JP3742191B2 - 半導体集積回路装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
この発明は、半導体集積回路装置に係わり、特に低電圧においても確実に動作するビット線センスアンプを備えたダイナミック型半導体メモリに関する。
【0002】
【従来の技術】
半導体基板上の加工技術が進歩するにつれて、半導体記憶装置で用いられる素子の大きさもスケールされ、次第に小さくなってきている。これに伴い、従来と同じ電源電圧Vccを用いたままでは、素子の各部の電界密度が高くなりすぎて、信頼性が劣化するようになってきた。信頼性の劣化を抑制するため、動作電源電圧Vccは、次第に小さくされる傾向にある。例えば1MビットのDRAMでは、電源電圧が5Vであったが、現在、量産されている16MビットのDRAMの多くは、電源電圧が3.3Vである。
【0003】
さらに、電源電圧Vccの低圧化は、消費電力の低減という、二次的な利点も合わせて得られる。このため、電源電圧Vccの低圧化は、今日、半導体の分野において重要な技術に発展してきている。
【0004】
ところで、近時、PDAなどの携帯器機が、急速に普及している。急速に普及した要因として、小型化、性能の向上、機能の高度化があげられる。特に近年では、その機能の高度化に伴い、DRAMなどの半導体メモリも、携帯器機の内部システムに組み込まれるようになってきている。
【0005】
しかし、携帯器機の、いっそうの小型化、性能の向上、機能の高度化を図るため、半導体メモリのいっそうの低圧動作化が模索され始めてきた。つまり、電源電圧を、3.3Vから、一挙に1V〜1.5Vとする。これにより、携帯器機の消費電力を、いっそう低下でき、また、電池による動作も可能とする。
【0006】
さらには1V以下の電源電圧Vccで動作する、超低圧動作型の半導体メモリを実現させる。このような半導体メモリは、携帯器機のみならず、他の電子器機の分野においても、有用である。
【0007】
しかし、電源電圧Vccの低圧化が進展するにつれ、ビット線センスアンプにより、メモリセルからの微弱な情報信号を検出し、増幅させることが、難しくなってきた。
【0008】
以下、典型的なビット線センスアンプを説明する。
図17は、従来のDRAMに使用されている、典型的なビット線センスアンプの回路図である。図18は、その動作波形図である。
【0009】
まず、回路の構成を説明する。
図17に示すように、ダイナミック型のメモリセルMC1に接続されたビット線BL、他のメモリセルMC2に接続された反転ビット線 /BLがそれぞれ設けられている。ビット線BLと反転ビット線 /BLとは、互いに対をなしている(以下、ビット線対という)。
【0010】
メモリセルMC1は、電流通路の一端を、ビット線BLに接続し、ゲートをワード線WL1に接続したトランスファトランジスタTR1と、ストレージノード電極SN1を、トランジスタTR1の電流通路の他端に接続し、プレート電極にプレート電位VPLを受けるメモリキャパシタC1とにより構成されている。同様に、メモリセルMC2は、電流通路の一端を、反転ビット線 /BLに接続し、ゲートをワード線WL2に接続したトランスファトランジスタTR2と、ストレージノード電極SN2を、トランジスタTR2の電流通路の他端に接続し、プレート電極にプレート電位VPLを受けるメモリキャパシタC2とにより構成されている。
【0011】
ビット線対には、ビット線対イコライザ10、N型センスアンプ11、P型センスアンプ12がそれぞれ接続されている。
ビット線対イコライザ10は、電流通路をビット線BLと反転ビット線 /BLとの間に直列に接続したNチャネル型MOSFET(以下NMOSという)N3と、電流通路の一端をビット線BLに接続し、その他端に高電位Vccと低電位Vssとの中間の電位Vcc/2を受けるNMOS N4と、電流通路の一端を反転ビット線 /BLに接続し、その他端に中間の電位を受けるNMOS N5 とにより構成されている。これらNMOS N3〜N5のゲートにはそれぞれ、プリチャージ信号PRCが供給される。
【0012】
N型センスアンプ11は、電流通路の一端をビット線BLに接続し、ゲートを反転ビット線 /BLに接続したNMOS N1と、電流通路の一端を反転ビット線 /BLに接続し、ゲートをビット線BLに接続したNMOS N2とにより構成されている。これらNMOS N1、N2の電流通路の他端はそれぞれ、駆動ノードSANに接続されている。
【0013】
駆動ノードSANは、スイッチSW1Nを介して中間の電位Vcc/2に接続されるとともに、スイッチSW2Nを介して低電位Vssに接続されている。
P型センスアンプ12は、電流通路の一端をビット線BLに接続し、ゲートを反転ビット線 /BLに接続したPMOS P1と、電流通路の一端を反転ビット線 /BLに接続し、ゲートをビット線BLに接続したPMOS P2とにより構成されている。これらPMOS P1、P2の電流通路の他端はそれぞれ、駆動ノードSAPに接続されている。
【0014】
駆動ノードSAPは、スイッチSW1Pを介して中間の電位Vcc/2に接続されるとともに、スイッチSW2Pを介して高電位Vccに接続されている。
次に、その動作を説明する。
【0015】
図18に示すように、待機期間(プリチャージ期間)中、ワード線WL1の電位は、低電位Vssになっている。また、スイッチSW1N、SW1Pはそれぞれオン、スイッチSW2N、SW2Pはそれぞれオフされている。これにより、駆動ノードSAN、SAPの電位はそれぞれ、中間の電位Vcc/2にされる。また、プリチャージ信号PRCは高電位Vccとなっており、ビット線対BL、 /BLの電位はそれぞれ、中間の電位Vcc/2にイコライズされている。
【0016】
上記待機期間の後、読み出し/書き込み期間(アクティブ期間)が発生される。待機期間から読み出し/書き込み期間に移行するとき、まず、プリチャージ信号PRCが低電位Vssに遷移する。また、スイッチSW1N、SW1Pはそれぞれオフされ、駆動ノードSAN、SAPはそれぞれ、中間の電位Vcc/2から切り離される。この後、ワード線のうち、ワード線WL1が選択されたとすると、ワード線WL1の電位は、高電位Vccよりも高い、ワード線昇圧電位VWLHとなる。メモリセルMC1のストレージノード電極SN1には、蓄積電荷の量に応じた情報が書き込まれている。読み出し動作の場合、ワード線WL1の電位が電位VWLHとなることによって、メモリセルMC1のトランスファトランジスタTR1がオンし、ストレージノード電極SN1に書き込まれていた情報が、ビット線BLに伝えられる。これにより、ビット線BLの電位は微弱に変化する。ストレージノード電極SN1に、データ“1”が書き込まれていた場合には、ビット線BLの電位は、+ΔV上昇する。反対にデータ“0”が書き込まれていた場合には、ビット線BLの電位は、−ΔV下降する。図18中では、+ΔV上昇する例を示している。また、電位ΔVと、メモリキャパシタCS/ビット線容量CBとの間には、ΔV=(CS/CB)×(Vcc/2)の関係がある。ビット線BLの電位が微弱に変化した後、スイッチSW2N、SW2Pをオンさせる。これにより、駆動ノードSANは低電位Vssに接続され、駆動ノードSAPは高電位Vccに接続される。これにより、センスアンプ11、12がアクティブになり、ビット線BLの電位は(Vcc/2)+ΔVから高電位Vccにさらに上昇され、一方、反転ビット線 /BLの電位は(Vcc/2)から低電位Vssにさらに下降され、ビット線対間の電位差が増幅される。増幅されたビット線対間の電位差は、読み出しデータとして、図示せぬデータ線に伝えられる。また、ビット線対間の電位差は、センスアンプ11、12がアクティブとなっている間、センスアンプ11、12にラッチされる。ラッチされたビット線BLの電位Vccは、メモリセルMC1への再書き込みデータとして利用され、メモリセルMC1に、データ“1”が、再度書き込まれる。
【0017】
ここで、センスアンプによる電位増幅の原理を説明する。以下では、簡単のため、図17に示すN型センスアンプ11(NMOS N1、N2、駆動ノードSAN)を参照して説明する。
【0018】
図19は電位増幅の原理を説明するための図で、(A)図はセンスアンプが駆動される前の状態を示す図、(B)図はセンスアンプが駆動中の状態を示す図である。
【0019】
図19(A)に示すように、N型センスアンプ11が駆動される前の状態では、ビット線BLの電位が{(Vcc/2)+ΔV}、反転ビット線 /BLの電位が(Vcc/2)、駆動ノードSANの電位が(Vcc/2)である。
【0020】
この後、図19(B)に示すように、駆動ノードSANの電位が(Vss)となり、N型センスアンプ11が駆動する。駆動ノードSANの電位が(Vss)となると、ビット線BLの電位(電荷)が、NMOS N1を介して低電位(Vss)にディスチャージされようとする。同様に、反転ビット線 /BLの電位(電荷)が、NMOS N2を介して低電位(Vss)にディスチャージされようとする。しかし、NMOS N2に注目してみると、ソースS2の電位は(Vss)、ゲートG2の電位は{(Vcc/2)+ΔV}である。また、同様にNMOS N1に注目してみると、ソースS1の電位は(Vss)、ゲートG1の電位は(Vcc/2)である。つまり、ゲート〜ソース間の電位差VGSは、NMOS N1よりも、NMOS N2のほうが大きい。このような状態では、NMOS N2の電流駆動能力は、NMOS N1の電流駆動能力よりも高くなっている。したがって、反転ビット線 /BLの電位(電荷)は、ビット線BLの電位(電荷)よりも先に、NMOS N2を介して低電位Vssにディスチャージされていく。反転ビット線 /BLの電位が下がることにより、NMOS N1のゲートG1の電位が下がる。そして、NMOS N1の電流駆動能力は、低下しだす。NMOS N1の電流駆動能力が低下しだすことによって、NMOS N2の電流駆動能力とNMOS N1の電流駆動能力との差は、益々拡大されていく。この結果、反転ビット線 /BLの電位は、ビット線BLよりも、より速やかに低電位Vssに近づくようになる。
【0021】
なお、P型センスアンプ12においても、N型センスアンプ11と対称的な動作原理によって、ビット線BLの電位が、反転ビット線 /BLよりも、より速やかに高電位Vccに近づくようになる。
【0022】
最終的に、ビット線BLの電位が(Vcc)、反転ビット線 /BLの電位が(Vss)となった段階でそれぞれ、駆動ノードSAPからのビット線BLへの電荷のチャージ、および反転ビット線 /BLからの駆動ノードSANへの電荷のディスチャージがそれぞれ、停止される。
【0023】
以上が、センスアンプの電位増幅の原理である。
上記のような典型的なセンスアンプにおいて、電源電圧Vccが、より低圧化、例えば1〜1.5Vとなると、NMOS N1、N2それぞれのゲート〜ソース間電圧VGS{=(Vcc/2)−Vss}が小さくなり、NMOS N1、N2それぞれの電流駆動能力は、従来に増して下がる。これは、センスアンプの電位増幅動作を緩慢にする。
【0024】
さらに電源電圧Vccが、1V以下に超低圧化されてくると、NMOS N1、N2が充分に動作しない現象が発生してくる。ゲート〜ソース間電圧VGSよりも、NMOS N1、N2のしきい値電圧の方が高くなってしまうためである。この状態では、駆動ノードSANの電位を(Vss)に接続しても、NMOSN1、N2のソース〜ドレイン間電圧VDSがそれぞれ{(Vcc/2)+ΔV}、(Vcc/2)となるだけで、反転ビット線 /BLの電荷を、駆動ノードSANに、有効にディスチャージできない。このため、センスアンプの電位増幅動作は、さらに緩慢となる。
【0025】
この事情を解消するには、NMOS N1、N2のしきい値電圧を低く設定すれば良いが、通常、NMOS N1、N2のしきい値電圧には、0.4〜0.5V以上が必要である。NMOS N1、N2のしきい値電圧をあまりにも低く設定すると、N型センスアンプ11、P型センスアンプ12により構成される、即ち、CMOS型回路で構成されるセンスアンプに、高電位Vcc〜低電位Vss間に貫通電流が発生するためである。さらにはNMOS N1、N2と同じ形成工程で形成されるNMOSを使用した周辺回路においても、同様な貫通電流が発生する。貫通電流は、周知のように消費電力を増加させる。
【0026】
このような電源電圧Vccの超低圧化による事情を解消するセンスアンプが、ISSCC 95 M.Nakamura et al.“A 29ns 64Mb DRAM with Hierachical Array Architecture”に報告されている。この文献に報告されているセンスアンプでは、駆動ノードSAPを、メモリセルのデータ“1”、つまり高電位Vccよりも高い電位Vcc2に一旦接続し、センスアンプの駆動開始初期における、P型センスアンプのPMOS P1、P2のゲート〜ソース間電圧VGSを、より大きくする。
【0027】
以下、このセンスアンプによる電位増幅の原理を、図17、図18に示したセンスアンプに対応させて、簡単に説明する。
図20は、従来のDRAMのビット線センスアンプ近傍の回路図である。図21は、その動作波形図である。これらの図において、図17、図18と同一の部分については、同一の参照符号を付し、異なる部分のみを説明する。
【0028】
図20に示すように、図17に示した回路と異なる部分は、駆動ノードSAPが、スイッチSW3Pを介して、高電位Vccよりもさらに高い電位Vcc2に接続されていることである。
【0029】
次に、その動作を説明する。
図21に示すように、待機期間(プリチャージ期間)中、ワード線WL1の電位は、低電位Vssになっている。また、スイッチSW1N、SW1Pはそれぞれオン、スイッチSW2N、SW2P、SW3Pはそれぞれオフされている。これにより、駆動ノードSAN、SAPの電位はそれぞれ、中間の電位Vccにされる。
【0030】
上記待機期間の後、読み出し/書き込み期間(アクティブ期間)が発生される。待機期間から読み出し/書き込み期間に移行するとき、まず、プリチャージ信号PRCが低電位Vssに遷移する。また、スイッチSW1N、SW1Pはそれぞれオフされ、駆動ノードSAN、SAPはそれぞれ、中間の電位Vcc/2から切り離される。この後、ワード線WL1が選択され、ワード線WL1の電位が、高電位Vccよりも高い、ワード線昇圧電位VWLHとなる。これにより、ストレージノード電極SN1に書き込まれていた情報が、ビット線BLに伝えられ、ビット線BLの電位が、±ΔVの範囲で微弱に変化する。図21中では、+ΔV上昇する例を示している。ビット線BLの電位が微弱に変化した後、スイッチSW3Pをオンさせ、駆動ノードSAPを、充分に高い電位Vcc2に接続する。このとき、反転ビット線 /BLの電位(Vcc/2)と、駆動ノードSAPの電位(Vcc2)との差を、電位(Vcc/2)よりも大きくなる。これにより、PMOS P1のゲート〜ソース間の電位差VGS=(Vcc2)−(Vcc/2)は、PMOS P1のしきい値電圧よりも大きくなり、P型センスアンプ12が、充分な電位増幅動作を開始する。P型センスアンプ12は、上述した電位増幅の原理にしたがって、ビット線BLを、反転ビット線 /BLよりも先に、PMOS P1を介して充分に高い電位Vcc2にチャージしだす。これにより、ビット線BLの電位が上昇(この上昇分を+αとする)する。上昇したビット線BLの電位によって、NMOS N2のゲート〜ソース間の電位差VGS={(Vcc/2)+Δ+α}−(Vss)は、やがてNMOS N2のしきい値電圧を超える。今度はN型センスアンプ11が、充分な電位増幅動作を開始する。N型センスアンプ11は、上述した電位増幅の原理にしたがって、反転ビット線 /BLの電荷を、NMOS N2を介して、ビット線BLよりも先に、低電位Vssにディスチャージする。このようにして、ビット線対間の電位差が充分に増幅された後、スイッチSW3Pをオフし、スイッチSW2Pをオンする。これにより、ビット線BLの電位(Vcc2)を、高電位(Vcc)にディスチャージする。ラッチされたビット線BLの電位Vccは、メモリセルMC1への再書き込みデータとして利用され、メモリセルMC1に、データ“1”が、再度書き込まれる。
【0031】
このようなセンスアンプでは、センスアンプ駆動開始時に、駆動ノードSAPを、充分に高い電位Vcc2とし、P型センスアンプ11を先に駆動させ、ビット線BLの電位を、まず上昇させる。この後、上昇されたビット線BLの電位を利用してN型センスアンプ12を駆動させる。
【0032】
このような方法により、電源電圧Vccが、NMOS N1、N2のしきい値電圧の2倍よりも低くなるまで、超低圧化された場合でも、ビット線対間の電位差を、センスアンプにより増幅することができる。
【0033】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、超低圧動作化された半導体メモリに使用できる、ビット線センスアンプでは、その動作マージンが、典型的なセンスアンプよりも縮小する、という技術的な困難が見いだされた。
【0034】
現在の半導体製造技術では、チップ全体、あるいはウェーハ全体でのしきい値電圧のばらつきは、PMOSの方が、NMOSよりも、はるかに大きくなってしまう。
【0035】
図20に示した超低圧で動作するセンスアンプでは、P型センスアンプ11を、N型センスアンプ12よりも先に動作させる。つまり、その電位増幅の初期動作が、しきい値電圧が広範囲にばらついているPMOSにより行われる。
【0036】
センスアンプの動作において、対となる2つのトランジスタのしきい値電圧が、製造上の事情によって異なってしまっている場合、センスアンプの誤動作を引き起こす場合がある。即ち、上述したように、センスアンプの動作原理は、メモリセルの電荷がビット線に転送されることにより、ビット線対に現れる微少な電位差を、それぞれのビット線をゲート電極に接続した2つの駆動能力の差によって増幅するというものであるから、しきい値電圧がこの微少信号電位よりも大きくばらついてしまうと、信号を正確に増幅できなくなってしまう。したがって、信号電位が製造上の原因によるトランジスタのしきい値電圧のばらつきに比べて充分に大きなものとすることが、動作マージンを確保する上での条件となる。
【0037】
電位増幅の初期動作を、しきい値電圧が広範囲にばらついているPMOSセンスアンプにより行う、従来の超低圧動作が可能なセンスアンプでは、電源電圧のふらつきや、温度などの使用環境に対する動作マージンを、電位増幅の初期動作をNMOSセンスアンプにより行う場合と、同等に確保するためには、ビット線対に現れる微少電位を大きく設定する必要がある。例えば電源電圧の最低値を高めに設定したり、さもなくばセルキャパシタの容量を大きくするなどが考えられる。ところが、電源電圧を高くすることは超低圧動作の目的と反し、また、セルキャパシタの容量を大きくするためには、半導体の製造プロセスを改良するなどの技術的な困難が伴う。
【0038】
この発明は、上記の事情に鑑み為されたもので、その目的は、超低圧動作が可能で、しかも動作マージンを充分に得ることができるセンスアンプを備えた、メモリ機能を有する半導体集積回路装置を提供することにある。
【0039】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、この発明の第1態様に係る半導体集積回路装置は、複数のワード線と、複数のビット線と、少なくとも2レベルの情報電位を蓄えることができる容量素子、および前記ワード線の電位レベルに応じて前記容量素子と前記ビット線との電気的な接続を制御するトランスファゲートトランジスタを含む複数のメモリセルと、前記複数のビット線のうち、第1のビット線にドレインが接続され、第2のビット線にゲートが接続された第1のNチャネル型絶縁ゲートFET、および前記第2のビット線にドレインが接続され、前記第1のビット線にゲートが接続された第2のNチャネル型絶縁ゲートFETを含むN型センスアンプと、前記第1、第2のNチャネル型絶縁ゲートFETのソースに、N型センスアンプ駆動電位を供給するN型センスアンプドライバと、前記N型センスアンプを活性にする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、最低の電位よりも低い第1の電位とし、前記メモリセルの容量素子に情報電位を再書き込みする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、前記最低の電位と等しく、かつ、外部から与えられる接地電位と等しい電位の第2の電位とするセンスアンプコントローラと、前記第1、第2のビット線はそれぞれ、前記複数のメモリセルに接続される第1の部分と、前記N型センスアンプに接続される第2の部分とを含み、これら第1の部分と第2の部分とを接続するNチャネル型絶縁ゲートFETを含むゲート回路と、を具備し、前記N型センスアンプ駆動電位が前記第1の電位とされ、前記N型センスアンプが活性になっている時、前記ゲート回路のNチャネル型絶縁ゲートFETのゲートの電位を、前記第2の電位よりも低い第3の電位として、前記ゲート回路のNチャネル型絶縁ゲートFETをオフさせることを特徴とする。
【0040】
また、この発明の第2態様に係る半導体集積回路装置は、複数のワード線と、複数のビット線と、少なくとも2レベルの情報電位を蓄えることができる容量素子、および前記ワード線の電位レベルに応じて前記容量素子と前記ビット線との電気的な接続を制御するトランスファゲートトランジスタを含む複数のメモリセルと、前記複数のビット線のうち、第1のビット線にドレインが接続され、第2のビット線にゲートが接続された第1のNチャネル型絶縁ゲートFET、および前記第2のビット線にドレインが接続され、前記第1のビット線にゲートが接続された第2のNチャネル型絶縁ゲートFETを含むN型センスアンプと、前記第1、第2のNチャネル型絶縁ゲートFETのソースに、N型センスアンプ駆動電位を供給するN型センスアンプドライバと、前記N型センスアンプを活性にする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、最低の電位よりも低い第1の電位とし、前記メモリセルの容量素子に情報電位を再書き込みする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、前記最低の電位と等しく、かつ、外部から与えられる接地電位と等しい電位の第2の電位とするセンスアンプコントローラと、前記第1、第2のビット線はそれぞれ、前記複数のメモリセルのうち、第1のメモリセル群に接続される第1の部分と、前記複数のメモリセルのうち、第2のメモリセル群に接続される第2の部分と、前記N型センスアンプに接続される第3の部分とを含み、これら第1の部分と前記第3の部分とを接続するNチャネル型絶縁ゲートFETを含む第1のゲート回路、および前記第2の部分と前記第3の部分とを接続するNチャネル型絶縁ゲートFETを含む第2のゲート回路と、を具備し、待機状態から読み出し/書き込み期間に遷移する時、前記第1、第2のゲート回路のうち、いずれか一方のゲート回路に含まれるNチャネル型絶縁ゲートFETのゲートの電位を、前記第2の電位よりも低い第3の電位として、前記一方のゲート回路のNチャネル型絶縁ゲート型FETをオフさせることを特徴とする。
【0041】
また、この発明の第3態様に係る半導体集積回路装置は、複数のワード線と、複数のビット線と、少なくとも2レベルの情報電位を蓄えることができる容量素子、および前記ワード線の電位レベルに応じて前記容量素子と前記ビット線との電気的な接続を制御するトランスファゲートトランジスタを含む複数のメモリセルと、前記複数のビット線のうち、第1のビット線にドレインが接続され、第2のビット線にゲートが接続された第1のNチャネル型絶縁ゲートFET、および前記第2のビット線にドレインが接続され、前記第1のビット線にゲートが接続された第2のNチャネル型絶縁ゲートFETを含むN型センスアンプと、前記第1、第2のNチャネル型絶縁ゲートFETのソースに、N型センスアンプ駆動電位を供給するN型センスアンプドライバと、前記N型センスアンプを活性にする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、最低の電位よりも低い第1の電位とし、前記メモリセルの容量素子に情報電位を再書き込みする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、前記最低の電位と等しく、かつ、外部から与えられる接地電位と等しい電位の第2の電位とするセンスアンプコントローラと、前記第1、第2のビット線はそれぞれ、前記複数のメモリセルに接続される第1の部分と、前記N型センスアンプに接続される第2の部分とを含み、これら前記第1の部分と前記第2の部分とを接続する、負のしきい値電圧を持つPチャネル型絶縁ゲートFETを含むゲート回路と、前記N型センスアンプ駆動電位が前記第1の電位とされ、前記N型センスアンプが活性になっている時、前記ゲート回路のPチャネル型絶縁ゲートFETのゲートの電位を、前記第2の電位と等しい第4の電位とし、前記N型センスアンプ駆動電位が前記第2の電位とされ、前記メモリセルの容量素子に情報電位が再書き込みされる時、前記ゲート回路のPチャネル型絶縁ゲートFETのゲートの電位を、前記第2の電位よりも低い第5の電位とするタイミングコントローラとを具備することを特徴とする。
【0055】
【発明の実施の形態】
以下、この発明を実施の形態により説明する。
図1は、この発明の第1の実施形態に係るDRAMのビット線センスアンプの回路図、図2は、その動作波形図、図3は、そのビット線センスアンプを備えたDRAMのブロック図である。
【0056】
図1に示すように、セルアレイには、複数のワード線WL(WL1、WL2) 、および複数のビット線BL(BL、/BL)がそれぞれ形成されている。これらワード線WLとビット線BLとの各電気的交点にはそれぞれ、ダイナミック型のメモリセルMC(MC1、MC2) が形成されている。メモリセルMCは各々、キャパシタC(C1、C2) 、およびトランスファトランジスタTR(TR1、TR2) とから構成される。トランジスタTRは、ゲートをワード線WLに、電流通路をキャパシタCとビット線BLとの間に直列に接続する。キャパシタCの一方の電極はプレート電位VPLが供給されるプレート電極であり、他方の電極は、情報を、少なくとも2レベルの電位として蓄えるストレージノードSN(SN1、SN2) である。ストレージノードSNは、トランジスタTRのソースに接続されている。ビット線BLは、メモリセルMC1に接続され、ビット線 /BLは、メモリセルMC2に接続されている。ビット線 /BLと、ビット線BLとは、互いに対をなす(以下、ビット線対という)。
【0057】
ビット線対BL、 /BLは、例えばセルアレイの外に導出され、セルアレイの外において、ビット線系回路(カラム系回路)に接続される。第1の実施形態では、ビット線系回路として、ビット線対BL、 /BL間の電位差をイコライズするビット線対イコライザ10、ビット線対BL、 /BL間の微小電位差として読み出されたメモリセルMCの記憶情報を増幅するN型センスアンプ11およびP型センスアンプ12、並びに読み出し指定されたビット線対BL、 /BLをDQ線対DQ、 /DQに接続するカラムゲート15をそれぞれ含んでいる。
【0058】
イコライザ10は、電流通路をビット線BLと反転ビット線 /BLとの間に直列に接続したNチャネル型MOSFET(以下NMOSという)N3と、電流通路の一端をビット線BLに接続し、その他端に高電位Vccと接地電位Vssとの中間の電位Vcc/2を受けるNMOS N4と、電流通路の一端を反転ビット線 /BLに接続し、その他端に中間の電位を受けるNMOS N5 とにより構成されている。これらNMOS N3〜N5のゲートにはそれぞれ、プリチャージ信号PRCが供給される。
【0059】
N型センスアンプ11は、ドレインをビット線BLに接続し、ゲートを反転ビット線 /BLに接続したNMOS N1と、ドレインを反転ビット線 /BLに接続し、ゲートをビット線BLに接続したNMOS N2とにより構成されている。これらNMOS N1、N2のソースはそれぞれ、制御信号線(駆動ノード)SANに接続されている。
【0060】
制御信号線SANの電位は、N型センスアンプドライバ20Nにより与えられる。ドライバ20Nは、スイッチSW1N、SW2N、SW3Nを有している。スイッチSW1Nは、制御信号線SANを、電源電圧(Vss〜Vcc)の中間の電位に接続する。第1の実施形態では、中間の電位を、電位Vccの約半分である、電位Vcc/2に設定している。スイッチSW2Nは、制御信号線SANを、電源電圧の低電位側電位に接続する。第1の実施形態では、低電位側電位は、接地電位Vssである。スイッチSW3Nは、制御信号線SANを、接地電位Vssよりもさらに低い、例えば負電位Vss2に接続する。
【0061】
P型センスアンプ12は、ドレインをビット線BLに接続し、ゲートを反転ビット線 /BLに接続したPMOS P1と、ドレインを反転ビット線 /BLに接続し、ゲートをビット線BLに接続したPMOS P2とにより構成されている。これらPMOS P1、P2のソースはそれぞれ、制御信号線(駆動ノード)SAPに接続されている。
【0062】
制御信号線SAPの電位は、P型センスアンプドライバ20Pにより与えられる。ドライバ20Pは、スイッチSW1P、SW2P、SW3Pを有している。スイッチSW1Pは、制御信号線SAPを、電源電圧(Vss〜Vcc)の中間の電位に接続する。第1の実施形態では、中間の電位は、上記電位Vcc/2である。スイッチSW2Pは、制御信号線SAPを、電源電圧の高電位側電位に接続する。第1の実施形態では、高電位側電位は、外部から与えられる高電位Vccである。スイッチSW3Pは、制御信号線SAPを、高電位Vccよりもさらに高い電位Vcc2に接続する。
【0063】
これらのスイッチSW1N〜SW3N、SW1P〜SW3Pはそれぞれ、図3に示すセンスアンプ制御回路21により、開閉制御される。
次に、その動作を説明する。
【0064】
図2に示すように、待機期間(プリチャージ期間)中、ワード線WL1の電位は、接地電位Vssよりも低い、ワード線降圧電位VWLLとされる。これは、トランスファトランジスタTR(TR1、TR2 )に流れるリーク電流を少なくするためである。また、スイッチSW1N、SW1Pはそれぞれオン、スイッチSW2N、SW2P、SW3N、SW3Pはそれぞれオフされる。これにより、制御信号線SAN、SAPの電位はそれぞれ、中間の電位Vcc/2にされる。また、プリチャージ信号PRCは高電位Vccとなっており、ビット線対BL、 /BLの電位はそれぞれ、中間の電位Vcc/2にイコライズされている。
【0065】
上記待機期間の後、読み出し/書き込み期間(アクティブ期間)が始まる。待機期間から読み出し/書き込み期間に移行するとき、まず、プリチャージ信号PRCを、接地電位Vssよりも、低い電位に遷移させる。第1の実施形態では、上記ワード線降圧電位VWLLに遷移させる。これは、NMOS N3、N4、N5に流れるリーク電流を少なくするためである。また、スイッチSW1N、SW1Pはそれぞれオフされ、制御信号線SAN、SAPはそれぞれ、中間の電位Vcc/2から切り離される。この後、ワード線のうち、ワード線WL1が選択されたとする。選択されたワード線WL1には、高電位Vccよりも高い、ワード線昇圧電位VWLHが供給される(これは、キャパシタC(C1、C2 )に、“H”データ、即ち電位Vccを“しきい値落ち”することなく、書き込むためである)。メモリセルMC1のストレージノード電極SN1には、蓄積電荷の量に応じた情報が書き込まれている。ワード線WL1の電位が電位VWLHとなることによって、トランスファトランジスタTR1がオンし、ストレージノード電極SN1に書き込まれていた情報、即ち、微弱な電荷がビット線BLに伝えられる。これにより、ビット線BLの電位は微弱に変化する。ストレージノード電極SN1に、データ“1”が書き込まれていた場合には、ビット線BLの電位は、+ΔV上昇する。反対にデータ“0”が書き込まれていた場合には、ビット線BLの電位は、−ΔV下降する。図2中では、+ΔV上昇する例を示している。
【0066】
この後、スイッチSW3N、SW3Pをオンさせる。これにより、制御信号線SANは、接地電位Vssよりも充分に低い電位Vss2に接続され、制御信号線SAPは、高電位Vccよりも充分に高い電位Vcc2に接続される。
【0067】
このとき、NMOS N1のゲート〜ソース間には{(Vcc/2)−Vss2}の電位差がかかり、NMOS N2のゲート〜ソース間には{(Vcc/2)+ΔV−Vss2}の電位差がかかる。電位Vss2は、接地電位Vss(=0V)よりも低い。このため、NMOS N1、N2のゲート〜ソース間には、図17、図20に示した従来のセンスアンプに比べ、より大きい電位差をかけることができる。この大きな電位差を、NMOS N1、N2のしきい値電圧、例えば0.4〜0.5以上としておくことで、NMOS N1、N2は、充分に動作できる。よって、電位増幅の原理にしたがい、反転ビット線 /BLの電位(電荷)は、NMOS N2を介して電位(Vcc/2)から、充分に低い電位Vss2にディスチャージされる。
【0068】
また、PMOS P1のゲート〜ソース間には{Vcc2−(Vcc/2)}の電位差が、PMOS P2のゲート〜ソース間には{Vcc2−(Vcc/2)+ΔV}の電位差がそれぞれかかる。電位Vcc2は、高電位Vcc(=1V)よりも高い。このため、NMOS N1、N2と同様に、PMOS P1、P2のゲート〜ソース間には、従来のセンスアンプに比べて、より大きい電位差がかかる。この大きな電位差を、PMOS P1、P2のしきい値電圧以上としておくことで、NMOS N1、N2と同様に、PMOS P1、P2が充分に動作する。これにより、ビット線BLの電位は、PMOS P1を介して電位(Vcc/2+ΔV)から、充分に高い電位Vcc2に、さらにチャージされる。
【0069】
このようにして充分に増幅されたビット線対BL、 /BL間の電位差(Vcc2−Vss2)は、カラムゲート15が導通することにより、データ線対DQ、 /DQに読み出されていく。
【0070】
この後、スイッチSW3N、SW3Pをオフし、スイッチSW2N、スイッチSW2Pをオンさせる。これにより、ビット線BLの電位は、充分に高い電位(Vcc2)から、高電位Vccに遷移する。また、反転ビット線 /BLは、充分に低い電位(Vss2)から、接地電位Vssに遷移する。センスアンプ11、12がアクティブとなっている間、ビット線BLの電位Vcc、反転ビット線 /BLの電位Vssはそれぞれ、センスアンプ11、12にラッチされている。ラッチされたビット線BLの電位Vccは、メモリセルMC1への再書き込みデータとして利用され、メモリセルMC1に、データ“1”が、再度書き込まれる。
【0071】
上記とは逆に、メモリセルMC1から、データ“0”を読み出した場合には、ビット線BLの電位は、センスアンプ11、12によって、電位Vssにラッチされる。ビット線BLの電位Vssは、メモリセルMC1への再書き込みデータとして利用され、メモリセルMC1に、データ“0”が、再度書き込まれる。
【0072】
メモリセルMC1に、読み出したデータを再度書き込んだ後、ワード線WL1の電位を、ワード線降圧電位VWLLとする。この後、プリチャージ信号PRCを高電位Vccとし、スイッチSW2N、SW2Pをオフ、スイッチSW1N、SW1Pをオンさせることで、待機期間に再度戻る。
【0073】
以上説明したように、第1の実施形態に係るセンスアンプは、ビット線対BL、 /BL間の微小電位差を増幅するとき、NMOS N1、N2のソースに、接地電位Vssよりも充分に低い電位Vss2を与える。このようにN型センスアンプ11を駆動する制御信号線SANの電位を下げることで、電源電圧Vccが、接地電位Vssとプリチャージ電位Vcc/2との電位差がNMOS N1、N2のしきい値電圧よりも小さくなるほど超低圧化されても、N型センスアンプ11は、電位の増幅動作を行うことができる。N型センスアンプ11が動作し、ビット線対間の電位差が拡がりだした後、P型センスアンプ12が動作し出すことにより、ビット線対間の電位差は、さらに拡大される。
【0074】
また、超低圧動作型のセンスアンプは、例えば図20に示したように、従来より知られているが、このセンスアンプでは、電位増幅の初期動作を、PMOSにより行う。即ち、P型センスアンプを使って、ビット線対BL、 /BL間の微小電位差を増幅し、増幅された後のビット線電位を、N型センスアンプのNMOSのゲートに与えることで、N型センスアンプを動作させる。しかしながら、PMOSは、NMOSに比べてしきい値電圧のばらつきが大きく、ビット線対BL、 /BL間の微小電位差がより微小になってくると、誤読み出しの可能性が高まる。
【0075】
この点、第1の実施形態では、P型センスアンプ12よりも先に、N型センスアンプ11が動作するので、電位増幅の初期動作をNMOSにより行うことができる。NMOSは、PMOSよりもしきい値電圧のばらつきの範囲が狭い。したがって、ビット線対BL、 /BL間の微小電位差がより微小になったとき、誤読み出しの可能性を、図20に示した超低圧動作型のセンスアンプに比べて、より少なくなる。
【0076】
このように、第1の実施形態に係るセンスアンプは、誤読み出しの可能性を少なくすることができるので、さらなる電源電圧の超低圧化に、充分に対応できる、という効果がある。
【0077】
さらに第1の実施形態では、待機期間中の全てのワード線の電位、および読み出し/書き込み期間中の非選択のワード線の電位を、接地電位Vssよりも低いワード線降圧電位VWLLとする。降圧電位VWLLのレベルは、例えば電位Vss2のレベルと同じでよい。このような降圧電位VWLLを、ワード線に与えることで、接地電位Vssよりもさらに低い電位Vss2となるビット線BL、 /BLに接続されるトランスファトランジスタTRを、確実にオフさせることができる。
【0078】
このような工夫が為されたセルアレイでは、第1の実施形態に係るセンスアンプをビット線対BL、 /BLに接続しても、トランスファトランジスタTRのゲート〜ソース間の電位差がしきい値電圧以下となったときのリーク電流を小さくできる、という効果を得ることができる。
【0079】
同様の観点から、プリチャージ信号PRCの電位を降圧電位VWLLとして、イコライザ10をオフさせる。また、カラム選択信号CSLの電位を降圧電位VWLLとして、カラムゲート15をオフさせる。このように、ビット線系回路に含まれるNMOSを、電位Vss2のレベルと同等のレベルである降圧電位VWLLによりオフさせることにより、第1の実施形態に係るセンスアンプ11、12を含むビット線系回路を、誤動作し難くできる、という効果を得ることができる。
【0080】
次に、第2の実施形態を説明する。
図4は、第2の実施形態に係るDRAMの回路図、図5は、その動作波形図、図6は、その全体構成を示すブロック図である。図4〜図6において、図1〜図3と同一部分については同一の参照符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【0081】
図4および図6に示すように、第2の実施形態が第1の実施形態と異なる部分は、各ビット線対BL、 /BLごとに、ゲート回路13をビット線系回路とセルアレイとの間に含むことである。このゲート回路13は、ビット線対BL、 /BLを、セルアレイ側ビット線対BLA、 /BLA、ビット線系回路側ビット線対BLB、 /BLBとに分割する。
【0082】
ゲート回路13は、電流通路を、ビット線BLに直列に挿入したNMOS N6と、電流通路を、ビット線 /BLに直列に挿入したNMOS N7とにより構成される。NMOS N6、N7はそれぞれ、イコライザ10と、メモリセルMCとの間に接続されている。
【0083】
NMOS N6、N7のゲートには、導通タイミング制御信号Pが供給される。導通タイミング制御信号Pは、図6に示すタイミング制御回路30から出力される。タイミング制御回路30は、ゲート回路13のNMOS N6、N7をそれぞれ、ビット線系回路側ビット線対BLB、 /BLB間の電位差が増幅(Vcc2−Vss2)されている間、オフするように制御する。
【0084】
次に、その動作を、動作波形図を参照してより詳しく説明する。
図5に示すように、待機期間中、導通タイミング信号Pのレベルは、高電位Vccよりも高い、ワード線昇圧電位VWLHであり、セルアレイ側ビット線対BLA、 /BLAは、ビット線系回路側ビット線対BLB、 /BLBに接続されている。このため、待機期間においては、第1の実施形態と同様である。
【0085】
読み出し/書き込み期間において、選択されたワード線WL1の電位が立ち上がり、セルアレイ側ビット線対BLA、/BLAに、微小電位差Δが現れる。このとき、導通タイミング信号Pのレベルは、高電位Vccよりも高い、ワード線昇圧電位VWLHであり、NMOS N6、N7はそれぞれ、オンしている。このため、微小電位差Δは、ビット線系回路側ビット線対BLB、/BLBにも伝えられる。この後、導通タイミング信号Pのレベルは、接地電位Vssよりも低い、ワード線降圧電位VWLLとし、NMOS N6、N7をそれぞれ、オフさせる。これにより、ビット線対BLA、/BLAと、ビット線対BLB、/BLBとを非接続にする。この後、スイッチSW3N、SW3Pをオンさせる。これにより、N型センスアンプ11では、第1の実施形態と同様な電位の増幅動作が始まり、やがて、ビット線対BLB、/BLB間の電位差は、微小電位差Δから、電源電圧よりも大きい電位差(Vcc2−Vss2)まで増幅される。この後、データを読み出す。データを読み出した後、スイッチSW3N、SW3Pをオフさせ、スイッチSW2N、SW2Pをオンさせる。これにより、ビット線対BLB、/BLB間の電位差は、電位差(Vcc2−Vss2)から、電源電圧(Vcc−Vss)まで下がる。この後、導通タイミング信号Pのレベルを、降圧電位VWLLから、昇圧電位VWLHに上げ、NMOS N6、N7をそれぞれオンさせる。これにより、ビット線対BLA、/BLA間の電位差は、微小電位差Δから、電源電圧(Vcc−Vss)まで増幅される。この増幅された電位差により、メモリセルMC1には情報が再度書き込まれる。
【0086】
このような第2の実施形態に係るDRAMでは、ゲート回路13によって、電源電圧よりも大きい電位差(Vcc2−Vss2)が、セルアレイ側ビット線対BLA、 /BLAに伝わらなくなる。このため、メモリセルMCには、電源電圧以上の大きな電圧が加わらないので、第1の実施形態に比較して、メモリセルMCの微細化を促進できる、という効果を得ることができる。
【0087】
次に、第3の実施形態を説明する。
図7は、第3の実施形態に係るDRAMの回路図、図8は、その動作波形図、図9は、その全体構成を示すブロック図である。図7〜図9において、図1〜図6と同一部分については同一の参照符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【0088】
図7および図9に示すように、第3の実施形態が、第1、第2の実施形態と異なる部分は、セルアレイAとセルアレイBとで共通のビット線系回路側ビット線対BLC、 /BLC(以下、共通ビット線対という)を有することである。共通ビット線対BLC、 /BLCに接続されたビット線系回路は、セルアレイAとセルアレイBとで共通に使用される。共通に使用されるビット線系回路には、第1の実施形態により説明した超低圧動作が可能なN型センスアンプ11、P型センスアンプ12の他、イコライザ10、カラムゲート15などが含まれている。なお、セルアレイAとセルアレイBとで共通に使用されるセンスアンプは、シェアード型センスアンプと呼ばれている。
【0089】
セルアレイAのビット線対BLA、 /BLAは、共通ビット線対BLC、 /BLCの一端に、ゲート回路13Aによって接続される。同様に、セルアレイBのビット線対BLB、 /BLBは、共通ビット線対BLC、 /BLCの他端に、ゲート回路13Bによって接続される。ゲート回路13Aは、電流通路の一端をビット線BLAに接続し、その他端を共通ビット線BLCの一端に接続したNMOS N6Aと、電流通路の一端をビット線 /BLAに接続し、その他端を共通ビット線 /BLCの他端に接続したNMOS N7Aとにより構成されている。同様に、ゲート回路13Bは、電流通路の一端をビット線BLBに接続し、その他端を共通ビット線BLCの一端に接続したNMOS N6Bと、電流通路の一端をビット線 /BLBに接続し、その他端を共通ビット線 /BLCの他端に接続したNMOS N7Bとにより構成されている。NMOS N6A、N7Aのゲートには、導通タイミング制御信号PAが供給され、NMOS N6B、N7Bのゲートには、導通タイミング制御信号PBが供給される。導通タイミング制御信号PA、PBは、図9に示すタイミング制御回路31から出力される。タイミング制御回路31は、データの読み出し/書き込みを行うために、セルアレイA、セルアレイBのいずれかを選び、選ばれたセルアレイA、またはセルアレイBを、データ線DQ、 /DQに接続する。さらに選ばれたセルアレイA、またはセルアレイBに対して、読み出し/書き込み期間中、ゲート回路13AのNMOS N6A、N7A、またはゲート回路13BのNMOS N6B、N7Bをそれぞれ、共通ビット線対BLC、 /BLC間の電位差が増幅(Vcc2−Vss2)されている間、オフするように制御する。
【0090】
次に、その動作を、動作波形図を参照してより詳しく説明する。
図8に示すように、待機期間中、導通タイミング信号PA、PBのレベルはそれぞれ、高電位Vccよりも高い、ワード線昇圧電位VWLHであり、ビット線対BLA、 /BLA、およびビット線対BLB、 /BLBはそれぞれ、共通ビット線対BLC、 /BLCに接続されている。これにより、ビット線対BLA、 /BLA間の電位差、およびビット線対BLB、 /BLBの電位差はともに、共通のイコライザ10により、イコライズされる。この後、選択されたワード線を立ち上げる前に、セルアレイA、セルアレイBのいずれをアクセスするかが決定される。この決定にしたがって、アクセスされるセルアレイのビット線対を、共通ビット線対BLC、 /BLCに接続したままに、アクセスされないセルアレイのビット線対を、共通ビット線対BLC、 /BLCから非接続にする。図8には、セルアレイAがアクセスされる状態が示されている。そのため、導通タイミング信号PAは、ワード線昇圧電位VWLHのまま、また、信号PBは、ワード線降圧電位VWLLにされる。これにより、NMOS N6A、N7Aはオンのまま、NMOS N6B、N7Bはオフする。
【0091】
読み出し/書き込み期間においては、ゲート回路13Aは、第2の実施形態のゲート回路13と同様な動作を行う。このため、読み出し/書き込み期間は、第2の実施形態と同様である。
【0092】
このような第3の実施形態に係るDRAMは、第1の実施形態により説明した超低圧動作可能なセンスアンプを、シェアード型センスアンプと呼ばれているものに応用している。このように、この発明に係るセンスアンプは、シェアード型とすることもできる。また、ゲート回路13A、13Bは、シェアード型センスアンプを搭載しているDRAMにおいては、φtゲートと呼ばれている。一般的なφtゲートでは、選択されたものにおいては、読み出し/書き込み期間中、オフされることはなく、セルアレイのビット線対と、共通ノード線対とを接続し続ける。
【0093】
しかし、第3の実施形態のゲート回路13A、13Bは、その動作に、第2の実施形態で説明したゲート回路13の動作を採用している。つまり、共通ノード線対間の微小電位差Δを増幅しているとき、選択されたものにおいても、読み出し/書き込み期間中、オフさせる。これにより、第3の実施形態では、超低圧動作が可能なシェアード型センスアンプを搭載しているDRAMにおいて、メモリセルMCに、電源電圧以上の大きな電圧が加えずに済み、第2の実施形態と同様に、メモリセルMCの微細化を促進できる、という効果を得ることができる。
【0094】
次に、第4の実施形態を説明する。
図10は、第4の実施形態に係るDRAMの動作波形図、図11は、その全体構成を示すブロック図である。図10、図11において、図5、図6と同一の部分については同一の参照符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【0095】
図10に示すように、第4の実施形態が、第2の実施形態と異なる部分は、ワード線の電位が、待機状態、あるいは非選択状態において接地電位Vssであることである。
【0096】
また、図11に示すように、第4の実施形態は、第2の実施形態と同様なゲート回路13を有しているので、電源電圧以上に増幅された電位差(Vcc2−Vss2)は、セルアレイ側ビット線BLA、 /BLAに伝わらないようにできるとともに、再書き込み時のセルアレイ側ビット線BLA、 /BLAの電位差を、電源電圧(Vcc−Vss)にできる。再書き込み時のセルアレイ側ビット線BLA、 /BLAの電位差を電源電圧(Vcc−Vss)とすることで、待機状態、あるいは非選択状態におけるワード線の電位を接地電位Vssとしても、サブスレッショルドリークは、第1〜第3の実施形態と同様に、充分に抑制することができる。
【0097】
待機状態、あるいは非選択状態において、ワード線の電位を接地電位Vssとした時の利点は、ワード線の電位を降圧電位VWLLとした時よりも、電位を安定させ易くなることである。
【0098】
また、第1〜第3の実施形態における降圧電位VWLLは、集積回路チップ内に設けられる電圧発生回路、例えばPMOSとキャパシタとで構成される降圧用チャージポンプ回路によって発生され、ワード線ドライバ、プリチャージ制御回路、タイミング制御回路などにそれぞれ供給される。しかし、第4の実施形態では、降圧電位VWLLを、ワード線ドライバに供給せずに済むので、電圧発生回路の回路規模を小さくできる利点がある。特に電圧発生回路が降圧用チャージポンプ回路である場合には、キャパシタの面積を小さくでき、集積回路のチップサイズの増大を抑制する効果は、特に高くすることができる。
【0099】
次に、第5の実施形態を説明する。
図12は、第5の実施形態に係るDRAMの動作波形図、図13は、その全体構成を示すブロック図である。図12、図13において、図8、図9と同一の部分については同一の参照符合を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【0100】
図12に示すように、第5の実施形態が、第3の実施形態と異なる部分は、ワード線の電位が、待機状態、あるいは非選択状態において接地電位Vssであることである。つまり、第5の実施形態は、第4の実施形態を、シェアード型のセンスアンプのDRAMに応用したものである。
【0101】
第5の実施形態では、シェアード型のセンスアンプのDRAMにおいて、第4の実施形態で説明した、待機状態、あるいは非選択状態において、ワード線の電位を安定させ易くなる、および降圧電位VWLLを発生させる電圧発生回路の回路規模を小さくできる、という利点を得ることができる。
【0102】
次に、第6の実施形態を説明する。
図14は、この発明の第6の実施形態に係るDRAMのビット線センスアンプの回路図、DRAMの回路図、図15は、その動作波形図、図16は、その全体構成を示すブロック図である。図14〜図16において、図1〜図3と同一の部分については同一の参照符号を付し、異なる部分についてのみ説明する。
【0103】
図14および図16に示すように、第6の実施形態が第1の実施形態と異なる部分は、各ビット線対BL、 /BLごとに、ビット線対間の電位差の振幅を調節するゲート回路14を含むことである。この第6の実施形態に示すゲート回路14は、特に電位差(Vcc2−Vss2)という大きい電位差を、N型センスアンプ11よりデータ線対DQ、 /DQ側のビット線対に発生されるようにしている。このため、センスアンプのうち、N型センスアンプ11をデータ線対DQ、 /DQ側に配置し、ゲート回路14を、N型センスアンプ11とP型センスアンプ12との間に設けている。また、この第6の実施形態では、振幅を調節するゲート回路14の一つの例として、PMOSの“しきい値浮き”を利用したゲート回路14を示す。このようなゲート回路14は、電流通路を、ビット線BLに直列に挿入したPMOS P3と、電流通路を、ビット線 /BLに直列に挿入したNMOS P4とにより構成される。PMOS P3、P4はそれぞれ、所定の負のしきい値電圧Vthを有する。さらにPMOS P3、P4は、ビット線対BL、 /BLを、電位差(Vcc2−Vss2)以下の電位差を生ずるビット線対BLA、 /BLAと、電位差(Vcc2−Vss2)を生ずるビット線対BLB、 /BLBとに分割する。
【0104】
PMOS P3、P4のゲートには、振幅タイミング制御信号Qが供給される。振幅タイミング制御信号Qは、図16に示すタイミング制御回路32から出力される。タイミング制御回路32は、ゲート回路14のPMOS P3、P4それぞれのゲートに接地電位Vssを与えて“しきい値浮き”が生じるように、特に再書き込み時においては、接地電位Vssよりもさらに低い降圧電位VWLLをPMOS P3、P4それぞれのゲートに与えて“しきい値浮き”が補償されるように、PMOS P3、P4のゲート電位を制御する。
【0105】
次に、その動作を、動作波形図を参照してより詳しく説明する。
図15に示すように、制御信号Qのレベルは、待機期間から読み出し/書き込み期間中の特に読み出し期間にかけて接地電位Vssである。このため、待機期間から読み出し期間にかけての動作タイミングは、第1の実施形態と同様であるが、ビット線対BLB、 /BLB間の電位差が(Vcc2−Vss2)であるのに対して、ビット線対BLA、 /BLA間の電位差が(Vcc2−Vss+Vth)であることが異なっている。“Vth”は、PMOS P3、P4のしきい値電圧であり、制御信号Qのレベルが接地電位Vssである間、PMOS P3、P4のうち、電位Vss2となっているビット線に接続されているものは、“しきい値浮き”を発生する。
【0106】
読み出し期間の後、スイッチSW3N、SW3Pがオフし、スイッチSW2N、SW2Pがオンして書き込み期間に入ると、制御信号Qのレベルが接地電位Vssよりもさらに低い降圧電位VWLLとなる。制御信号Qのレベルが降圧電位VWLLとなっている間は、上述したように“しきい値浮き”が補償される。
【0107】
このような第6の実施形態によれば、ビット線対BLA、 /BLA間の電位差が、電位差(Vcc2−Vss2)よりも小さい電位差(Vcc2−Vss+Vth)となり、特に第2の実施形態で説明したような、第1の実施形態に比較して、メモリセルMCにかかる最大電圧を小さくでき、メモリセルMCの微細化を推進できる、という効果を得ることができる。
【0108】
また、再書き込み時、制御信号Qのレベルを降圧電位VWLLとし、“しきい値浮き”を補償する。このため、特に“0”レベルのデータを再書き込みする場合には、ビット線の電位をほぼ接地電位Vssにでき、充分な“0”データを、メモリセルMCに書き込むことができる。
【0109】
また、この第6の実施形態では、セルアレイ側ビット線対BLA、 /BLAの電位が、充分に低いVss2まで下がらないようにできる。このため、待機状態、あるいは非選択状態におけるワード線の電位を、降圧電位VWLLの他、図15に示すように接地電位Vssとしても、サブスレッショルドリークを抑制できる。このため、特に第4の実施形態で説明した効果と同等の効果を得ることもできる。
【0110】
また、ゲート回路14を設ける位置は、図14および図16に示すように、N型センスアンプ11とP型センスアンプ12との間に限られることはなく、例えばP型センスアンプ12とイコライザ10との間や、イコライザ10とセルアレイとの間に設けることも可能である。
【0111】
しかしながら、図14および図16に示すようなN型センスアンプ11とP型センスアンプ12との間にゲート回路14を設ける構成は、特にP型センスアンプ12、およびイコライザ10にかかる最大電圧を小さくできる、という効果があり、P型センスアンプ12、およびイコライザ10を構成するMOSFETを微細化できる、という特有の効果を得ることができる。
【0112】
また、N型センスアンプ11とP型センスアンプ12との間にゲート回路14を設ける構成は、電位増幅を、ビット線対BLA、 /BLAと、ビット線対BLB、 /BLBとに分けて行うことができる。つまり、N型センスアンプ11が増幅すべきビット線対の配線容量を第1〜第6の実施形態に比較してより小さくでき、電位増幅を、第1〜第6の実施形態に比較してより高速に行うことができる、という効果も有る。
【0113】
また、第2〜第5の実施形態に示したゲート回路13、13A、13Bは、第6の実施形態のように、N型センスアンプ11とP型センスアンプ12との間に設けるようにすることも可能である。
【0114】
なお、第6の実施形態は、第3、第5の実施形態で説明したようなシェアード型センスアンプにも適用することができる。その場合には、ゲート回路14の他に、φtゲート(ゲート回路13A、13B)を設けても良いし、ゲート回路14自身をφtゲートのように動作させるようにしても良い。ゲート回路14自身をφtゲートのように動作させる場合には、例えば非選択のセルアレイ側のゲート回路14を構成するPMOSのゲートに、高電位Vcc、あるいは昇圧電位VWLHを与えてオフさせ、選択されたセルアレイ側のゲート回路14を構成するPMOSのゲートには、上述したように接地電位Vss与えるとともに、特に再書き込み時において、降圧電位VWLLを与えるようにすれば良い。
【0115】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、超低圧動作が可能で、しかも動作マージンを充分に得ることができるセンスアンプを備えた、メモリ機能を有する半導体集積回路装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1はこの発明の第1の実施形態に係るセンスアンプの回路図。
【図2】図2はこの発明の第1の実施形態に係るセンスアンプの動作波形図。
【図3】図3はこの発明の第1の実施形態に係るセンスアンプを備えたDRAMのブロック図。
【図4】図4はこの発明の第2の実施形態に係るセンスアンプの回路図。
【図5】図5はこの発明の第2の実施形態に係るセンスアンプの動作波形図。
【図6】図6はこの発明の第2の実施形態に係るセンスアンプを備えたDRAMのブロック図。
【図7】図7はこの発明の第3の実施形態に係るセンスアンプの回路図。
【図8】図8はこの発明の第3の実施形態に係るセンスアンプの動作波形図。
【図9】図9はこの発明の第3の実施形態に係るセンスアンプを備えたDRAMのブロック図。
【図10】図10はこの発明の第4の実施形態に係るセンスアンプの動作波形図。
【図11】図11はこの発明の第4の実施形態に係るセンスアンプを備えたDRAMのブロック図。
【図12】図12はこの発明の第5の実施形態に係るセンスアンプの動作波形図。
【図13】図13はこの発明の第5の実施形態に係るセンスアンプを備えたDRAMのブロック図。
【図14】図14はこの発明の第6の実施形態に係るセンスアンプの回路図。
【図15】図15はこの発明の第6の実施形態に係るセンスアンプの動作波形図。
【図16】図16はこの発明の第6の実施形態に係るセンスアンプのを備えたDRAMブロック図。
【図17】図17は従来のセンスアンプの回路図。
【図18】図18は従来のセンスアンプの動作波形図。
【図19】図19(A)および(B)はそれぞれセンスアンプの増幅原理を説明するための図。
【図20】図20は従来の超低圧動作型のセンスアンプの回路図。
【図21】図21は従来の超低圧動作型のセンスアンプの動作波形図。
【符号の説明】
10…ビット線対イコライザ、
11…N型センスアンプ、
12…P型センスアンプ、
13…セル側ノード/センスアンプ側ノード分割ゲート、
13A、13B…φtゲート、
14…ビット線電位調整ゲート、
15…カラムゲート、
20N…N型センスアンプドライバ、
20P…P型センスアンプドライバ、
21…センスアンプ制御回路。
30,31,32…タイミング制御回路。
Claims (9)
- 複数のワード線と、
複数のビット線と、
少なくとも2レベルの情報電位を蓄えることができる容量素子、および前記ワード線の電位レベルに応じて前記容量素子と前記ビット線との電気的な接続を制御するトランスファゲートトランジスタを含む複数のメモリセルと、
前記複数のビット線のうち、第1のビット線にドレインが接続され、第2のビット線にゲートが接続された第1のNチャネル型絶縁ゲートFET、および前記第2のビット線にドレインが接続され、前記第1のビット線にゲートが接続された第2のNチャネル型絶縁ゲートFETを含むN型センスアンプと、
前記第1、第2のNチャネル型絶縁ゲートFETのソースに、N型センスアンプ駆動電位を供給するN型センスアンプドライバと、
前記N型センスアンプを活性にする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、最低の電位よりも低い第1の電位とし、前記メモリセルの容量素子に情報電位を再書き込みする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、前記最低の電位と等しく、かつ、外部から与えられる接地電位と等しい電位の第2の電位とするセンスアンプコントローラと、
前記第1、第2のビット線はそれぞれ、前記複数のメモリセルに接続される第1の部分と、前記N型センスアンプに接続される第2の部分とを含み、これら第1の部分と第2の部分とを接続するNチャネル型絶縁ゲートFETを含むゲート回路と、を具備し、
前記N型センスアンプ駆動電位が前記第1の電位とされ、前記N型センスアンプが活性になっている時、前記ゲート回路のNチャネル型絶縁ゲートFETのゲートの電位を、前記第2の電位よりも低い第3の電位として、前記ゲート回路のNチャネル型絶縁ゲートFETをオフさせることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 複数のワード線と、
複数のビット線と、
少なくとも2レベルの情報電位を蓄えることができる容量素子、および前記ワード線の電位レベルに応じて前記容量素子と前記ビット線との電気的な接続を制御するトランスファゲートトランジスタを含む複数のメモリセルと、
前記複数のビット線のうち、第1のビット線にドレインが接続され、第2のビット線にゲートが接続された第1のNチャネル型絶縁ゲートFET、および前記第2のビット線にドレインが接続され、前記第1のビット線にゲートが接続された第2のNチャネル型絶縁ゲートFETを含むN型センスアンプと、
前記第1、第2のNチャネル型絶縁ゲートFETのソースに、N型センスアンプ駆動電位を供給するN型センスアンプドライバと、
前記N型センスアンプを活性にする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、最低の電位よりも低い第1の電位とし、前記メモリセルの容量素子に情報電位を再書き込みする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、前記最低の電位と等しく、かつ、外部から与えられる接地電位と等しい電位の第2の電位とするセンスアンプコントローラと、
前記第1、第2のビット線はそれぞれ、前記複数のメモリセルのうち、第1のメモリセル群に接続される第1の部分と、前記複数のメモリセルのうち、第2のメモリセル群に接続される第2の部分と、前記N型センスアンプに接続される第3の部分とを含み、これら第1の部分と前記第3の部分とを接続するNチャネル型絶縁ゲートFETを含む第1のゲート回路、および前記第2の部分と前記第3の部分とを接続するNチャネル型絶縁ゲートFETを含む第2のゲート回路と、を具備し、
待機状態から読み出し/書き込み期間に遷移する時、前記第1、第2のゲート回路のうち、いずれか一方のゲート回路に含まれるNチャネル型絶縁ゲートFETのゲートの電位を、前記第2の電位よりも低い第3の電位として、前記一方のゲート回路のNチャネル型絶縁ゲート型FETをオフさせることを特徴とする半導体集積回路装置。 - 前記待機状態から読み出し/書き込み期間に遷移した後、前記N型センスアンプ駆動電位が、少なくとも前記第1の電位とされている間、前記第1、第2のゲート回路うち、他方のゲート回路に含まれるNチャネル型絶縁ゲートFETのゲートの電位を前記第3の電位とし、前記他方のゲート回路をオフさせることを特徴とする請求項2に記載の半導体集積回路装置。
- 前記第3の部分に接続され、前記ビット線をプリチャージ電位にプリチャージするビット線プリチャージ回路を、さらに具備することを特徴とする請求項2に記載の半導体集積回路装置。
- 前記プリチャージ電位と接地電位との電位差は、前記第1、第2のNチャネル型絶縁ゲートFETのしきい値電圧以下であることを特徴とする請求項4に記載の半導体集積回路装置。
- 複数のワード線と、
複数のビット線と、
少なくとも2レベルの情報電位を蓄えることができる容量素子、および前記ワード線の電位レベルに応じて前記容量素子と前記ビット線との電気的な接続を制御するトランスファゲートトランジスタを含む複数のメモリセルと、
前記複数のビット線のうち、第1のビット線にドレインが接続され、第2のビット線にゲートが接続された第1のNチャネル型絶縁ゲートFET、および前記第2のビット線にドレインが接続され、前記第1のビット線にゲートが接続された第2のNチャネル型絶縁ゲートFETを含むN型センスアンプと、
前記第1、第2のNチャネル型絶縁ゲートFETのソースに、N型センスアンプ駆動電位を供給するN型センスアンプドライバと、
前記N型センスアンプを活性にする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、最低の電位よりも低い第1の電位とし、前記メモリセルの容量素子に情報電位を再書き込みする時、前記N型センスアンプドライバにより供給されるN型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、前記最低の電位と等しく、かつ、外部から与えられる接地電位と等しい電位の第2の電位とするセンスアンプコントローラと、
前記第1、第2のビット線はそれぞれ、前記複数のメモリセルに接続される第1の部分と、前記N型センスアンプに接続される第2の部分とを含み、これら前記第1の部分と前記第2の部分とを接続する、負のしきい値電圧を持つPチャネル型絶縁ゲートFETを含むゲート回路と、
前記N型センスアンプ駆動電位が前記第1の電位とされ、前記N型センスアンプが活性になっている時、前記ゲート回路のPチャネル型絶縁ゲートFETのゲートの電位を、前記第2の電位と等しい第4の電位とし、前記N型センスアンプ駆動電位が前記第2の電位とされ、前記メモリセルの容量素子に情報電位が再書き込みされる時、前記ゲート回路のPチャネル型絶縁ゲートFETのゲートの電位を、前記第2の電位よりも低い第5の電位とするタイミングコントローラと
を具備することを特徴とする半導体集積回路装置。 - 待機状態および非選択状態の少なくともいずれかにおける前記ワード線の電位は、前記第2の電位以下の第6の電位であることを特徴とする請求項1乃至請求項6いずれか一項に記載に記載の半導体集積回路装置。
- 前記第1のビット線にドレインが接続され、前記第2のビット線にゲートが接続された第1のPチャネル型絶縁ゲートFET、および前記第2のビット線にドレインが接続され、前記第1のビット線にゲートが接続された第2のPチャネル型絶縁ゲートFETを含むP型センスアンプと、
前記第1、第2のPチャネル型絶縁ゲートFETのソースに、P型センスアンプ駆動電位を供給するP型センスアンプドライバと、をさらに具備し、
前記センスアンプコントローラは、
前記P型センスアンプを活性にする時、前記P型センスアンプドライバにより供給されるP型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、最高の電位よりも高い第7の電位とし、
前記メモリセルの容量素子に情報電位を再書き込みする時、前記P型センスアンプドライバにより供給されるP型センスアンプ駆動電位を、前記メモリセルに蓄えられる情報電位のうち、前記最高の電位と等しい第8の電位とすることを特徴とする請求項1乃至請求項6いずれか一項に記載の半導体集積回路装置。 - 前記容量素子に蓄えられる情報電位のうち、前記最低の電位と前記最高の電位との電位差は電源電圧と等しく、前記第1の電位と前記第7の電位との電位差は前記電源電圧よりも大きいことを特徴とする請求項8に記載の半導体集積回路装置。
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