JPH05122935A - 電源回路 - Google Patents
電源回路Info
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- JPH05122935A JPH05122935A JP27961791A JP27961791A JPH05122935A JP H05122935 A JPH05122935 A JP H05122935A JP 27961791 A JP27961791 A JP 27961791A JP 27961791 A JP27961791 A JP 27961791A JP H05122935 A JPH05122935 A JP H05122935A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】直流出力の出力電圧を負荷電流に対して変動さ
せず、コストを低くして発火の危険性をなくす。 【構成】発振器１４で互いに半周期ずらした波形を有す
るパルス信号を発振し、該パルス信号を双方向スイッチ
回路１３に入力して交流電圧を高調波に変調する。変調
された交流電圧はトランス１２に入力されて変圧され
る。トランス１２の２次側には、整流回路と負荷が接続
され、トランス１２の出力電流が整流されて負荷に送ら
れる。上記整流回路の出力側には出力電圧を検出する電
圧検出回路１６が接続され、該電圧検出回路１６が検出
した出力電圧の信号が上記発振器１４に送られ、パルス
信号を変化させて出力電圧を一定にする。上記発振器１
４において、検出電圧に対応してパルス信号の周波数が
増減させられ、パルス信号の周波数の変化に伴ってトラ
ンス１２での損失が変化し、該損失の変化によって出力
電圧が一定になる。
せず、コストを低くして発火の危険性をなくす。 【構成】発振器１４で互いに半周期ずらした波形を有す
るパルス信号を発振し、該パルス信号を双方向スイッチ
回路１３に入力して交流電圧を高調波に変調する。変調
された交流電圧はトランス１２に入力されて変圧され
る。トランス１２の２次側には、整流回路と負荷が接続
され、トランス１２の出力電流が整流されて負荷に送ら
れる。上記整流回路の出力側には出力電圧を検出する電
圧検出回路１６が接続され、該電圧検出回路１６が検出
した出力電圧の信号が上記発振器１４に送られ、パルス
信号を変化させて出力電圧を一定にする。上記発振器１
４において、検出電圧に対応してパルス信号の周波数が
増減させられ、パルス信号の周波数の変化に伴ってトラ
ンス１２での損失が変化し、該損失の変化によって出力
電圧が一定になる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、トランスを使用して変
圧し、整流装置によって交流を直流に変換した電源回路
に関するものである。
圧し、整流装置によって交流を直流に変換した電源回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、商用周波数の交流電圧を直流に変
換して電源を形成する電源回路は、一般にトランスとダ
イオードなどの整流装置で構成される。図２は従来の電
源回路を示す図である。図において、１１は交流電源、
１２は該交流電源１１の商用電圧を設計者の希望の交流
電圧に変圧するトランス、Ｄ１〜Ｄ４は変圧された交流
電圧を整流して直流電圧にするダイオード、Ｒは直流出
力を取り出すための抵抗であり、負荷を構成する。
換して電源を形成する電源回路は、一般にトランスとダ
イオードなどの整流装置で構成される。図２は従来の電
源回路を示す図である。図において、１１は交流電源、
１２は該交流電源１１の商用電圧を設計者の希望の交流
電圧に変圧するトランス、Ｄ１〜Ｄ４は変圧された交流
電圧を整流して直流電圧にするダイオード、Ｒは直流出
力を取り出すための抵抗であり、負荷を構成する。
【０００３】図３は従来の電源回路における入力波形と
整流後の出力波形を示す図である。図に示すように、電
源回路に正弦波の入力波形を有する交流電圧を入力する
と、負の部分を反転させた出力波形の直流電圧が得られ
る。ところが、上記従来の電源回路においては、商用電
圧を直接整流しているため大型のトランスが必要とな
り、コストが高くなるだけでなく重量、体積が大きくな
り、装置を小型化、軽量化することができない。そこ
で、商用電圧を高調波に変調してトランスに入力させる
ようにしたものが提供されている。
整流後の出力波形を示す図である。図に示すように、電
源回路に正弦波の入力波形を有する交流電圧を入力する
と、負の部分を反転させた出力波形の直流電圧が得られ
る。ところが、上記従来の電源回路においては、商用電
圧を直接整流しているため大型のトランスが必要とな
り、コストが高くなるだけでなく重量、体積が大きくな
り、装置を小型化、軽量化することができない。そこ
で、商用電圧を高調波に変調してトランスに入力させる
ようにしたものが提供されている。
【０００４】図４は従来の高調波変調を行う電源回路を
示す図、図５は従来の高調波変調を行う電源回路の波形
図である。図４において、１１は交流電源、１２はトラ
ンス、Ｄ１〜Ｄ４は整流回路を形成するダイオード、１
３はスイッチＳＷ１〜ＳＷ４から成る双方向スイッチ回
路、１４は商用電圧を高調波に変調させるための発振器
である。上記双方向スイッチ回路１３においては、スイ
ッチＳＷ１とスイッチＳＷ４が一対となり、スイッチＳ
Ｗ２とスイッチＳＷ３が一対となるように接続されてい
る。そして、上記スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２の一
方の端子は結合されて交流電源１１の一方の電極に接続
され、他方の端子はトランス１２の両端子に接続され
る。また、上記スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４の一方
の端子は結合されて交流電源１１の他方の電極に接続さ
れ、他方の端子はスイッチＳＷ３がスイッチＳＷ１と、
スイッチＳＷ４がスイッチＳＷ２と並列になるようにト
ランス１２の両端子に接続されている。
示す図、図５は従来の高調波変調を行う電源回路の波形
図である。図４において、１１は交流電源、１２はトラ
ンス、Ｄ１〜Ｄ４は整流回路を形成するダイオード、１
３はスイッチＳＷ１〜ＳＷ４から成る双方向スイッチ回
路、１４は商用電圧を高調波に変調させるための発振器
である。上記双方向スイッチ回路１３においては、スイ
ッチＳＷ１とスイッチＳＷ４が一対となり、スイッチＳ
Ｗ２とスイッチＳＷ３が一対となるように接続されてい
る。そして、上記スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２の一
方の端子は結合されて交流電源１１の一方の電極に接続
され、他方の端子はトランス１２の両端子に接続され
る。また、上記スイッチＳＷ３とスイッチＳＷ４の一方
の端子は結合されて交流電源１１の他方の電極に接続さ
れ、他方の端子はスイッチＳＷ３がスイッチＳＷ１と、
スイッチＳＷ４がスイッチＳＷ２と並列になるようにト
ランス１２の両端子に接続されている。
【０００５】上記発振器１４は、図５のｂに示すように
互いに半周期ずれたパルス信号Ａ，Ｂを出力する。そし
て、パルス信号ＡがスイッチＳＷ１，ＳＷ４に、パルス
信号ＢがスイッチＳＷ２，ＳＷ３に入力されるように上
記発振器１４と各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４が接続されて
いる。また、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４はパルス信号
Ａ，Ｂがハイレベルの時にオンに、ロウレベルの時にオ
フになる構造を有する。
互いに半周期ずれたパルス信号Ａ，Ｂを出力する。そし
て、パルス信号ＡがスイッチＳＷ１，ＳＷ４に、パルス
信号ＢがスイッチＳＷ２，ＳＷ３に入力されるように上
記発振器１４と各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４が接続されて
いる。また、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４はパルス信号
Ａ，Ｂがハイレベルの時にオンに、ロウレベルの時にオ
フになる構造を有する。
【０００６】上記構成の電源回路において、発振器１４
からパルス信号ＡがスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４を
オン・オフさせ、上記パルス信号Ａと半周期ずれたタイ
ミングのパルス信号ＢがスイッチＳＷ２とスイッチＳＷ
３をオン・オフさせる。したがって、図４に示すような
電源回路に交流電源１１によって図５のａに示すような
交流電源波形を入力し、上記双方向スイッチ回路１３を
交互に高調波でオン・オフさせると、商用電圧は図５の
ｃに示すような高調波の入力電圧に変換されてトランス
１２に印加されることになる。これを整流回路で整流す
れば、図５のｄに示すような出力波形の直流出力を得る
ことができる。
からパルス信号ＡがスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４を
オン・オフさせ、上記パルス信号Ａと半周期ずれたタイ
ミングのパルス信号ＢがスイッチＳＷ２とスイッチＳＷ
３をオン・オフさせる。したがって、図４に示すような
電源回路に交流電源１１によって図５のａに示すような
交流電源波形を入力し、上記双方向スイッチ回路１３を
交互に高調波でオン・オフさせると、商用電圧は図５の
ｃに示すような高調波の入力電圧に変換されてトランス
１２に印加されることになる。これを整流回路で整流す
れば、図５のｄに示すような出力波形の直流出力を得る
ことができる。
【０００７】ところで、トランス１２の誘起電圧Ｅ１と
周波数Ｆの関係は Ｅ１＝４．４４・Ｆ・Ｋ …（１） Ｋ：トランス１２の材質、形状等で決まる定数 となる。上記式（１）から明らかなように、周波数Ｆが
高いほどトランス１２の誘起電圧Ｅ１は高くなり、同じ
誘起電圧Ｅ１を得るために必要となるトランス１２を小
さくすることができる。
周波数Ｆの関係は Ｅ１＝４．４４・Ｆ・Ｋ …（１） Ｋ：トランス１２の材質、形状等で決まる定数 となる。上記式（１）から明らかなように、周波数Ｆが
高いほどトランス１２の誘起電圧Ｅ１は高くなり、同じ
誘起電圧Ｅ１を得るために必要となるトランス１２を小
さくすることができる。
【０００８】ところが、磁性材料に交番磁化力を加える
と内部に損失Ｐを生じる。この損失Ｐはヒステリシス損
と渦電流損から成り、総称して鉄損と言う。上記ヒステ
リシス損は周波数Ｆに比例し、渦電流損は周波数Ｆの自
乗に比例する。また、その損失Ｐの量は磁性材料の厚み
や導電率などで決まる。周波数Ｆと損失Ｐとの関係は Ｐ（Ｆ）＝ａ・Ｆ＋ｂ・Ｆ2 …（２） となる。
と内部に損失Ｐを生じる。この損失Ｐはヒステリシス損
と渦電流損から成り、総称して鉄損と言う。上記ヒステ
リシス損は周波数Ｆに比例し、渦電流損は周波数Ｆの自
乗に比例する。また、その損失Ｐの量は磁性材料の厚み
や導電率などで決まる。周波数Ｆと損失Ｐとの関係は Ｐ（Ｆ）＝ａ・Ｆ＋ｂ・Ｆ2 …（２） となる。
【０００９】上記式（２）において、右辺の第１項はヒ
ステリシス損、第２項は渦電流損を示す。また、ａ，ｂ
はトランス１２の材質、形状等で決まる定数である。
ステリシス損、第２項は渦電流損を示す。また、ａ，ｂ
はトランス１２の材質、形状等で決まる定数である。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電源回路においては、整流することによって直流出
力を得ることはできても、該直流出力を安定化すること
ができない。図６は従来の電源回路の直流出力における
負荷電流と出力電圧の関係図である。
来の電源回路においては、整流することによって直流出
力を得ることはできても、該直流出力を安定化すること
ができない。図６は従来の電源回路の直流出力における
負荷電流と出力電圧の関係図である。
【００１１】図において、Ｖ0 は設計者が希望する出力
電圧、Ｉ0 は出力電圧Ｖ0 に対応して設定される最大負
荷電流である。図に示すように、商用電圧を高調波に変
調し周波数Ｆを高くした場合、トランス１２での上記式
（２）による損失Ｐが増加し、さらに巻線抵抗による銅
損もあるため、負荷電流が増加するのに伴い出力電圧が
低下してしまう。したがって、トランス１２のほかに半
導体を電力制御素子とする安定化回路が必要となり、そ
の分コストが高くなってしまう。また、半導体を使用し
た場合、発火の危険性があり、安全性が低下してしま
う。
電圧、Ｉ0 は出力電圧Ｖ0 に対応して設定される最大負
荷電流である。図に示すように、商用電圧を高調波に変
調し周波数Ｆを高くした場合、トランス１２での上記式
（２）による損失Ｐが増加し、さらに巻線抵抗による銅
損もあるため、負荷電流が増加するのに伴い出力電圧が
低下してしまう。したがって、トランス１２のほかに半
導体を電力制御素子とする安定化回路が必要となり、そ
の分コストが高くなってしまう。また、半導体を使用し
た場合、発火の危険性があり、安全性が低下してしま
う。
【００１２】本発明は、上記従来の電源回路の問題点を
解決して、直流出力の出力電圧が負荷電流の変化に対し
て変動することがなく、しかもコストが低く、発火の危
険性のない電源回路を提供することを目的とする。
解決して、直流出力の出力電圧が負荷電流の変化に対し
て変動することがなく、しかもコストが低く、発火の危
険性のない電源回路を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】そのために、本発明の電
源回路においては、発振器でパルス信号を発振し、該パ
ルス信号によって高調波の交流電圧を作るようにしてい
る。上記パルス信号は、互いに半周期ずらした波形を有
しており、該パルス信号が双方向スイッチ回路に入力さ
れるようになっている。
源回路においては、発振器でパルス信号を発振し、該パ
ルス信号によって高調波の交流電圧を作るようにしてい
る。上記パルス信号は、互いに半周期ずらした波形を有
しており、該パルス信号が双方向スイッチ回路に入力さ
れるようになっている。
【００１４】該双方向スイッチ回路は交流電源及びトラ
ンスに接続されていて、上記発振器からのパルス信号を
受け、交流電圧を高調波に変調し、それをトランスに入
力する。該トランスは、双方向スイッチ回路によって変
調された交流電圧を入力電圧として受けて変圧する。ト
ランスの２次側には、整流回路と負荷が接続されてい
て、トランスの出力電流が整流され、負荷に送られるよ
うになっている。
ンスに接続されていて、上記発振器からのパルス信号を
受け、交流電圧を高調波に変調し、それをトランスに入
力する。該トランスは、双方向スイッチ回路によって変
調された交流電圧を入力電圧として受けて変圧する。ト
ランスの２次側には、整流回路と負荷が接続されてい
て、トランスの出力電流が整流され、負荷に送られるよ
うになっている。
【００１５】上記整流回路の出力側には出力電圧を検出
する電圧検出回路が接続され、上記発振器は、上記電圧
検出回路が検出した検出電圧に対応して上記パルス信号
の周波数を増減して出力電圧を一定にする。また、上記
電圧検出回路が検出した検出電圧に対応して上記パルス
信号のデューティを変更して出力電圧を一定にしてもよ
い。
する電圧検出回路が接続され、上記発振器は、上記電圧
検出回路が検出した検出電圧に対応して上記パルス信号
の周波数を増減して出力電圧を一定にする。また、上記
電圧検出回路が検出した検出電圧に対応して上記パルス
信号のデューティを変更して出力電圧を一定にしてもよ
い。
【００１６】
【作用】本発明によれば、上記のように発振器で互いに
半周期ずらした波形を有するパルス信号を発振し、該パ
ルス信号を双方向スイッチ回路に入力して交流電圧を高
調波に変調するようになっている。高調波に変調された
交流電圧はトランスに入力されて変圧される。トランス
の２次側には、整流回路と負荷が接続されていて、トラ
ンスの出力電流が整流され、負荷に送られるようになっ
ている。
半周期ずらした波形を有するパルス信号を発振し、該パ
ルス信号を双方向スイッチ回路に入力して交流電圧を高
調波に変調するようになっている。高調波に変調された
交流電圧はトランスに入力されて変圧される。トランス
の２次側には、整流回路と負荷が接続されていて、トラ
ンスの出力電流が整流され、負荷に送られるようになっ
ている。
【００１７】上記整流回路の出力側には出力電圧を検出
する電圧検出回路が接続され、該電圧検出回路が検出し
た出力電圧の信号が上記発振器に送られ、パルス信号を
変化させて出力電圧を一定にする。上記発振器において
は、検出電圧に対応してパルス信号の周波数が増減させ
られる。パルス信号の周波数が変化すると、それに伴っ
てトランスでの損失が変化し、該損失の変化によって出
力電圧が一定になる。
する電圧検出回路が接続され、該電圧検出回路が検出し
た出力電圧の信号が上記発振器に送られ、パルス信号を
変化させて出力電圧を一定にする。上記発振器において
は、検出電圧に対応してパルス信号の周波数が増減させ
られる。パルス信号の周波数が変化すると、それに伴っ
てトランスでの損失が変化し、該損失の変化によって出
力電圧が一定になる。
【００１８】また、上記電圧検出回路が検出した検出電
圧に対応して上記パルス信号のデューティを変更した場
合には、トランスを介して伝達される電力が変化し、出
力電圧が一定になる。
圧に対応して上記パルス信号のデューティを変更した場
合には、トランスを介して伝達される電力が変化し、出
力電圧が一定になる。
【００１９】
【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
ながら詳細に説明する。図１は本発明の電源回路を示す
図、図７は本発明の電源回路における検出電圧と周波数
の関係図、図８は本発明の電源回路における出力電圧、
負荷電流及び周波数のタイムチャートである。
ながら詳細に説明する。図１は本発明の電源回路を示す
図、図７は本発明の電源回路における検出電圧と周波数
の関係図、図８は本発明の電源回路における出力電圧、
負荷電流及び周波数のタイムチャートである。
【００２０】図１において、１１は交流電源、１２は交
流電圧を変圧するトランス、１３は双方向スイッチ回路
である。該双方向スイッチ回路１３は図４と同様にスイ
ッチＳＷ１〜ＳＷ４を有しており、パルス信号Ａ，Ｂが
入力され、トランス１２に高調波の入力電圧を加える。
１４は商用電圧を高調波に変調させるための発振器であ
る。該発振器１４は図５のｂと同様なパルス信号Ａ，Ｂ
を出力する。
流電圧を変圧するトランス、１３は双方向スイッチ回路
である。該双方向スイッチ回路１３は図４と同様にスイ
ッチＳＷ１〜ＳＷ４を有しており、パルス信号Ａ，Ｂが
入力され、トランス１２に高調波の入力電圧を加える。
１４は商用電圧を高調波に変調させるための発振器であ
る。該発振器１４は図５のｂと同様なパルス信号Ａ，Ｂ
を出力する。
【００２１】Ｄ１〜Ｄ４は整流回路を構成するダイオー
ド、Ｒは直流出力を取り出すための抵抗であり負荷を構
成する。該抵抗Ｒに対して並列に平滑コンデンサ１５が
接続されていて、上記整流回路において整流された出力
を平滑する。また、整流回路の正極側と抵抗Ｒ間には電
圧検出回路１６が接続され、その出力は発振器１４に入
力される。該発振器１４は図７に示すような特性を有し
ていて、電圧検出回路１６によって検出した検出電圧が
高くなると、発振の周波数Ｆが高くなるようになってい
る。上記電圧検出回路１６は、ツェナダイオードやシャ
ントレギュレータなどによって構成され、発振器１４は
バリキャップなどによって構成される。
ド、Ｒは直流出力を取り出すための抵抗であり負荷を構
成する。該抵抗Ｒに対して並列に平滑コンデンサ１５が
接続されていて、上記整流回路において整流された出力
を平滑する。また、整流回路の正極側と抵抗Ｒ間には電
圧検出回路１６が接続され、その出力は発振器１４に入
力される。該発振器１４は図７に示すような特性を有し
ていて、電圧検出回路１６によって検出した検出電圧が
高くなると、発振の周波数Ｆが高くなるようになってい
る。上記電圧検出回路１６は、ツェナダイオードやシャ
ントレギュレータなどによって構成され、発振器１４は
バリキャップなどによって構成される。
【００２２】次に、電源投入後の出力電圧Ｖ0 、負荷電
流Ｉ、周波数Ｆの関係について図８を用いて説明する。
図に示すように、電源投入後、発振器１４によって発振
が開始され出力電圧Ｖ 0 が上昇するが、負荷電流Ｉに変
動がない間は出力電圧Ｖ0 に変動が生じないので周波数
Ｆは変動しない。時間Ｔ1 になると、Ａ点で示すように
負荷が加わり、出力電圧Ｖ0 が低下する。該出力電圧Ｖ
0 の変化は電圧検出回路１６を介して発振器１４に伝達
される。発振器１４は図７に示すような特性を有してい
るので、出力電圧Ｖ0 の低下が検出されると、周波数Ｆ
を低くするように作用する。そして、周波数Ｆが低下す
ると、トランス１２での損失Ｐが上記式（２）に従って
減少し、負荷電流Ｉの増加分とトランス１２での損失Ｐ
の減少が釣り合ったところで出力電圧Ｖ0 は低下する以
前の電圧に回復する。また、Ｂ点で示すように、負荷が
減少し出力電圧Ｖ0 が上昇した場合には、周波数Ｆを高
くしトランス１２での損失Ｐを増加させ、出力電圧Ｖ0
を低下させる。したがって、負荷電流Ｉの変動に同期さ
せて周波数Ｆを変え、出力電圧Ｖ0 の安定化を図ること
ができる。この出力電圧Ｖ0 と入力電圧Ｐin、及びトラ
ンス１２での損失Ｐ（Ｆ）、負荷電流Ｉ、周波数Ｆの関
係は Ｖ0 ＝（Ｐin−Ｐ（Ｆ) ）／Ｉ …（３） で示される。上記式（３）において出力電圧Ｖ0 を一定
に保つには、負荷電流Ｉに応じてトランス１２の損失Ｐ
（Ｆ）を変化させればよい。該損失Ｐ（Ｆ）は上記式
（２）で示されるので、その条件を満たすように発振器
１４を制御すればよい。
流Ｉ、周波数Ｆの関係について図８を用いて説明する。
図に示すように、電源投入後、発振器１４によって発振
が開始され出力電圧Ｖ 0 が上昇するが、負荷電流Ｉに変
動がない間は出力電圧Ｖ0 に変動が生じないので周波数
Ｆは変動しない。時間Ｔ1 になると、Ａ点で示すように
負荷が加わり、出力電圧Ｖ0 が低下する。該出力電圧Ｖ
0 の変化は電圧検出回路１６を介して発振器１４に伝達
される。発振器１４は図７に示すような特性を有してい
るので、出力電圧Ｖ0 の低下が検出されると、周波数Ｆ
を低くするように作用する。そして、周波数Ｆが低下す
ると、トランス１２での損失Ｐが上記式（２）に従って
減少し、負荷電流Ｉの増加分とトランス１２での損失Ｐ
の減少が釣り合ったところで出力電圧Ｖ0 は低下する以
前の電圧に回復する。また、Ｂ点で示すように、負荷が
減少し出力電圧Ｖ0 が上昇した場合には、周波数Ｆを高
くしトランス１２での損失Ｐを増加させ、出力電圧Ｖ0
を低下させる。したがって、負荷電流Ｉの変動に同期さ
せて周波数Ｆを変え、出力電圧Ｖ0 の安定化を図ること
ができる。この出力電圧Ｖ0 と入力電圧Ｐin、及びトラ
ンス１２での損失Ｐ（Ｆ）、負荷電流Ｉ、周波数Ｆの関
係は Ｖ0 ＝（Ｐin−Ｐ（Ｆ) ）／Ｉ …（３） で示される。上記式（３）において出力電圧Ｖ0 を一定
に保つには、負荷電流Ｉに応じてトランス１２の損失Ｐ
（Ｆ）を変化させればよい。該損失Ｐ（Ｆ）は上記式
（２）で示されるので、その条件を満たすように発振器
１４を制御すればよい。
【００２３】次に、本発明の第２の実施例について説明
する。図９は本発明の第２の実施例の電源回路に使用さ
れる発振器を示す図、図１０は発振器における検出電圧
と発振デューティの関係図、図１１は電源回路における
入力電圧と入力電流の関係図である。図９において、１
４は発振器、１６は電圧検出回路、２１は該電圧検出回
路１６の出力を受けデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバ
ータ、２２は該Ａ／Ｄコンバータ２１の出力を受け、発
振出力のデューティをコントロールするマイクロプロセ
ッサ（以下、「ＣＰＵ」と言う。）、２３は該ＣＰＵ２
２の出力を位相の異なる信号に変換するフリップフロッ
プである。
する。図９は本発明の第２の実施例の電源回路に使用さ
れる発振器を示す図、図１０は発振器における検出電圧
と発振デューティの関係図、図１１は電源回路における
入力電圧と入力電流の関係図である。図９において、１
４は発振器、１６は電圧検出回路、２１は該電圧検出回
路１６の出力を受けデジタル値に変換するＡ／Ｄコンバ
ータ、２２は該Ａ／Ｄコンバータ２１の出力を受け、発
振出力のデューティをコントロールするマイクロプロセ
ッサ（以下、「ＣＰＵ」と言う。）、２３は該ＣＰＵ２
２の出力を位相の異なる信号に変換するフリップフロッ
プである。
【００２４】上記ＣＰＵ２２の発振出力のデューティは
図１０に示すように出力電圧Ｖ0 に応じて変化させられ
る。この場合、図１１に示すようにトランス１２に入力
される入力電圧は、交流電源１１の電圧波形を複数の微
小な区間に分割して高調波に変調して形成される。該高
調波の波形の入力電圧において値が０〔Ｖ〕となる時間
をＴ5 ，Ｔ0 ，Ｔ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 ，Ｔ5 とする。
そして、電圧検出回路１６によって検出された検出電圧
が大きくなると、時間Ｔ0 と時間Ｔ5 の差の値が小さ
く、時間Ｔ2 と時間Ｔ1 の差の値が大きくなるように発
振出力のデューティが変化させられる。
図１０に示すように出力電圧Ｖ0 に応じて変化させられ
る。この場合、図１１に示すようにトランス１２に入力
される入力電圧は、交流電源１１の電圧波形を複数の微
小な区間に分割して高調波に変調して形成される。該高
調波の波形の入力電圧において値が０〔Ｖ〕となる時間
をＴ5 ，Ｔ0 ，Ｔ1 ，Ｔ2 ，Ｔ3 ，Ｔ4 ，Ｔ5 とする。
そして、電圧検出回路１６によって検出された検出電圧
が大きくなると、時間Ｔ0 と時間Ｔ5 の差の値が小さ
く、時間Ｔ2 と時間Ｔ1 の差の値が大きくなるように発
振出力のデューティが変化させられる。
【００２５】次に、トランス１２に図１１に示すような
入力電圧を印加した場合の入力電流について説明する。
入力電流は入力電圧が低いとき（区間Ｔ5 −Ｔ0 ）には
流れず、入力電圧が徐々に上昇している間（区間Ｔ0 −
Ｔ1 ）に流れ始める。すなわち、入力電圧が一定以上の
時にのみ入力電流は流れる。該入力電流の値は入力電圧
が低いほど小さくなるが、インダクタンスの影響もあり
線型ではない。したがって、入力電圧が高い区間を短く
し、低い区間を長くすればトランス１２に入力される電
力を制限することができる。
入力電圧を印加した場合の入力電流について説明する。
入力電流は入力電圧が低いとき（区間Ｔ5 −Ｔ0 ）には
流れず、入力電圧が徐々に上昇している間（区間Ｔ0 −
Ｔ1 ）に流れ始める。すなわち、入力電圧が一定以上の
時にのみ入力電流は流れる。該入力電流の値は入力電圧
が低いほど小さくなるが、インダクタンスの影響もあり
線型ではない。したがって、入力電圧が高い区間を短く
し、低い区間を長くすればトランス１２に入力される電
力を制限することができる。
【００２６】負荷が軽い場合と重い場合の変調の一例を
図１２に示す。図１２は発振出力デューティによって変
調の程度を変化させた場合の波形図である。図の（ａ）
は負荷が軽い場合の、（ｂ）は負荷が重い場合の波形を
示している。図に示すように、負荷が軽い場合は、入力
電圧が低い区間を長くしてトランス１２の２次側に伝え
られる電力を制限し、負荷が重い場合は、入力電圧の高
い区間を長くして伝えられる電力を多くする。
図１２に示す。図１２は発振出力デューティによって変
調の程度を変化させた場合の波形図である。図の（ａ）
は負荷が軽い場合の、（ｂ）は負荷が重い場合の波形を
示している。図に示すように、負荷が軽い場合は、入力
電圧が低い区間を長くしてトランス１２の２次側に伝え
られる電力を制限し、負荷が重い場合は、入力電圧の高
い区間を長くして伝えられる電力を多くする。
【００２７】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形すること
が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するもの
ではない。
のではなく、本発明の趣旨に基づいて種々変形すること
が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するもの
ではない。
【００２８】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、発振器で発振したパルス信号を双方向スイッチ回
路に入力して交流電圧を高調波に変調してトランスに入
力するようになっている。そして、整流回路の出力側に
出力電圧を検出する電圧検出回路が接続され、該電圧検
出回路が検出した出力電圧の信号が発振器に送られ、パ
ルス信号を変化させて出力電圧を一定にする。そして、
発振器においては、検出電圧に対応してパルス信号の周
波数が増減させられる。パルス信号の周波数が変化する
と、それに伴ってトランスでの損失が変化し、該損失の
変化によって出力電圧が一定になる。
れば、発振器で発振したパルス信号を双方向スイッチ回
路に入力して交流電圧を高調波に変調してトランスに入
力するようになっている。そして、整流回路の出力側に
出力電圧を検出する電圧検出回路が接続され、該電圧検
出回路が検出した出力電圧の信号が発振器に送られ、パ
ルス信号を変化させて出力電圧を一定にする。そして、
発振器においては、検出電圧に対応してパルス信号の周
波数が増減させられる。パルス信号の周波数が変化する
と、それに伴ってトランスでの損失が変化し、該損失の
変化によって出力電圧が一定になる。
【００２９】また、上記電圧検出回路が検出した検出電
圧に対応して上記パルス信号のデューティを変更した場
合には、トランスを介して伝達される電力が変化し、出
力電圧が一定になる。したがって、低コストで出力電圧
を安定させることができるとともに、半導体を使用する
必要がないので発火する危険性がない。
圧に対応して上記パルス信号のデューティを変更した場
合には、トランスを介して伝達される電力が変化し、出
力電圧が一定になる。したがって、低コストで出力電圧
を安定させることができるとともに、半導体を使用する
必要がないので発火する危険性がない。
【図１】本発明の電源回路を示す図である。
【図２】従来の電源回路を示す図である。
【図３】従来の電源回路における入力波形と整流後の出
力波形を示す図である。
力波形を示す図である。
【図４】従来の高調波変調を行う電源回路を示す図であ
る。
る。
【図５】従来の高調波変調を行う電源回路の波形図であ
る。
る。
【図６】従来の電源回路の直流出力における負荷電流と
出力電圧の関係図である。
出力電圧の関係図である。
【図７】本発明の電源回路における検出電圧と周波数の
関係図である。
関係図である。
【図８】本発明の電源回路における出力電圧、負荷電流
及び周波数のタイムチャートである。
及び周波数のタイムチャートである。
【図９】本発明の第２の実施例の電源回路に使用される
発振器を示す図である。
発振器を示す図である。
【図１０】発振器における検出電圧と発振デューティの
関係図である。
関係図である。
【図１１】電源回路における入力電圧と入力電流の関係
図である。
図である。
【図１２】発振出力デューティによって変調の程度を変
化させた場合の波形図である。
化させた場合の波形図である。
１１ 交流電源 １２ トランス １３ 双方向スイッチ回路 １４ 発振器 １６ 電圧検出回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小森 智裕 東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気 工業株式会社内
Claims (2)
- 【請求項１】 （ａ）互いに半周期ずらした波形を有す
る二つのパルス信号を出力する発振器と、 （ｂ）該発振器からのパルス信号を受け、交流電圧を高
調波に変調する双方向スイッチ回路と、 （ｃ）双方向スイッチ回路によって変調された交流電圧
を入力電圧として受けて変圧するトランスと、 （ｄ）トランスの出力側に接続された整流回路と、 （ｅ）該整流回路に接続された負荷と、 （ｆ）上記整流回路の出力電圧を検出する電圧検出回路
を有し、 （ｇ）上記発振器は、上記電圧検出回路が検出した検出
電圧に対応して上記パルス信号の周波数を増減して出力
電圧を一定にする手段を有していることを特徴とする電
源回路。 - 【請求項２】 （ａ）互いに半周期ずらした波形を有す
る二つのパルス信号を出力する発振器と、 （ｂ）該発振器からのパルス信号を受け、交流電圧を高
調波に変調する双方向スイッチ回路と、 （ｃ）双方向スイッチ回路によって変調された交流電圧
を入力電圧として受けて変圧するトランスと、 （ｄ）トランスの出力側に接続された整流回路と、 （ｅ）該整流回路に接続された負荷と、 （ｆ）上記整流回路の出力電圧を検出する電圧検出回路
を有し、 （ｇ）上記発振器は、上記電圧検出回路が検出した検出
電圧に対応して上記パルス信号のデューティを変更して
出力電圧を一定にする手段を有していることを特徴とす
る電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27961791A JPH05122935A (ja) | 1991-10-25 | 1991-10-25 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27961791A JPH05122935A (ja) | 1991-10-25 | 1991-10-25 | 電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05122935A true JPH05122935A (ja) | 1993-05-18 |
Family
ID=17613480
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27961791A Withdrawn JPH05122935A (ja) | 1991-10-25 | 1991-10-25 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05122935A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997047070A1 (en) * | 1996-06-06 | 1997-12-11 | I-Hits Laboratory Corporation | Ac/ac converter |
| JP3640260B2 (ja) * | 1996-06-06 | 2005-04-20 | 株式会社アイ・ヒッツ研究所 | Ａｃ／ａｃコンバータ |
| JP2013523068A (ja) * | 2010-03-16 | 2013-06-13 | ドゥビアル | スイッチ化電源 |
| JP2014093900A (ja) * | 2012-11-06 | 2014-05-19 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| JP2015216827A (ja) * | 2014-05-07 | 2015-12-03 | 照宥能源科技股▲ふん▼有限公司 | 太陽光遮光回路 |
-
1991
- 1991-10-25 JP JP27961791A patent/JPH05122935A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1997047070A1 (en) * | 1996-06-06 | 1997-12-11 | I-Hits Laboratory Corporation | Ac/ac converter |
| US6067243A (en) * | 1996-06-06 | 2000-05-23 | I-Hits Laboratory Corporation | AC-AC/DC converter |
| JP3640260B2 (ja) * | 1996-06-06 | 2005-04-20 | 株式会社アイ・ヒッツ研究所 | Ａｃ／ａｃコンバータ |
| JP2013523068A (ja) * | 2010-03-16 | 2013-06-13 | ドゥビアル | スイッチ化電源 |
| JP2014093900A (ja) * | 2012-11-06 | 2014-05-19 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力変換装置 |
| JP2015216827A (ja) * | 2014-05-07 | 2015-12-03 | 照宥能源科技股▲ふん▼有限公司 | 太陽光遮光回路 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19990107 |