JPH01218358A - 電圧共振型スイッチング電源の同期発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電圧共振型スイッチング電源におけるスイッ
チングの同期制御に関するものである。

従来の技術 近年、妨害性能の向上及び電源入力間の電力変換効率の
向上の観点から共振型のスイッチング電源が注目されて
おり、特に電圧共振型のものは回路構成も比較的容易な
ため、民生機器にも実用化されはじめている。電圧共振
型のスイッチング電源を安定的に動作させるうえで重要
な事はスイッチングトランジスタがオンするタイミング
をダンパダイオードの導通期間（以後ダンパ期間と称す
る）に一致する様に同期を制御する事である。

以下、図面を参照しながら電圧共振型のスイッチング電
源の基本構成と動作及び従来の同期発生方法の一例につ
いて説明を行う。第４図は電圧共振型スイッチング電源
の第１の構成例を示すものであり、第６図はその動作を
説明するものである。

第４図において、１はコンパ−“タトランス、２はスイ
ッチングトランジスタ、３はダンパダイオード、４は共
振コンデンサ、６は同期検出回路、６は制御回路、７は
フォトカプラ、８はコンバータトランス１の二次側より
出力される整流平滑電圧の誤差を検出する誤差検出回路
を示す。第６図は第４図の各部の主な電圧電流波形を示
す。

以上の構成で安定な出力電圧を得るためには、出力電圧
（整流平滑電圧）と設定電圧との誤差を誤差検出回路８
で検出し、フォトカブラ７を介して制御回路６に伝達し
、スイッチングトランジスタ２０オンデユーテイ（第６
図に於てスイッチング周期Ｔに対するオン期間ＴＯＮ　
の割合ＴｏＮ／Ｔ）を可変するパルス幅制御とトランジ
スタ２がオンするタイミングを常にダンパ期間ＴＤの間
におこなう同期制御が必要となる。

第６図は同期制御について詳細に説明するものである。

第６図Ａは同期が成立した場合で、図中のｉは第６図中
のコレクタ電流ｉｃとダンパ電流ＩＤの合成電流である
。第６図Ｃ９第６図Ｃはパルス幅制御の結果、スイッチ
ングトランジスタ２のオン期間”ＯＮ　が増加した場合
である。このうち第６図Ｂは同期が成立しない場合で、
オン期間ＴＯＮ　が増加したためにスイッチングトラン
ジスタ２のコレクタ電圧ＶＣユ制」前中にトランジスタ
２がオンし、共振容量４から過大なサージ電流がトラン
ジスタ２に流れ込む場合を示す。サージ電流がトランジ
スタ２０安全動作領域を越えた場合トランジスタ２は破
壊する可能性がある。第６図Ｃは同期が成立した場合で
、コレクタ電圧Ｖｃ発生後のダンパ期間ＴＤ中にトラン
ジスタ２がオンするためにサージ電流は流れない。次に
第６図Ｃ９第６図ｅはパルス幅制御の結果、スイッチン
グトランジスタ２０オン期間”ＯＮが減少した場合であ
る。このうち第６図ｄは同期が成立しない場合で、ダン
パ期間終了後に再びコレクタ電圧ＶＣが共振電圧を発生
した際にトランジスタ２がオンする場合を示す。この場
合も前述と同様にトランジスタ２にサージ電流が流れる
。第６図ｅは同期が成立した場合である。

以上に述べた様に変化するパルス幅に応じてトランジス
タ２を常にダンパ期間中にオンする様に同期を制御する
事が電圧共振型のスイッチング電源を安定的に動作させ
るうえで極めて重要となる。

また第６図Ｃ９第６図ｅからも明゛白な様に同期制御を
かけた場合、パルス幅の変化に伴ってスイッチング周期
Ｔも変化する。

第７図は電圧共振型スイッチング電源の第２の構成例を
示すものである。２４は磁気増幅器である。出力電圧の
安定化は誤差検出回路８で磁気増幅器２４のコントロー
ル巻線に流す電流を制御し、１次側のインダクタンスを
可変する事によりコンバータトランス１の励磁巻線に流
れる電流の大きさを可変する事によりおこなう。この場
合はスイッチングのオンデユーテイ、周波数共に固定が
可能であり、従って適切な固定回路定数により常にダン
パ期間内にスイッチングトランジス！２をオンする事が
可能である。しかしながら、スイッチング周波数を高周
波化するなどダンパ期間が短くなる場合は定数ばらつき
等によりダンパ期間からずれてスイッチングトランジス
タ２がオンする可能性がある。従ってこの場合にも第１
の構成例と同様に同期制御が必要となる。

また特に広い制御範囲を要求される場合は第１゜第２の
構成例を併用し、スイッチングのオンデユーテイ、周波
数を制御しながら且つ磁気増幅器による電流制御をおこ
なう方法が考えられるが、この場合にも同様に同期制御
が必要となる。

次に同期発生回路の従来の構成例を第８図、第９図に示
す。第８図はダンパダイオード３に直列にダンパ電流検
出用のカレントトランス９を接続し、ダンパ期間に同期
信号を発生するものである。

第９図はコンバータトランス１に検出巻線１ａを設け、
コレクタ電圧波形Ｖｃと相似な篭臼形ｖ１を取シ出し、
この波形ｖ１　をもとにダンパ期間に同期信号を発生す
る方法である。構成は積分抵抗１０゜積分コンデンサ１
１．閾値設定ツェナーダイオード１２．トランジスタ１
６．バイアス抵抗１３゜１４から成る。

動作概略は第１０図とに示す様に検出巻線１ａの発生電
圧ｖ１を積分抵抗１０．積分コンデンサ１１を用いて積
分しｖ２を得て、次に閾値設定ツェナーダイオード１２
と比較トランジスタ１６を用いて適切な閾値ｖＴＨを設
定し、上記積分電圧ｖ２が閾値ｖＴＨ以下となる時刻に
同時信号ｖ３を発生する。尚、上記積分はｖ２がｖＴＨ
以下となる時刻を遅らせて同期信号ｖ３がダンパ期間Ｔ
Ｄの期間中に発生する様にするものである。

発明が解決しようとする課題 しかし、上記の様な同期発生回路では次の様な問題点が
ある。第８図の手段はコンバータトランス１とは別個に
カレントトランス９を必要とするためコストが高い。

また、ダンパ電流の減少と共にダンパ期間ＴＤの検出感
度が下がるため負荷変動、入力電圧変動等に対し広い制
御範囲が要求される場合には不安定になるという問題が
ある。第９図の手段は、コンバータトランス１に検出巻
線１ａを設け、数点の外付部品だけで構成されるため、
ま、た上記検出巻線１ａは例えば制御回路６の電源供給
巻線とも共用できるためコストが安価である。しかしな
がら入力電圧ｖＩＮの変動に対し、同期信号ｖ３の発生
時刻のばらつきが大きいという欠点を持つ。

例えば第１０図Ｂに示す様に入力電圧ｖＸＮが増加した
場合、Ｖ　及びｖ２の負側の電圧振幅Ｖが増加し、一方
、閾値ｖＴＨは一定値であるため、ｖ２が閾値ｖＴＨを
横切る時刻が通常ｖＩＮ　に比べ早まる。その結果同期
信号ｖ３がダンパ期間ＴＤより時間τだけ早く発生し、
第６図すで示した様に過大なサージ電流がトランジスタ
２に流れてしまう。

本発明は以上の様な問題点に鑑み、広い制御範囲に対し
安定した同期信号の発生をおこなうと共にコスト的にも
安価な同期発生回路を提供しようとするものである。

課題を解決するだめの手段 上記の様な課題を解決するための手段として。

本発明の同期発生回路は、コンバータトランスに設けた
検出巻線と、スイッチングトランジスタのオン期間Ｔｏ
Ｎの間に上記検出巻線に発生した電圧から閾値電圧ｖＴ
Ｈをつくるだめの整流し平滑回路と、上記検出巻線の発
生電圧の位相を調整するだめの位相調整回路と、上記閾
値電圧と位相調整された検出巻線発生電圧を比較しスイ
ッチ信号を発生する比較器から構成したものである。

作　　用 本発明は上記構成によりスイッチングトランジスタのコ
レクタ電圧波形と相似な電圧波形をコンバータトランス
の検出巻線に発生し、この電圧波形を信号処理する事に
よシダンパ期間の検出をおこない同期信号を発生する。

従ってダンパ電流の大きさに依らず一定の感度で検出が
可能であシ、また入力電圧の変動に対しても上記の検出
巻線電圧を整流・平滑し閾値とすることで入力電圧に比
例した大きさの閾値電圧を得る事ができるため同期信号
の発生時刻のばらつきを極力抑える事が可能となる。

実施例 以下本発明の一実施例について図面を参照しながら説明
する。第１図は本発明の第１の実施例を示すものである
。構成はコンバータトランス１に設けた検出巻線１６と
、トランジスタ２がオンした時に検出巻線１６に発生す
る電圧を整流・平滑するダイオード１９およびコンデン
サ２０（検出巻線１６の極性を第１図の様に接続した場
合は負電圧を整流・平滑する）と、負側への充電を制限
する事で整流・平滑後の電位レベルを調整する抵抗２３
．検出巻線１ｅに発生する電圧パルスの位相を調整する
ための抵抗１Ｂおよびコンデンサ１８と、上記整流・平
滑後の電位を閾値としてこの閾値と位相調整された電圧
パルスを比較するためのトランジスタ２１とその負荷抵
抗２２から成る。このトランジスタ２１のコレクタ出力
信号を同期信号ｖ３として制御回路６に加え、トランジ
スタ２０オン・オフを制御する。

以上の様に構成された同期発生回路について第３図を用
いて動作を説明する。検出巻線１６の極性を第１図の様
にすると発生する電圧ｖ１は第３図Ａに示す様にトラン
ジスタ２のコレクタ電圧と相似波形となシ、極性も同方
向に発生する。検出巻線電圧ｖ１は零電位を中心に正負
両側に発生し負側の振幅をＶとすると、■は入力電圧ｖ
ＩＮに比例する。そこで負側の電圧をダイオード１９と
コンデンサ２ｏで整流・平滑して取り出すと、入力電圧
ｖｌＮに比例した電圧をつくる事ができる。

そこでこの電圧を閾値電圧ｖＴＨとする。尚、閾値電圧
ｖＴＨはトランジスタ２１のエミッタ電流（正側への充
電電流）とダイオード１９を流れる負側への充電電流の
平均値によって決まるため、抵抗２３を挿入し負側への
充電電流を制限する事により電位レベルの調整が可能で
ある。また検出巻線電圧ｖ１は抵抗１７とコンデンサ１
８で積分し、位相を遅らせた電圧ｖ２とする。そこで比
較用トランジスタ２１のペースにｖｌ、エミッタに閾値
電圧ＶＴＲをおのおの加えると第３図Ａに示した様にダ
ンパ期間ＴＤの間に同期信号ｖ３を発生する事ができる
。ここで積分は上記の様にＶ、に対しｖ２α財髄運峡て
ｖ２が閾値電圧ｖＴＨを横切る時刻がダンパ期間ＴＤの
間に入いる様にしたものであるが、例えば制御回路６で
さらに同期信号ｖ３の位相が遅れてダンパ期間ＴＤ終了
後にトランジスタ２が、オンする様な場合は積分をかけ
る必要はなく、位相の遅れを抑えるためにコンデンサ１
８を削除するか或いは逆にスピードアップコンデンサを
抵抗１７と並列に接続して位相調整をおこないスイッチ
ングトランジスタ２がオンする時刻をダンパ期間ＴＤの
間に入る様に設定する。

次に入力電圧ｖＩＮが増加した場合は第３図Ｂに示す様
に検出巻線電圧ｖ１の負側の電圧振幅Ｖが増加すると共
にそれを整流・平滑して得た閾値電圧ｖＴＨもＶに比例
して増加し、閾値電圧ｖＴＨの電圧振幅Ｖに対する割合
はほぼ一定に保たれる。

従ってｖ２が閾値電圧ｖＴＨを横切る時刻も殆んどばら
つかず、常にダンパ期間’１ＱＴＤ中に［号ｖ３を発生
する事ができる。尚、第１図ではトランジスタ２１のペ
ースにｖ２、エミッタに閾値電圧ｖＴＨを加えたが、ペ
ースに閾値電圧ｖＴｉ（、エミッタにｖ２を加えても、
トランジスタ２１は比較器として動作する。この場合は
閾値電圧ｖＴＨのレベルを調整するためにコンサート２
ｏと並列に放電抵抗を接続する必要がある。また同期信
号ｖ３の極性が反転するため、必要な場合は反転回路を
迫加する。

次に本発明の第２の実施例を第２図に示す。構成要素は
第１図に示す第１の実施例とほぼ同等であるが、検出巻
線１６の極性が逆であるためダイオード１９．コンデン
サ２０の極性が異なる。こ　４の場合は検出巻線１６０
発生電圧ｖ１の極性がコレクタ電圧Ｖｃと逆であり、閾
値電圧ｖＴＨは正の電位となるが動作原理は第１図で説
明したものと全く同様である。

発明の効果 以上の様に本発明によれば、電圧共振型のスイッチング
電源に於て、コンバータトランスに設けた同期検出巻線
と（或いは多山カドランスの場合は他の別巻線を検出巻
線として共用できる）、上記検出巻線の発生４圧のうち
スイッチングトランジスタがオンする期間に発生する電
圧をレベル調整し閾値とするためのレベル調整回路およ
び整流・平滑回路と、上記検出巻線の発生′銅圧の位相
を調整する位相調整回路と、位相調整された巻線電圧と
上記閾値を比較する比較回路から構成した同期発生回路
を用いる事により、安価なコストで入力電圧変動、出力
負荷変動等の広い制御範囲に対し安定的な動作を確保で
きる回路を提供することができるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の電圧共振型スイッチン
グ電源の同期発生回路で検出閾値を負電圧とした場合の
回路図、第２図は本発明の第２の実施例の回路で検出閾
値を正電圧とした場合の回路図、第３図は第１の実施例
における各部の動作波形図、第４図は電圧共振型スイッ
チング電源の第１の構成例の回路内、第６図は第４図に
示す第１の構成例における各部の動作波形図、第６図は
第１の構成例における同期制御についての説明波形図、
第７図は電圧共振型スイッチング電源の第２の構成例の
回路図、第８図は従来の同期検出回路の一例の回路図１
．第９図は従来の同期検出回路の他の例の回路図、第１
０図は第９図の同期検出回路における各部の動作波形図
である。 １・・・・・・コンバータトランス、２・・・・・・ス
イ・ノチトランジスタ、３・・・・・・ダンノ（ダイオ
ード、４・・・・・・共振コンデンサ、６・・・・・・
検出巻線、２５・・・・・・レヘル調整回路、２６・・
・・・・整流・平滑回路、２７・・・・・・位相調整回
路、２８・・・・・・比較回路。 代理人の氏名　弁理士　中　尾　敏　男　ほか１名第１
０図 く八）　　　　　　　　　　　　（Ｆ３）０　　　〉　
　　　　′１

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. コンバータトランスと、上記コンバータトランスの励磁
   巻線と直列に接続され巻線電流をスイッチングするスイ
   ッチングトランジスタと、上記スイッチングトランジス
   タのコレクターエミッタ間に接続されたダンパダイオー
   ドおよび共振コンデンサから電圧共振型スイッチング電
   源が構成され、上記コンバータトランスの磁心に別途設
   けられた同期検出巻線と、上記スイッチングトランジス
   タがオンする期間に上記検出巻線に発生するパルス電圧
   の振幅を調整するレベル調整回路と、振幅調整されたパ
   ルス電圧を整流平滑して閾値電圧とする整流・平滑回路
   と、上記パルス電圧の位相を調整する位相調整回路と、
   上記閾値電圧と位相調整されたパルス電圧の大きさを比
   較する比較回路とを備えて構成される電圧共振型スイッ
   チング電源の同期発生回路。