischen den Signalen x1 und x2 einstellt.
In einer bevorzugten Ausführungsform sind sämtliche kapazitiven Einheiten 16p, 16n, 16p', 16n' identisch ausgestaltet, so daß sie bei einem übereinstimmenden Wert ihres jeweiligen Steuersignals denselben Kapazitätswert C aufweisen. Derartige integrierte Schaltungsanordnungen können vorteilhaft sehr einfach und kostengünstig entwickelt und realisiert werden.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform werden sämtliche (oder zumindest die meisten, siehe weiter unten) Phasenbeeinflussungsmittel 23 durch zweiwertige Steuersignale gesteuert, die z.B. nur die Spannungwerte 3 V oder 0 V annehmen können. Jede kapazitive Einheit 16p, 16n, 16p', 16n' nimmt in Abhängigkeit vom jeweils anliegenden Wert ihres Steuersignals entweder einen ersten (z.B. minimalen) Kapazitätswert Cmin oder aber einen zweiten (z.B. maximalen) Kapazitätswert Cmax an, so daß die kapazitiven Einheiten zwischen diesen Kapazitätswerten schaltbar ausgebildet sind. Eine solche integrierte Schaltungsan ordnung mit digital bzw. binär gesteuerten Phasenbeeinflussungsmitteln ist besonders einfach zu realisieren.
Vorzugsweise erzeugt die Steuereinheit 15 die zweiwertigen ersten und zweiten Steuersignale so, daß indexgleiche Steuersignale „invers" zueinander sind. Für die Steuersignale mit Index 1 bedeutet dies beispielsweise, daß das zweite Steuersignal vt1' den Spannungswert 0 V annimmt, falls das erste Steuersignal vt1 den Wert 3 V aufweist und vt1' = 3 V, falls vt1 = 0 V. In jedem Phasenbeeinflussungsmittel 23 nehmen daher die kapazitiven Einheiten 16p, 16n der oberen Reihenschaltung(en) 17 den Kapazitätswert Cmin an, wenn die kapazitiven Einheiten 16p', 16n' der unteren Reihenschaitung(en) 17' den Kapazitätswert Cmax annehmen – und umgekehrt.
Vorteilhaft steuert die Steuereinheit 15 die Phasenbeeinflussungsmittel 23 so, daß im Ruhezustand der Schaltungsanordnung (phi_ist = phi_soll) in ungefähr der Hälfte der Phasenbeeinflussungsmittel 23 die oberen kapazitiven Einheiten 16p, 16n den Kapazitätswert Cmax und die unteren Einheiten 16p, 16n' den Wert Cmin annehmen, während dies in der andere Hälfte der Phasenbeeinflussungsmittel 23 umgekehrt ist (d.h. 16p, 16n: Cmin, 16p, 16n': Cmax), so daß T1 = T2 gilt. Auf diese Weise ist vorteilhaft eine Regelung des Phasenversatzes in beide Richtungen möglich. Ist es nun zur Ausregelung eines Phasenversatzes (phi_ist ungleich phi_soll) erforderlich, die Komponenten x1p und x1n mehr und die Komponenten x2p und x2n weniger stark zu verzögern, so steuert die Steuereinheit 15 die Phasenbeeinflussungsmittel 23 so, daß in mehr als der Hälfte (N/2) der Phasenbeeinflussungsmittel oben der Kapazitätswert Cmax und unten der Wert Cmin angenommen wird, so daß T1 > T2. Im Extremfall einer maximalen Phasendifferenz nehmen sämtliche oberen Einheiten 16p, 16n den Wert Cmax und sämtliche unteren Einheiten 16p', 16n' den Wert Cmin an. Ist es umgekehrt erforderlich, zur Ausregelung eines Phasenversatzes die Komponenten x1p, x1n weniger stark und die Komponenten x2p, x2n mehr zu verzögern, so steuert die Steuereinheit 15 die Phasenbeeinflussungsmittel 23 so, daß in weniger der Hälfte der Phasenbeeinflussungsmittel oben der Kapazitätswert Cmax und unten der Wert Cmin angenommen wird, so daß T1 < T2. Im Extremfall einer maximalen Phasendifferenz nehmen in diesem Fall sämtliche oberen Einheiten 16p, 16n den Wert Cmin und sämtliche unteren Einheiten 16p', 16n' den Wert Cmax an.
Vorteilhaft steuert die Steuereinheit 15 die Phasenbeeinflussungsmittel 23 hierbei so, daß nicht alle Phasenbeeinflussungsmittel, die z.B. oben den Kapazitäts wert Cmax aufweisen, in benachbarten Elementarschaltungen liegen, sondern daß sich Phasenbeeinflussungsmittel, die oben den Wert Cmax aufweisen, von Elementarschaltung zu Elementarschaltung (in 2 z.B. von links nach rechts) möglichst abwechseln mit Phasenbeeinflussungsmitteln, die oben den Wert Cmin aufweisen. Im Ruhezustand führt dies z.B. oben zu einer alternierenden Werteabfolge von Cmax (1. Elementarschaltung von links), Cmin (2. Elementarschaltung), Cmax (3.), Cmin (4.), ..., während im Falle eines auszuregelnden Phasenversatzes von links nach rechts die häufigeren Werte (z.B. Cmax) immer wieder unterbrochen werden von den selteneren Werten (z.B. Cmin). Hierdurch werden vorteilhaft Reflexionen verursachende Änderungen des Wellenwiderstandes längs der Transmissionsleitungen minimiert.
Besonders vorteilhaft ist es, neben einer Vielzahl von digital gesteuerten Phasenbeeinflussungsmitteln wenige Phasenbeeinflussungsmittel 23 durch analoge (wertkontinuierliche) Steuersignale anzusteuern. Auf diese Weise können die Gesamtverzögerungen T1 und T2 sehr fein abgestimmt werden, so daß am Ausgang einer solchen Schaltungsanordnung die vorgegebene Phasendifferenz phi_soll mit einer höheren Präzision eingehalten wird.
Die kapazitiven Einheiten 16p, 16n, 16p', 16n' sind vorzugsweise als Varaktoren, MOS-Kapazitäten oder als MOS-Transistoren ausgebildet. Im Falle eines MOS-Transistors ist der Gate-Anschluß mit der jeweiligen Transmissionsleitung verbunden, während die Drain- und Source-Anschlüsse miteinander sowie mit den Drain- und Source-Anschlüssen des jeweils anderen MOS-Transistors derselben Reihenschaltung verbunden sind.
Vorzugsweise sind die kapazitiven Einheiten 16p, 16n und/oder 16p, 16n zwischen den Leiterbahnen 11p, 11n bzw. zwischen den Leiterbahnen 12p, 12n angeordnet. Eine solche Schaltungsanordnung beansprucht vorteilhaft nur eine sehr geringe Chipfläche.
In einer nicht dargestellten Ausführungsform werden nur die Phasen der Komponenten x1p, x1n, nicht jedoch diejenigen der Komponenten x2p, x2n beeinflußt. Im Vergleich zur 2 entfallen dann die Reihenschaltungen 17' bzw. die kapazitiven Einheiten 16p, 16n' sowie die zweiten Steuersignale vt1', vt2' etc..
3 zeigt ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels für differentielle Signale x1 und x2, bei dem im Vergleich zum vorstehend beschriebenen zweiten Ausführungsbeispiel zusätzlich sichergestellt wird, daß die Phasendifferenz zwischen den beiden Komponenten x1p und x1n und auch zwischen den Komponenten x2p und x2n möglichst genau 180 Grad beträgt.
In der Schaltungsanordnung 3 weist jede der N ≥ 2 Elementarschaltungen 30 vier Leiterbahnen 11p, 11n, 12p, 12n sowie ein mit diesen Leiterbahnen verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel 33 zum steuerbaren Beeinflussen der Phasen aller vier Komponenten x1p, x1n, x2p, x2n auf.
Im Vergleich zu den vorstehend mit Bezug auf die 1 und 2 beschriebenen Ausführungsbeispielen detektiert der Phasen differenzdetektor 34 der Schaltungsanordnung 3 neben der Phasendifferenz phi_ist zwischen den nichtinvertierten Komponenten x1p und x2p auch die aktuelle Phasendifferenz diff_ist z.B. zwischen den beiden Komponenten x1p und x1n und/oder zwischen den Komponenten x2p und x2n. Häufig kann davon ausgegangen werden, daß die Abweichungen vom erwarteten 180-Grad-Phasenoffset im differentiellen Signal x1 (I-Komponente) stark korreliert sind mit denjenigen im differentiellen Signal x2 (Q-Komponente, weshalb die Detektion der aktuellen Phasendifferenz zwischen den Komponenten nur eines Signals, z.B. x1 ausreichend ist.
Zur Steuerung der Phasenbeeinflussungsmittel 33 erzeugt die Steuereinheit 35 zusätzlich zu den ersten und zweiten Steuersignalen (vt1, vt2, ..., vt1', vt2', ...) N dritte Steuersignale vtap, vtbp, ... und N vierte Steuersignale vtan, vtbn, ..., die von der aktuellen (Ist-)Phasendifferenz diff_ist abhängen. Auch diese Steuersignale können jeweils als digitale Steuerspannung, die z.B. nur zwei unterschiedliche Spannungswerte (z.B. 0 V, 3 V) annehmen kann oder als analoge Steuerspannung mit kontinuierlichen Werten z.B. zwischen 0 V und 3 V ausgeprägt sein.
Neben den in 2 dargestellten und in Übereinstimmung mit dem zweiten Ausführungsbeispiel verschalteten und angesteuerten kapazitiven Einheiten 16p, 16n, 16p, 16n' weist jedes Phasenbeeinflussungsmittel 33 gemäß 3 zur Beeinflussung der Phase von x1p (mindestens) eine mit der Leiterbahn 11p, einem Bezugspotential (AC-Masse) und der Steuereinheit 35 verbundene abstimmbare kapazitive Einheit 18p sowie zur Beeinflussung der Phase von x2p (mindestens) eine mit der Leiterbahn 12p, einem Bezugspotential (AC-Masse) und der Steuereinheit 35 verbundene abstimmbare kapazitive Einheit 18p auf. Beide kapazitive Einheiten 18p, 18p' desselben Phasenbeeinflussungsmittels 33 werden hierbei von ein und demselben dritten Steuersignal vtap, vtbp, ... angesteuert. Außerdem weist jedes Phasenbeeinflussungsmittel 33 zur Beeinflussung der Pha sen von x1n und x2n (mindestens) zwei weitere, entsprechend verschaltete abstimmbare kapazitive Einheiten 18n, 18n' auf, die von jeweils einem der vierten Steuersignale vtan, vtbn, ... angesteuert werden. Die abstimmbaren kapazitiven Einheiten 18p, 18n, 18p', 18n' können einen diskret einstellbaren und/oder einen kontinuierlich einstellbaren Kapazitätswert aufweisen.
Die Steuereinheit 35 stimmt die kapazitiven Einheiten 18p, 18n, 18p', 18n' mittels der dritten und vierten Steuersignale derart ab, daß die Komponenten x1p und x2p bei der Übertragung über ihre Leiterbahnen eine Gesamtverzögerung T3 und die Komponenten x1n und x2n bei der Übertragung eine Gesamtverzögerung T4 erfahren, so daß sich infolge des evtl. resultierenden Zeitversatzes T3–T4 die vorgegebene Phasendifferenz diff_soll von 180 Grad zwischen den Komponenten x1p und x1n sowie zwischen x2p und x2n einstellt und damit exakt differentielle Signals x1 und x2 vorliegen. Vorzugsweise nachdem exakt differentielle Signale x1, x2 vorliegen, stimmt die Steuereinheit 35, wie vorstehend mit Bezug auf 2 beschrieben, auch die kapazitiven Einheiten 16p, 16n, 16p, 16n ab, so daß sich die vorgegebene I/Q-Phasendifferenz von phi_soll = 90 Grad zwischen den Komponenten x1p und x2p und damit zwischen den Signalen x1 und x2 einstellt. In alternativen Ausführungsformen kann auch eine innere Regelung des differentiellen Phasenversatzes mit einer äußeren Regelung des I/O-Phasenoffsets kombiniert werden, so daß der differentielle Phasenoffset zeitlich überlappend mit dem I/Q-Phasenversatz auf den jeweils gewünschten Wert eingestellt wird.
In einer bevorzugten Ausführungsform sind sämtliche kapazitiven Einheiten 18p, 18n, 18p, 18n' identisch ausgestaltet, so daß sie bei einem übereinstimmenden Wert ihres jeweiligen Steuersignals denselben Kapazitätswert C aufweisen. Derartige integrierte Schaltungsanordnungen können vorteilhaft sehr einfach und kostengünstig entwickelt und realisiert werden.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform werden sämtliche Phasenbeeinflussungsmittel 33 durch zweiwertige dritte und vierte Steuersignale gesteuert, die z.B. nur die Spannungwerte 3 V oder 0 V annehmen können. Jede kapazitive Einheit 18p, 18n, 18p', 18n' nimmt in Abhängigkeit vom jeweils anliegenden Wert ihres Steuersignals entweder einen ersten oder aber einen Kapazitätswert an. Eine solche integrierte Schaltungsanordnung mit digital bzw. binär gesteuerten Phasenbeeinflussungsmitteln ist besonders einfach zu realisieren.
Besonders vorteilhaft ist es, wenige Phasenbeeinflussungsmittel 33 durch analoge (wertkontinuierliche) dritte und vierte Steuersignale anzusteuern. Auf diese Weise können die Gesamtverzögerungen T3 und T4 sehr fein abgestimmt werden, so daß am Ausgang einer solchen Schaltungsanordnung die vorgegebene Phasendifferenz diff_soll mit einer höheren Präzision eingehalten wird.
Die kapazitiven Einheiten 18p, 18n, 18p', 18n' sind vorzugsweise als Varaktoren, MOS-Kapazitäten oder als MOS-Transistoren ausgebildet.
In einer nicht dargestellten Ausführungsform werden entweder nur die Phasen der nichtinvertierten Komponenten x1p, x2p oder nur die Phasen der invertierten Komponenten x1n, x2n, nicht jedoch die jeweils anderen Komponenten x1n, x2n bzw. x1p, x2p zum Einstellen des 180-Grad-Offsets beeinflußt. Im Vergleich zur 3 entfallen dann die kapazitiven Einheiten 18n, 18n sowie die vierten Steuersignale vtan, vtbn, ... oder aber die Einheiten 18p, 18p' und die dritten Steuersignale vtap, vtbp, ....
4 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Sende-/Empfangsvorrichtung für ein Datenübertragungssystem gemäß IEEE 802.16 („WiMax", worldwide interoperability for microwave access).
Die Sende-/Empfangsvorrichtung 50 weist eine Antenne 51 sowie eine mit der Antenne verbundene Sende-/Empfangseinheit (Transceiver) 52 auf. Die Sende-/Empfangseinheit 52 beinhaltet eine mit der Antenne verbundene HF-Frontend-Schaltung 53 sowie eine nachgeschaltete IF/BB-Signalverarbeitungseinheit 54.
Die HF-Frontend-Schaltung 53 verstärkt ein von der Antenne 14 empfangenes hochfrequentes Funksignals xRF, das spektral im Mikrowellenbereich zwischen 3,4 und 3,6 GHz liegt, und überführt (transformiert) es in ein Quadratursignal y in einem Zwischenfrequenzbereich (intermediate frequency, IF) oder im Basisbandbereich („zero IF"). Beim Quadratursignal y handelt es sich um ein komplexwertiges Signal mit einer Inphase-Komponente y1 und einer Quadraturphasen-Komponente y2.
Die IF/BB-Signalverarbeitungseinheit 54 filtert das Quadratursignal y und verschiebt es evtl. spektral ins Basisband, demoduliert das Basisbandsignal und detektiert die darin enthaltenen und ursprünglich von einer anderen Sende-/Empfangsvorrichtung gesendeten Daten d.
Die HF-Frontend-Schaltung 53 weist einen mit der Antenne 51 verbundenen Verstärker (low noise amplifier, LNA) 54 zum Verstärken des hochfrequenten Funksignals xRF und einen nachgeschalteten Quadraturmischer 55 zum Überführen des verstärkten Signals in das Quadratursignal y auf. Weiterhin weist die HF-Frontend-Schaltung 53 eine Reihenschaltung aus einem Lokaloszillator 56, einem I/Q-Generator 57 und einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 58 auf, die ausgangsseitig mit dem Quadraturmischer 55 verbunden ist.
Beim Lokaloszillator 56 handelt es sich vorzugsweise um einen spannungsgesteuerten Oszillator (voltage controlled oscillator, VCO), dessen Frequenz beispielsweise mit Hilfe einer Phasenregelschleife (PLL) eingestellt wird.
Der I/Q-Generator 57 leitet aus dem Lokaloszillatorsignal LO des Oszillators 56 ein differentielles Inphase-Signal x1 und ein um ca. 90 Grad phasenverschobenes differentielles Quadraturphase-Signal x2 ab, die z.B. bei einer Frequenz zwischen 3,4 und 3,6 GHz liegen. Beispielsweise infolge von Technologie- bzw. Prozeßschwankungen können die Signale x1 und x2 einen von 90 Grad abweichenden Phasenversatz aufweisen. Ggf. beinhaltet der I/Q-Generator 57 außerdem einen Frequenzteiler sowie Verstärkungselemente.
Die Schaltungsanordnung 58 stellt sicher, daß an ihrem Ausgang der Phasenversatz der Signale x1 und x2 möglichst genau 90 Grad beträgt. Dies ist für die Leistungsfähigkeit der HF-Frontend-Schaltung 53 sehr wichtig. Die Schaltungsanordnung 58 ist beispielsweise nach einem der vorstehend mit Bezug auf die 2 und 3 beschriebenen Ausführungsbeispiele realisiert. Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel ist nachstehend mit Bezug auf 5 beschrieben.
Die HF-Frontend-Schaltung 53 und damit die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 58 sowie evtl. Teile der IF/BB-Signalverarbeitungseinheit 54 sind vorzugsweise Bestandteil einer integrierten Schaltung (integrated circuit, IC), die z.B. als monolithisch integrierte Schaltung in einer Standard-Technologie, als Hybridschaltung (Dünn- bzw. Dickschichttechnologie) oder als Multilayer-Keramik-Schaltung ausgebildet ist.
5 zeigt schematisch ein Layout eines vierten, bevorzugten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung für eine HF-Frontend-Schaltung eines WiMax-Transceivers gemäß 4. Die nachfolgenden Angaben beziehen sich exemplarisch auf eine von der Anmelderin in einer 0,35 μm BiCMOS-Technologie realisierte integrierte Schaltungsanordnung.
Die differentiellen Signale x1 und x2 (siehe 4) bzw. ihre Komponenten x1p, x1n, x2p, x2n (5) weisen eine Frequenz um 3,5 GHz und eine effektive Wellenlänge lambda von ca. 7 cm auf.
Die Schaltungsanordnung 4 weist insgesamt N = 50 Elementarschaltungen 40 auf, die mit Ausnahme des Eingangsbereichs der ersten Elementarschaltung und des Ausgangsbereichs der 50. Elementarschaltung identisch ausgestaltet sind.
Jede Elementarschaltung 40 weist vier mäanderförmige, paarweise symmetrische Leiterbahnen 11p, 11n, 12p, 12n zum Übertragen der Signalkomponenten x1p, x1n, x2p, x2n, vier geradlinige Masse-Leiterbahnen zur Abschirmung sowie ein mit den mäanderförmigen Leiterbahnen verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel 43 zum steuerbaren Beeinflussen der Phasen der Komponenten x1p, x1n, x2p, x2n auf.
Durch die mäanderförmige Ausgestaltung der Leiterbahnen werden vorteilhaft hohe elektrische Längen bzw. Phasenverschiebungen bei vergleichsweise geringen geometrischen Abmessungen erreicht. Durch die in relativ geringem Abstand vertikal verlaufenden parallelen Leiterbahnabschnitte mit gleichsinnigem Stromfluß verstärken sich die Magnetfelder im diese Leiterbahnabschnitte umgebenden Außenraum wesentlich. Dies führt zu einer Erhöhung der magnetischen Kopplung und damit der Güte der jeweiligen Transmissionsleitung.
Jede Elementarschaltung beansprucht eine Chipfläche von 20 μm × 20 μm (die Darstellung in 5 ist horizontal gestaucht), so daß alle 50 Elementarschaltungen zusammen eine Gesamtfläche von 20 μm × 1 mm der integrierten Schaltung in Anspruch nehmen. Damit belegt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 4 vorteilhaft keine zusätzliche Chipfläche, zumal der Quadraturmischer 55 und der Lokaloszillator 56 (siehe 4) in der integrierten Schaltung sowieso in einem Abstand von ca. 1–2 mm anzuordnen sind, um Rückwirkungen des Mischers auf den Oszillator zu reduzieren.
Weiterhin weist die Schaltungsanordnung 4 einen nicht dargestellten Phasendifferenzdetektor (PDD) sowie eine ebenfalls nicht dargestellte Steuereinheit (CTRL) auf, die vorzugsweise in Übereinstimmung mit den entsprechenden Einheiten des vorstehend mit Bezug auf 2 beschriebenen Ausführungsbeispiels verschaltet und ausgestaltet sind.
Jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel 43 weist zwei zwischen die oberen Leiterbahnen 11p, 11n geschaltete obere Reihenschaltungen 47 aus jeweils zwei abstimmbaren kapazitiven Einheiten 46p, 46n auf, die die beiden Komponenten x1p, x1n in Abhängigkeit von jeweils einem der ersten Steuersignale vt1, vt2, ... einheitlich verzögern (allen vier kapazitiven Einheiten 46p, 46n wird dasselbe erste Steuersignal zugeführt). Außerdem weist jedes Phasenbeeinflussungsmittel 43 zwei zwischen die unteren Leiterbahnen 12p, 12n geschaltete untere Reihenschaltungen 47' aus jeweils zwei abstimmbaren kapazitiven Einheiten 46p', 46n' auf, die die beiden Komponenten x2p, x2n in Abhängigkeit von jeweils einem der zweiten Steuersignale vt1', vt2', ... einheitlich verzögern.
Sämtliche kapazitiven Einheiten 46p, 46n, 46p', 46n sind hierbei identisch ausgebildet und als MOS-Transistoren (MOSFET) realisiert, wobei das jeweilige Steuersignal an den miteinander verbundenen Drain- und Source-Anschlüssen Tds anliegt (der Verbindungspunkt bildet eine AC-Masse) und der Gate-Anschluß T1g mit der jeweiligen mäanderförmigen Leiterbahn verbunden ist. Bei einem Spannungswert des jeweils anliegenden Steuersignals von beispielsweise 0 V weist jeder MOS-Transistor einen Kapazitätswert Cmin = 3fF und bei einem Spannungswert von 3 V einen Kapazitätswert Cmax = 5fF auf.
Wie vorstehend mit bezug auf das zweite Ausführungsbeispiel (2) erläutert, steuert die Steuereinheit sämtliche 50 (oder zumindest die meisten, siehe weiter unten) Phasenbeeinflussungsmittel 43 mit zweiwertigen Steuersignalen an, wobei indexgleiche Steuersignale (z.B. vt1, vt1') invers zueinander sind. Außerdem werden die Steuersignale so generiert, daß im Ruhezustand der Schaltungsanordnung 4 (phi_ist = phi_soll) in ca. 25 Phasenbeeinflussungsmitteln 43 die oberen (unteren) kapazitiven Einheiten 46p, 46n (46p', 46n') den Kapazitätswert Cmax (Cmin) annehmen, während dies in den anderen ca. 25 Phasenbeeinflussungsmitteln 43 umgekehrt ist. Unter diesen Voraussetzungen ist es mit der Schaltungsanordnung 4 möglich, Phasendifferenzen von phi_ist = 80 Grad bis phi_ist = 100 Grad auf phi_soll = 90 Grad zu regeln, so daß der gesamte Regelbereich eine Breite von 100 – 80 = 20 Grad aufweist und die Genauigkeit (Auflösung) 20/50 Grad = 0,4 Grad beträgt. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist daher vorteilhaft einen breiten Regelbereich und eine hohe Auflösung auf.
Zur weiteren Erhöhung der Auflösung kann es vorteilhaft sein, neben einer Vielzahl von digital gesteuerten Phasenbeeinflussungsmitteln (z.B. 48 oder 49) wenige (z.B. zwei oder ein einziges) Phasenbeeinflussungsmittel 43 durch analoge (wertkontinuierliche) Steuersignale anzusteuern. Auf diese Weise kann am Ausgang einer solchen Schaltungsanordnung die vorgegebene Phasendifferenz phi_soll mit einer noch höheren Präzision eingehalten werden.
In weiteren Ausführungsbeispielen können selbstverständlich von N = 50 abweichende Anzahlen von Elementarschaltungen vorgesehen sein. Die Anzahl N ist allerdings vorzugsweise so zu wählen, daß die elektrische Länge einer einzelnen Elementarschaltung, die im obigen Beispiel ca. 0,35 mm beträgt, kleiner ist als ein Zehntel der effektiven Wellenlänge (im obigen Beispiel ist lambda/10 = 7 mm).
Jede erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann prinzipiell auch bei anderen Frequenzen bzw. in anderen Frequenzbändern eingesetzt werden. So kann beispielsweise das vorstehend mit Bezug auf 5 beschriebene Ausführungsbeispiel unverändert bei einer Betriebsfrequenz von 7 GHz statt 3,5 GHz verwendet werden. Die Breite des Regelbereichs verdoppelt sich in diesem Fall von 20 auf 40 Grad.

1, 2, 3, 4: Schaltungsanordnung
10: Elementarschaltung
11, 12: Transmissionsleitung
11p, 11n: Leiterbahn
12p, 12n: Leiterbahn
13: Phasenbeeinflussungsmittel
14: Phasendifferenzdetektor
15: Steuereinheit
16, 16p, 16n: kapazitive Einheit
16', 16p', 16n': kapazitive Einheit
17, 17': Reihenschaltung
18p, 18n: kapazitive Einheit
18p', 18n': kapazitive Einheit
20: Elementarschaltung
23: Phasenbeeinflussungsmittel
30: Elementarschaltung
33: Phasenbeeinflussungsmittel
34: Phasendifferenzdetektor
35: Steuereinheit
40: Elementarschaltung
43: Phasenbeeinflussungsmittel
46p, 46n: MOSFET-Transistor
46p', 46n': MOSFET-Transistor
47, 47': Reihenschaltung
50: Sende-/Empfangsvorrichtung
51: Antenne
52: Sende-/Empfangseinheit
53: HF-Frontend-Schaltung
54: IF/BB-Signalverarbeitungseinheit
55: Quadraturmischer
56: Lokaloszillator
57: I/Q-Generator
58: Schaltungsanordnung
AC: alternating current
BB: Basisband
BiCMOS: bipolar complementary metal oxide semiconductor
CTRL: Steuereinheit
HF: Hochfrequenz
IC: integrated circuit
IF: intermediate frequency
LNA: low noise amplifier
MOSFET: metal-oxide-semiconductor field effect transistor
PDD: Phasendifferenzdetektor
RF: radio frequency
VCO: voltage controlled oscillator
WiMax: worldwide interoperability for microwave access
diff_ist: aktuelle Phasendifferenz
diff_soll: vorgebbare Phasendifferenz
I: Transmissionsleitung für Inphase-Signal x1
Ip, In: Leiterbahn für Signalkomponente x1p bzw. x1n
N: Anzahl der Elementarschaltungen
phi_ist: aktuelle Phasendifferenz
phi_soll: vorgebbare Phasendifferenz
Q: Transmissionsleitung für Quadraturphase-Signal x2
Qp, Qn: Leiterbahn für Signalkomponente x2p bzw. x2n
Tds: Drain-/Source-Anschluß
Tg: Gate-Anschluß
Vt1, vt2, ...: Steuersignal
Vt1'; vt2'; ...: Steuersignal
Vtan, vtbn, ...: Steuersignal
Vtap, vtbp, ...: Steuersignal
x1, x2: hochfrequentes Signal
x1p, x1n: nichtinvertierte bzw. invertierte Komponente von x1
x2p, x2n: nichtinvertierte bzw. invertierte Komponente von x2

Claims

Integrierbare Schaltungsanordnung (1; 2; 3; 4) zum Einstellen einer vorgebbaren Phasendifferenz (phi_soll) zwischen einem ersten hochfrequenten Signal (x1; x1p, x1n) und einem zweiten hochfrequenten Signal (x2; x2p, x2n), beinhaltend: a) eine Kettenschaltung einer Anzahl (N) von mindestens zwei Elementarschaltungen (10; 20; 30; 40), wobei jede Elementarschaltung eine erste Transmissionsleitung (11; 11p, 11n) zum Übertragen des ersten Signals (x1; x1p, x1n), eine zweite Transmissionsleitung (12; 12p, 12n) zum Übertragen des zweiten Signals (x2; x2p, x2n) und ein mit der ersten Transmissionsleitung verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel (13; 23; 33; 43) zum steuerbaren Beeinflussen der Phase des ersten Signals aufweist, b) einen mit der ausgangsseitigen Elementarschaltung verbundenen Phasendifferenzdetektor (14; 34), der ausgebildet ist, eine aktuelle Phasendifferenz (phi_ist) zwischen dem ersten und dem zweiten Signal zu detektieren, c) eine mit dem Phasendifferenzdetektor und jedem steuerbaren Phasenbeeinflussungsmittel verbundene Steuereinheit (15; 35), die ausgebildet ist, mindestens zwei von der aktuellen Phasendifferenz (phi_ist) abhängige erste Steuersignale (vt1, vt2, ...) zu generieren, d) wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel (13; 23; 33; 43) mindestens eine mit der ersten Transmissionsleitung und der Steuereinheit verbundene erste abstimmbare kapazitive Einheit (16; 16p, 16n; 46p, 46n) aufweist, die ausgestaltet ist, das erste Signal in Abhängigkeit von einem der ersten Steuersignale zu verzögern, und e) wobei die Steuereinheit (15; 35) ausgestaltet ist, die ersten kapazitiven Einheiten derart abzustimmen, daß das erste Signal, wenn es über die ersten Transmissionsleitungen übertragen wird, eine erste Gesamtverzögerung (T1) erfährt, so daß sich die vorgebbare Phasendifferenz (phi_soll) zwischen dem ersten und dem zweiten Signal einstellt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Elementarschaltungen im wesentlichen identisch ausgestaltet sind.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Transmissionsleitungen als Leiterbahnen ausgestaltet sind.
Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das erste und das zweite Signal im Mikrowellen-Frequenzbereich liegen.
Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl (N) der Elementarschaltungen so gewählt ist, daß die elektrische Länge einer einzelnen Elementarschaltung kleiner ist als ein Zehntel der effektiven Wellenlänge des ersten Signals (x1).
Schaltungsanordnung (2; 3; 4) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß a) jede erste Transmissionsleitung eine erste Leiterbahn (11p) zum Übertragen einer nichtinvertierten ersten Komponente (x1p) des ersten Signals und eine zweite Leiterbahn (11n) zum Übertragen einer invertierten zweiten Komponente (x1n) des ersten Signals aufweist, b) jede Elementarschaltung (20; 30; 40) ein mit der ersten und der zweiten Leiterbahn (11p, 11n) verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel (23; 33; 43) zum steuerbaren Beeinflussen der Phasen der ersten und der zweiten Komponente (x1p, x1n) aufweist, c) wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel (23; 33; 43) mindestens eine zwischen die erste und die zweite Leiterbahn (11p, 11n) geschaltete und mit der Steuereinheit (15; 35) verbundene erste Reihenschaltung (17; 47) aus zwei ersten abstimmbaren kapazitiven Einheiten (16p, 16n; 46p, 46n) aufweist, die ausgestaltet ist, die erste und die zweite Komponente (x1p, x1n) in Abhängigkeit von einem der ersten Steuersignale (vt1, vt2, ...) zu verzögern, und d) wobei die Steuereinheit (15; 35) ausgestaltet ist, die ersten kapazitiven Einheiten derart abzustimmen, daß die erste und die zweite Komponente (x1p, x1n), wenn sie über die ersten bzw. zweiten Leiterbahnen (11p, 11n) übertragen werden, eine übereinstimmende erste Gesamtverzögerung (T1) erfahren, so daß sich die vorgebbare Phasendifferenz (phi_soll) zwischen dem ersten und dem zweiten Signal einstellt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Leiterbahnen (11p) und die zweiten Leiterbahnen (11n) mäanderförmig ausgestaltet sind.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Leiterbahnen (11p) symmetrisch zu den zweiten Leiterbahnen (11n) angeordnet sind.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten kapazitiven Einheiten (16p, 16n; 46p, 46n) zwischen den ersten und den zweiten Leiterbahnen (11p, 11n) angeordnet sind.
Schaltungsanordnung (3) nach einem der Ansprüche 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß a) der Phasendifferenzdetektor (34) ausgebildet ist, eine weitere aktuelle Phasendifferenz (diff_ist) zwischen der ersten und der zweiten Komponente (x1p, x1n) zu detektieren, b) die Steuereinheit (35) ausgebildet ist, mindestens zwei dritte Steuersignale (vtap, vtbp, ...) und mindestens zwei vierte Steuersignale (vtan, vtbn, ...) zu generieren, die von der weiteren aktuellen Phasendifferenz (diff_ist) abhängen, c) wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel (33) mindestens eine mit der ersten Leiterbahn (11p) und der Steuereinheit verbundene dritte abstimmbare kapazitive Einheit (18p) aufweist, die ausgestaltet ist, die erste Komponente (x1p) in Abhängigkeit von einem der dritten Steuersignale (vtap, vtbp, ...) zu verzögern, d) wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel (33) mindestens eine mit der zweiten Leiterbahn (11n) und der Steuereinheit verbundene vierte abstimmbare kapazitive Einheit (18n) aufweist, die ausgestaltet ist, die zweite Komponente (x1n) in Abhängigkeit von einem der vierten Steuersignale (vtan, vtbn, ...) zu verzögern, und e) wobei die Steuereinheit (35) ausgestaltet ist, die dritten und vierten kapazitiven Einheiten (18p, 18n) derart abzustimmen, daß die erste und die zweite Komponente (x1p, x1n), wenn sie über ihre jeweiligen Leiterbahnen (11p, 11n) übertragen werden, eine dritte bzw. vierte Gesamtverzögerung (T3, T4) erfahren, so daß sich eine weitere vorgebbare Phasendifferenz (diff_soll) zwischen der ersten und der zweiten Komponente einstellt.
Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche erste kapazitive Einheiten (16; 16p, 16n; 46p, 46n) identisch ausgestaltet sind.
Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine erste kapazitive Einheit (16; 16p, 16n; 46p, 46n) derart schaltbar ausgebildet ist, daß sie in Abhängigkeit vom Wert des anliegenden ersten Steuersignals (vt1, vt2, ...) einen jeweiligen von insgesamt zwei unterschiedlichen Kapazitätswerten (Cmin, Cmax) aufweist.
Schaltungsanordnung (1; 2; 3; 4) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß a) jede Elementarschaltung ein mit der zweiten Transmissionsleitung verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel (13; 23; 33; 43) zum steuerbaren Beeinflussen der Phase des zweiten Signals aufweist, b) die Steuereinheit (15; 35) ausgebildet ist, mindestens zwei von der aktuellen Phasendifferenz (phi_ist) abhängige zweite Steuersignale (vt1', vt2', ...) zu generieren, c) jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel (13; 23; 33; 43) mindestens eine mit der zweiten Transmissionsleitung und der Steuereinheit verbundene zweite abstimmbare kapazitive Einheit (16'; 16p', 16n'; 46p', 46n') aufweist, die ausgestaltet ist, das zweite Signal in Abhängigkeit von einem der zweiten Steuersignale (vt1', vt2, ...) zu verzögern, und d) wobei die Steuereinheit (15; 35) ausgestaltet ist, die zweiten kapazitiven Einheiten derart abzustimmen, daß das zweite Signal, wenn es über die zweiten Transmissionsleitungen übertragen wird, eine zweite Gesamtverzögerung (T2) erfährt, so daß sich die vorgebbare Phasendifferenz (phi_soll) zwischen dem ersten und dem zweiten Signal einstellt.
Schaltungsanordnung (2; 3; 4) nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß a) jede zweite Transmissionsleitung eine dritte Leiterbahn (12p) zum Übertragen einer nichtinvertierten dritten Komponente (x2p) des zweiten Signals und eine vierte Leiterbahn (12n) zum Übertragen einer invertierten vierten Komponente (x2n) des zweiten Signals aufweist, b) jede Elementarschaltung (20; 30; 40) ein mit der dritten und der vierten Leiterbahn (12p, 12n) verbundenes steuerbares Phasenbeeinflussungsmittel (23; 33; 43) zum steuerbaren Beeinflussen der Phasen der dritten und der vierten Komponente (x2p, x2n) aufweist, c) wobei jedes steuerbare Phasenbeeinflussungsmittel (23; 33; 43) mindestens eine zwischen die dritte und die vierte Leiterbahn (12p, 12n) geschaltete und mit der Steuereinheit (15; 35) verbundene zweite Reihenschaltung (17'; 47') aus zwei zweiten abstimmbaren kapazitiven Einheiten (16p', 16n'; 46p', 46n') aufweist, die ausgestaltet ist, die dritte und die vierte Komponente (x2p, x2n) in Abhängigkeit von einem der zweiten Steuersignale (vt1', vt2', ...) zu verzögern, und d) wobei die Steuereinheit (15; 35) ausgestaltet ist, die zweiten kapazitiven Einheiten derart abzustimmen, daß die dritte und die vierte Komponente (x2p, x2n), wenn sie über die dritten bzw. vierten Leiterbahnen (12p, 12n) übertragen werden, eine übereinstimmende zweite Gesamtverzögerung (T2) erfahren, so daß sich die vorgebbare Phasendifferenz (phi_soll) zwischen dem ersten und dem zweiten Signal einstellt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche erste und zweite kapazitive Einheiten (16, 16'; 16p, 16n, 16p', 16n'; 46p, 46n, 46p', 46n') identisch ausgestaltet sind.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine zweite kapazitive Einheit (16'; 16p', 16n'; 46p', 46n') derart schaltbar ausgebildet ist, daß sie in Abhängigkeit vom Wert des anliegenden zweiten Steuersignals (vt1', vt2', ...) einen jeweiligen von insgesamt zwei unterschiedlichen Kapazitätswerten (Cmin, Cmax) aufweist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein erstes und mindestens ein zweites Steuersignal (vt1, vt1') ausgebildet ist, genau zwei unterschiedliche Werte anzunehmen, wobei das zweite Steuersignal (vt1') einen ersten Wert (0 V) annimmt, wenn das erste Steuersignal (vt1) einen zweiten Wert (3 V) annimmt und das zweite Steuersignal (vt1') den zweiten Wert (3 V) annimmt, wenn das erste Steuersignal (vt1) den ersten Wert (0 V) annimmt.
Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine der kapazitiven Einheiten als Varaktor, MOS-Kapazität oder MOS-Transistor ausgebildet ist.
Integrierte Schaltung (IC), insbesondere für eine Sende-/Empfangsvorrichtung (50) eines Datenübertragungssystems nach IEEE 802.16, mit einem Oszillator (56), einem Quadraturmischer (55) und einer mit dem Oszillator und dem Quadraturmischer verbundenen Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 18.
Schaltung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung als monolithisch integrierte Schaltung, als Hybridschaltung oder als Multilayer-Keramik-Schaltung ausgebildet ist.