JP3175415B2 - 磁気記録再生装置 - Google Patents
磁気記録再生装置Info
- Publication number
- JP3175415B2 JP3175415B2 JP19710093A JP19710093A JP3175415B2 JP 3175415 B2 JP3175415 B2 JP 3175415B2 JP 19710093 A JP19710093 A JP 19710093A JP 19710093 A JP19710093 A JP 19710093A JP 3175415 B2 JP3175415 B2 JP 3175415B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- signal
- transistor
- envelope
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/24—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor for reducing noise
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B5/02—Recording, reproducing, or erasing methods; Read, write or erase circuits therefor
- G11B5/09—Digital recording
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
- G11B2005/0002—Special dispositions or recording techniques
- G11B2005/0005—Arrangements, methods or circuits
- G11B2005/001—Controlling recording characteristics of record carriers or transducing characteristics of transducers by means not being part of their structure
- G11B2005/0013—Controlling recording characteristics of record carriers or transducing characteristics of transducers by means not being part of their structure of transducers, e.g. linearisation, equalisation
- G11B2005/0016—Controlling recording characteristics of record carriers or transducing characteristics of transducers by means not being part of their structure of transducers, e.g. linearisation, equalisation of magnetoresistive transducers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Recording Or Reproducing By Magnetic Means (AREA)
- Magnetic Heads (AREA)
- Digital Magnetic Recording (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は磁気抵抗効果を利用した
再生ヘッドを用い、磁化反転の形で情報を記録した記録
媒体より情報を再生する磁気記録装置において、再生時
に記録媒体と再生ヘッドが接触した際に発生する再生波
形の揺らぎ(以下サーマルアスペリティと呼ぶ)を補償
する部分に係る。
再生ヘッドを用い、磁化反転の形で情報を記録した記録
媒体より情報を再生する磁気記録装置において、再生時
に記録媒体と再生ヘッドが接触した際に発生する再生波
形の揺らぎ(以下サーマルアスペリティと呼ぶ)を補償
する部分に係る。
【0002】
【従来の技術】磁化反転の形で情報を記録した記録媒体
から、磁気抵抗効果型再生ヘッド(以下MRヘッドと呼
ぶ)により情報を再生する磁気記録再生方式が用いられ
つつある。
から、磁気抵抗効果型再生ヘッド(以下MRヘッドと呼
ぶ)により情報を再生する磁気記録再生方式が用いられ
つつある。
【0003】MRヘッドの動作原理は、MR素子に磁界
が加わるとMR素子の磁化の方向が変化し、その磁化の
方向に比例して電気抵抗が変化する現象を用いたもので
ある。MRヘッドで再生を行なうには、その電気抵抗の
変化をセンス電流と称する電流により電圧の変化または
電流の変化として取り出す。その取り出した信号から信
号処理により情報を再生する。
が加わるとMR素子の磁化の方向が変化し、その磁化の
方向に比例して電気抵抗が変化する現象を用いたもので
ある。MRヘッドで再生を行なうには、その電気抵抗の
変化をセンス電流と称する電流により電圧の変化または
電流の変化として取り出す。その取り出した信号から信
号処理により情報を再生する。
【0004】しかし、MRヘッドにより再生を行なう
と、アイ・イー・イー・イー トランザクションズ オ
ン マグネティクス(IEEE Transactio
nson Magnetics)Vol.27,No.
6,Nov.1991,pp4503−4508,アイ
・イー・イー・イー トランザクションズ オン マグ
ネティクス(IEEE Transactions o
n Magnetics)Vol.28,No.5,S
ept.1992,pp2731−2732,アイ・イ
ー・イー・イー トランザクションズ オン マグネテ
ィクス(IEEE Transactions on
Magnetics)Vol.28,No.5,Sep
t.1992,pp2548−2550に記載のよう
に、MRヘッドと記録媒体が接触を起こすと再生波形が
揺らぐ現象が発生する。この原因は、MRヘッドは抵抗
体であり、さらに記録媒体と接触すると摩擦熱が発生す
るために、抵抗の温度依存性により抵抗値が変化する。
一方MRヘッドより信号を再生する方法は、MR素子部
の抵抗の変化を検出する方式であるために、温度依存性
による抵抗の変化も検出し、再生してしまう。そのため
に再生信号の振幅はほとんど変化しないが中心電圧が変
化し、再生波形が揺らぐ現象として見られる。
と、アイ・イー・イー・イー トランザクションズ オ
ン マグネティクス(IEEE Transactio
nson Magnetics)Vol.27,No.
6,Nov.1991,pp4503−4508,アイ
・イー・イー・イー トランザクションズ オン マグ
ネティクス(IEEE Transactions o
n Magnetics)Vol.28,No.5,S
ept.1992,pp2731−2732,アイ・イ
ー・イー・イー トランザクションズ オン マグネテ
ィクス(IEEE Transactions on
Magnetics)Vol.28,No.5,Sep
t.1992,pp2548−2550に記載のよう
に、MRヘッドと記録媒体が接触を起こすと再生波形が
揺らぐ現象が発生する。この原因は、MRヘッドは抵抗
体であり、さらに記録媒体と接触すると摩擦熱が発生す
るために、抵抗の温度依存性により抵抗値が変化する。
一方MRヘッドより信号を再生する方法は、MR素子部
の抵抗の変化を検出する方式であるために、温度依存性
による抵抗の変化も検出し、再生してしまう。そのため
に再生信号の振幅はほとんど変化しないが中心電圧が変
化し、再生波形が揺らぐ現象として見られる。
【0005】この対処方法としてアメリカ特許(USP
4,914,398 Apr.3,1990)に記載の
方式が提案されている。この方式によると、再生信号の
エンベロープ波形を検出し、エンベロープ信号から中心
電圧を求め、その後非線形のアダプティブフィルタによ
り中心電圧波形の平滑化を行なう。但し、サーマルアス
ペリティによる中心電圧波形の変化に対しては平滑化を
行なわないような特性を持たせている。再生信号から上
記のようにして求めた中心電圧波形を引くことによりサ
ーマルアスペリティによる再生波形の揺らぎを除く方法
である。
4,914,398 Apr.3,1990)に記載の
方式が提案されている。この方式によると、再生信号の
エンベロープ波形を検出し、エンベロープ信号から中心
電圧を求め、その後非線形のアダプティブフィルタによ
り中心電圧波形の平滑化を行なう。但し、サーマルアス
ペリティによる中心電圧波形の変化に対しては平滑化を
行なわないような特性を持たせている。再生信号から上
記のようにして求めた中心電圧波形を引くことによりサ
ーマルアスペリティによる再生波形の揺らぎを除く方法
である。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】サーマルアスペリティ
の立上りの時間は約0.1μs程度であるのに際し、上
記の方法における立上り追従時間は0.3μs程度とな
り、0.2μs程度の間は補償不能になる。そこで、E
CC(Error Code Correction)に
おいて、補償不能期間の誤り訂正を行なうことにより再
生情報の復元を行なう。しかし、データ転送速度が高く
なると、ECCにより誤り訂正が行なえる時間範囲が短
くなる。すなわち、誤り訂正範囲が0.2μs未満にな
るために、サーマルアスペリティの補償不能期間をEC
Cによるカバーができなくなり、再生誤りを生じるとい
う問題が生じた。
の立上りの時間は約0.1μs程度であるのに際し、上
記の方法における立上り追従時間は0.3μs程度とな
り、0.2μs程度の間は補償不能になる。そこで、E
CC(Error Code Correction)に
おいて、補償不能期間の誤り訂正を行なうことにより再
生情報の復元を行なう。しかし、データ転送速度が高く
なると、ECCにより誤り訂正が行なえる時間範囲が短
くなる。すなわち、誤り訂正範囲が0.2μs未満にな
るために、サーマルアスペリティの補償不能期間をEC
Cによるカバーができなくなり、再生誤りを生じるとい
う問題が生じた。
【0007】
【課題を解決するための手段】サーマルアスペリティ補
償用信号を作るために、コンデンサの充放電を用いたエ
ンベロープ検出回路を用いる。このエンベロープ検出回
路において、自然の充放電ではサーマルアスペリティの
変化に追従ができない。そこで、サーマルアスペリティ
が存在する部分のみ強制的に電流の充放電を行なう手段
を設ける。
償用信号を作るために、コンデンサの充放電を用いたエ
ンベロープ検出回路を用いる。このエンベロープ検出回
路において、自然の充放電ではサーマルアスペリティの
変化に追従ができない。そこで、サーマルアスペリティ
が存在する部分のみ強制的に電流の充放電を行なう手段
を設ける。
【0008】第1の発明の特徴は、(1)磁気記録媒体
に磁化反転の形で記録した情報を、磁気抵抗効果素子を
用いた再生磁気ヘッドで再生し、磁気抵抗効果素子の抵
抗の変化を検出して再生信号を作る磁気記録再生装置に
おいて、再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレ
ベルが変動する現象を補償するための処理回路を再生回
路系内に設けた磁気記録再生装置にある。
に磁化反転の形で記録した情報を、磁気抵抗効果素子を
用いた再生磁気ヘッドで再生し、磁気抵抗効果素子の抵
抗の変化を検出して再生信号を作る磁気記録再生装置に
おいて、再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレ
ベルが変動する現象を補償するための処理回路を再生回
路系内に設けた磁気記録再生装置にある。
【0009】第2の発明の特徴は、(2)磁気記録媒体
に磁化反転の形で記録した情報を、磁気抵抗効果素子を
用いた再生磁気ヘッドで再生し、磁気抵抗効果素子の抵
抗の変化を検出して再生信号を作る磁気記録再生装置に
おいて、再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレ
ベルが変動する現象を補償するための処理回路を再生増
幅回路とAGCの間に設けた磁気記録再生装置にある。
に磁化反転の形で記録した情報を、磁気抵抗効果素子を
用いた再生磁気ヘッドで再生し、磁気抵抗効果素子の抵
抗の変化を検出して再生信号を作る磁気記録再生装置に
おいて、再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレ
ベルが変動する現象を補償するための処理回路を再生増
幅回路とAGCの間に設けた磁気記録再生装置にある。
【0010】第3の発明の特徴は、(3)磁気記録媒体
に磁化反転の形で記録した情報を、磁気抵抗効果素子を
用いた再生磁気ヘッドで再生し、磁気抵抗効果素子の抵
抗の変化を検出して再生信号を作る磁気記録再生装置に
おいて、再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレ
ベルが変動する現象を補償するための処理回路をAGC
の出力側に設け、さらに再生増幅回路の出力を分岐して
再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変
動する現象を検出する回路系を設け、その出力をAGC
とVFOへ出力する磁気記録再生装置にある。
に磁化反転の形で記録した情報を、磁気抵抗効果素子を
用いた再生磁気ヘッドで再生し、磁気抵抗効果素子の抵
抗の変化を検出して再生信号を作る磁気記録再生装置に
おいて、再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレ
ベルが変動する現象を補償するための処理回路をAGC
の出力側に設け、さらに再生増幅回路の出力を分岐して
再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変
動する現象を検出する回路系を設け、その出力をAGC
とVFOへ出力する磁気記録再生装置にある。
【0011】第4の発明の特徴は、(4)再生信号振幅
はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象を
検出する回路系において、信号の上側のエンベロープを
再生する第1の手段と、信号の下側のエンベロープを再
生する第2の手段と、エンベロープ変化が急激な部分で
も第1の手段と第2の手段が追従するように制御する第
3の手段と、第1の手段と第2の手段から再生信号のレ
ベルの変動量を再生する第4の手段と、第4の手段の直
流電圧より高い電圧を発生させる第5の手段と、第5の
手段の出力と第4の手段の出力を入力し、レベル比較を
行ないディジタルデータを出力する第6の手段と、第4
の手段の直流電圧より低い電圧を発生させる第7の手段
と、第7の手段の出力と第4の手段の出力を分岐して入
力し、レベル比較を行ないディジタルデータを出力する
第8の手段と、第6の手段の出力であるディジタルデー
タの論理反転を行なう第9の手段と、第9の手段の出力
と第8の手段の出力の論理積を演算する第10の手段
と、第10の手段の出力を遅延させる第11の手段によ
り構成し、第10の手段の出力をAGC回路へ出力し、
第11の手段の出力をVFO回路へ出力する回路系とし
て構成した上記(3)記載の磁気記録再生装置にある。
はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象を
検出する回路系において、信号の上側のエンベロープを
再生する第1の手段と、信号の下側のエンベロープを再
生する第2の手段と、エンベロープ変化が急激な部分で
も第1の手段と第2の手段が追従するように制御する第
3の手段と、第1の手段と第2の手段から再生信号のレ
ベルの変動量を再生する第4の手段と、第4の手段の直
流電圧より高い電圧を発生させる第5の手段と、第5の
手段の出力と第4の手段の出力を入力し、レベル比較を
行ないディジタルデータを出力する第6の手段と、第4
の手段の直流電圧より低い電圧を発生させる第7の手段
と、第7の手段の出力と第4の手段の出力を分岐して入
力し、レベル比較を行ないディジタルデータを出力する
第8の手段と、第6の手段の出力であるディジタルデー
タの論理反転を行なう第9の手段と、第9の手段の出力
と第8の手段の出力の論理積を演算する第10の手段
と、第10の手段の出力を遅延させる第11の手段によ
り構成し、第10の手段の出力をAGC回路へ出力し、
第11の手段の出力をVFO回路へ出力する回路系とし
て構成した上記(3)記載の磁気記録再生装置にある。
【0012】第5の発明の特徴は、(5)再生信号振幅
はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象を
検出する回路系において、信号の上側のエンベロープを
再生する第1の手段と、第1の手段の出力をコンデンサ
により交流結合を行なう第2の手段と、第2の手段の直
流電圧より高い電圧を発生させる第3の手段と、第3の
手段の出力と第2の手段の出力を入力し、レベル比較を
行ないディジタルデータを出力する第4の手段と、第2
の手段の直流電圧より低い電圧を発生させる第5の手段
と、第5の手段の出力と第2の手段の出力を分岐して入
力し、レベル比較を行ないディジタルデータを出力する
第6の手段と、第4の手段の出力であるディジタルデー
タの論理反転を行なう第7の手段と、第7の手段の出力
と第6の手段の出力の論理積を演算する第8の手段と、
第8の手段の出力を遅延させる第9の手段により構成
し、第8の手段の出力をAGC回路へ出力し、第9の手
段の出力をVFO回路へ出力する回路系として構成した
上記(3)記載の磁気記録再生装置にある。
はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象を
検出する回路系において、信号の上側のエンベロープを
再生する第1の手段と、第1の手段の出力をコンデンサ
により交流結合を行なう第2の手段と、第2の手段の直
流電圧より高い電圧を発生させる第3の手段と、第3の
手段の出力と第2の手段の出力を入力し、レベル比較を
行ないディジタルデータを出力する第4の手段と、第2
の手段の直流電圧より低い電圧を発生させる第5の手段
と、第5の手段の出力と第2の手段の出力を分岐して入
力し、レベル比較を行ないディジタルデータを出力する
第6の手段と、第4の手段の出力であるディジタルデー
タの論理反転を行なう第7の手段と、第7の手段の出力
と第6の手段の出力の論理積を演算する第8の手段と、
第8の手段の出力を遅延させる第9の手段により構成
し、第8の手段の出力をAGC回路へ出力し、第9の手
段の出力をVFO回路へ出力する回路系として構成した
上記(3)記載の磁気記録再生装置にある。
【0013】第6の発明の特徴は、(6)再生増幅回路
の出力を分岐して再生信号振幅はほとんど変化せず再生
信号のレベルが変動する現象を検出する回路系の出力信
号において、AGCの利得を固定かあるいは可変かを切
り替える信号を出力する上記(3)記載の磁気記録再生
装置にある。
の出力を分岐して再生信号振幅はほとんど変化せず再生
信号のレベルが変動する現象を検出する回路系の出力信
号において、AGCの利得を固定かあるいは可変かを切
り替える信号を出力する上記(3)記載の磁気記録再生
装置にある。
【0014】第7の発明の特徴は、(7)再生増幅回路
の出力を分岐して再生信号振幅はほとんど変化せず再生
信号のレベルが変動する現象を検出する回路系の出力信
号において、VFOの発振周波数を保持するかあるいは
可変にするかを切り替える信号を出力する上記(3)ま
たは(6)記載の磁気記録再生装置にある。
の出力を分岐して再生信号振幅はほとんど変化せず再生
信号のレベルが変動する現象を検出する回路系の出力信
号において、VFOの発振周波数を保持するかあるいは
可変にするかを切り替える信号を出力する上記(3)ま
たは(6)記載の磁気記録再生装置にある。
【0015】第8の発明の特徴は、(8)読みだし誤り
が発生した場合は、再度読みだし操作を行なう上記
(1)から(7)までのいずれかに記載の磁気記録再生
装置にある。
が発生した場合は、再度読みだし操作を行なう上記
(1)から(7)までのいずれかに記載の磁気記録再生
装置にある。
【0016】第9の発明の特徴は、(9)再生信号振幅
はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象を
補償するための処理回路において、再生信号振幅はほと
んど変化せず再生信号のレベルが変動する信号を入力と
し、信号の上側のエンベロープを再生する第1の手段
と、信号の下側のエンベロープを再生する第2の手段
と、エンベロープ変化が急激な部分でも第1の手段と第
2の手段が追従するように制御する第3の手段と、第1
の手段と第2の手段から再生信号のレベルの変動量を再
生する第4の手段と、第4の手段の出力信号のうち、急
激なレベル変化がありかつ変化量が大きい信号は通過し
それ以外の信号は除去するための第5の手段と、入力信
号を遅延させる第6の手段と、第6の手段の出力から第
5の手段の出力を差し引くかまたは加えることによって
再生信号のレベル変動を補償する第7の手段により構成
する処理回路を用いた磁気記録再生装置にある。
はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象を
補償するための処理回路において、再生信号振幅はほと
んど変化せず再生信号のレベルが変動する信号を入力と
し、信号の上側のエンベロープを再生する第1の手段
と、信号の下側のエンベロープを再生する第2の手段
と、エンベロープ変化が急激な部分でも第1の手段と第
2の手段が追従するように制御する第3の手段と、第1
の手段と第2の手段から再生信号のレベルの変動量を再
生する第4の手段と、第4の手段の出力信号のうち、急
激なレベル変化がありかつ変化量が大きい信号は通過し
それ以外の信号は除去するための第5の手段と、入力信
号を遅延させる第6の手段と、第6の手段の出力から第
5の手段の出力を差し引くかまたは加えることによって
再生信号のレベル変動を補償する第7の手段により構成
する処理回路を用いた磁気記録再生装置にある。
【0017】第10の発明の特徴は、(10)第1の手
段かまたは第2の手段と、第4の手段と第5の手段に要
する時間を加え合わせた時間を第6の手段の遅延時間と
して設定した処理回路を用いた上記(9)記載の磁気記
録再生装置にある。
段かまたは第2の手段と、第4の手段と第5の手段に要
する時間を加え合わせた時間を第6の手段の遅延時間と
して設定した処理回路を用いた上記(9)記載の磁気記
録再生装置にある。
【0018】第11の発明の特徴は、(11)再生信号
振幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現
象の信号から、コンデンサの充放電を用いてそのエンベ
ロープ波形を検出する回路において、再生信号のレベル
が急激な変動をする部分では強制充放電を行なう回路部
分がコンデンサへ接続されているエンベロープ波形検出
回路を用いた磁気記録再生装置にある。
振幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現
象の信号から、コンデンサの充放電を用いてそのエンベ
ロープ波形を検出する回路において、再生信号のレベル
が急激な変動をする部分では強制充放電を行なう回路部
分がコンデンサへ接続されているエンベロープ波形検出
回路を用いた磁気記録再生装置にある。
【0019】第12の発明の特徴は、(12)コンデン
サの充放電を用いて再生信号のエンベロープ波形を再生
する回路部分において、入力信号を第1の手段の差動増
幅器の一方の端子に入力し、他方の入力端子側の出力を
第2の手段である電圧フォロア回路へ入力し、第2の手
段の出力に第3の手段であるダイオードを接続し、第3
の手段の出力側に第4の手段のコンデンサを接続し、第
4の手段のコンデンサの他方の端子は電源に接続し、ま
た第3の手段と第4の手段の途中から第1の手段の差動
増幅器の入力信号を入力した端子とは反対側の入力端子
へ接続し、入力信号のエンベロープ電圧と同じエンベロ
ープ電圧を再生するようにフィードバックを施したエン
ベロープ波形を再生する回路を用いた磁気記録再生装置
にある。
サの充放電を用いて再生信号のエンベロープ波形を再生
する回路部分において、入力信号を第1の手段の差動増
幅器の一方の端子に入力し、他方の入力端子側の出力を
第2の手段である電圧フォロア回路へ入力し、第2の手
段の出力に第3の手段であるダイオードを接続し、第3
の手段の出力側に第4の手段のコンデンサを接続し、第
4の手段のコンデンサの他方の端子は電源に接続し、ま
た第3の手段と第4の手段の途中から第1の手段の差動
増幅器の入力信号を入力した端子とは反対側の入力端子
へ接続し、入力信号のエンベロープ電圧と同じエンベロ
ープ電圧を再生するようにフィードバックを施したエン
ベロープ波形を再生する回路を用いた磁気記録再生装置
にある。
【0020】第13の発明の特徴は、(13)コンデン
サの充放電を用いて再生信号のエンベロープ波形を再生
する回路を制御する部分において、コンデンサの自然充
放電電流では追従できないエンベロープ変化を持つ波形
が入力された場合に、追従できないエンベロープ変化で
あることを検出する第1の手段と、追従できないエンベ
ロープ変化部分ではコンデンサへ強制充放電電流を供給
する第2の手段を備えたサーマルアスペリティ検出制御
回路を用いた磁気記録再生装置にある。
サの充放電を用いて再生信号のエンベロープ波形を再生
する回路を制御する部分において、コンデンサの自然充
放電電流では追従できないエンベロープ変化を持つ波形
が入力された場合に、追従できないエンベロープ変化で
あることを検出する第1の手段と、追従できないエンベ
ロープ変化部分ではコンデンサへ強制充放電電流を供給
する第2の手段を備えたサーマルアスペリティ検出制御
回路を用いた磁気記録再生装置にある。
【0021】第14の発明の特徴は、(14)コンデン
サの充放電を用いて再生信号のエンベロープ波形を再生
する回路を制御する部分において、コンデンサへ強制充
放電電流が流れていないときのバイアス電流の大きさを
検出し、その電流の大きさが入力信号の再生信号振幅と
は無関係に一定になるように制御する入力信号振幅適応
動作回路を用いた上記(13)記載の磁気記録再生装置
にある。
サの充放電を用いて再生信号のエンベロープ波形を再生
する回路を制御する部分において、コンデンサへ強制充
放電電流が流れていないときのバイアス電流の大きさを
検出し、その電流の大きさが入力信号の再生信号振幅と
は無関係に一定になるように制御する入力信号振幅適応
動作回路を用いた上記(13)記載の磁気記録再生装置
にある。
【0022】第15の発明の特徴は、(15)押し込み
用および引出用のそれぞれが電流源である第1の手段
と、第1の手段の出力がトランジスタのコレクタになっ
ていることと、第1の手段の出力に接続しスイッチング
動作を行なわせるための非線形素子で構成した第2の手
段と、第2の手段にバイアス電圧を与えるために第1の
手段に接続した第3の手段と、第3の手段と第2の手段
を接続する第4の手段と、第4の手段と第2の手段に接
続し電圧を保持するための第5の手段とで構成する振幅
フィルタを用いた磁気記録再生装置にある。
用および引出用のそれぞれが電流源である第1の手段
と、第1の手段の出力がトランジスタのコレクタになっ
ていることと、第1の手段の出力に接続しスイッチング
動作を行なわせるための非線形素子で構成した第2の手
段と、第2の手段にバイアス電圧を与えるために第1の
手段に接続した第3の手段と、第3の手段と第2の手段
を接続する第4の手段と、第4の手段と第2の手段に接
続し電圧を保持するための第5の手段とで構成する振幅
フィルタを用いた磁気記録再生装置にある。
【0023】第16の発明の特徴は、(16)振幅フィ
ルタにおいて、第1の手段の出力に接続しスイッチング
動作を行なわせるための非線形素子で構成した第2の手
段として、トランジスタを用いた上記(15)記載の磁
気記録再生装置にある。
ルタにおいて、第1の手段の出力に接続しスイッチング
動作を行なわせるための非線形素子で構成した第2の手
段として、トランジスタを用いた上記(15)記載の磁
気記録再生装置にある。
【0024】第17の発明の特徴は、(17)再生信号
振幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現
象を補償するための処理回路を用いた再生回路系におい
て、弁別回路系として位相弁別回路系または振幅弁別回
路系またはパーシャルレスポンスと最尤復号を用いた弁
別回路系を用いた磁気記録再生装置にある。
振幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現
象を補償するための処理回路を用いた再生回路系におい
て、弁別回路系として位相弁別回路系または振幅弁別回
路系またはパーシャルレスポンスと最尤復号を用いた弁
別回路系を用いた磁気記録再生装置にある。
【0025】
【作用】本発明により、エンベロープ検出回路内のコン
デンサの電荷を強制充放電することにより、サーマルア
スペリティ補償用信号の立上り時間が0.3μs未満に
することができた。
デンサの電荷を強制充放電することにより、サーマルア
スペリティ補償用信号の立上り時間が0.3μs未満に
することができた。
【0026】
【実施例】また、磁気記録再生装置としては、磁気テー
プ装置、フロッピ装置、またはディジタルVTR装置、
磁気カード読み取り装置など磁気抵抗効果型ヘッド(M
Rヘッド)を用いて信号を再生する装置にはすべてに適
応できるが、その中で特に磁気ディスク装置に適応した
場合について実施例の説明を行なう。
プ装置、フロッピ装置、またはディジタルVTR装置、
磁気カード読み取り装置など磁気抵抗効果型ヘッド(M
Rヘッド)を用いて信号を再生する装置にはすべてに適
応できるが、その中で特に磁気ディスク装置に適応した
場合について実施例の説明を行なう。
【0027】まず磁気ディスク装置の構成について図2
を用いて説明する。磁気ディスク装置10は、1枚ある
いは複数の磁気記録媒体11、磁気記録媒体11の各面
には少なくとも1個のMR複合ヘッド12、MR複合ヘ
ッド12により記録再生を行なう記録再生回路系13、
上位機19との間でデータの入出力を行なうインターフ
ェース回路18、一方、MR複合ヘッド12を機械的に
支え、さらに磁気記録媒体11上の所定の半径位置に送
るためにアクチュエータ14、およびそれを駆動するた
めのボイスコイルモータ(VCM)15、さらにMR複
合ヘッド12によりサーボ除法を取り込み、磁気ディス
クの所定の半径位置へ送る制御を行なう位置決め制御1
6、および記録再生回路系13と、イーンタフェース1
8と、位置決め制御16と、磁気記録媒体11を回転さ
せるためのモータ20を制御する制御部17などにより
構成されている。
を用いて説明する。磁気ディスク装置10は、1枚ある
いは複数の磁気記録媒体11、磁気記録媒体11の各面
には少なくとも1個のMR複合ヘッド12、MR複合ヘ
ッド12により記録再生を行なう記録再生回路系13、
上位機19との間でデータの入出力を行なうインターフ
ェース回路18、一方、MR複合ヘッド12を機械的に
支え、さらに磁気記録媒体11上の所定の半径位置に送
るためにアクチュエータ14、およびそれを駆動するた
めのボイスコイルモータ(VCM)15、さらにMR複
合ヘッド12によりサーボ除法を取り込み、磁気ディス
クの所定の半径位置へ送る制御を行なう位置決め制御1
6、および記録再生回路系13と、イーンタフェース1
8と、位置決め制御16と、磁気記録媒体11を回転さ
せるためのモータ20を制御する制御部17などにより
構成されている。
【0028】MR複合ヘッド12と記録再生回路系13
について、図3により説明する。MR複合ヘッドは、磁
気記録媒体11に情報を記録する記録用磁気ヘッド(イ
ンダクティブヘッド)21と、磁気抵抗効果素子からな
り記録情報を再生する再生用磁気ヘッド(MRヘッド)
22を組み合わせて構成している。
について、図3により説明する。MR複合ヘッドは、磁
気記録媒体11に情報を記録する記録用磁気ヘッド(イ
ンダクティブヘッド)21と、磁気抵抗効果素子からな
り記録情報を再生する再生用磁気ヘッド(MRヘッド)
22を組み合わせて構成している。
【0029】再生回路系13は、インダクティブヘッド
21で記録するための記録回路23とMRヘッド22で
再生するための再生回路24とからなる。
21で記録するための記録回路23とMRヘッド22で
再生するための再生回路24とからなる。
【0030】インダクティブヘッド21の記録回路系
は、インタフェース18より入力したデータを効率よく
記録できる符号に変換する変調回路25、さらに記録符
号において、記録タイミングを補正するための記録タイ
ミング補正回路26、そして記録補正後の記録符号に従
い極性反転電流の形に変換し、インダクティブヘッド2
1へ記録電流を流すための記録増幅回路27より構成す
る。
は、インタフェース18より入力したデータを効率よく
記録できる符号に変換する変調回路25、さらに記録符
号において、記録タイミングを補正するための記録タイ
ミング補正回路26、そして記録補正後の記録符号に従
い極性反転電流の形に変換し、インダクティブヘッド2
1へ記録電流を流すための記録増幅回路27より構成す
る。
【0031】MRヘッド22は、媒体からの磁束により
磁気抵抗効果素子が磁化され、その磁化の大きさに応じ
て磁気抵抗効果素子の電気抵抗が変化する磁気抵抗効果
を利用した再生磁気ヘッドである。そこで、MRヘッド
22の再生回路系は、MRヘッド22の抵抗の変化を検
出するために、センス電流と呼ぶ一定電流28をMRヘ
ッド22へ流し、その時のMRヘッド22の両端に発生
する電圧の変化を検出することにより再生信号とする。
その再生信号の直流オフセット電圧を除去し、さらに増
幅するための再生増幅回路29、増幅した信号からディ
ジタルデータ「0」,「1」の弁別を行なう弁別回路系
30と、弁別回路系出力を復調する復調回路31により
構成する。再生回路系出力をインタフェース18へ出力
し、上位機19へ情報を転送する。
磁気抵抗効果素子が磁化され、その磁化の大きさに応じ
て磁気抵抗効果素子の電気抵抗が変化する磁気抵抗効果
を利用した再生磁気ヘッドである。そこで、MRヘッド
22の再生回路系は、MRヘッド22の抵抗の変化を検
出するために、センス電流と呼ぶ一定電流28をMRヘ
ッド22へ流し、その時のMRヘッド22の両端に発生
する電圧の変化を検出することにより再生信号とする。
その再生信号の直流オフセット電圧を除去し、さらに増
幅するための再生増幅回路29、増幅した信号からディ
ジタルデータ「0」,「1」の弁別を行なう弁別回路系
30と、弁別回路系出力を復調する復調回路31により
構成する。再生回路系出力をインタフェース18へ出力
し、上位機19へ情報を転送する。
【0032】本発明の第1の実施例について、図1,図
4から図7および図12から図14を用いて説明する。
4から図7および図12から図14を用いて説明する。
【0033】まず図4にはサーマルアスペリティ処理回
路(以下TA処理回路と略す)32の挿入位置を示し
た。図3と比較するとわかるように、再生増幅回路29
と弁別回路系30の間に挿入する。再生用MRヘッド2
2、再生増幅回路29、TA処理回路32、弁別回路系
30、復調回路31の構成を位相弁別方式の場合に書き
直したものが図5である。すなわち振幅弁別方式(パー
シャルレスポンス 最尤復号弁別方式も含む)では、弁
別回路系の部分を各弁別方式に置き換える構成でよい。
路(以下TA処理回路と略す)32の挿入位置を示し
た。図3と比較するとわかるように、再生増幅回路29
と弁別回路系30の間に挿入する。再生用MRヘッド2
2、再生増幅回路29、TA処理回路32、弁別回路系
30、復調回路31の構成を位相弁別方式の場合に書き
直したものが図5である。すなわち振幅弁別方式(パー
シャルレスポンス 最尤復号弁別方式も含む)では、弁
別回路系の部分を各弁別方式に置き換える構成でよい。
【0034】次に図5を用いて、位相弁別方式の場合の
実施例で説明する。MRヘッド22で再生しさらにサー
マルアスペリティが発生した再生信号は、再生増幅回路
29で増幅されTA処理回路32へ入力される。TA処
理回路32ではサーマルアスペリティの部分のみ補償
し、再生信号の揺らぎをなくする。揺らぎの無くなった
再生信号は、位相弁別回路系33の自動利得制御回路
(Automatic Gain Control C
ircuit;以下AGCと略す)34へ入力する。A
GC以降の処理は通常の位相弁別処理を行なう。ここ
で、TA処理回路32をAGC34の前に挿入した理由
は、サーマルアスペリティが発生した場合、AGCでの
振幅検出部分において再生振幅が急激に大きくなったと
判定され、AGCの増幅度を下げる制御を行なう。その
ためにAGC34以降でサーマルアスペリティを補償し
ても信号振幅が小さくなっているために、再生誤りの原
因となる。そこで、AGC34の前段に設けることによ
り、サーマルアスペリティのない再生信号に対してAG
Cの振幅検出が行なえ、正しい利得制御が行なえる効果
がある。
実施例で説明する。MRヘッド22で再生しさらにサー
マルアスペリティが発生した再生信号は、再生増幅回路
29で増幅されTA処理回路32へ入力される。TA処
理回路32ではサーマルアスペリティの部分のみ補償
し、再生信号の揺らぎをなくする。揺らぎの無くなった
再生信号は、位相弁別回路系33の自動利得制御回路
(Automatic Gain Control C
ircuit;以下AGCと略す)34へ入力する。A
GC以降の処理は通常の位相弁別処理を行なう。ここ
で、TA処理回路32をAGC34の前に挿入した理由
は、サーマルアスペリティが発生した場合、AGCでの
振幅検出部分において再生振幅が急激に大きくなったと
判定され、AGCの増幅度を下げる制御を行なう。その
ためにAGC34以降でサーマルアスペリティを補償し
ても信号振幅が小さくなっているために、再生誤りの原
因となる。そこで、AGC34の前段に設けることによ
り、サーマルアスペリティのない再生信号に対してAG
Cの振幅検出が行なえ、正しい利得制御が行なえる効果
がある。
【0035】次に図5で示したTA処理回路の構成を図
1および図6を用いて説明する。
1および図6を用いて説明する。
【0036】まず再生増幅回路29によって増幅された
差動の再生信号が入力端子35へ入力する。TA処理回
路ではバッファアンプ36を介して遅延回路37,TA
検出制御38,上側エンベロープ検出39および下側エ
ンベロープ検出40へ入力する。上側エンベロープ検出
39ではサーマルアスペリティを含んだ再生信号の上側
のエンベロープ波形を再生する回路である。また下側エ
ンベロープ検出40は、サーマルアスペリティを含んだ
再生信号の下側のエンベロープ波形を再生する回路であ
る。一般にエンベロープ回路はピークホールドまたはコ
ンデンサの充放電を用いてエンベロープを再生する回路
である。しかし、エンベロープ回路ではエンベロープの
急激でしかも大きな変化はありえないとして回路機能上
サーマルアスペリティには追従出来ない形式になってい
る。そこで、コンデンサの充放電を用いてエンベロープ
を再生する方式において、サーマルアスペリティにより
発生する急激なエンベロープの変化に対しては、その部
分のみ強制的にコンデンサの充放電を行ない、急激な変
化に追従出来るようにエンベロープ回路39,40を制
御するためのTA検出制御38を設けている。
差動の再生信号が入力端子35へ入力する。TA処理回
路ではバッファアンプ36を介して遅延回路37,TA
検出制御38,上側エンベロープ検出39および下側エ
ンベロープ検出40へ入力する。上側エンベロープ検出
39ではサーマルアスペリティを含んだ再生信号の上側
のエンベロープ波形を再生する回路である。また下側エ
ンベロープ検出40は、サーマルアスペリティを含んだ
再生信号の下側のエンベロープ波形を再生する回路であ
る。一般にエンベロープ回路はピークホールドまたはコ
ンデンサの充放電を用いてエンベロープを再生する回路
である。しかし、エンベロープ回路ではエンベロープの
急激でしかも大きな変化はありえないとして回路機能上
サーマルアスペリティには追従出来ない形式になってい
る。そこで、コンデンサの充放電を用いてエンベロープ
を再生する方式において、サーマルアスペリティにより
発生する急激なエンベロープの変化に対しては、その部
分のみ強制的にコンデンサの充放電を行ない、急激な変
化に追従出来るようにエンベロープ回路39,40を制
御するためのTA検出制御38を設けている。
【0037】次に上側エンベロープ検出39および下側
エンベロープ検出40で求めたエンベロープ波形を平均
化回路41で各時刻における電圧平均をとる。このよう
な方法を用いたのは、サーマルアスペリティは再生信号
の振幅はほとんど変化せず、再生波形のレベルが揺らぐ
現象であることから、再生信号の揺らぎを検出して、入
力信号から差し引くことによって揺らぎを補償すること
が出来る。その揺らぎを補正するための信号を求める最
に、片側のエンベロープからもとめたものであると媒体
表面の不均一性やスペーシングの振動などによるモジュ
レーションノイズ(振幅変調モード)の影響を受け、サ
ーマルアスペリティ補正と同時にモジュレーションノイ
ズの影響を重畳することになる。しかし、上側と下側の
エンベロープの平均をとると、モジュレーションノイズ
による影響は除去でき、サーマルアスペリティの補正の
み行なえる効果がある。
エンベロープ検出40で求めたエンベロープ波形を平均
化回路41で各時刻における電圧平均をとる。このよう
な方法を用いたのは、サーマルアスペリティは再生信号
の振幅はほとんど変化せず、再生波形のレベルが揺らぐ
現象であることから、再生信号の揺らぎを検出して、入
力信号から差し引くことによって揺らぎを補償すること
が出来る。その揺らぎを補正するための信号を求める最
に、片側のエンベロープからもとめたものであると媒体
表面の不均一性やスペーシングの振動などによるモジュ
レーションノイズ(振幅変調モード)の影響を受け、サ
ーマルアスペリティ補正と同時にモジュレーションノイ
ズの影響を重畳することになる。しかし、上側と下側の
エンベロープの平均をとると、モジュレーションノイズ
による影響は除去でき、サーマルアスペリティの補正の
み行なえる効果がある。
【0038】平均化回路41の出力は振幅フィルタ42
でサグの抑圧を行ない同時にサーマルアスペリティによ
る変化部分を協調し傾斜を急にする。この振幅フィルタ
42の構成は図12に示した。この構成と動作は後述す
る。振幅フィルタ42の出力はTA除去回路43へ入力
する。さらにTA除去回路43には、再生信号を遅延回
路37で遅延させた信号も入力する。遅延回路37は、
サーマルアスペリティの補正信号を作る部分の処理によ
る遅れを補正し、TA除去回路43においてサーマルア
スペリティ部分の位相を合わせるための遅延回路であ
る。このようにしてサーマルアスペリティの位相を合わ
せた再生信号からサーマルアスペリティの補償信号を差
し引くことにより、サーマルアスペリティの補償を行な
う。以上の操作は片側の信号のみに行なってもよいし、
同相雑音を除去するために、図1に示すように差動信号
を処理してもよい。
でサグの抑圧を行ない同時にサーマルアスペリティによ
る変化部分を協調し傾斜を急にする。この振幅フィルタ
42の構成は図12に示した。この構成と動作は後述す
る。振幅フィルタ42の出力はTA除去回路43へ入力
する。さらにTA除去回路43には、再生信号を遅延回
路37で遅延させた信号も入力する。遅延回路37は、
サーマルアスペリティの補正信号を作る部分の処理によ
る遅れを補正し、TA除去回路43においてサーマルア
スペリティ部分の位相を合わせるための遅延回路であ
る。このようにしてサーマルアスペリティの位相を合わ
せた再生信号からサーマルアスペリティの補償信号を差
し引くことにより、サーマルアスペリティの補償を行な
う。以上の操作は片側の信号のみに行なってもよいし、
同相雑音を除去するために、図1に示すように差動信号
を処理してもよい。
【0039】次に図1で示したTA処理回路のTA検出
制御38と上側エンベロープ検出部分39および下側エ
ンベロープ検出部分40の一実施例について、図6およ
び図14を用いて説明する。
制御38と上側エンベロープ検出部分39および下側エ
ンベロープ検出部分40の一実施例について、図6およ
び図14を用いて説明する。
【0040】今下側エンベロープ検出部分40の動作を
例としてエンベロープ検出方法の説明をする。入力端子
より信号が入力されると下側エンベロープ検出回路40
のトランジスタQ18のベースに入力される。トランジ
スタQ18はトランジスタQ19と差動増幅回路を構成
している。一方トランジスタQ19のベースにはコンデ
ンサC2の電位が入力されている。今コンデンサC2の
初期状態を考えると、電荷は蓄積されていないので電圧
はゼロとなる。すなわちトランジスタQ18のベースの
方が低いレベルが入力されることになり、トランジスタ
Q18とトランジスタQ19のレベル差に応じた電流が
トランジスタQ18側に流れる。そのために抵抗R23
の電圧降下が小さくなり、トランジスタQ21のベース
電圧は下がることになる。一方トランジスタQ21のエ
ミッタはダイオードD1を介してコンデンサC2および
トランジスタQ19のベースに接続している。そこでト
ランジスタQ21のベースとコンデンサC2端子との電
位差が約1.4Vを超えるようになるとトランジスタQ
21およびダイオードD1がオン状態になり、コンデン
サC2より電荷を引き出すことになる。すなわちコンデ
ンサC2は負の電荷が蓄積されたことになり、トランジ
スタQ19のベース電位は下がる。今R23/R19の
抵抗比、すなわち差動増幅回路の増幅度を大きく設定し
ておくことにすると、トランジスタQ18とトランジス
タQ19のベース電位の差が少しでもあれば増幅度倍の
電圧降下が抵抗R23に現われる。そのために、前述の
動作が繰り返され、結局トランジスタQ18のベース電
位とトランジスタQ19のベース電位が同じになるよう
に収束動作を行なう。
例としてエンベロープ検出方法の説明をする。入力端子
より信号が入力されると下側エンベロープ検出回路40
のトランジスタQ18のベースに入力される。トランジ
スタQ18はトランジスタQ19と差動増幅回路を構成
している。一方トランジスタQ19のベースにはコンデ
ンサC2の電位が入力されている。今コンデンサC2の
初期状態を考えると、電荷は蓄積されていないので電圧
はゼロとなる。すなわちトランジスタQ18のベースの
方が低いレベルが入力されることになり、トランジスタ
Q18とトランジスタQ19のレベル差に応じた電流が
トランジスタQ18側に流れる。そのために抵抗R23
の電圧降下が小さくなり、トランジスタQ21のベース
電圧は下がることになる。一方トランジスタQ21のエ
ミッタはダイオードD1を介してコンデンサC2および
トランジスタQ19のベースに接続している。そこでト
ランジスタQ21のベースとコンデンサC2端子との電
位差が約1.4Vを超えるようになるとトランジスタQ
21およびダイオードD1がオン状態になり、コンデン
サC2より電荷を引き出すことになる。すなわちコンデ
ンサC2は負の電荷が蓄積されたことになり、トランジ
スタQ19のベース電位は下がる。今R23/R19の
抵抗比、すなわち差動増幅回路の増幅度を大きく設定し
ておくことにすると、トランジスタQ18とトランジス
タQ19のベース電位の差が少しでもあれば増幅度倍の
電圧降下が抵抗R23に現われる。そのために、前述の
動作が繰り返され、結局トランジスタQ18のベース電
位とトランジスタQ19のベース電位が同じになるよう
に収束動作を行なう。
【0041】しかしトランジスタQ18のベース電位が
トランジスタQ19のベース電位より高くなると、トラ
ンジスタQ19側に多く電流が流れる。そのために抵抗
R23の電圧降下が大きくなり、トランジスタQ21の
ベース電位が高くなる。トランジスタQ21のベース電
位が高くなると、コンデンサC2との電位差が1.4V
より小さくなり、トランジスタQ21およびダイオード
D1はオフ状態になる。そのためにコンデンサC2の電
荷の変動がなくコンデンサC2の電位は保持される。し
かし実際はトランジスタQ19のベース電流によりコン
デンサC2へ正の電荷が蓄えられることになり、徐々に
電位は上がってゆく。この様子を示したのが図14の波
形aおよびbである。
トランジスタQ19のベース電位より高くなると、トラ
ンジスタQ19側に多く電流が流れる。そのために抵抗
R23の電圧降下が大きくなり、トランジスタQ21の
ベース電位が高くなる。トランジスタQ21のベース電
位が高くなると、コンデンサC2との電位差が1.4V
より小さくなり、トランジスタQ21およびダイオード
D1はオフ状態になる。そのためにコンデンサC2の電
荷の変動がなくコンデンサC2の電位は保持される。し
かし実際はトランジスタQ19のベース電流によりコン
デンサC2へ正の電荷が蓄えられることになり、徐々に
電位は上がってゆく。この様子を示したのが図14の波
形aおよびbである。
【0042】次にサーマルアスペリティの部分が入力さ
れた場合、エンベロープ検出部分のみでは追従できず、
TA検出制御が必要になることを示す。
れた場合、エンベロープ検出部分のみでは追従できず、
TA検出制御が必要になることを示す。
【0043】図14の波形cが下側エンベロープ検出回
路40へ入力された場合を考える。エンベロープ検出回
路では、上述の通りに動作して下側のエンベロープを再
生しようとする。一方コンデンサC2の電位上昇の変化
率は、トランジスタQ19のベース電流により決まる。
しかしサーマルアスペリティの部分が入力されると、コ
ンデンサC2の電位上昇の変化率以上にサーマルアスペ
リティの変化が大きい。そこで再生信号の負のピークが
トランジスタQ18のベースに加わったとしても、トラ
ンジスタQ19のベース電位の方が低いのでトランジス
タQ19側に多く電流が流れる。そのためにコンデンサ
C2の電位は、トランジスタQ19のベース電流による
電位上昇で決まる電位となり、図14の波形dに示すよ
うに下側のエンベロープを再生することが出来ない。
路40へ入力された場合を考える。エンベロープ検出回
路では、上述の通りに動作して下側のエンベロープを再
生しようとする。一方コンデンサC2の電位上昇の変化
率は、トランジスタQ19のベース電流により決まる。
しかしサーマルアスペリティの部分が入力されると、コ
ンデンサC2の電位上昇の変化率以上にサーマルアスペ
リティの変化が大きい。そこで再生信号の負のピークが
トランジスタQ18のベースに加わったとしても、トラ
ンジスタQ19のベース電位の方が低いのでトランジス
タQ19側に多く電流が流れる。そのためにコンデンサ
C2の電位は、トランジスタQ19のベース電流による
電位上昇で決まる電位となり、図14の波形dに示すよ
うに下側のエンベロープを再生することが出来ない。
【0044】そこで、TA検出制御回路38により、サ
ーマルアスペリティの部分ではトランジスタQ19のベ
ース電流以外に強制的に充電電流をコンデンサC2へ流
す。そしてコンデンサC2の電位上昇の変化率をサーマ
ルアスペリティの変化率以上にすることにより、常に再
生波形の下側のピークを追従させるようにした。この機
能によって、下側のエンベロープを再生出来るようにし
たものである。しかし理論的に考えると、サーマルアス
ペリティが、再生波形1周期の間に再生波形の振幅以上
に変化する状態においては、再生波形の負のピークは検
出出来ない。すなわち強制充電によるコンデンサC2の
電位上昇変化率の最大値は、再生波形1周期の間に再生
波形の振幅分変化する変化率となる。これ以上の変化率
を持たせるとリンギングが発生し、再び下側のエンベロ
ープが再生出来なくなる。
ーマルアスペリティの部分ではトランジスタQ19のベ
ース電流以外に強制的に充電電流をコンデンサC2へ流
す。そしてコンデンサC2の電位上昇の変化率をサーマ
ルアスペリティの変化率以上にすることにより、常に再
生波形の下側のピークを追従させるようにした。この機
能によって、下側のエンベロープを再生出来るようにし
たものである。しかし理論的に考えると、サーマルアス
ペリティが、再生波形1周期の間に再生波形の振幅以上
に変化する状態においては、再生波形の負のピークは検
出出来ない。すなわち強制充電によるコンデンサC2の
電位上昇変化率の最大値は、再生波形1周期の間に再生
波形の振幅分変化する変化率となる。これ以上の変化率
を持たせるとリンギングが発生し、再び下側のエンベロ
ープが再生出来なくなる。
【0045】以上述べた機能の動作を図6の回路図によ
り説明する。サーマルアスペリティの部分が入力される
と、先に説明したようにトランジスタQ18側にはほと
んど電流が流れず、抵抗R20は電圧降下がほとんど生
じない。すなわち低いレベルがトランジスタQ17のベ
ースへ入力される。
り説明する。サーマルアスペリティの部分が入力される
と、先に説明したようにトランジスタQ18側にはほと
んど電流が流れず、抵抗R20は電圧降下がほとんど生
じない。すなわち低いレベルがトランジスタQ17のベ
ースへ入力される。
【0046】一方トランジスタQ17と共に差動増幅器
を構成するトランジスタQ16には、以下に示す方法で
再生信号パルスが供給される。
を構成するトランジスタQ16には、以下に示す方法で
再生信号パルスが供給される。
【0047】まず入力信号振幅適応動作回路が働いて、
トランジスタQ3,Q4のベースにはある一定電位が与
えられるために、抵抗R3,R4の一方の基準電位であ
るトランジスタQ3,Q4のエミッタ電位が定まる。一
方トランジスタQ1,Q2は差動増幅回路を形成してお
り、トランジスタQ1には再生信号を、トランジスタQ
2には下側エンベロープ波形をそれぞれ交流結合(AC
結合)により入力している。これにより、トランジスタ
Q1のベースがトランジスタQ2のベースよりも高くな
ったときには、抵抗R4の電圧降下が大きくなる。すな
わちトランジスタQ2のコレクタに接続されているトラ
ンジスタQ16のベースには再生信号振幅に応じた振幅
を持つパルス状の波形が供給される。
トランジスタQ3,Q4のベースにはある一定電位が与
えられるために、抵抗R3,R4の一方の基準電位であ
るトランジスタQ3,Q4のエミッタ電位が定まる。一
方トランジスタQ1,Q2は差動増幅回路を形成してお
り、トランジスタQ1には再生信号を、トランジスタQ
2には下側エンベロープ波形をそれぞれ交流結合(AC
結合)により入力している。これにより、トランジスタ
Q1のベースがトランジスタQ2のベースよりも高くな
ったときには、抵抗R4の電圧降下が大きくなる。すな
わちトランジスタQ2のコレクタに接続されているトラ
ンジスタQ16のベースには再生信号振幅に応じた振幅
を持つパルス状の波形が供給される。
【0048】トランジスタQ16とトランジスタQ17
で構成する差動増幅回路では、上述の条件より、トラン
ジスタQ17のベースは低いレベルのままであり、トラ
ンジスタQ16のベースにはパルス状の波形が供給され
ている。これにより、パルス状の波形があるときは、ト
ランジスタQ16のベースのレベルの方が高くなり、ト
ランジスタQ16側に多く電流が流れる。
で構成する差動増幅回路では、上述の条件より、トラン
ジスタQ17のベースは低いレベルのままであり、トラ
ンジスタQ16のベースにはパルス状の波形が供給され
ている。これにより、パルス状の波形があるときは、ト
ランジスタQ16のベースのレベルの方が高くなり、ト
ランジスタQ16側に多く電流が流れる。
【0049】トランジスタQ16の負荷としては、トラ
ンジスタQ14と抵抗R16がある。今トランジスタQ
16側に流れた電流は抵抗R16にも流れ、抵抗R16
で電圧降下が発生する。その電圧降下により、トランジ
スタQ14のベース電位が定まる。一方トランジスタQ
14とQ15および抵抗R16とR17により電流コピ
ー回路を形成している。しかしここでは抵抗R16とR
17は必ずしも同じ抵抗値でなくてもよい。それは、ト
ランジスタQ14のベース電位がトランジスタQ15の
ベースに入力され、抵抗R17の両端には電源とトラン
ジスタQ15のエミッタ電位により定まる電位差がかか
ることになる。すなわちトランジスタQ15のコレクタ
には、上記の電位差と抵抗R17で定まる電流が流れる
ことになる。そしてトランジスタQ15のコレクタがコ
ンデンサC2に接続され、Q15のコレクタ電流がコン
デンサC2の強制充電電流になる。ここで、抵抗R17
の値を選ぶことにより、トランジスタQ15のコレクタ
電流を選択することが出来るので、強制充電電流による
電位上昇変化率を選択することが出来る。
ンジスタQ14と抵抗R16がある。今トランジスタQ
16側に流れた電流は抵抗R16にも流れ、抵抗R16
で電圧降下が発生する。その電圧降下により、トランジ
スタQ14のベース電位が定まる。一方トランジスタQ
14とQ15および抵抗R16とR17により電流コピ
ー回路を形成している。しかしここでは抵抗R16とR
17は必ずしも同じ抵抗値でなくてもよい。それは、ト
ランジスタQ14のベース電位がトランジスタQ15の
ベースに入力され、抵抗R17の両端には電源とトラン
ジスタQ15のエミッタ電位により定まる電位差がかか
ることになる。すなわちトランジスタQ15のコレクタ
には、上記の電位差と抵抗R17で定まる電流が流れる
ことになる。そしてトランジスタQ15のコレクタがコ
ンデンサC2に接続され、Q15のコレクタ電流がコン
デンサC2の強制充電電流になる。ここで、抵抗R17
の値を選ぶことにより、トランジスタQ15のコレクタ
電流を選択することが出来るので、強制充電電流による
電位上昇変化率を選択することが出来る。
【0050】次に入力信号振幅適応動作回路について説
明する。今まで説明してきた回路方式は再生信号振幅が
大きくほぼ一定であるという条件のもとでは性能を発揮
するが、再生信号振幅が小さいときでも同じ性能を発揮
するには強制充電電流による電位上昇変化率を再生信号
振幅に合わせて変化させる必要がある。なぜならば、再
生信号振幅が小さいにもかかわらず、強制充電電流によ
る電位上昇変化率が大きい場合は、サーマルアスペリテ
ィの部分で大きなリンギングを引き起こし、エンベロー
プを再生することが出来ない。そこで再生信号振幅が小
さい場合には強制充電電流による電位上昇変化率を小さ
くするという入力信号振幅に対応した適応動作が必要に
なる。
明する。今まで説明してきた回路方式は再生信号振幅が
大きくほぼ一定であるという条件のもとでは性能を発揮
するが、再生信号振幅が小さいときでも同じ性能を発揮
するには強制充電電流による電位上昇変化率を再生信号
振幅に合わせて変化させる必要がある。なぜならば、再
生信号振幅が小さいにもかかわらず、強制充電電流によ
る電位上昇変化率が大きい場合は、サーマルアスペリテ
ィの部分で大きなリンギングを引き起こし、エンベロー
プを再生することが出来ない。そこで再生信号振幅が小
さい場合には強制充電電流による電位上昇変化率を小さ
くするという入力信号振幅に対応した適応動作が必要に
なる。
【0051】以下実施例を用いて動作を説明する。実施
例では、ダイオード接続を施したトランジスタQ22と
Q22のエミッタに接続した抵抗R24をトランジスタ
Q17のコレクタに接続し、トランジスタQ17に流れ
る電流を電圧に変換する。その時、トランジスタQ22
のベース電位をトランジスタQ13のベースへ印加し、
Q13のエミッタに接続した抵抗R15を抵抗R24と
同じ抵抗値にすることにより、トランジスタQ17を流
れる電流をコピーする。そしてトランジスタQ13のコ
レクタには抵抗R14とコンデンサC1を接続し、コピ
ーした電流を供給する。
例では、ダイオード接続を施したトランジスタQ22と
Q22のエミッタに接続した抵抗R24をトランジスタ
Q17のコレクタに接続し、トランジスタQ17に流れ
る電流を電圧に変換する。その時、トランジスタQ22
のベース電位をトランジスタQ13のベースへ印加し、
Q13のエミッタに接続した抵抗R15を抵抗R24と
同じ抵抗値にすることにより、トランジスタQ17を流
れる電流をコピーする。そしてトランジスタQ13のコ
レクタには抵抗R14とコンデンサC1を接続し、コピ
ーした電流を供給する。
【0052】強制充電電流がトランジスタQ15をパル
ス的に流れる間、トランジスタQ17は断続的に電流が
流れなくなる。トランジスタQ13は、トランジスタQ
17の電流をコピーしているのでトランジスタQ17と
同様に断続的に電流が流れなくなる。そこでコンデンサ
C1は、断続的な電流を平滑化するために挿入したもの
であり、実効電流が抵抗R14に流れて電圧降下を生じ
るように構成している。そして抵抗R14で発生する電
圧をトランジスタQ12のベースへ入力する。
ス的に流れる間、トランジスタQ17は断続的に電流が
流れなくなる。トランジスタQ13は、トランジスタQ
17の電流をコピーしているのでトランジスタQ17と
同様に断続的に電流が流れなくなる。そこでコンデンサ
C1は、断続的な電流を平滑化するために挿入したもの
であり、実効電流が抵抗R14に流れて電圧降下を生じ
るように構成している。そして抵抗R14で発生する電
圧をトランジスタQ12のベースへ入力する。
【0053】一方トランジスタQ12とトランジスタQ
11は差動増幅回路を構成している。今トランジスタQ
12のコレクタに抵抗R13を接続し、トランジスタQ
11のベースとトランジスタQ12のベースとの間に電
位差がないときの抵抗R13に発生する電圧をVとす
る。そしてトランジスタQ17の電流が少なくなると、
トランジスタQ12のベース電圧が下がり、トランジス
タQ11のベースとトランジスタQ12のベースとの間
に電位差が発生する。その時抵抗R13には、トランジ
スタQ11とQ12のベース間電位差に比例した電圧が
初期電圧降下Vに加算される。抵抗R13に発生した電
圧をトランジスタQ10のベースに入力し、Q10のエ
ミッタに接続した抵抗R10によって電流に変換する。
その電流は、トランジスタQ10のコレクタに接続した
トランジスタQ9およびQ9のエミッタに接続した抵抗
R9に流れる。抵抗R9では電流に対応した電圧降下が
発生し、その電圧降下がダイオード接続を施したトラン
ジスタQ9のエミッタを介してベース電位を決定する。
トランジスタQ9のベースには、トランジスタQ4のベ
ースを接続しており、トランジスタQ4は能動中である
ことからQ4のエミッタ電位が決定する。トランジスタ
Q4のエミッタ電位は、強制充電電流を流すための信号
を作る基準電位である。この電位を制御することによっ
て、強制充電電流値が制御できる。
11は差動増幅回路を構成している。今トランジスタQ
12のコレクタに抵抗R13を接続し、トランジスタQ
11のベースとトランジスタQ12のベースとの間に電
位差がないときの抵抗R13に発生する電圧をVとす
る。そしてトランジスタQ17の電流が少なくなると、
トランジスタQ12のベース電圧が下がり、トランジス
タQ11のベースとトランジスタQ12のベースとの間
に電位差が発生する。その時抵抗R13には、トランジ
スタQ11とQ12のベース間電位差に比例した電圧が
初期電圧降下Vに加算される。抵抗R13に発生した電
圧をトランジスタQ10のベースに入力し、Q10のエ
ミッタに接続した抵抗R10によって電流に変換する。
その電流は、トランジスタQ10のコレクタに接続した
トランジスタQ9およびQ9のエミッタに接続した抵抗
R9に流れる。抵抗R9では電流に対応した電圧降下が
発生し、その電圧降下がダイオード接続を施したトラン
ジスタQ9のエミッタを介してベース電位を決定する。
トランジスタQ9のベースには、トランジスタQ4のベ
ースを接続しており、トランジスタQ4は能動中である
ことからQ4のエミッタ電位が決定する。トランジスタ
Q4のエミッタ電位は、強制充電電流を流すための信号
を作る基準電位である。この電位を制御することによっ
て、強制充電電流値が制御できる。
【0054】そこで、再生信号振幅が大きい状態から小
さい状態へ変化した場合の強制充電電流の制御を説明す
る。再生信号振幅が大きい場合は抵抗R4で発生する強
制充電電流用パルス信号の振幅が大きくなる。そこで、
トランジスタQ4のエミッタ電圧が下がり、トランジス
タQ16のベースバイアス電圧を下げる。そしてトラン
ジスタQ16とトランジスタQ17で構成する差動増幅
回路において、トランジスタQ17側の入力信号の最大
振幅電位がトランジスタQ16側の入力信号の最大振幅
電位よりわずかに大きくなるように設定し、トランジス
タQ17側を常時わずかの電流が流れる状態に保持して
おく。この時にサーマルアスペリティが入力されると、
瞬時的にトランジスタQ16側に多く電流が流れ、それ
と同じに強制充電電流が流れる。その時トランジスタQ
17側の電流は減少するが、抵抗R14とコンデンサC
1で構成する平滑化回路により平滑化されるためにトラ
ンジスタQ4のエミッタ電位はほとんど変化しない。故
にサーマルアスペリティ部分では、必要な強制充電電流
を得ることができる。
さい状態へ変化した場合の強制充電電流の制御を説明す
る。再生信号振幅が大きい場合は抵抗R4で発生する強
制充電電流用パルス信号の振幅が大きくなる。そこで、
トランジスタQ4のエミッタ電圧が下がり、トランジス
タQ16のベースバイアス電圧を下げる。そしてトラン
ジスタQ16とトランジスタQ17で構成する差動増幅
回路において、トランジスタQ17側の入力信号の最大
振幅電位がトランジスタQ16側の入力信号の最大振幅
電位よりわずかに大きくなるように設定し、トランジス
タQ17側を常時わずかの電流が流れる状態に保持して
おく。この時にサーマルアスペリティが入力されると、
瞬時的にトランジスタQ16側に多く電流が流れ、それ
と同じに強制充電電流が流れる。その時トランジスタQ
17側の電流は減少するが、抵抗R14とコンデンサC
1で構成する平滑化回路により平滑化されるためにトラ
ンジスタQ4のエミッタ電位はほとんど変化しない。故
にサーマルアスペリティ部分では、必要な強制充電電流
を得ることができる。
【0055】ここで再生信号振幅が小さい状態へ変化し
たとすると、抵抗R4で発生する強制充電電流用パルス
信号の振幅が小さくなる。そのために、トランジスタQ
16のベースバイアス電圧が同じであれば、トランジス
タQ16側の入力信号の最大振幅電位とトランジスタQ
17側の入力信号の最大振幅電位との間の電位差がさら
に大きくなり、トランジスタQ17側の電流が増加す
る。同時にトランジスタQ17の電流をコピーしたトラ
ンジスタQ13の電流も増加し、抵抗R14で発生する
電圧が大きくなる。そのために、トランジスタQ11と
Q12で構成する差動増幅回路では、トランジスタQ1
2のベース電位が上がり、Q12側の電流が減少する。
電流が減少したことにより、抵抗R13で発生する電圧
降下が小さくなり、そのためにトランジスタQ10を流
れる電流が少なくなる。トランジスタQ10を流れる電
流が少なくなると、トランジスタQ9のベース電位が上
がり、それと同時にトランジスタQ4のエミッタ電位が
上がる。トランジスタQ4のエミッタ電位は、トランジ
スタQ16のベースバイアス電位でもあるので、結果と
してトランジスタQ16側に入力する信号の最大振幅電
位を高め、トランジスタQ16,Q17のベース間電位
差を小さくする。そのためにトランジスタQ17側の電
流を減少させ、最終的に再生信号振幅が大きい状態と同
じ状態になる。
たとすると、抵抗R4で発生する強制充電電流用パルス
信号の振幅が小さくなる。そのために、トランジスタQ
16のベースバイアス電圧が同じであれば、トランジス
タQ16側の入力信号の最大振幅電位とトランジスタQ
17側の入力信号の最大振幅電位との間の電位差がさら
に大きくなり、トランジスタQ17側の電流が増加す
る。同時にトランジスタQ17の電流をコピーしたトラ
ンジスタQ13の電流も増加し、抵抗R14で発生する
電圧が大きくなる。そのために、トランジスタQ11と
Q12で構成する差動増幅回路では、トランジスタQ1
2のベース電位が上がり、Q12側の電流が減少する。
電流が減少したことにより、抵抗R13で発生する電圧
降下が小さくなり、そのためにトランジスタQ10を流
れる電流が少なくなる。トランジスタQ10を流れる電
流が少なくなると、トランジスタQ9のベース電位が上
がり、それと同時にトランジスタQ4のエミッタ電位が
上がる。トランジスタQ4のエミッタ電位は、トランジ
スタQ16のベースバイアス電位でもあるので、結果と
してトランジスタQ16側に入力する信号の最大振幅電
位を高め、トランジスタQ16,Q17のベース間電位
差を小さくする。そのためにトランジスタQ17側の電
流を減少させ、最終的に再生信号振幅が大きい状態と同
じ状態になる。
【0056】またこの時にサーマルアスペリティが入力
されると、トランジスタQ16側には再生信号振幅に応
じた振幅のパルス状の信号が入力されるために、再生信
号振幅に応じた強制充電電流が流れることになる。
されると、トランジスタQ16側には再生信号振幅に応
じた振幅のパルス状の信号が入力されるために、再生信
号振幅に応じた強制充電電流が流れることになる。
【0057】R17の抵抗値をサ−マルアスペリティの
大きさに応じて可変させ、強制充電電流を可変させる。
大きさに応じて可変させ、強制充電電流を可変させる。
【0058】次に図1で示した振幅フィルタについて説
明する。振幅フィルタは、エンベロープ検出回路におい
て発生するサグを除去し、さらにサーマルアスペリティ
による電圧の変化はそのまま通過させる特性を持たせた
フィルタである。その振幅フィルタの構成および動作に
ついて、図12および図13を用いて説明する。
明する。振幅フィルタは、エンベロープ検出回路におい
て発生するサグを除去し、さらにサーマルアスペリティ
による電圧の変化はそのまま通過させる特性を持たせた
フィルタである。その振幅フィルタの構成および動作に
ついて、図12および図13を用いて説明する。
【0059】振幅フィルタは以下の構成になっている。
抵抗R1,R2,R3およびトランジスタQ1と、抵抗
R6,R7,R8およびトランジスタQ2によりそれぞ
れ電流源を構成し、トランジスタQ1およびQ2を流れ
る電流値は同じ値にする。そして抵抗R4およびR9は
トランジスタQ3およびQ4のベースエッミッタ間のバ
イアス電圧を発生させるための抵抗である。抵抗R5お
よびコンデンサCは積分回路を構成し、時定数は長い
(遮断周波数は低い)特性を持たせている。この特性に
より、入力信号の高周波成分の除去を行なう。トランジ
スタQ3およびQ4は入力信号振幅と変化率の積がある
値以上になったときオン/オフを行なうスイッチ素子で
ある。
抵抗R1,R2,R3およびトランジスタQ1と、抵抗
R6,R7,R8およびトランジスタQ2によりそれぞ
れ電流源を構成し、トランジスタQ1およびQ2を流れ
る電流値は同じ値にする。そして抵抗R4およびR9は
トランジスタQ3およびQ4のベースエッミッタ間のバ
イアス電圧を発生させるための抵抗である。抵抗R5お
よびコンデンサCは積分回路を構成し、時定数は長い
(遮断周波数は低い)特性を持たせている。この特性に
より、入力信号の高周波成分の除去を行なう。トランジ
スタQ3およびQ4は入力信号振幅と変化率の積がある
値以上になったときオン/オフを行なうスイッチ素子で
ある。
【0060】振幅フィルタの動作は以下のようになって
いる。図13にはトランジスタQ3およびQ4のベース
エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の関係を示してい
る。ここで、トランジスタがオン状態またはオフ状態に
なる境界のベースエミッタ間電圧104よりも少し小さ
いベースエミッタ間電圧102になるように、抵抗R
4,R9および押し込み/引出電流を決め、トランジス
タQ3,Q4のベースエミッタ間バイアス電圧102を
印加する。
いる。図13にはトランジスタQ3およびQ4のベース
エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の関係を示してい
る。ここで、トランジスタがオン状態またはオフ状態に
なる境界のベースエミッタ間電圧104よりも少し小さ
いベースエミッタ間電圧102になるように、抵抗R
4,R9および押し込み/引出電流を決め、トランジス
タQ3,Q4のベースエミッタ間バイアス電圧102を
印加する。
【0061】今入力端子100へは一定電圧を入力し、
しかも抵抗R5とコンデンサCで決まる時定数よりも十
分時間が過ぎていると仮定すると、コンデンサCには入
力電圧と同じ電圧が充電されている。すなわち抵抗R5
は電流が流れない状態になっている。そこで、図1で示
した平均化回路41の出力を入力信号として入力端子1
00へ入力する。この入力信号は、エンベロープ検出に
おいて発生したサグが重畳している。この振幅を図13
に示すと、103の範囲で示す値になる。この時サグの
最大振幅がトランジスタのオン/オフ状態になる境界電
圧104を越えないようにバイアス電圧102を決めて
おく。
しかも抵抗R5とコンデンサCで決まる時定数よりも十
分時間が過ぎていると仮定すると、コンデンサCには入
力電圧と同じ電圧が充電されている。すなわち抵抗R5
は電流が流れない状態になっている。そこで、図1で示
した平均化回路41の出力を入力信号として入力端子1
00へ入力する。この入力信号は、エンベロープ検出に
おいて発生したサグが重畳している。この振幅を図13
に示すと、103の範囲で示す値になる。この時サグの
最大振幅がトランジスタのオン/オフ状態になる境界電
圧104を越えないようにバイアス電圧102を決めて
おく。
【0062】上記の回路定数状態に設定しておくと、入
力端子100にサグのみ重畳している信号が入力された
ならば、トランジスタQ3およびQ4はオフ状態である
ので、抵抗R5とコンデンサCとの時定数で決まる周波
数よりも高い成分、すなわちサグはカットされサグのな
い波形が得られる。一方サーマルアスペリティの部分に
なると、変化が急俊(抵抗R5とコンデンサCとの時定
数よりも短い時間で変化する)でしかも変化量が大きい
(トランジスタのオン/オフ境界電圧104とバイアス
電圧102の電位差以上あること)波形が入力されてく
る。
力端子100にサグのみ重畳している信号が入力された
ならば、トランジスタQ3およびQ4はオフ状態である
ので、抵抗R5とコンデンサCとの時定数で決まる周波
数よりも高い成分、すなわちサグはカットされサグのな
い波形が得られる。一方サーマルアスペリティの部分に
なると、変化が急俊(抵抗R5とコンデンサCとの時定
数よりも短い時間で変化する)でしかも変化量が大きい
(トランジスタのオン/オフ境界電圧104とバイアス
電圧102の電位差以上あること)波形が入力されてく
る。
【0063】例としてプラス電圧側にサーマルアスペリ
ティが変化した場合の信号が入力された場合を説明す
る。サーマルアスペリティによる急激な変化は、抵抗R
5とコンデンサCの時定数よりも短いために、コンデン
サの電圧変化が追従できず、等価的に一定電圧とみなす
ことができる。そのために、入力信号の変化電圧は抵抗
R5に加わることになる。一方、電流源を構成している
トランジスタQ1およびQ2のコレクタ側に抵抗R4お
よびR9が接続されており、さらに電流値は変化しない
ので、抵抗R4およびR9で発生させているバイアス電
圧は変化しない。そのために入力電圧がそのままトラン
ジスタQ3およびQ4のベースに印加されることにな
る。一方トランジスタQ3のエミッタ電圧はコンデンサ
の電圧と同じであるために固定される。そこで、トラン
ジスタQ3のベースエミッタ間のバイアス電圧は抵抗R
4で発生している電圧と抵抗R5に加わっている入力信
号の変化電圧との和となる。この場合はトランジスタの
オン/オフ境界電圧104を越えるために、トランジス
タQ3がオン状態になり、コンデンサCへの充電電流が
トランジスタQ3を介して流れ込む。この時の積分回路
の時定数は、抵抗R5の変わりにトランジスタQ3のエ
ミッタ抵抗(re)となるために、R5>reと設定し
ておくと時定数が等価的に短くなり、すなわち遮断周波
数が高いフィルタになったように見える。この動作によ
り、サーマルアスペリティによる変化電圧波形は通過す
ることになる。
ティが変化した場合の信号が入力された場合を説明す
る。サーマルアスペリティによる急激な変化は、抵抗R
5とコンデンサCの時定数よりも短いために、コンデン
サの電圧変化が追従できず、等価的に一定電圧とみなす
ことができる。そのために、入力信号の変化電圧は抵抗
R5に加わることになる。一方、電流源を構成している
トランジスタQ1およびQ2のコレクタ側に抵抗R4お
よびR9が接続されており、さらに電流値は変化しない
ので、抵抗R4およびR9で発生させているバイアス電
圧は変化しない。そのために入力電圧がそのままトラン
ジスタQ3およびQ4のベースに印加されることにな
る。一方トランジスタQ3のエミッタ電圧はコンデンサ
の電圧と同じであるために固定される。そこで、トラン
ジスタQ3のベースエミッタ間のバイアス電圧は抵抗R
4で発生している電圧と抵抗R5に加わっている入力信
号の変化電圧との和となる。この場合はトランジスタの
オン/オフ境界電圧104を越えるために、トランジス
タQ3がオン状態になり、コンデンサCへの充電電流が
トランジスタQ3を介して流れ込む。この時の積分回路
の時定数は、抵抗R5の変わりにトランジスタQ3のエ
ミッタ抵抗(re)となるために、R5>reと設定し
ておくと時定数が等価的に短くなり、すなわち遮断周波
数が高いフィルタになったように見える。この動作によ
り、サーマルアスペリティによる変化電圧波形は通過す
ることになる。
【0064】さらにこの回路方式での効果として、トラ
ンジスタのオン/オフ動作を用いていることから、コン
デンサへの充電または放電電流はトランジスタのコレク
タ電流が主な電流となる。そのために、アメリカ特許
(USP4,914,398Apr.3,1990)に
記載のアダプティブフィルタのように、コンデンサへの
充電または放電電流として電流源からの電流の一部を用
いる方式とは異なり、電流源の電流はバイアス電圧を作
るためにだけ用いられることから、コンデンサへの充電
または放電電流を供給するときでも安定したバイアス電
圧が得られる。このことからサーマルアスペリティによ
る変化電圧波形への追従性がよくなり、回路処理時間を
短縮することができる。
ンジスタのオン/オフ動作を用いていることから、コン
デンサへの充電または放電電流はトランジスタのコレク
タ電流が主な電流となる。そのために、アメリカ特許
(USP4,914,398Apr.3,1990)に
記載のアダプティブフィルタのように、コンデンサへの
充電または放電電流として電流源からの電流の一部を用
いる方式とは異なり、電流源の電流はバイアス電圧を作
るためにだけ用いられることから、コンデンサへの充電
または放電電流を供給するときでも安定したバイアス電
圧が得られる。このことからサーマルアスペリティによ
る変化電圧波形への追従性がよくなり、回路処理時間を
短縮することができる。
【0065】ここで、抵抗R5とコンデンサCとの時定
数がサグの周期よりも短いときは、変化電圧が小さくて
も抵抗R5とコンデンサCとの積分回路が追従するため
に、入力波形がそのまま出力されることになる。故に抵
抗R5とコンデンサCとの時定数は、サグの周期時間よ
りも長く設定する必要がある。
数がサグの周期よりも短いときは、変化電圧が小さくて
も抵抗R5とコンデンサCとの積分回路が追従するため
に、入力波形がそのまま出力されることになる。故に抵
抗R5とコンデンサCとの時定数は、サグの周期時間よ
りも長く設定する必要がある。
【0066】次に第2の実施例について図8を用いて説
明する。この実施例の特徴はサーマルアスペリティ処理
回路(TA処理回路)32をAGC34の後に設け、新
たな位相弁別回路系50を構成したことである。一般に
サーマルアスペリティを含む再生信号がAGCを通過す
ると、前述したように再生信号振幅検出部分において誤
った振幅を検出し、AGCの利得が狂う現象が発生す
る。そこでサーマルアスペリティが発生している間はA
GC34の振幅検出部分を固定し、AGC34は一定利
得の増幅回路として動作させるように制御を行なうTA
検出回路51を設ける。TA検出回路51の挿入位置
は、再生増幅回路29からAGC34へ向かうパスから
再生増幅回路29の出力を分岐して入力とし、AGC3
4とVFO52へ制御信号を出力する位置である。
明する。この実施例の特徴はサーマルアスペリティ処理
回路(TA処理回路)32をAGC34の後に設け、新
たな位相弁別回路系50を構成したことである。一般に
サーマルアスペリティを含む再生信号がAGCを通過す
ると、前述したように再生信号振幅検出部分において誤
った振幅を検出し、AGCの利得が狂う現象が発生す
る。そこでサーマルアスペリティが発生している間はA
GC34の振幅検出部分を固定し、AGC34は一定利
得の増幅回路として動作させるように制御を行なうTA
検出回路51を設ける。TA検出回路51の挿入位置
は、再生増幅回路29からAGC34へ向かうパスから
再生増幅回路29の出力を分岐して入力とし、AGC3
4とVFO52へ制御信号を出力する位置である。
【0067】一方サーマルアスペリティを補償していな
い波形がAGC34に入力されることから、AGC34
のダイナミックレンジは大きくとらなければならない。
しかし、予想以上のサーマルアスペリティが発生した場
合は、AGC34が飽和を起こす可能性がある。もし飽
和を起こした場合はTA処理回路32でサーマルアスペ
リティを補償しても再生信号は復元されない。ゆえに位
相弁別を行なうためのピークパルスへ波形変換を行なっ
ても発生位置が誤ってしまう。一方「1」,「0」弁別
を行なうための基準時間窓を作る可変周波数発振器(V
FO)52はピークパルスをもとにフェーズド・ロック
・ループを構成して発振周波数を決めている。そのため
にピークパルスの発生位置が長時間に渡って狂っている
と、発振周波数または位相が誤ってしまい、正しい発生
位置のピークパルスが来たときに再生誤りが発生してし
まう。そこで以下の2つの処理を行なう。
い波形がAGC34に入力されることから、AGC34
のダイナミックレンジは大きくとらなければならない。
しかし、予想以上のサーマルアスペリティが発生した場
合は、AGC34が飽和を起こす可能性がある。もし飽
和を起こした場合はTA処理回路32でサーマルアスペ
リティを補償しても再生信号は復元されない。ゆえに位
相弁別を行なうためのピークパルスへ波形変換を行なっ
ても発生位置が誤ってしまう。一方「1」,「0」弁別
を行なうための基準時間窓を作る可変周波数発振器(V
FO)52はピークパルスをもとにフェーズド・ロック
・ループを構成して発振周波数を決めている。そのため
にピークパルスの発生位置が長時間に渡って狂っている
と、発振周波数または位相が誤ってしまい、正しい発生
位置のピークパルスが来たときに再生誤りが発生してし
まう。そこで以下の2つの処理を行なう。
【0068】まず第1の処理は、サーマルパスペリティ
が発生している場合はVFO52の位相誤差検出部分の
動作を停止し、VFO52の発振周波数を固定に保つ制
御を行なう。この制御はサーマルアスペリティが発生し
ていることを検出出来ればディジタル信号により制御が
可能になることから、TA検出回路51により行なう。
AGC34が飽和をしているときには上述した状況に
なり、再生誤りが発生する可能性がある。そこで第2の
処理としては、再生誤りが発生した場合は、リトライを
行ない再読みだしを行なう。
が発生している場合はVFO52の位相誤差検出部分の
動作を停止し、VFO52の発振周波数を固定に保つ制
御を行なう。この制御はサーマルアスペリティが発生し
ていることを検出出来ればディジタル信号により制御が
可能になることから、TA検出回路51により行なう。
AGC34が飽和をしているときには上述した状況に
なり、再生誤りが発生する可能性がある。そこで第2の
処理としては、再生誤りが発生した場合は、リトライを
行ない再読みだしを行なう。
【0069】ここで用いるTA処理回路32には、AG
C34の出力を入力とすることから再生信号振幅は一定
となり、図6で説明した入力信号振幅適応動作回路部分
は不要になる。
C34の出力を入力とすることから再生信号振幅は一定
となり、図6で説明した入力信号振幅適応動作回路部分
は不要になる。
【0070】次にTA検出回路51について図9および
図11を用いて説明する。再生増幅回路29より入力端
子53にサーマルアスペリティを含んだ差動の再生信号
を入力する。入力した信号は一方はTA検出制御38
へ、他方は波形Aで示す片側の信号のみ上側エンベロー
プ検出回路39および下側エンベロープ検出回路40へ
入力する。そして上側エンベロープ検出回路39の出力
波形B1と下側エンベロープ検出回路40の出力波形B
2を平均化回路41で平均瞬時電圧を求める。この上側
エエンベロープ検出回路39,下側エンベロープ検出回
路40,TA検出制御38および平均化回路41の関係
および動作は、図1および図6の説明で述べたものとほ
ぼ同じである。
図11を用いて説明する。再生増幅回路29より入力端
子53にサーマルアスペリティを含んだ差動の再生信号
を入力する。入力した信号は一方はTA検出制御38
へ、他方は波形Aで示す片側の信号のみ上側エンベロー
プ検出回路39および下側エンベロープ検出回路40へ
入力する。そして上側エンベロープ検出回路39の出力
波形B1と下側エンベロープ検出回路40の出力波形B
2を平均化回路41で平均瞬時電圧を求める。この上側
エエンベロープ検出回路39,下側エンベロープ検出回
路40,TA検出制御38および平均化回路41の関係
および動作は、図1および図6の説明で述べたものとほ
ぼ同じである。
【0071】次に平均化回路出力波形Cをコンパレータ
56および57へ入力する。コンパレータ56ではスラ
イスレベル54から入力したスライスレベル(Vp)と
波形Cを比較して、波形Cのレベルがスライスレベル
(Vp)より高ければ波形Dのようにロジックのハイレ
ベルを出力する。すなわちサーマルアスペリティが発生
している間はハイレベルを出力する。そこでスライスレ
ベル(Vp)の設定レベルは、サーマルアスペリティが
発生している部分のうち少なくともAGC34が振幅検
出を誤り、AGCの利得を狂わせる部分の振幅に相当す
るサーマルアスペリティの部分のみハイレベルを出力す
るように設定する。一方コンパレータ57ではスライス
レベル55から入力したスライスレベル(Vn)と波形
Cを比較して、波形Cのレベルがスライスレベル(V
n)より高ければ波形Fのようにロジックのハイレベル
を出力する。そこでスライスレベル(Vn)の設定レベ
ルは、波形Cにおいてサーマルアスペリティが発生して
いない時のレベルから雑音の振幅分以上の差を持つ低い
レベルに設定する。
56および57へ入力する。コンパレータ56ではスラ
イスレベル54から入力したスライスレベル(Vp)と
波形Cを比較して、波形Cのレベルがスライスレベル
(Vp)より高ければ波形Dのようにロジックのハイレ
ベルを出力する。すなわちサーマルアスペリティが発生
している間はハイレベルを出力する。そこでスライスレ
ベル(Vp)の設定レベルは、サーマルアスペリティが
発生している部分のうち少なくともAGC34が振幅検
出を誤り、AGCの利得を狂わせる部分の振幅に相当す
るサーマルアスペリティの部分のみハイレベルを出力す
るように設定する。一方コンパレータ57ではスライス
レベル55から入力したスライスレベル(Vn)と波形
Cを比較して、波形Cのレベルがスライスレベル(V
n)より高ければ波形Fのようにロジックのハイレベル
を出力する。そこでスライスレベル(Vn)の設定レベ
ルは、波形Cにおいてサーマルアスペリティが発生して
いない時のレベルから雑音の振幅分以上の差を持つ低い
レベルに設定する。
【0072】またエンベロープ検出回路39および40
へ入力する波形は、接続の仕方によっては波形Aと反対
の極性の波形が入力される場合もあるが、その時はスラ
イスレベル(Vp)とスライスレベル(Vn)の設定方
法を反対にすればよい。すなわち入力波形の極性に依存
しないスライスレベルの設定方法は以下のようにすれば
よい。スライスレベル(Vp)は波形Cの基準レベルよ
り雑音振幅分以上高く、AGCに影響を与えるサーマル
アスペリティ部分が検出出来るレベルより低いレベルに
設定する。またスライスレベル(Vn)は波形Cの基準
レベルより雑音振幅分以上低く、AGCに影響を与える
サーマルアスペリティ部分が検出出来るレベルより高い
レベルに設定する。
へ入力する波形は、接続の仕方によっては波形Aと反対
の極性の波形が入力される場合もあるが、その時はスラ
イスレベル(Vp)とスライスレベル(Vn)の設定方
法を反対にすればよい。すなわち入力波形の極性に依存
しないスライスレベルの設定方法は以下のようにすれば
よい。スライスレベル(Vp)は波形Cの基準レベルよ
り雑音振幅分以上高く、AGCに影響を与えるサーマル
アスペリティ部分が検出出来るレベルより低いレベルに
設定する。またスライスレベル(Vn)は波形Cの基準
レベルより雑音振幅分以上低く、AGCに影響を与える
サーマルアスペリティ部分が検出出来るレベルより高い
レベルに設定する。
【0073】次に波形Dではサーマルアスペリティの部
分がハイレベルになっているので、論理反転(INV)
58により波形Eに示すようにローレベルに変換する。
今は軽Eと波形Fを論理積回路(AND)59を通すこ
とにより、サーマルアスペリティが発生している間はロ
ジックのローレベルを出力する波形Gが得られる。その
制御出力をAGC34へ出力する。AGC34では、ロ
ーレベルの時には振幅検出回路を固定するために、AG
C34は一定利得を持つ増幅回路になる。また波形Gを
遅延回路60に通し、その制御出力波形HをVFO52
へ出力する。VFO52では、ローレベルの時には位相
比較回路を固定し、発振周波数を変化させないようにす
る。ここで遅延回路60の遅延時間の設定値は、AGC
34の入力からVFO52の入力までの伝達時間であ
る。
分がハイレベルになっているので、論理反転(INV)
58により波形Eに示すようにローレベルに変換する。
今は軽Eと波形Fを論理積回路(AND)59を通すこ
とにより、サーマルアスペリティが発生している間はロ
ジックのローレベルを出力する波形Gが得られる。その
制御出力をAGC34へ出力する。AGC34では、ロ
ーレベルの時には振幅検出回路を固定するために、AG
C34は一定利得を持つ増幅回路になる。また波形Gを
遅延回路60に通し、その制御出力波形HをVFO52
へ出力する。VFO52では、ローレベルの時には位相
比較回路を固定し、発振周波数を変化させないようにす
る。ここで遅延回路60の遅延時間の設定値は、AGC
34の入力からVFO52の入力までの伝達時間であ
る。
【0074】次にTA検出回路51の別の実施例につい
て図10を用いて説明する。再生増幅回路29より入力
端子53へ入力した信号は、増幅回路61を介して上側
エンベロープ検出回路39へ入力する。その際サーマル
アスペリティが発生した場合は必ずプラスの電圧になる
信号側を上側エンベロープ検出回路39へ入力するよう
にしておき、その時の上側のエエンベロープ波形を再生
する。
て図10を用いて説明する。再生増幅回路29より入力
端子53へ入力した信号は、増幅回路61を介して上側
エンベロープ検出回路39へ入力する。その際サーマル
アスペリティが発生した場合は必ずプラスの電圧になる
信号側を上側エンベロープ検出回路39へ入力するよう
にしておき、その時の上側のエエンベロープ波形を再生
する。
【0075】上側エンベロープ検出回路39の出力はコ
ンデンサ62を介してコンパレータ56と57へ接続す
る。さらにコンデンサの出力側の基準レベルがグランド
レベルになるように直流バイアスをかけるために抵抗6
3を介してグランドへ接続する。コンパレータ以降は図
9の構成と同じであるので省略する。
ンデンサ62を介してコンパレータ56と57へ接続す
る。さらにコンデンサの出力側の基準レベルがグランド
レベルになるように直流バイアスをかけるために抵抗6
3を介してグランドへ接続する。コンパレータ以降は図
9の構成と同じであるので省略する。
【0076】本実施例の特徴および効果は、まず図9に
示したTA検出制御および下側エンベロープ検出回路が
不要になるために回路系が簡単になる。反面モジュレー
ションノイズとサーマルアスペリティの大きさとが同程
度であるならば、AGC34においてモジュレーション
ノイズの振幅変化分の誤差が発生する欠点もある。
示したTA検出制御および下側エンベロープ検出回路が
不要になるために回路系が簡単になる。反面モジュレー
ションノイズとサーマルアスペリティの大きさとが同程
度であるならば、AGC34においてモジュレーション
ノイズの振幅変化分の誤差が発生する欠点もある。
【0077】
【発明の効果】本発明によれば、強制充放電回路を設け
たことにより、サーマルアスペリティの立上りに近い状
態まで追従特性を向上させることができた。
たことにより、サーマルアスペリティの立上りに近い状
態まで追従特性を向上させることができた。
【0078】またTA処理回路をAGCの前段に挿入す
ることにより、サーマルアスペリティを取り除いた再生
信号を弁別回路系へ入力することができ、従来の弁別回
路系を変えることなく、新たな追加として再生回路系を
構成することが出来る。
ることにより、サーマルアスペリティを取り除いた再生
信号を弁別回路系へ入力することができ、従来の弁別回
路系を変えることなく、新たな追加として再生回路系を
構成することが出来る。
【0079】さらにAGCの出力側へTA処理回路を挿
入する構成では、TA処理回路へ入力される再生信号振
幅は一定となるので、TA処理回路の構成を簡素化させ
ることが出来る。またサーマルアスペリティが発生して
いるときは、AGCおよびVFOは固定状態を保持する
制御をTA検出回路で行なうが、そのTA検出回路の構
成も簡単になるので、比較的規模を小さくした改良がで
きる。
入する構成では、TA処理回路へ入力される再生信号振
幅は一定となるので、TA処理回路の構成を簡素化させ
ることが出来る。またサーマルアスペリティが発生して
いるときは、AGCおよびVFOは固定状態を保持する
制御をTA検出回路で行なうが、そのTA検出回路の構
成も簡単になるので、比較的規模を小さくした改良がで
きる。
【図1】図1は、TA処理回路図である。
【図2】図2は、磁気ディスク装置の基本構成を示す図
である。
である。
【図3】図3は、従来の磁気記録再生回路系の構成を示
す図である。
す図である。
【図4】図4は、記録再生回路系の実施例を示す構成図
である。
である。
【図5】図5は、位相弁別回路系へ適用した第1の実施
例を示す図である。
例を示す図である。
【図6】図6は、TA検出制御とエンベロープ検出回路
を示す図である。
を示す図である。
【図7】図7は、TA検出制御とエンベロープ検出回路
を示す図である。
を示す図である。
【図8】図8は、位相弁別回路系へ適用した第2の実施
例を示す図である。
例を示す図である。
【図9】図9は、TA検出回路の第1の実施例を示す図
である。
である。
【図10】図10は、TA検出回路の第2の実施例を示
す図である。
す図である。
【図11】図11は、TA検出回路各部の波形を示す図
である。
である。
【図12】図12は、振幅フィルタの構成を示す図であ
る。
る。
【図13】図13は、振幅フィルタの動作説明図であ
る。
る。
【図14】図14は、TA処理回路各部の波形を示す図
である。
である。
10…磁気ディスク装置、11…記録媒体、12…MR
複合ヘッド、13…記録再生回路、14…アクチュエー
タ、15…VCM(ボイスコイルモータ)、16…位置
決め制御、17…制御部、18…インタフェース、19
…上位機、20…モータ、21…記録用インダクティブ
ヘッド、22…再生用MRヘッド、23…記録回路系、
24…再生回路系、25…変調回路、26…記録タイミ
ング補正回路、27…記録増幅回路、28…センス電流
源、29…再生増幅回路、30…弁別回路系、31…復
調回路、32…TA処理回路、33…位相弁別回路系、
34…AGC(自動利得制御回路)、35…入力端子、
36…バッファアンプ、37…遅延回路、38…TA検
出制御、39…上側エンベロープ検出回路、40…下側
エンベロープ検出回路、41…平均化回路、42…振幅
フィルタ、43…TA除去回路、50…位相弁別回路
系、51…TA検出回路、52…VFO(可変周波数発
振器)、53…入力端子、54…スライスレベル(V
p)、55…スライスレベル(Vn)、56…コンパレ
ータ、57…コンパレータ、58…論理反転59:論理
積回路、60…遅延回路、61…増幅回路、62…コン
デンサ、63…抵抗、102…バイアス電圧、103…
サグの振幅、104…トランジスタオン/オフ 境界電
圧、105…サーマルアスペリティによる電圧変化。
複合ヘッド、13…記録再生回路、14…アクチュエー
タ、15…VCM(ボイスコイルモータ)、16…位置
決め制御、17…制御部、18…インタフェース、19
…上位機、20…モータ、21…記録用インダクティブ
ヘッド、22…再生用MRヘッド、23…記録回路系、
24…再生回路系、25…変調回路、26…記録タイミ
ング補正回路、27…記録増幅回路、28…センス電流
源、29…再生増幅回路、30…弁別回路系、31…復
調回路、32…TA処理回路、33…位相弁別回路系、
34…AGC(自動利得制御回路)、35…入力端子、
36…バッファアンプ、37…遅延回路、38…TA検
出制御、39…上側エンベロープ検出回路、40…下側
エンベロープ検出回路、41…平均化回路、42…振幅
フィルタ、43…TA除去回路、50…位相弁別回路
系、51…TA検出回路、52…VFO(可変周波数発
振器)、53…入力端子、54…スライスレベル(V
p)、55…スライスレベル(Vn)、56…コンパレ
ータ、57…コンパレータ、58…論理反転59:論理
積回路、60…遅延回路、61…増幅回路、62…コン
デンサ、63…抵抗、102…バイアス電圧、103…
サグの振幅、104…トランジスタオン/オフ 境界電
圧、105…サーマルアスペリティによる電圧変化。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) G11B 5/02 G11B 5/39
Claims (11)
- 【請求項1】 信号の上側のエンベロープを再生する第1
の手段と、信号の下側のエンベロープを再生する第2の
手段と、エンベロープ変化が急激な部分でも第1の手段
と第2の手段が追従するように制御する第3の手段と、
第1の手段と第2の手段から再生信号のレベルの変動量
を再生する第4の手段と、第4の手段の直流電圧より高
い電圧を発生させる第5の手段と、第5の手段の出力と
第4の手段の出力を入力し、レベル比較を行ないディジ
タルデータを出力する第6の手段と、第4の手段の直流
電圧より低い電圧を発生させる第7の手段と、第7の手
段の出力と第4の手段の出力を分岐して入力し、レベル
比較を行ないディジタルデータを出力する第8の手段
と、第6の手段の出力であるディジタルデータの論理反
転を行なう第9の手段と、第9の手段の出力と第8の手
段の出力の論理積を演算する第10の手段と、第10の
手段の出力を遅延させる第11の手段により構成し、第
10の手段の出力をAGC回路へ出力し、第11の手段
の出力をVFO回路へ出力する回路系として構成されて
いることを特徴とする磁気記録再生装置。 - 【請求項2】 再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号
のレベルが変動する現象を検出する回路系を備えた磁気
記録装置において、該回路系は、信号の上側のエンベロ
ープを再生する第1の手段と、第1の手段の出力をコン
デンサにより交流結合を行なう第2の手段と、第2の手
段の直流電圧より高い電圧を発生させる第3の手段と、
第3の手段の出力と第2の手段の出力を入力し、レベル
比較を行ないディジタルデータを出力する第4の手段
と、第2の手段の直流電圧より低い電圧を発生させる第
5の手段と、第5の手段の出力と第2の手段の出力を分
岐して入力し、レベル比較を行ないディジタルデータを
出力する第6の手段と、第4の手段の出力であるディジ
タルデータの論理反転を行なう第7の手段と、第7の手
段の出力と第6の手段の出力の論理積を演算する第8の
手段と、第8の手段の出力を遅延させる第9の手段によ
り構成し、第8の手段の出力をAGC回路へ出力し、第
9の手段の出力をVFO回路へ出力する回路系として構
成されていることを特徴とする請求項1記載の磁気記録
再生装置。 - 【請求項3】 再生増幅回路の出力を分岐して再生信号振
幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象
を検出する回路系において、該回路系がAGCの利得を
固定かあるいは可変かを切り替える信号を出力すること
を特徴とする請求項1記載の磁気記録再生装置。 - 【請求項4】 再生増幅回路の出力を分岐して再生信号振
幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象
を検出する回路系において、該回路系が、VFOの発振
周波数を保持するかあるいは可変にするかを切り替える
信号を出力することを特徴とする請求項1または第3項
に記載の磁気記録再生装置。 - 【請求項5】 読みだし誤りが発生した場合は、再度読み
だし操作を行なうことを特徴とする請求項1から6まで
のいずれか1項に記載の磁気記録再生装置。 - 【請求項6】 再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号
のレベルが変動する現象を検出する回路が設けられた磁
気記録装置において、該検出回路は、コンデンサを備え
たエンベロープ波形検出回路と該コンデンサに接続され
た強制充放電回路とを有し、該強制充放電回路は、複数
のトランジスタにより構成され再生信号に応じたパルス
波形と再生信号のエンベロープ波形とが入力される差動
増幅器と、前記複数のトランジスタの一つに流れる電流
をコピーする電流コピー回路とを有し、前記エンベロー
プ検出回路は前記コンデンサの充放電によりエンベロー
プ波形を検出し、かつエンベロープ変化がコンデンサの
自然充放電では追従できないほど急激な場合は、前記強
制充放電回路によりエンベロープ変化を検出することを
特徴とする磁気記録再生装置。 - 【請求項7】 再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号
のレベルが変動する現象を検出する回路が設けられた磁
気記録装置において、該検出回路はエンベロープ波形検
出回路を備え、該エンベロープ検出回路は、コンデンサ
の充放電を用いてエンベロープ波形を検出し、該エンベ
ロープ検出回路においては、入力信号を第1の手段の差
動増幅器の一方の端子に入力し、他方の入力端子側の出
力を第2の手段である電圧フォロア回路へ入力し、第2
の手段の出力に第3の手段であるダイオードを接続し、
第3の手段の出力側に第4の手段のコンデンサを接続
し、第4の手段のコンデンサの他方の端子は電源に接続
し、また第3の手段と第4の手段の途中から第1の手段
の差動増幅器の入力信号を入力した端子とは反対側の入
力端子へ接続し、入力信号のエンベロープ電圧と同じエ
ンベロープ電圧を再生するようにフィードバックを施し
たエンベロープ波形を再生する回路が用いられているこ
とを特徴とする磁気記録再生装置。 - 【請求項8】エンベロープ波形検出回路と、該エンベロ
ープ波形検出回路の動作を制御するTA検出制御回路と
を備えた磁気記録装置において、該エンベロープ検出回
路は、充放電によりエンベロープ波形を検出するコンデ
ンサと、前記コンデンサの自然充放電電流では追従でき
ないエンベロープ変化であることをベース電流の入力レ
ベルにより判定する第1のトランジスタとを有し、TA
検出制御回路はコレクタ電流により前記コンデンサの強
制充電電流を供給する第2のトランジスタを有すること
を特徴とする磁気記録装置再生。 - 【請求項9】 コンデンサの充放電を用いて再生信号のエ
ンベロープ波形を再生する回路を制御する部分におい
て、コンデンサへ強制充放電電流が流れていないときの
バイアス電流の大きさを検出し、その電流の大きさが入
力信号の再生信号振幅とは無関係に一定になるように制
御する入力信号振幅適応動作回路を用いたことを特徴と
する請求項8に記載の磁気記録再生装置。 - 【請求項10】再生信号振幅はほとんど変化せず再生信
号のレベルが変動する現象を補償するための処理回路が
設けられた磁気記録再生装置において、該処理回路に
は、トランジスタと、該トランジスタのベース−エミッ
タ間にバイアスを印可する電流源と、前記トランジスタ
のベースに接続された積分回路とを備えた振幅フィルタ
が用いられていることを特徴とする磁気記録再生装置。 - 【請求項11】 再生信号振幅はほとんど変化せず再生信
号のレベルが変動する現象を補償するための処理回路
に、弁別回路系として位相弁別回路系または振幅弁別回
路系またはパーシャルレスポンスと最尤復号を用いた弁
別回路系を用いられていることを特徴とする請求項1か
ら11のいずれか1項に記載の磁気記録再生装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19710093A JP3175415B2 (ja) | 1993-08-09 | 1993-08-09 | 磁気記録再生装置 |
US08/286,860 US5715110A (en) | 1993-08-09 | 1994-08-05 | Magnetic recording and reproducing apparatus with thermal asperity correction |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP19710093A JP3175415B2 (ja) | 1993-08-09 | 1993-08-09 | 磁気記録再生装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0757204A JPH0757204A (ja) | 1995-03-03 |
JP3175415B2 true JP3175415B2 (ja) | 2001-06-11 |
Family
ID=16368729
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP19710093A Expired - Fee Related JP3175415B2 (ja) | 1993-08-09 | 1993-08-09 | 磁気記録再生装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5715110A (ja) |
JP (1) | JP3175415B2 (ja) |
Families Citing this family (26)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0785555A1 (en) * | 1996-01-22 | 1997-07-23 | Hewlett-Packard Company | Apparatus and method for thermal asperity detection and failure prediction in disk drive systems |
FR2747822A1 (fr) * | 1996-04-17 | 1997-10-24 | Philips Electronics Nv | Systeme de lecture d'informations magnetiques muni d'un detecteur d'asperites thermiques |
JPH09320008A (ja) * | 1996-05-31 | 1997-12-12 | Fujitsu Ltd | 磁気ディスク再生装置および該磁気ディスク再生装置の制御方法 |
JP3268729B2 (ja) * | 1996-06-27 | 2002-03-25 | 株式会社東芝 | 磁気ディスク装置及び磁気ディスク装置におけるエラー訂正方法 |
SG55343A1 (en) * | 1996-07-11 | 1998-12-21 | Texas Instruments Inc | Offet free thermal asperity t/a detector |
JPH1049806A (ja) * | 1996-07-31 | 1998-02-20 | Toshiba Corp | 磁気ディスク装置及び同装置のノイズ補償方法 |
JPH1097702A (ja) | 1996-09-20 | 1998-04-14 | Toshiba Corp | 磁気ディスク装置及び同装置に適用するデータ再生回路 |
JP3553292B2 (ja) * | 1996-09-30 | 2004-08-11 | 富士通株式会社 | サーマルアスペリティ除去方法及び磁気ディスク装置 |
US5844920A (en) * | 1996-11-07 | 1998-12-01 | Cirrus Logic, Inc. | Thermal asperity compensation using multiple sync marks for retroactive and split segment data synchronization in a magnetic disk storage system |
US5825181A (en) * | 1997-01-21 | 1998-10-20 | Seagate Technology, Inc. | Multi-impact thermal asperity sensor head |
US5995313A (en) * | 1997-01-21 | 1999-11-30 | Seagate Technology, Inc. | Thermal asperity suppression using high speed shorting and baseline compensation |
KR100537496B1 (ko) * | 1997-02-19 | 2006-03-23 | 삼성전자주식회사 | 데이터 채널상의 부가형 외란 제거 장치 및 방법 |
US5793240A (en) * | 1997-03-06 | 1998-08-11 | Texas Instruments Incorporated | Method and circuit for thermal asperity compensation in a data channel |
US6071007A (en) * | 1997-05-21 | 2000-06-06 | Seagate Technology, Inc. | Thermal asperity detection head |
US6038091A (en) * | 1997-10-06 | 2000-03-14 | Cirrus Logic, Inc. | Magnetic disk drive read channel with digital thermal asperity detector |
JP2000011305A (ja) * | 1998-06-18 | 2000-01-14 | Fujitsu Ltd | 磁気記憶装置のサーマルアスピリティ検出方法及びその回路 |
US6798725B1 (en) * | 1998-10-27 | 2004-09-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Wave-shaping apparatus and reproduction signal processing apparatus including the same |
US6252459B1 (en) | 1999-03-30 | 2001-06-26 | Siemens Microelectronics, Inc. | System and method for a dual bandwidth capacitor multiplying filter |
US6307719B1 (en) * | 1999-11-17 | 2001-10-23 | Maxtor Corporation | Suspension assembly with adjustable gramload |
US6414806B1 (en) | 2000-10-02 | 2002-07-02 | International Business Machines Corporation | Method for thermal asperity detection and compensation in disk drive channels |
US6724550B2 (en) | 2001-01-23 | 2004-04-20 | Seagate Technology Llc | Adaptive dampening of thermal asperity events in disc drives |
US6801376B2 (en) * | 2001-06-21 | 2004-10-05 | Hitachi Global Storage Technologies Netherlands B.V. | Method and apparatus for evaluating a head-disk interface condition for disk drives |
KR100442864B1 (ko) * | 2001-09-04 | 2004-08-02 | 삼성전자주식회사 | 데이터 저장 시스템에서의 불안정성 헤드 판단에 의한회복 방법 및 장치 |
WO2003085646A1 (en) * | 2002-03-29 | 2003-10-16 | Seagate Technology Llc | Mr head thermal asperity cancellation |
US7768728B2 (en) * | 2007-12-10 | 2010-08-03 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Detecting head/disk contact using timing jitter |
CN115694442B (zh) * | 2023-01-03 | 2023-04-14 | 合肥灿芯科技有限公司 | 一种低延时高共模抖动抑制的空闲检测电路 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62137706A (ja) * | 1985-12-11 | 1987-06-20 | Hitachi Ltd | 磁気記録装置 |
US4914398A (en) * | 1988-08-01 | 1990-04-03 | International Business Machines Corporation | Method and circuitry to suppress additive disturbances in data channels containing MR sensors |
US5233482A (en) * | 1991-07-31 | 1993-08-03 | International Business Machines Corporation | Thermal asperity compensation for PRML data detection |
US5353176A (en) * | 1991-12-09 | 1994-10-04 | Hitachi, Ltd. | Method of reproducing magnetic recording data and a magnetic storage system using switching between plural heads provided to a track |
-
1993
- 1993-08-09 JP JP19710093A patent/JP3175415B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-08-05 US US08/286,860 patent/US5715110A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0757204A (ja) | 1995-03-03 |
US5715110A (en) | 1998-02-03 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3175415B2 (ja) | 磁気記録再生装置 | |
JP3751455B2 (ja) | 格納デバイスからデータを検索する装置 | |
JPH0365705B2 (ja) | ||
KR100566050B1 (ko) | 자기 기록매체로부터 정보를 판독하는 장치 및 하드 디스크 드라이브 | |
JP3228793B2 (ja) | 磁気記録再生装置のagc回路 | |
JPH05325110A (ja) | 磁気抵抗効果型ヘッド用リードアンプ回路 | |
JP2002530797A (ja) | 記録キャリアからの情報読取り装置 | |
JPH04205903A (ja) | 磁気抵抗効果型ヘッドによる信号再生方法と装置およびそれを用いた記録装置 | |
JPH09293215A (ja) | 磁気記録再生装置 | |
JPH0518485B2 (ja) | ||
JP2610954B2 (ja) | イコライザ特性補正方式 | |
JP2907776B2 (ja) | 再生信号増幅装置及び中心値信号生成回路 | |
JP4372856B2 (ja) | 磁気ディスク装置 | |
JP3714651B2 (ja) | ビデオ機器のコントロール信号再生回路 | |
JP4144132B2 (ja) | Mrヘッドの再生アンプ | |
JP3550624B2 (ja) | 記録増幅回路 | |
JPH0666091B2 (ja) | 光学式記録再生装置 | |
KR940008735B1 (ko) | 디지탈 신호의 검출 시스템 | |
JPH0636203A (ja) | 非線形磁気記録再生装置 | |
JPH05342774A (ja) | 誤り率低減回路 | |
JPH10320723A (ja) | Mrヘッドにおける上下振幅非対称の補償回路および上下振幅非対称の調整方法 | |
JPS63259805A (ja) | 磁気記録装置 | |
JPS60216627A (ja) | デジタルデ−タ生成装置 | |
JPS59101010A (ja) | デ−タ・トラツク・フオ−マツトのギヤツプ長短縮方式 | |
JPH05210913A (ja) | データ再生回路及びこれを用いたデータ記憶装置 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |