JPS6353789B2 - - Google Patents
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- JPS6353789B2 JPS6353789B2 JP56185696A JP18569681A JPS6353789B2 JP S6353789 B2 JPS6353789 B2 JP S6353789B2 JP 56185696 A JP56185696 A JP 56185696A JP 18569681 A JP18569681 A JP 18569681A JP S6353789 B2 JPS6353789 B2 JP S6353789B2
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 8
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 8
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 230000005415 magnetization Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3378—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は直流電源回路特にスイツチングレギユ
レータに関する。
レータに関する。
一般に商用電源から直流出力を得る電源回路に
おいては、商用電源電圧を昇圧または降圧するた
めや、商用電源側と出力端子側を直流的に絶縁す
るために電源トランスが用いられている。この電
源トランスを小型、軽量化し、更に電力効率を上
げるために、商用電源電圧をスイツチング回路を
通して電源トランスの一次巻線に印加し、二次巻
線側の出力を整流・平滑して出力端子に供給する
と共に、出力端子の出力電圧に基づいてスイツチ
ング回路のオン・オフのタイミングを制御して一
定のDC出力電圧を得るようにしたスイツチング
レギユレータが提案されている。しかしながら従
来のスイツチングレギユレータは、電源電圧の正
負の各々半サイクルで１回づつのスイツチングを
行つており、スイツチングの繰返し周期が長いた
め、電源トランスの二次巻線側の平滑回路が小さ
くならないと共に、一次側から二次側への電力の
伝達は、半サイクルに１回のスイツチング時間
（一次側がオンしている時間）によつて制限され
るため、大容量の出力を得ようとするとスイツチ
ング時間幅が大きくなり、一次巻線側の励磁電流
が大きくなるので電源トランスを小型にすること
ができない。
おいては、商用電源電圧を昇圧または降圧するた
めや、商用電源側と出力端子側を直流的に絶縁す
るために電源トランスが用いられている。この電
源トランスを小型、軽量化し、更に電力効率を上
げるために、商用電源電圧をスイツチング回路を
通して電源トランスの一次巻線に印加し、二次巻
線側の出力を整流・平滑して出力端子に供給する
と共に、出力端子の出力電圧に基づいてスイツチ
ング回路のオン・オフのタイミングを制御して一
定のDC出力電圧を得るようにしたスイツチング
レギユレータが提案されている。しかしながら従
来のスイツチングレギユレータは、電源電圧の正
負の各々半サイクルで１回づつのスイツチングを
行つており、スイツチングの繰返し周期が長いた
め、電源トランスの二次巻線側の平滑回路が小さ
くならないと共に、一次側から二次側への電力の
伝達は、半サイクルに１回のスイツチング時間
（一次側がオンしている時間）によつて制限され
るため、大容量の出力を得ようとするとスイツチ
ング時間幅が大きくなり、一次巻線側の励磁電流
が大きくなるので電源トランスを小型にすること
ができない。
本発明はこのような従来の電源回路の欠点を解
消し、電源トランス、平滑回路を小型化し、軽量
化した電源回路を提供しようとするものである。
消し、電源トランス、平滑回路を小型化し、軽量
化した電源回路を提供しようとするものである。
第１図は本発明による電源回路の一実施例を示
す図であり、第２図は動作波形図である。
す図であり、第２図は動作波形図である。
商用電源１からの供給電圧V1（第２図ａ参照）
を整流器２で全波整流し、抵抗R1，R2で分圧す
る（第２図ｂ参照）。バツフアアンプ３の出力側
電圧Vioは、R2／R1＋R2V2（V2…整流器２の出力側 電圧）となる。バツフアアンプ４の出力電圧は抵
抗R5とンデンサC1で平滑し、これを可変抵抗VR1
と抵抗R3、可変抵抗VR2と抵抗R4で分圧してウイ
ンドコンパレータ５のスレツシヨルド電圧VTH1，
VTH2を得る。このときVTH1＞VTH2になるように電
圧調整されている。ウインドコンパレータ５は、
バツフアアンプ３の出力VioがVTH1≧Vio≧VTH2の
とき論理レベル“High”の信号を、それ以外の
ときには“Low”の信号をV3として出力する
（第２図ｃ参照）。パルス幅変調回路（以下PWM
回路）６は、禁止入力端子に信号V3が印加され
ており、V3が“High”のとき、スイツチング回
路７をオンさせる為のパルス幅変調波を送出し
“Low”のときはスイツチング回路７をオフさせ
る。またPWM回路のＳ端子には、電圧検出回路
９で検出された出力電圧が、フオトカプラ１０を
介して印加されており、フオトカプラ１０はその
一次側と二次側を電気的に絶縁している。なお図
示していないが、これらの回路を動作させる為の
補助電源が内蔵されている。PWM回路のＳ端子
への入力電圧が第２図ｄの様に変化したとする
と、PWM回路においては、例えばその内部で発
生する繰り返し周波数の高い鋸歯状波とＳ入力電
圧Vsと基準電圧Vrefとの差（Vs−Vref）が比較
されて、第２図ｅの様な、Ｓ入力電圧とパルス幅
が逆比例するパルス出力が得られる。なお第２図
ｄ，ｅのタイムチヤートは便宜的に時間幅を拡大
して図示してあり、第２図ｅの時間間隔Ｔは、信
号V3のパルス幅に相当している。PWM回路６の
禁止入力にはパルス電圧V3が印加されているの
で、PWM回路の出力は第２図ｆのようになる。
Ｓ入力電圧と基準電圧との差と比較される鋸歯状
波の周波数は一定であるので、パルス信号V3が
“High”の時間間隔（Ｔ）一定として、その間に
送出されるPWM出力パルス数は一定であり、そ
の結果PWM出力パルス幅が広くなると整流平滑
された二次側の出力電圧Vputは増加する。そうす
るとＳ入力電圧が大きくなりPWM出力パルス幅
が狭くなりVputは減少する。こうして出力電圧
Vput（第２図ｇ参照）は、PWM回路６に加えられ
る基準電圧Vrefで定められた一定電圧に制御され
ることとなる。この様な構成にすることにより、
出力電圧のリツプルの周波数を電源電圧の周波数
の４倍にすることができるので平滑コンデンサ
C3の容量を小さくすることができ、またトラン
スT1はPWM出力パルスの高い周波数で動作する
ので小型化することができる。
を整流器２で全波整流し、抵抗R1，R2で分圧す
る（第２図ｂ参照）。バツフアアンプ３の出力側
電圧Vioは、R2／R1＋R2V2（V2…整流器２の出力側 電圧）となる。バツフアアンプ４の出力電圧は抵
抗R5とンデンサC1で平滑し、これを可変抵抗VR1
と抵抗R3、可変抵抗VR2と抵抗R4で分圧してウイ
ンドコンパレータ５のスレツシヨルド電圧VTH1，
VTH2を得る。このときVTH1＞VTH2になるように電
圧調整されている。ウインドコンパレータ５は、
バツフアアンプ３の出力VioがVTH1≧Vio≧VTH2の
とき論理レベル“High”の信号を、それ以外の
ときには“Low”の信号をV3として出力する
（第２図ｃ参照）。パルス幅変調回路（以下PWM
回路）６は、禁止入力端子に信号V3が印加され
ており、V3が“High”のとき、スイツチング回
路７をオンさせる為のパルス幅変調波を送出し
“Low”のときはスイツチング回路７をオフさせ
る。またPWM回路のＳ端子には、電圧検出回路
９で検出された出力電圧が、フオトカプラ１０を
介して印加されており、フオトカプラ１０はその
一次側と二次側を電気的に絶縁している。なお図
示していないが、これらの回路を動作させる為の
補助電源が内蔵されている。PWM回路のＳ端子
への入力電圧が第２図ｄの様に変化したとする
と、PWM回路においては、例えばその内部で発
生する繰り返し周波数の高い鋸歯状波とＳ入力電
圧Vsと基準電圧Vrefとの差（Vs−Vref）が比較
されて、第２図ｅの様な、Ｓ入力電圧とパルス幅
が逆比例するパルス出力が得られる。なお第２図
ｄ，ｅのタイムチヤートは便宜的に時間幅を拡大
して図示してあり、第２図ｅの時間間隔Ｔは、信
号V3のパルス幅に相当している。PWM回路６の
禁止入力にはパルス電圧V3が印加されているの
で、PWM回路の出力は第２図ｆのようになる。
Ｓ入力電圧と基準電圧との差と比較される鋸歯状
波の周波数は一定であるので、パルス信号V3が
“High”の時間間隔（Ｔ）一定として、その間に
送出されるPWM出力パルス数は一定であり、そ
の結果PWM出力パルス幅が広くなると整流平滑
された二次側の出力電圧Vputは増加する。そうす
るとＳ入力電圧が大きくなりPWM出力パルス幅
が狭くなりVputは減少する。こうして出力電圧
Vput（第２図ｇ参照）は、PWM回路６に加えられ
る基準電圧Vrefで定められた一定電圧に制御され
ることとなる。この様な構成にすることにより、
出力電圧のリツプルの周波数を電源電圧の周波数
の４倍にすることができるので平滑コンデンサ
C3の容量を小さくすることができ、またトラン
スT1はPWM出力パルスの高い周波数で動作する
ので小型化することができる。
第３図は、第１図に示したウインドコンパレー
タ５の詳細回路図、第４図は、その動作説明をす
るためのタイムチヤートで、図示のように、Vio
が２つのスレツシヨルド電圧VTH1，VTH2の間の領
域にある時にのみウインドコンパレータ５の出力
V3が“High”となる。
タ５の詳細回路図、第４図は、その動作説明をす
るためのタイムチヤートで、図示のように、Vio
が２つのスレツシヨルド電圧VTH1，VTH2の間の領
域にある時にのみウインドコンパレータ５の出力
V3が“High”となる。
第５図は本発明による電源回路の他の実施例を
示す図で、第６図は動作波形図であり、第１図と
同一参照数字は同一内容を表わしている。第５図
のPWM回路６は、基準電圧VrefとＳ入力電圧VS
を差動増幅して、VS＜Vrefのときは幅の広いパル
スをVS＞Vrefのときは狭いパルスを出し、その間
は連続的にパルス幅を変化させる。そして鋸歯状
波の１サイクル毎に交互に出力Ａ，Ｂを送出し、
これらの出力は180゜位相がずれている。なお第６
図ｅ，ｆのパルス列は第２図の場合と同様に時間
幅を拡大して図示してあり、第６図ｅの時間間隔
Ｔは信号V3のパルス幅に相当している。信号V3
が“High”の時間Ｔに送出されるPWM出力Ａ，
Ｂによつてスイツチング回路７1，７2が交互にオ
ンされるので、トランスT1の二次側出力は第６
図ｇのようになり、整流器８の出力は第６図ｈの
ようになる。なおPWM出力Ａ，Ｂは各々が180゜
の位相差を有し、しかもデツドタイムを設けてあ
るのでオーバーラツプして出力が出ることはな
い。第６図の場合も、信号V3が“High”の期間
のPWM出力パルス数は一定であり、出力電圧が
上昇しV5が大きくなると各PWM出力パルス幅が
減少するので出力電圧が下り、又出力電圧が下降
すると各PWM出力パルス幅は増加して出力電圧
が上昇し、結果として一定電圧に制御される。こ
の実施例の場合には、プツシユプルで動作させ、
磁化曲線の正負両方を使うことになるので、トラ
ンスの利用効率が良く、従つてトランスを更に小
型化することができる。
示す図で、第６図は動作波形図であり、第１図と
同一参照数字は同一内容を表わしている。第５図
のPWM回路６は、基準電圧VrefとＳ入力電圧VS
を差動増幅して、VS＜Vrefのときは幅の広いパル
スをVS＞Vrefのときは狭いパルスを出し、その間
は連続的にパルス幅を変化させる。そして鋸歯状
波の１サイクル毎に交互に出力Ａ，Ｂを送出し、
これらの出力は180゜位相がずれている。なお第６
図ｅ，ｆのパルス列は第２図の場合と同様に時間
幅を拡大して図示してあり、第６図ｅの時間間隔
Ｔは信号V3のパルス幅に相当している。信号V3
が“High”の時間Ｔに送出されるPWM出力Ａ，
Ｂによつてスイツチング回路７1，７2が交互にオ
ンされるので、トランスT1の二次側出力は第６
図ｇのようになり、整流器８の出力は第６図ｈの
ようになる。なおPWM出力Ａ，Ｂは各々が180゜
の位相差を有し、しかもデツドタイムを設けてあ
るのでオーバーラツプして出力が出ることはな
い。第６図の場合も、信号V3が“High”の期間
のPWM出力パルス数は一定であり、出力電圧が
上昇しV5が大きくなると各PWM出力パルス幅が
減少するので出力電圧が下り、又出力電圧が下降
すると各PWM出力パルス幅は増加して出力電圧
が上昇し、結果として一定電圧に制御される。こ
の実施例の場合には、プツシユプルで動作させ、
磁化曲線の正負両方を使うことになるので、トラ
ンスの利用効率が良く、従つてトランスを更に小
型化することができる。
以上のように本発明によれば、リツプルの周波
数を電源周波数の４倍とすることができるので平
滑コンデンサの容量は小さくて済み、電源トラン
スはPWMの周波数で動作するので従来のものよ
り小型化でき、またトランスをプツシユプルで動
作させるようにすればトランスの利用効率が良い
ので、更にトランスを小型化することが可能であ
る。
数を電源周波数の４倍とすることができるので平
滑コンデンサの容量は小さくて済み、電源トラン
スはPWMの周波数で動作するので従来のものよ
り小型化でき、またトランスをプツシユプルで動
作させるようにすればトランスの利用効率が良い
ので、更にトランスを小型化することが可能であ
る。
第１図は本発明による電源回路の一実施例を示
す図、第２図は動作波形図、第３図は第１図に示
したウインドコンパレータの詳細回路図、第４図
は第３図の動作説明をするための図、第５図は本
発明による電源回路の他の実施例を示す図、第６
図は動作波形図である。 １…商用電源、２，８…全波整流器、３，４…
バツフアアンプ、５…ウインドコンパレータ、
６，６′…パルス幅変調回路、７，７1，７2…ス
イツチング回路、９…電圧検出回路、１０…フオ
トカプラ。
す図、第２図は動作波形図、第３図は第１図に示
したウインドコンパレータの詳細回路図、第４図
は第３図の動作説明をするための図、第５図は本
発明による電源回路の他の実施例を示す図、第６
図は動作波形図である。 １…商用電源、２，８…全波整流器、３，４…
バツフアアンプ、５…ウインドコンパレータ、
６，６′…パルス幅変調回路、７，７1，７2…ス
イツチング回路、９…電圧検出回路、１０…フオ
トカプラ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 全波整流回路と電源トランスの一次巻線間に
スイツチング回路を介挿し、電源トランスの二次
巻線に整流・平滑回路を接続した電源回路におい
て、全波整流された電源電圧に比例した電圧と２
つのスレツシヨルド電圧で電源電圧に同期したパ
ルス出力を得るコンパレータと、コンパレータ出
力が禁止入力端子に印加され、前記整流・平滑回
路の出力電圧の検出電圧でパルス幅変調されるパ
ルス幅変調回路を有し、前記コンパレータは、そ
の入力電圧が前記２つのスレツシヨルド電圧間の
範囲内にある時に“High”の出力パルスを発生
し、前記パルス幅変調回路は前記コンパレータの
出力パルスが“High”の時にのみパルス幅変調
波を送出して前記スイツチング回路をオン・オフ
させ、変調されたパルス列の包絡線の周波数が前
記電源電圧の周波数の４倍となるようにしたこと
を特徴とする電源回路。 ２ 全波整流回路の一方の出力端を電源トランス
の一次側中間タツプに接続し、全波整流回路の他
方の出力端を、電源トランスの一次巻線両端子に
それぞれ出力側が接続された２つのスイツチング
回路の入力側に接続し、電源トランスの二次巻線
に整流・平滑回路を接続した電源回路において、
全波整流された電源電圧に比例した電圧と２つの
スレツシヨルド電圧により電源電圧に同期したパ
ルス出力を得るコンパレータと、コンパレータ出
力が禁止入力端子に印加され、前記整流・平滑回
路の出力電圧の検出電圧でパルス幅変調され、交
互に180゜位相のずれた２つのパルス列を発生する
パルス幅変調回路を有し、前記コンパレータはそ
の入力電圧が前記２つのスレツシヨルド電圧間の
範囲内にある時に“High”の出力パルスを発生
し、前記パルス幅変調回路は前記コンパレータの
出力パルスが“High”の時にのみ２つのパルス
幅変調波列を送出して前記２つのスイツチング回
路をオン・オフさせ、変調されたパルス列の包絡
線の周波数が前記電源電圧の周波数の４倍となる
ようにしたことを特徴とする電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56185696A JPS5886615A (ja) | 1981-11-19 | 1981-11-19 | 電源回路 |
| US06/442,266 US4494178A (en) | 1981-11-19 | 1982-11-17 | Power supply circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56185696A JPS5886615A (ja) | 1981-11-19 | 1981-11-19 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5886615A JPS5886615A (ja) | 1983-05-24 |
| JPS6353789B2 true JPS6353789B2 (ja) | 1988-10-25 |
Family
ID=16175260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56185696A Granted JPS5886615A (ja) | 1981-11-19 | 1981-11-19 | 電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4494178A (ja) |
| JP (1) | JPS5886615A (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8300923A (nl) * | 1983-03-14 | 1984-10-01 | Ir Hindrik Stoet | Elektronische wisselspanningsstabilisator, eventueel voorzien van een no-break systeem. |
| JP2510485B2 (ja) * | 1983-10-28 | 1996-06-26 | 株式会社日立製作所 | パルス幅変調インバ−タの制御装置 |
| DE3340138A1 (de) * | 1983-11-07 | 1985-05-15 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Sperrwandler-schaltnetzteil |
| US4742290A (en) * | 1986-06-02 | 1988-05-03 | Acme Electric Corporation | Recharging battery charger |
| US4808905A (en) * | 1986-08-05 | 1989-02-28 | Advanced Micro Devices, Inc. | Current-limiting circuit |
| US5614802A (en) * | 1987-02-13 | 1997-03-25 | Nilssen; Ole K. | Frequency, voltage and waveshape converter for a three phase induction motor |
| US4860185A (en) * | 1987-08-21 | 1989-08-22 | Electronic Research Group, Inc. | Integrated uninterruptible power supply for personal computers |
| US4933829A (en) * | 1988-03-24 | 1990-06-12 | Compaq Computer Corporation | Free running flyback DC power supply with current limit circuit |
| US5049246A (en) * | 1989-06-20 | 1991-09-17 | Hull Harry F | Electrolytic processing apparatus and method with time multiplexed power supply |
| JP2638436B2 (ja) * | 1992-10-12 | 1997-08-06 | 日本電気株式会社 | スイッチングレギュレータ |
| ATE267985T1 (de) * | 1997-12-19 | 2004-06-15 | Queenstown Trust | Wasserstoffofen mit sichtbaren flammen |
| EP1160964A3 (en) * | 2000-06-01 | 2004-05-06 | Sony Corporation | Power supplying apparatus and methods |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2413710A1 (fr) * | 1977-12-29 | 1979-07-27 | Thomson Csf | Circuit de commande de puissance et alimentation a decoupage l'utilisant |
| US4330816A (en) * | 1980-01-02 | 1982-05-18 | Fujitsu Fanuc Limited | Overcurrent protection apparatus |
| US4322817A (en) * | 1980-12-29 | 1982-03-30 | Gte Automatic Electric Labs Inc. | Switching regulated pulse width modulated push-pull converter |
| US4400767A (en) * | 1981-06-30 | 1983-08-23 | Honeywell Information Systems Inc. | Self start flyback power supply |
-
1981
- 1981-11-19 JP JP56185696A patent/JPS5886615A/ja active Granted
-
1982
- 1982-11-17 US US06/442,266 patent/US4494178A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5886615A (ja) | 1983-05-24 |
| US4494178A (en) | 1985-01-15 |
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