JP3395281B2 - スイッチング電源用の可変周波数発振回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はスイッチング電源用の可
変周波数発振回路に係わり、特にスイッチングレギュレ
ータの制御回路に用いて好適な可変周波数発振回路に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来から安定化電源回路としては直列レ
ギュレータ方式や並列レギュレータ方式或はスイッチン
グレギュレータ方式等が用いられているが、スイッチン
グレギュレータ方式は直列レギュレータ方式や並列レギ
ュレータ方式に比べ高効率が得られ、小型軽量化が図れ
る等の長所を有し、実際の安定化電源回路に多用されて
いる。

【０００３】この様なスイッチングレギュレータ方式に
は種々のスイッチングレギュレータ回路が提案されてい
るが、本願出願人が先に特開平２−１９７２５６号公報
で開示したスイッチングレギュレータ回路を図１７及び
図１８を用いて簡単に説明する。

【０００４】図１７は全体としてスイッチングレギュレ
ータ回路１を示し、商用電源をダイオードブロック２で
全波整流した後、平滑コンデンサ３で平滑する。電界効
果型トランジスタ４及び５とコンデンサ６及び７は、そ
れぞれ直列接続されて平滑された電源電圧が供給される
と共に、接続中間点をコイル８で接続するようになされ
ている。

【０００５】これに対してスイッチングトランス１０
は、１次巻線をコンデンサ７に接続するようになされ、
これにより電界効果型トランジスタ４及び５が交互にオ
ン動作すると、スイッチングトランス１０の１次側イン
ダクタンス、コイル８のインダクタンス、コンデンサ６
又は７の容量で決まる周期で、このスイッチングトラン
ス１０の１次巻線に充放電電流が流れるようになされて
いる。

【０００６】さらにスイッチングトランス１０の２次巻
線は、ダイオード１２及び１３を介して両波整流出力が
得られるようになされ、その整流出力がリップルフィル
タ１５及び平滑コンデンサ１６で平滑されて出力される
ようになされている。これに対して演算増幅回路１８
は、反転入力端に所定の基準電源１７を接続し、非反転
入力端並に直交トランス１９の１次巻線に２次出力電圧
Ｖ_OUT を供給する様に接続する。これにより直交トラン
ス１９の１次巻線に基準電圧１７を基準にして、２次出
力電圧Ｖ_OUT に応じて変化する１次電流Ｉ₁ が流れるよ
うになされている。

【０００７】上述の直交トランス１９は例えば図１８に
示すように、フェライトを焼結して形成された同一形状
のコ字状のコア１９Ａ及び１９Ｂの対向する脚が９０度
回転するように配置され、それぞれコア１９Ａ及び１９
Ｂに１次巻線１９Ｃ及び２次巻線１９Ｄが巻回されるよ
うになされている。

【０００８】この直交トランス１９のコア１９Ａ，１９
Ｂの材質、形状、１次巻線１９Ｃ及び２次巻線１９Ｄの
巻回数を選定して、１次電流Ｉ₁ の電流値に応じて、磁
束Φ ₁ 及びΦ₂ が強め合う領域で磁束が局所的に飽和す
るように１次電流Ｉ₁ の電流値に応じて、磁束が飽和し
た領域の大きさを変化させ、２次巻線側から見た直交ト
ランス１９のインダクタンスＬを、１次電流Ｉ₁ の電流
値に応じて制御する。

【０００９】コンデンサ２０，２２は、抵抗２１，２３
と共に反転増幅回路２４の入出力端を結ぶ移相回路を構
成するようになされ、これにより反転増幅回路２４から
の発振用周波数ｆは の関係式で表される出力信号Ｓ_OSC1となされて発振回路
が構成される。

【００１０】従って、直交トランス１９の可飽和特性を
利用し、インダクタンスＬを１次電流Ｉ₁ の電流値に応
じて制御できることから、出力信号Ｓ_OSC1の発振周波数
ｆを１次電流Ｉ₁ の電流値に応じて制御することができ
る。

【００１１】この出力信号Ｓ_OSC1は駆動回路２５に供給
され駆動トランス９を介して電界効果型トランジスタ４
及び５を交互にオン動作させる。従って、直交トランス
１０の可飽和特性を利用して発振周波数を制御すること
で所望の制御特性で、２次出力電圧Ｖ_OUT を所定電圧に
保持するように制御し得、これにより電源電圧及び負荷
の変動に対して安定した２次出力電圧Ｖ_OUT を得る様に
なる。

【００１２】更に、本出願人は特開平２−１９７２５７
号公報によって、上記した反転増幅回路２４，コンデン
サ２０，２２、抵抗２１，２３、直交トランス１９のイ
ンダクタンスＬに応じて発振周波数を可変する可変周波
数発振回路をＬＣ型の発振回路とし、この発振回路の容
量成分を可変容量ダイオードを用いて可変制御する様に
したものを提案した、この構成を図１９に示す。図１９
で図１７との対応部分には同一符号を付して重複説明を
省略するが、Ｖ_OUT は抵抗２６及び可変抵抗２７を介し
て分圧されて演算増幅回路１８に供給される様に成さ
れ、増幅回路１８の出力をＬＣ型発振器から成る可変周
波数発振回路２０〜２４並に２８，２９に供給する。

【００１３】可変周波数発振回路２０〜２４並に２８，
２９の可変容量ダイオード２８はコンデンサ２０と直列
接続され、更に抵抗２３とコイル２９が直列接続されて
いる。このコイル２９の他端はコンデンサ２０と反転増
幅回路２４と直列接続された抵抗２１の他端に接続さ
れ、可変容量ダイオード２８とコンデンサ２０の接続点
に演算増幅回路１８の出力が供給されている。

【００１４】従って可変容量ダイオード２８及びコンデ
ンサ２０，２２の容量とコイル２９のインダクタンスＬ
で定まる周波数で発振出力信号Ｓ_OSC1が得られる様に成
されている。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来構成で説明
した直交トランスを用いた可変周波数発振回路では直交
トランス等の可変インダクタンスは磁気回路を用いるた
め形状が大きくなるだけでなく、複雑な構成と成り、且
つ磁気回路の一部又は全部を飽和させて用いるため、応
答速度が遅く、周波数可変範囲が広く出来ない等の問題
があった。

【００１６】又、可変周波数発振回路に可変容量ダイオ
ードを用いるものは交流カップリングで使用するためイ
ンピーダンスが高く、後段の回路との間にインピーダン
ス変換回路が必要となる。又発振波形は正弦波となるの
で同じく後段に矩形波に変換するための波形変換回路を
必要とする。信号源のインピーダンスも高いためスイッ
チング電源の様なノイズの多い環境では誤動作する可能
性が大きくなる等の問題があった。

【００１７】更に、従来構成では説明しなかったが可変
周波数発振回路として、自走マルチバイブレータ等を用
いることも考えられるがこの場合は発振周波数は５０％
デューティ近傍の発振波形しか得られず、この自走マル
チバイブレータをＣ−ＭＯＳ等で構成するとラッチアッ
プの可能性を生ずる等の問題がある。

【００１８】

【００１９】

【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源用の可変周波数発振回路はその例が図１３に示されて
いる様に変動成分が除去されていない直流電流が供給さ
れ、この直流電流をオン、オフするスイッチング手段
４，５と、このスイッチング手段４，５からの出力電流
を整流して所定電圧の直流電力を出力する整流手段１
２，１３，１６と、この整流手段１２，１３，１６の出
力電圧が入力されてスイッチング手段４，５を制御する
制御手段３０とを有するスイッチング電源用の可変周波
数発振回路１Ａに於いて、制御手段３０は、一定の傾き
を有し、且つ充放電手段からの出力波の波高値が整流手
段１２，１３，１６の出力電圧に対応して変わる三角波
を発生する三角波発振手段３２，３３Ａ，３３Ｂ，３
４，３５と、この三角波発振手段３２，３３Ａ，３３
Ｂ，３４，３５の出力と基準電圧とを比較する電圧比較
手段３７とより成るものである。

【００２０】

【作用】本発明の第１及び第２のスイッチング電源用の
可変周波数発振回路はスイッチング周波数を変化させる
ことで負荷に伝達するエネルギー量をコントロールする
際の電圧比較手段での比較電圧と比較する三角波発生手
段の波高値を負荷へ伝達する信号によって可変させるこ
とで、耐ノイズ性の向上を図ると共に発振回路を簡略化
して小型化したものを得ようとするものである。

【００２１】

【実施例】以下、本発明のスイッチング電源用のと可変
周波数発振回路の一実施例を図１乃至図４によって説明
する。図１は本例の全体的系統図を示すものであり、従
来構成の図１７及び図１９とは同一符号を付して示して
いる。

【００２２】図１でコンセント４１からの商用電源のＡ
Ｃ電圧はＡＣラインフィルタ４２に供給され、ＡＣライ
ンに乗って入って来るノイズ成分が除去されて、ブリッ
ジ構成されたダイオードブロック２によって全波整流し
た後に平滑コンデンサ３で平滑化された直流分を得る
が、この直流は変動分が含まれている。この様な直流電
流は例えばエンハスメントのＮ−ＭＯＳ型のパワー電界
効果型トランジスタ（ＦＥＴ）で構成される第１及び第
２のスイッチングトランジスタ４及び５に供給される。

【００２３】即ち第１及び第２のスイッチングトランジ
スタ４及び５のソースは基板と共通接続され、第１のス
イッチングトランジスタ４のソースと第２のスイッチン
グトランジスタ５のドレインとは共通に接続され、この
中間接続点はコンデンサ７を介してスイッチングトラン
ス１０の１次巻線側に接続されている。平滑コンデンサ
３で平滑化された直流電流は第１のスイッチングトラン
ジスタ４のドレインと第２のスイッチングトランジスタ
５のソース間に供給され、これら第１及び第２のスイッ
チングトランジスタ４及び５の夫々のソースとドレイン
間にはサージ防止用ダイオード４３及び４４が接続され
ている。

【００２４】後述する制御回路３０内の駆動回路２５か
らの矩形波信号は駆動トランス９の１次巻線９Ａに供給
される。この駆動トランス９の２次巻線９Ｂ及び９Ｃは
互いに逆方向に巻かれ、第１のスイッチングトランジス
タ４のゲートには２次巻線９Ｂの巻き始め点が接続さ
れ、巻き終り点はソースに接続される。又、第２のスイ
ッチングトランジスタ５のゲートには２次巻線９Ｃの巻
き終り点が接続され、巻き始め点はソースに接続されて
いる。

【００２５】スイッチングトランジスタ４及び５は駆動
回路２５からの周波数によって交互に「オン」するとス
イッチングトランス１０の１次巻線１０Ａ側のインダク
タンスＬ及びコンデンサ７のキャパシタンスＣで定まる
周期で１次巻線１０Ａに共振電流が流入する。この様に
インダクタンスＬ及びキャパシタンスＣで構成される共
振回路を駆動する際の、スイッチング周波数と伝達エネ
ルギー量との関係は図２の如き共振特性曲線４６と成さ
れる。

【００２６】従ってスイッチングトランス１０の２次巻
線１０Ｂにおいては、共振電流によって２次電圧が誘起
されるようになされ、２次巻線１０Ｂの出力電圧をダイ
オード１２及び１３で両波整流した後、その整流出力を
平滑コンデンサ１６で平滑するようになされている。こ
れによりスイッチング電源用可変発振回路１Ａにおいて
は、平滑コンデンサ１６の端子電圧でなる２次出力電圧
Ｖ_OUT を、２次出力として負荷４５に出力するようにな
されている。

【００２７】この２次出力電圧Ｖ_OUT は検出部を構成す
る演算増幅回路１８に供給され、この演算増幅回路１８
に所定の基準電源１７を接続し、基準電圧１７の基準電
圧を基準として２次出力電圧Ｖ_OUT の変動を検出する。

【００２８】この検出出力は制御回路３０に供給され
る。制御回路３０は負荷４５に必要とされるエネルギー
量に見合うスイッチング周波数を発振する様な可変周波
数発振器３８と、該可変周波数発振器３８の発振出力の
矩形波が供給される次段のフリップフロップ回路３９
と、該フリップフロップ回路３９で振り分けられた矩形
波が供給される駆動回路２５並に該駆動回路２５に電源
を供給すると共に駆動回路２５の停止動作等を行なわせ
る制御信号を出力する電源供給回路並に停止回路４０等
から構成されている。

【００２９】駆動回路２５はスイッチングトランジスタ
４及び５を駆動して必要とするエネルギーを負荷４５に
供給する様に成されている。

【００３０】可変周波数発振器３８は破線の制御回路３
０内に示される様に、充放電用のコンデンサ３４と、こ
のコンデンサ３４を充電するための充電用の可変電流源
３１と、同じくコンデンサ３４からの充電電荷を放電さ
せるための放電用の定電流源３３と、可変電流源３１と
定電流源３３間に直列的に介在されたスイッチ３２並に
電流源用電源３５から成る三角波を発生する充放電回路
（三角波発振回路）並にヒステリシス特性を有する電圧
比較器３７と、この電圧比較器３７の基準電圧源３６と
より構成されている。

【００３１】上述の可変周波数発振器３８の三角波発振
回路を構成する充電用の可変電流源３１の一端は電圧源
３５に接続され、例えば電池等より成る直流電圧源３５
の他端は接地されている。更に、該充電用の可変電流源
３１の他端はスイッチ３２に接続され、該スイッチ３２
の他端は放電用の定電流源３３の一端に接続され、定電
流源３３の他端は接地されている。又、充電用の可変電
流源３１とスイッチ３２との接続点と接地間には充放電
用のコンデンサ３４が接続されている。

【００３２】上述の充電用の可変電流源３１は外部から
の信号によって電流を変化させることの出来る電流源で
あり、この外部信号は検出部を構成する演算増幅回路１
８の出力が供給される。

【００３３】充電用の可変電流源３１とスイッチ３２の
接続点から取り出された充電電圧はヒステリシス特性を
有する電圧比較器３７の非反転の入力端子に供給され
る。又、反転入力端子と接地間には基準電圧源３６が接
続され、電圧比較器を構成するヒステリシスコンパレー
タの出力はフリップフロップ回路３９に供給されると共
にスイッチ３２を「オン」「オフ」制御する様に成され
ている。

【００３４】上述の可変周波数発振器３８の動作を図３
及び図４を用いて説明する。図３は電圧比較器３７のヒ
ステリシス特性図、図４Ａ〜Ｃは可変周波数発振器３８
のタイミング波形図である。

【００３５】図１に示す可変周波数発振器３８で初期条
件として、三角波発振回路を構成する充放電回路のコン
デンサ３４に電荷が蓄積されておらず、スイッチ３２が
「オフ」状態とする。例えば検出器としての演算増幅回
路１８から図４Ａに示す様に時間軸方向に始めは一定レ
ベルの検出信号（外部信号）が出力され、その後、その
レベルが漸減するとすると、可変電流源３１には外部信
号によって定まる電流Ｉ₁ がコンデンサ３４に充電され
る。

【００３６】その結果、電圧比較器３７の非反転入力端
子の電圧が上昇する。該電圧比較器３７は入出力特性が
図３に示す様なヒステリシス特性を持ったヒステリシス
コンパレータであるから非反転入力端子に供給される電
圧が基準電圧源３６の電圧Ｅ ₁ で定まる閾値Ｖ_H に到達
すると電圧比較器３７の出力電圧はＶ_OHとなる。

【００３７】スイッチ３２はＶ_OHの出力電圧で「オン」
される様に成される。ここで放電用の定電流源３３に流
れる電流Ｉ₂ の方が可変電流源Ｉ₁ に流れる電流Ｉ₁ よ
り大きくなる様に設定されているとすると、Ｉ₂ −Ｉ₁
の放電電流が流れてコンデンサ３４に充電された電荷は
放電される。

【００３８】この結果、電圧比較器３７の非反転入力端
子の電圧は降下し、この電圧が電圧比較器３７の閾値Ｖ
_L に到達すると電圧比較器３７の出力電圧は図３に示す
Ｖ_OLとなってスイッチ３２は「オフ」状態に成される。
スイッチ３２が「オフ」されるとコンデンサ３４は再び
充電用の可変電流源３１によって充電が繰り返される。
この動作によって電圧比較器３７の非反転入力端子の電
圧は図４Ｂの立ち上がり時間ｔ₁ ，ｔ₂ ，ｔ₃ ‥‥‥が
外部信号である演算増幅回路１８の出力電圧によって制
御される三角波となり、図４Ａの様に外部信号の出力波
形４７が一定であれば立ち上がり、立ち下がり時間が一
定の図４Ｂの如き三角波を発生するが外部信号が漸減し
てくれば、その値に応じて立ち上がり、立ち下がり時間
が大きくなる三角波を発生する。従って電圧比較器３７
の出力は外部信号によって図４Ｃの様に周波数が制御さ
れる矩形波を出力する様に成される。

【００３９】図１乃至図４で説明した可変周波数発振器
３８では電流Ｉ₁ ＜Ｉ₂ の条件でＩ ₁ の電流を外部信号
でコントロールし、三角波の立ち上がり時間を変化させ
る様にしたが、図５に示す様に充電用の定電流源３３と
スイッチ３２並に放電用の可変電流源３１を電圧源３５
に対し直列接続し、充電用の定電流源３３とスイッチ３
２との接続点に一端が接地された充放電用のコンデンサ
３４並に電圧比較器３７の非反転入力端子を接続する様
に成し、電圧比較器３７の出力でスイッチ３２をコント
ロールし、Ｉ₁ ＜Ｉ₂ の条件で電流Ｉ₁ を一定値とし、
電流Ｉ₂ は図６Ａの出力波形４７の如き外部信号で変化
させて電圧比較器３７に供給する三角波の立ち下がり時
間ｔ₁ ′，ｔ₂ ′，ｔ₃ ′‥‥‥を図６Ｂの様に変化さ
せ電圧比較器３７の出力端から出力される矩形波の周波
数を図６Ｃの様に変化させてもよい。

【００４０】図７及び図８は本例の可変周波数発振器３
８の他の構成例と波形説明図である。図７の場合は二つ
の電流源を共に可変電流源３１Ａ及び３１Ｂと成したも
ので回路構成は図５と同様である。即ち、充電用の第１
の可変電流源３１Ａによってコンデンサ３４に充電を行
ない、放電用の第２の可変電流源３１Ｂによってコンデ
ンサ３４に充電された電荷を放電させる際に図８Ａ，Ｂ
に示す様な第１の外部信号と第２の外部信号によって三
角波の立ち上がり時間ｔ₁ ，ｔ₂ ，‥‥‥と立ち下がり
時間ｔ₁ ′，ｔ₂ ′‥‥‥を図８Ｃの様に第１及び第２
の外部信号の出力波形４７及び４８に応じて変化させ、
図８Ｄの様に矩形波の周波数を変化させることも出来
る。

【００４１】この場合、第１及び第２の可変電流源３１
Ａ及び３１Ｂに流れる電流Ｉ₁ 及びＩ₂ はＩ₁ ＜Ｉ₂ の
如くなし、且つ第１及び第２の外部信号が大きくなるに
したがって、電流Ｉ₁ 及びＩ₂ を増加させる様に成して
いる。勿論、外部信号が大きくなるにしたがって電流Ｉ
₁ 及びＩ₂ を小さくする様にしてもよい。

【００４２】図９は本例の更に他の構成を示す。上述の
各実施例の可変周波数発振器３８では電流Ｉ₂ ＞Ｉ₁ の
条件で三角波を発振させたが、図９では電流Ｉ₁ 及びＩ
₂ がどの様な条件でも周波数可変可能な可変周波数発振
器３８が得られる。

【００４３】即ち、直流の電源３５と直列的に第１のス
イッチ３２Ａ、第１の可変電流源３１Ａ、第２のスイッ
チ３２Ｂ、第２の可変電流源３１Ｂを接続し、第１の可
変電流源３１Ａと第２のスイッチ３２Ｂ間に一端接地の
充放電用コンデンサ３４を接続すると共に電圧比較器３
７の非反転入力端子を接続する。反転入力端子には基準
電圧源３６の基準電圧Ｅ₁ が供給され、電圧比較器３７
の出力はインバータ回路３９及び第２のスイッチ３２Ｂ
に供給されると共にインバータ３９を介して第１のスイ
ッチ３２Ａをコントロールする様に成されている。

【００４４】上述の構成によれば、第１及び第２のスイ
ッチ３２Ａ及び３２Ｂの「オン」「オフ」制御に応じ、
三角波の立ち上がり時間、又は／及び立ち下がり時間を
可変可能で、第１及び第２の可変電流源３１Ａ及び３１
Ｂに流れる電流Ｉ₁ 及びＩ₂の大小の条件を問わないも
のが得られる。

【００４５】図１０は本例の可変周波数発振器３８の更
に他の構成例である。この場合に充放電用のコンデンサ
３４の代わりにインダクタンス５０を用いたものであ
る。

【００４６】即ち第１の可変電圧源５２と第１及び第２
のスイッチ３２Ａ及び３２Ｂ、並に第２の可変電圧源５
３を直列接続し、第１のスイッチ３２Ａと第２のスイッ
チ３２Ｂの接続点と接地間にインダクタンス５０と抵抗
５１を直列に接続し、インダクタンス５０と抵抗５１の
接続点を電圧比較器３７の非反転入力端子に接続する。
他の構成は図９と同様である。この構成では第１及び第
２の可変電圧源５２及び５３の電圧Ｅ₂ 及びＥ₃ をＥ₂
＞Ｅ₃ となる様な条件で外部信号でコントロールするこ
とで三角波の発振が可能と成る。

【００４７】図１１に示すものは本例の可変周波数発振
器の更に他の構成を示すものである。この場合は図１０
までの各実施例の様に三角波の傾きを外部信号によって
変化させるのではなく、可変周波数発振器で発信させた
三角波の波高値を可変することで三角波の時間を変化さ
せて発振周波数を変化させる様に成したものである。

【００４８】図１１は全体として可変周波数発振器の系
統図を示し、図１２は図１１の波形説明図である。図１
１で図１、図５、図７、図９との対応部分には同一符号
を付して重複説明を省略する。本例では可変電流源が用
いられず２つの第１及び第２の定電流源３３Ａ及び３３
Ｂが用いられる。これら第１及び第２の定電流源３３Ａ
及び３３Ｂはスイッチ３２Ｂと図１１で破線内に示す様
に必要に応じて設けられるスイッチ３２Ａを介して直列
接続された直列回路を構成すると共にスイッチ３２Ｂの
他端は接地され、同じく一端が接地された直流電圧源３
５と該直列回路は接続される。充放電用の一端が接地さ
れたコンデンサ３４が第１及び第２の定電流源３３Ａ及
び３３Ｂとの接続点に接続されると共に、該接続点は第
１及び第２のコンパレータ５４及び５５の一方の入力端
子に接続され、第１のコンパレータ５４の他方の入力端
子は直接接地されている。（図１１で破線で示す様に必
要に応じて基準電源Ｅ₅ を設ける様にしてもよい。）
又、第２のコンパレータ５５の他方の入力端子には基準
の可変電圧源Ｅ₄ が接続されるている。

【００４９】第１及び第２のコンパレータ５４及び５５
の出力端はフリップフロップ回路（ＦＦ）５６のリセッ
ト端子Ｒ及びセット端子Ｓに接続されると共に、第２の
コンパレータ５５の出力端は出力端子５７に接続されて
可変周波数を出力する。ＦＦ５６の肯定出力Ｑは第２の
スイッチ３２Ｂを制御し、必要に応じて設けた破線内の
第１のスイッチ３２ＡはＦＦ５６の否定出力Ｑバーによ
って制御される。

【００５０】上述の構成（第１のスイッチ３２Ａがな
く、第１のコンパレータの基準源が接地電位にあるも
の）での動作を図１２を用いて説明する。

【００５１】初期条件として第２のスイッチ３２Ｂが
「オフ」状態でコンデンサ３４に電荷が充電されていな
いものとする。この状態で電圧源３５から第１の充電用
の定電流源３３Ａを介して充電電流Ｉ₁ がコンデンサ３
４に電荷を充電する。後述するが、ＦＦ５６からの制御
信号に基づいて、第２のスイッチ３２Ｂが「オン」とさ
れると、コンデンサ３４に充電されていた電荷は第２の
放電用の定電流源３３Ｂを介して放電電流Ｉ₂ として放
電されて三角波が第１及び第２の定電流源３３Ａ及び３
３Ｂの接続点５８に生ずる。

【００５２】この場合Ｉ₂ ＞Ｉ₁ の条件が必要となる。
即ち、コンデンサ３４へ第１の定電流源３３Ａによって
定電流Ｉ₁ で充電されて、接続点５８の電圧が第２のコ
ンパレータ５５の可変電位Ｅ₄ に達すると第２のコンパ
レータ５５の出力は反転してＦＦ５６のセット端子Ｓが
セットされる。その結果、ＦＦ５６の肯定端子Ｑによっ
て「オフ」状態にあった第２のスイッチ３２Ｂは「オ
ン」状態に移行する。

【００５３】第２のスイッチ３２Ａが「オン」されると
第１の定電流源３３Ａの定電流Ｉ₁に比べて第２の定電
流源３３Ｂの定電流Ｉ₂ が大きくなる様に定電流源３３
Ａ及び３３Ｂが選択されているので、コンデンサ３４に
充電されていた電荷はＩ₂ −Ｉ₁ の放電電流によって放
電されて零電圧に達すると第１のコンパレータ５４の出
力が反転しＦＦ５６のリセット端子ＲがリセットしてＦ
Ｆ５６の肯定端子Ｑからの出力で第２のスイッチ３２Ｂ
は「オフ」される。この様な繰り返しによって三角波が
図１２Ａの様に連続的に可変基準電圧Ｅ₄ に依存して発
振波形６０を発振する。

【００５４】この様な発振波形６０は第２のコンパレー
タ５５の可変基準電圧源Ｅ₄ の電圧を図１に示した演算
増幅回路１８の出力で可変する様に成せば図１２Ｂに示
す様に出力端５７に周波数可変の矩形波６１を得ること
が出来る。

【００５５】上述の動作は第１のスイッチ３２Ａ及び第
１のコンパレータ５４の基準電圧源Ｅ₅ を用いない場合
であるが第１のスイッチ３２Ａ及び図１１の破線内の基
準電圧源Ｅ₅ は用いず直接接地する構成とした時にはＦ
Ｆ５６の否定出力Ｑバーを出力し、第１のスイッチ３２
Ａを第２のスイッチ３２Ｂと交互にオン／オフする様に
成せばＩ₂ ＞Ｉ₁ で説明した条件としなくても定電流源
３３Ａ及び３３Ｂを用い得る。更に図１１の第１のコン
パレータ５４に基準電圧源Ｅ₅ を付加した場合にＥ₅＜
Ｅ₄ の関係に基準電圧を保てば下限電圧Ｅ₅ で上限電圧
Ｅ₄ の三角波が得られる。勿論、この場合、基準電圧源
Ｅ₅ を可変する様にしてもよく、更に基準電圧波Ｅ₄ 又
はＥ₅ の両方を可変する様にしてもよい。

【００５６】又、上述の実施例では三角波として説明し
たが、放電電流Ｉ₂ の最大値から瞬時に放電させて鋸歯
状波とすることも出来る。又、第１のスイッチ３２Ａを
設けた場合は充電の最大値まで瞬時に充電させれば上述
の鋸歯状波と逆の型の鋸歯状波を得ることが出来、この
場合も周波数可変した矩形波が得られる。

【００５７】この様な可変周波数発振器３８として、図
１、図５、図７、図９、図１０で用いたと同様に２つの
コンパレータ５４及び５５を用いずに１つのヒステリシ
ス特性を有する電圧比較器、即ちヒステリシスコンパレ
ータ３７を用いた例を図１３で説明する。

【００５８】図１３の場合はスイッチング電源用の可変
周波数発振回路１Ａとして示してあるが、図１との対応
部分には同一符号を付して重複説明を省略する。図１と
の違いは本例では二つの定電流源３３Ａ及び３３Ｂが用
いられ、演算増幅回路１８からの外部信号は可変電圧源
３６の電圧を可変する様にコントロールされると共に可
変周波数発振器３８を構成するヒステリシスコンパレー
タ３７は非反転入力端子に抵抗Ｒ₁ を介して正帰還が掛
けられ、非反転入力端子は抵抗Ｒ₂ と可変基準電圧源３
６の直列回路に接続される様に成されている。

【００５９】このヒステリシスコンパレータ３７のヒス
テリシスの上限値Ｖ_U は反転入力端子への入力電圧をＶ
_in、可変基準電圧源３６の基準電圧をＶ_Ref とし、プラ
ス及びマイナス側の最大出力振幅を±Ｖ_OMとすると で表されて下限値Ｖ_L は となりヒステリシス幅Ｖ_H ＝Ｖ_U −Ｖ_L となって として与えることができる。

【００６０】上記した図１０に示した実施例を除く可変
電流源３１，３１Ａ，３１Ｂと定電流源３３，３３Ａ，
３３Ｂは電流源である必要はなく、外部信号によって電
流を制御出来る可変電流回路或は電流回路でよく、その
具体的構成例を図１４乃至図１６によって説明する。

【００６１】図１４Ａはカレントミラー回路を用いたコ
ンデンサ３４の放電用の可変電流回路で、トランジスタ
Ｑ₁ 及びＱ₂ のエミッタとベースを共通接続して共通エ
ミッタ側は接地し、トランジスタＱ₁ のコレクタとベー
スを共通接続する。外部信号電流Ｉ_EXT をトランジスタ
Ｑ₁ のコレクタ−エミッタに流すことでトランジスタＱ
₂ のコレクタに接続されたコンデンサ３４の放電電流Ｉ
₂ を調整する様に成したものである。

【００６２】同様に図１４Ｂに示す様にカレントミラー
回路を構成するトランジスタＱ₁ 及びＱ₂ の共通接続さ
れたエミッタと接地間に直流電圧源３５が接続され、ト
ランジスタＱ₂ のエミッタ−コレクタ間を流れる充電電
流Ｉ₁ はトランジスタＱ₁ のエミッタ−コレクタ間に流
す外部信号Ｉ_EXT によって可変可能となり、コンデンサ
３４への充電時間をコントロールすることが出来る。

【００６３】図１５に示すものはトランジスタと抵抗と
の組合せによって可変電流回路を構成させたものであ
る。図１５はＮＰＮ型トランジスタＱ₃ を用いているが
ＰＮＰ型トランジスタを用いてもよい。トランジスタＱ
₃ のエミッタ−コレクタ間に所定の抵抗値を有する抵抗
Ｒ₂ を接続し、コレクタとＢ電圧間に分圧抵抗Ｒ₁ を介
在させ、バイアス電圧源６２の一端を接地し、他端を抵
抗Ｒ₀ ，Ｒ₀ ′で分圧してトランジスタＱ₃ のベースに
ベースバイアス電圧を供給すると共にこのベースに外部
信号を供給する様に成したもので、トランジスタＱ₃ の
エミッタ側に接続したコンデンサへの充電電流（又は放
電電流）を外部信号によりトランジスタＱ ₃ のエミッタ
−コレクタ電流を可変する様に成したものである。トラ
ンジスタＱ ₃ としてＮ又はＰ型ジャンクションＦＥＴ又
はＮ又はＰ型ＭＯＳ−ＦＥＴを用いて、ソース、ドレイ
ン間に抵抗Ｒ₂ を接続し、ゲートに外部信号を供給する
様に成してもよい。

【００６４】図１６に示すものは複数のスイッチＳ₁ 〜
Ｓ₉ に対し直列に接続した抵抗Ｒ_Sと並列に接続した抵
抗Ｒ_P を互に並列接続し、抵抗Ｒ_S 及びＲ_P の値とスイ
ッチの開閉状態を適宜選択することで充放電電流を可変
して充放電時間を調整する様にして可変電流回路とした
ものである。

【００６５】又、上述の定電流源３１，３１Ａ，３１Ｂ
としてはジャンクションＦＥＴのゲート及びソース間を
接続してＶ_GS＝０としてドレイン電流を定電流として利
用したり、或は単に抵抗を用いてもよい。

【００６６】さらにスイッチ３２，３２Ａ，３２Ｂ，Ｓ
等はＦＥＴ等の半導体素子からなる電気的スイッチ或は
リレー等の機械的スイッチであってもよいことは明らか
である。

【００６７】本発明のスイッチング電源用の可変周波数
発振回路によると周波数を変化させるために三角波の傾
きを変えるようにして、比較電圧をノイズに比べて高く
し、三角波の波高値をノイズに対して高く設定したので
耐ノイズ性の向上した発振回路が得られる。又、周波数
を上げる際には充放電電流を増加させ、三角波の立ち上
がり／立ち下がり時間を短くする様にしているので充放
電コンデンサに接続された電流源の等価インピーダンス
は周波数が増加すると共に低くなるので、この際も対ノ
イズ性は向上することになる。

【００６８】更に、本発明では鋸歯状波を発振する発振
回路の周波数を可変させるために、鋸歯状波の波高値を
可変させたので磁気トランス等を用いずに定電流源、可
変電流源、ヒステリシスコンパレータ、或はコンパレー
タ等の既存回路で発振回路を構成出来るのでＩＣ化や設
計が容易でデューティの可変範囲も１〜９９％の広範囲
に変えることが出来るものが得られる。

【００６９】

【発明の効果】本発明のスイッチング電源用の可変周波
数発振回路によれば、比較電圧をノイズに比べて高く出
来るので耐ノイズ性が向上し、簡略化、且つ小型化可能
なものが得られる。またミラー回路やコンパレータがＩ
Ｃ化され易く、コンデンサの充放電とすることが出来る
のでインピーダンスを低くできてノイズに強いものが得
られると共にデューティも自由に変えられる効果を有す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスイッチング電源用の可変周波数発振
回路の一実施例を示す構成図である。

【図２】共振電源の伝達エネルギー特性曲線図である。

【図３】本発明に用いる電圧比較器のヒステリシス特性
曲線図である。

【図４】図１の動作タイミング波形図である。

【図５】本発明のスイッチング電源用の可変周波数発振
回路の他の構成図である。

【図６】図５の動作タイミング波形図である。

【図７】本発明のスイッチング電源用の可変周波数発振
回路の更に他の構成図である。

【図８】図７の動作タイミング波形図である。

【図９】本発明のスイッチング電源用の２つのスイッチ
手段を用いた可変周波数回路の更に他の構成図である。

【図１０】本発明のスイッチング電源用のインダクタン
スを用いた可変周波数発振回路の他の構成図である。

【図１１】本発明のスイッチング電源用の波高値を変え
る様にした可変周波数発振回路の他の構成図である。

【図１２】図１１の動作タイミング波形図である。

【図１３】本発明のスイッチング電源用の波高値を変え
る様にした可変周波数発振回路の更に他の構成図であ
る。

【図１４】本発明に用いる可変電流回路の一例を示す回
路図である。

【図１５】本発明に用いる可変電流回路の他の例を示す
回路図である。

【図１６】本発明に用いる可変電流回路の更に他の例を
示す回路図である。

【図１７】従来のスイッチングレギュレータの構成図で
ある。

【図１８】従来の直交トランスの構成図である。

【図１９】従来のスイッチングレギュレータの他の構成
図である。

【符号の説明】

１，１Ａ スイッチング電源用可変周波数発振回路 ４，５ スイッチングトランジスタ １０ スイッチングトランス １８ 演算増幅回路 ３０ 制御回路 ３１，３１Ａ，３１Ｂ 可変電流源 ３２，３２Ａ，３２Ｂ スイッチ ３３，３３Ａ，３３Ｂ 定電流源 ３４ コンデンサ ３７ 電圧比較器 ３８ 可変周波数発振器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/28

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 変動成分が除去されていない直流電流が
   供給され、該直流電流をオン、オフするスイッチング手
   段と、 上記スイッチング手段からの出力電流を整流して所定電
   圧の直流電力を出力する整流手段と、 上記整流手段の出力電圧が入力されて上記スイッチング
   手段を制御する制御手段とを有するスイッチング電源用
   の可変周波数発振回路に於いて、 上記制御手段は、 一定の傾きを有し、且つ 充放電手段からの出力波の波高
   値が上記整流手段の出力電圧に対応して変わる三角波を
   発生する三角波発振手段と、 上記三角波発振手段の出力と基準電圧とを比較する電圧
   比較手段とを備えることを特徴とするスイッチング電源
   用の可変周波数発振回路。
2. 【請求項２】 前記充放電手段による充電、放電時間が
   共に前記整流手段の出力電圧で可変制御されて成ること
   を特徴とする請求項１記載のスイッチング電源用の可変
   周波数発振回路。
3. 【請求項３】 前記充放電手段が、コンデンサと該コン
   デンサに充電を行う第１の定電流手段と、該コンデンサ
   の放電を行う第２の定電流手段に直列接続されたスイッ
   チ手段とより成ることを特徴とする請求項１記載のスイ
   ッチング電源用の可変周波数発振回路。
4. 【請求項４】 前記電圧比較手段が入力電圧の増加方向
   と減少方向とでヒステリシス特性を有することを特徴と
   する請求項１記載のスイッチング電源用の可変周波数発
   振回路。