JP3175415B2

JP3175415B2 - 磁気記録再生装置

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Publication number: JP3175415B2
Application number: JP19710093A
Authority: JP
Inventors: 延昌西山; 敏明津吉
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1993-08-09
Filing date: 1993-08-09
Publication date: 2001-06-11
Anticipated expiration: 2016-06-11
Also published as: US5715110A; JPH0757204A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は磁気抵抗効果を利用した
再生ヘッドを用い、磁化反転の形で情報を記録した記録
媒体より情報を再生する磁気記録装置において、再生時
に記録媒体と再生ヘッドが接触した際に発生する再生波
形の揺らぎ（以下サーマルアスペリティと呼ぶ）を補償
する部分に係る。

【０００２】

【従来の技術】磁化反転の形で情報を記録した記録媒体
から、磁気抵抗効果型再生ヘッド（以下ＭＲヘッドと呼
ぶ）により情報を再生する磁気記録再生方式が用いられ
つつある。

【０００３】ＭＲヘッドの動作原理は、ＭＲ素子に磁界
が加わるとＭＲ素子の磁化の方向が変化し、その磁化の
方向に比例して電気抵抗が変化する現象を用いたもので
ある。ＭＲヘッドで再生を行なうには、その電気抵抗の
変化をセンス電流と称する電流により電圧の変化または
電流の変化として取り出す。その取り出した信号から信
号処理により情報を再生する。

【０００４】しかし、ＭＲヘッドにより再生を行なう
と、アイ・イー・イー・イートランザクションズオ
ンマグネティクス（ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏ
ｎｓｏｎＭａｇｎｅｔｉｃｓ）Ｖｏｌ．２７，Ｎｏ．
６，Ｎｏｖ．１９９１，ｐｐ４５０３−４５０８，アイ
・イー・イー・イートランザクションズオンマグ
ネティクス（ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏ
ｎＭａｇｎｅｔｉｃｓ）Ｖｏｌ．２８，Ｎｏ．５，Ｓ
ｅｐｔ．１９９２，ｐｐ２７３１−２７３２，アイ・イ
ー・イー・イートランザクションズオンマグネテ
ィクス（ＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎ
Ｍａｇｎｅｔｉｃｓ）Ｖｏｌ．２８，Ｎｏ．５，Ｓｅｐ
ｔ．１９９２，ｐｐ２５４８−２５５０に記載のよう
に、ＭＲヘッドと記録媒体が接触を起こすと再生波形が
揺らぐ現象が発生する。この原因は、ＭＲヘッドは抵抗
体であり、さらに記録媒体と接触すると摩擦熱が発生す
るために、抵抗の温度依存性により抵抗値が変化する。
一方ＭＲヘッドより信号を再生する方法は、ＭＲ素子部
の抵抗の変化を検出する方式であるために、温度依存性
による抵抗の変化も検出し、再生してしまう。そのため
に再生信号の振幅はほとんど変化しないが中心電圧が変
化し、再生波形が揺らぐ現象として見られる。

【０００５】この対処方法としてアメリカ特許（ＵＳＰ
４，９１４，３９８Ａｐｒ．３，１９９０）に記載の
方式が提案されている。この方式によると、再生信号の
エンベロープ波形を検出し、エンベロープ信号から中心
電圧を求め、その後非線形のアダプティブフィルタによ
り中心電圧波形の平滑化を行なう。但し、サーマルアス
ペリティによる中心電圧波形の変化に対しては平滑化を
行なわないような特性を持たせている。再生信号から上
記のようにして求めた中心電圧波形を引くことによりサ
ーマルアスペリティによる再生波形の揺らぎを除く方法
である。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】サーマルアスペリティ
の立上りの時間は約０．１μｓ程度であるのに際し、上
記の方法における立上り追従時間は０．３μｓ程度とな
り、０．２μｓ程度の間は補償不能になる。そこで、Ｅ
ＣＣ(ＥｒｒｏｒＣｏｄｅＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ)に
おいて、補償不能期間の誤り訂正を行なうことにより再
生情報の復元を行なう。しかし、データ転送速度が高く
なると、ＥＣＣにより誤り訂正が行なえる時間範囲が短
くなる。すなわち、誤り訂正範囲が０．２μｓ未満にな
るために、サーマルアスペリティの補償不能期間をＥＣ
Ｃによるカバーができなくなり、再生誤りを生じるとい
う問題が生じた。

【０００７】

【課題を解決するための手段】サーマルアスペリティ補
償用信号を作るために、コンデンサの充放電を用いたエ
ンベロープ検出回路を用いる。このエンベロープ検出回
路において、自然の充放電ではサーマルアスペリティの
変化に追従ができない。そこで、サーマルアスペリティ
が存在する部分のみ強制的に電流の充放電を行なう手段
を設ける。

【０００８】第１の発明の特徴は、（１）磁気記録媒体
に磁化反転の形で記録した情報を、磁気抵抗効果素子を
用いた再生磁気ヘッドで再生し、磁気抵抗効果素子の抵
抗の変化を検出して再生信号を作る磁気記録再生装置に
おいて、再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレ
ベルが変動する現象を補償するための処理回路を再生回
路系内に設けた磁気記録再生装置にある。

【０００９】第２の発明の特徴は、（２）磁気記録媒体
に磁化反転の形で記録した情報を、磁気抵抗効果素子を
用いた再生磁気ヘッドで再生し、磁気抵抗効果素子の抵
抗の変化を検出して再生信号を作る磁気記録再生装置に
おいて、再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレ
ベルが変動する現象を補償するための処理回路を再生増
幅回路とＡＧＣの間に設けた磁気記録再生装置にある。

【００１０】第３の発明の特徴は、（３）磁気記録媒体
に磁化反転の形で記録した情報を、磁気抵抗効果素子を
用いた再生磁気ヘッドで再生し、磁気抵抗効果素子の抵
抗の変化を検出して再生信号を作る磁気記録再生装置に
おいて、再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレ
ベルが変動する現象を補償するための処理回路をＡＧＣ
の出力側に設け、さらに再生増幅回路の出力を分岐して
再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変
動する現象を検出する回路系を設け、その出力をＡＧＣ
とＶＦＯへ出力する磁気記録再生装置にある。

【００１１】第４の発明の特徴は、（４）再生信号振幅
はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象を
検出する回路系において、信号の上側のエンベロープを
再生する第１の手段と、信号の下側のエンベロープを再
生する第２の手段と、エンベロープ変化が急激な部分で
も第１の手段と第２の手段が追従するように制御する第
３の手段と、第１の手段と第２の手段から再生信号のレ
ベルの変動量を再生する第４の手段と、第４の手段の直
流電圧より高い電圧を発生させる第５の手段と、第５の
手段の出力と第４の手段の出力を入力し、レベル比較を
行ないディジタルデータを出力する第６の手段と、第４
の手段の直流電圧より低い電圧を発生させる第７の手段
と、第７の手段の出力と第４の手段の出力を分岐して入
力し、レベル比較を行ないディジタルデータを出力する
第８の手段と、第６の手段の出力であるディジタルデー
タの論理反転を行なう第９の手段と、第９の手段の出力
と第８の手段の出力の論理積を演算する第１０の手段
と、第１０の手段の出力を遅延させる第１１の手段によ
り構成し、第１０の手段の出力をＡＧＣ回路へ出力し、
第１１の手段の出力をＶＦＯ回路へ出力する回路系とし
て構成した上記（３）記載の磁気記録再生装置にある。

【００１２】第５の発明の特徴は、（５）再生信号振幅
はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象を
検出する回路系において、信号の上側のエンベロープを
再生する第１の手段と、第１の手段の出力をコンデンサ
により交流結合を行なう第２の手段と、第２の手段の直
流電圧より高い電圧を発生させる第３の手段と、第３の
手段の出力と第２の手段の出力を入力し、レベル比較を
行ないディジタルデータを出力する第４の手段と、第２
の手段の直流電圧より低い電圧を発生させる第５の手段
と、第５の手段の出力と第２の手段の出力を分岐して入
力し、レベル比較を行ないディジタルデータを出力する
第６の手段と、第４の手段の出力であるディジタルデー
タの論理反転を行なう第７の手段と、第７の手段の出力
と第６の手段の出力の論理積を演算する第８の手段と、
第８の手段の出力を遅延させる第９の手段により構成
し、第８の手段の出力をＡＧＣ回路へ出力し、第９の手
段の出力をＶＦＯ回路へ出力する回路系として構成した
上記（３）記載の磁気記録再生装置にある。

【００１３】第６の発明の特徴は、（６）再生増幅回路
の出力を分岐して再生信号振幅はほとんど変化せず再生
信号のレベルが変動する現象を検出する回路系の出力信
号において、ＡＧＣの利得を固定かあるいは可変かを切
り替える信号を出力する上記（３）記載の磁気記録再生
装置にある。

【００１４】第７の発明の特徴は、（７）再生増幅回路
の出力を分岐して再生信号振幅はほとんど変化せず再生
信号のレベルが変動する現象を検出する回路系の出力信
号において、ＶＦＯの発振周波数を保持するかあるいは
可変にするかを切り替える信号を出力する上記（３）ま
たは（６）記載の磁気記録再生装置にある。

【００１５】第８の発明の特徴は、（８）読みだし誤り
が発生した場合は、再度読みだし操作を行なう上記
（１）から（７）までのいずれかに記載の磁気記録再生
装置にある。

【００１６】第９の発明の特徴は、（９）再生信号振幅
はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象を
補償するための処理回路において、再生信号振幅はほと
んど変化せず再生信号のレベルが変動する信号を入力と
し、信号の上側のエンベロープを再生する第１の手段
と、信号の下側のエンベロープを再生する第２の手段
と、エンベロープ変化が急激な部分でも第１の手段と第
２の手段が追従するように制御する第３の手段と、第１
の手段と第２の手段から再生信号のレベルの変動量を再
生する第４の手段と、第４の手段の出力信号のうち、急
激なレベル変化がありかつ変化量が大きい信号は通過し
それ以外の信号は除去するための第５の手段と、入力信
号を遅延させる第６の手段と、第６の手段の出力から第
５の手段の出力を差し引くかまたは加えることによって
再生信号のレベル変動を補償する第７の手段により構成
する処理回路を用いた磁気記録再生装置にある。

【００１７】第１０の発明の特徴は、（１０）第１の手
段かまたは第２の手段と、第４の手段と第５の手段に要
する時間を加え合わせた時間を第６の手段の遅延時間と
して設定した処理回路を用いた上記（９）記載の磁気記
録再生装置にある。

【００１８】第１１の発明の特徴は、（１１）再生信号
振幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現
象の信号から、コンデンサの充放電を用いてそのエンベ
ロープ波形を検出する回路において、再生信号のレベル
が急激な変動をする部分では強制充放電を行なう回路部
分がコンデンサへ接続されているエンベロープ波形検出
回路を用いた磁気記録再生装置にある。

【００１９】第１２の発明の特徴は、（１２）コンデン
サの充放電を用いて再生信号のエンベロープ波形を再生
する回路部分において、入力信号を第１の手段の差動増
幅器の一方の端子に入力し、他方の入力端子側の出力を
第２の手段である電圧フォロア回路へ入力し、第２の手
段の出力に第３の手段であるダイオードを接続し、第３
の手段の出力側に第４の手段のコンデンサを接続し、第
４の手段のコンデンサの他方の端子は電源に接続し、ま
た第３の手段と第４の手段の途中から第１の手段の差動
増幅器の入力信号を入力した端子とは反対側の入力端子
へ接続し、入力信号のエンベロープ電圧と同じエンベロ
ープ電圧を再生するようにフィードバックを施したエン
ベロープ波形を再生する回路を用いた磁気記録再生装置
にある。

【００２０】第１３の発明の特徴は、（１３）コンデン
サの充放電を用いて再生信号のエンベロープ波形を再生
する回路を制御する部分において、コンデンサの自然充
放電電流では追従できないエンベロープ変化を持つ波形
が入力された場合に、追従できないエンベロープ変化で
あることを検出する第１の手段と、追従できないエンベ
ロープ変化部分ではコンデンサへ強制充放電電流を供給
する第２の手段を備えたサーマルアスペリティ検出制御
回路を用いた磁気記録再生装置にある。

【００２１】第１４の発明の特徴は、（１４）コンデン
サの充放電を用いて再生信号のエンベロープ波形を再生
する回路を制御する部分において、コンデンサへ強制充
放電電流が流れていないときのバイアス電流の大きさを
検出し、その電流の大きさが入力信号の再生信号振幅と
は無関係に一定になるように制御する入力信号振幅適応
動作回路を用いた上記（１３）記載の磁気記録再生装置
にある。

【００２２】第１５の発明の特徴は、（１５）押し込み
用および引出用のそれぞれが電流源である第１の手段
と、第１の手段の出力がトランジスタのコレクタになっ
ていることと、第１の手段の出力に接続しスイッチング
動作を行なわせるための非線形素子で構成した第２の手
段と、第２の手段にバイアス電圧を与えるために第１の
手段に接続した第３の手段と、第３の手段と第２の手段
を接続する第４の手段と、第４の手段と第２の手段に接
続し電圧を保持するための第５の手段とで構成する振幅
フィルタを用いた磁気記録再生装置にある。

【００２３】第１６の発明の特徴は、（１６）振幅フィ
ルタにおいて、第１の手段の出力に接続しスイッチング
動作を行なわせるための非線形素子で構成した第２の手
段として、トランジスタを用いた上記（１５）記載の磁
気記録再生装置にある。

【００２４】第１７の発明の特徴は、（１７）再生信号
振幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現
象を補償するための処理回路を用いた再生回路系におい
て、弁別回路系として位相弁別回路系または振幅弁別回
路系またはパーシャルレスポンスと最尤復号を用いた弁
別回路系を用いた磁気記録再生装置にある。

【００２５】

【作用】本発明により、エンベロープ検出回路内のコン
デンサの電荷を強制充放電することにより、サーマルア
スペリティ補償用信号の立上り時間が０．３μｓ未満に
することができた。

【００２６】

【実施例】また、磁気記録再生装置としては、磁気テー
プ装置、フロッピ装置、またはディジタルＶＴＲ装置、
磁気カード読み取り装置など磁気抵抗効果型ヘッド（Ｍ
Ｒヘッド）を用いて信号を再生する装置にはすべてに適
応できるが、その中で特に磁気ディスク装置に適応した
場合について実施例の説明を行なう。

【００２７】まず磁気ディスク装置の構成について図２
を用いて説明する。磁気ディスク装置１０は、１枚ある
いは複数の磁気記録媒体１１、磁気記録媒体１１の各面
には少なくとも１個のＭＲ複合ヘッド１２、ＭＲ複合ヘ
ッド１２により記録再生を行なう記録再生回路系１３、
上位機１９との間でデータの入出力を行なうインターフ
ェース回路１８、一方、ＭＲ複合ヘッド１２を機械的に
支え、さらに磁気記録媒体１１上の所定の半径位置に送
るためにアクチュエータ１４、およびそれを駆動するた
めのボイスコイルモータ（ＶＣＭ）１５、さらにＭＲ複
合ヘッド１２によりサーボ除法を取り込み、磁気ディス
クの所定の半径位置へ送る制御を行なう位置決め制御１
６、および記録再生回路系１３と、イーンタフェース１
８と、位置決め制御１６と、磁気記録媒体１１を回転さ
せるためのモータ２０を制御する制御部１７などにより
構成されている。

【００２８】ＭＲ複合ヘッド１２と記録再生回路系１３
について、図３により説明する。ＭＲ複合ヘッドは、磁
気記録媒体１１に情報を記録する記録用磁気ヘッド（イ
ンダクティブヘッド）２１と、磁気抵抗効果素子からな
り記録情報を再生する再生用磁気ヘッド（ＭＲヘッド）
２２を組み合わせて構成している。

【００２９】再生回路系１３は、インダクティブヘッド
２１で記録するための記録回路２３とＭＲヘッド２２で
再生するための再生回路２４とからなる。

【００３０】インダクティブヘッド２１の記録回路系
は、インタフェース１８より入力したデータを効率よく
記録できる符号に変換する変調回路２５、さらに記録符
号において、記録タイミングを補正するための記録タイ
ミング補正回路２６、そして記録補正後の記録符号に従
い極性反転電流の形に変換し、インダクティブヘッド２
１へ記録電流を流すための記録増幅回路２７より構成す
る。

【００３１】ＭＲヘッド２２は、媒体からの磁束により
磁気抵抗効果素子が磁化され、その磁化の大きさに応じ
て磁気抵抗効果素子の電気抵抗が変化する磁気抵抗効果
を利用した再生磁気ヘッドである。そこで、ＭＲヘッド
２２の再生回路系は、ＭＲヘッド２２の抵抗の変化を検
出するために、センス電流と呼ぶ一定電流２８をＭＲヘ
ッド２２へ流し、その時のＭＲヘッド２２の両端に発生
する電圧の変化を検出することにより再生信号とする。
その再生信号の直流オフセット電圧を除去し、さらに増
幅するための再生増幅回路２９、増幅した信号からディ
ジタルデータ「０」，「１」の弁別を行なう弁別回路系
３０と、弁別回路系出力を復調する復調回路３１により
構成する。再生回路系出力をインタフェース１８へ出力
し、上位機１９へ情報を転送する。

【００３２】本発明の第１の実施例について、図１，図
４から図７および図１２から図１４を用いて説明する。

【００３３】まず図４にはサーマルアスペリティ処理回
路（以下ＴＡ処理回路と略す）３２の挿入位置を示し
た。図３と比較するとわかるように、再生増幅回路２９
と弁別回路系３０の間に挿入する。再生用ＭＲヘッド２
２、再生増幅回路２９、ＴＡ処理回路３２、弁別回路系
３０、復調回路３１の構成を位相弁別方式の場合に書き
直したものが図５である。すなわち振幅弁別方式（パー
シャルレスポンス最尤復号弁別方式も含む）では、弁
別回路系の部分を各弁別方式に置き換える構成でよい。

【００３４】次に図５を用いて、位相弁別方式の場合の
実施例で説明する。ＭＲヘッド２２で再生しさらにサー
マルアスペリティが発生した再生信号は、再生増幅回路
２９で増幅されＴＡ処理回路３２へ入力される。ＴＡ処
理回路３２ではサーマルアスペリティの部分のみ補償
し、再生信号の揺らぎをなくする。揺らぎの無くなった
再生信号は、位相弁別回路系３３の自動利得制御回路
（ＡｕｔｏｍａｔｉｃＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌＣ
ｉｒｃｕｉｔ；以下ＡＧＣと略す）３４へ入力する。Ａ
ＧＣ以降の処理は通常の位相弁別処理を行なう。ここ
で、ＴＡ処理回路３２をＡＧＣ３４の前に挿入した理由
は、サーマルアスペリティが発生した場合、ＡＧＣでの
振幅検出部分において再生振幅が急激に大きくなったと
判定され、ＡＧＣの増幅度を下げる制御を行なう。その
ためにＡＧＣ３４以降でサーマルアスペリティを補償し
ても信号振幅が小さくなっているために、再生誤りの原
因となる。そこで、ＡＧＣ３４の前段に設けることによ
り、サーマルアスペリティのない再生信号に対してＡＧ
Ｃの振幅検出が行なえ、正しい利得制御が行なえる効果
がある。

【００３５】次に図５で示したＴＡ処理回路の構成を図
１および図６を用いて説明する。

【００３６】まず再生増幅回路２９によって増幅された
差動の再生信号が入力端子３５へ入力する。ＴＡ処理回
路ではバッファアンプ３６を介して遅延回路３７，ＴＡ
検出制御３８，上側エンベロープ検出３９および下側エ
ンベロープ検出４０へ入力する。上側エンベロープ検出
３９ではサーマルアスペリティを含んだ再生信号の上側
のエンベロープ波形を再生する回路である。また下側エ
ンベロープ検出４０は、サーマルアスペリティを含んだ
再生信号の下側のエンベロープ波形を再生する回路であ
る。一般にエンベロープ回路はピークホールドまたはコ
ンデンサの充放電を用いてエンベロープを再生する回路
である。しかし、エンベロープ回路ではエンベロープの
急激でしかも大きな変化はありえないとして回路機能上
サーマルアスペリティには追従出来ない形式になってい
る。そこで、コンデンサの充放電を用いてエンベロープ
を再生する方式において、サーマルアスペリティにより
発生する急激なエンベロープの変化に対しては、その部
分のみ強制的にコンデンサの充放電を行ない、急激な変
化に追従出来るようにエンベロープ回路３９，４０を制
御するためのＴＡ検出制御３８を設けている。

【００３７】次に上側エンベロープ検出３９および下側
エンベロープ検出４０で求めたエンベロープ波形を平均
化回路４１で各時刻における電圧平均をとる。このよう
な方法を用いたのは、サーマルアスペリティは再生信号
の振幅はほとんど変化せず、再生波形のレベルが揺らぐ
現象であることから、再生信号の揺らぎを検出して、入
力信号から差し引くことによって揺らぎを補償すること
が出来る。その揺らぎを補正するための信号を求める最
に、片側のエンベロープからもとめたものであると媒体
表面の不均一性やスペーシングの振動などによるモジュ
レーションノイズ（振幅変調モード）の影響を受け、サ
ーマルアスペリティ補正と同時にモジュレーションノイ
ズの影響を重畳することになる。しかし、上側と下側の
エンベロープの平均をとると、モジュレーションノイズ
による影響は除去でき、サーマルアスペリティの補正の
み行なえる効果がある。

【００３８】平均化回路４１の出力は振幅フィルタ４２
でサグの抑圧を行ない同時にサーマルアスペリティによ
る変化部分を協調し傾斜を急にする。この振幅フィルタ
４２の構成は図１２に示した。この構成と動作は後述す
る。振幅フィルタ４２の出力はＴＡ除去回路４３へ入力
する。さらにＴＡ除去回路４３には、再生信号を遅延回
路３７で遅延させた信号も入力する。遅延回路３７は、
サーマルアスペリティの補正信号を作る部分の処理によ
る遅れを補正し、ＴＡ除去回路４３においてサーマルア
スペリティ部分の位相を合わせるための遅延回路であ
る。このようにしてサーマルアスペリティの位相を合わ
せた再生信号からサーマルアスペリティの補償信号を差
し引くことにより、サーマルアスペリティの補償を行な
う。以上の操作は片側の信号のみに行なってもよいし、
同相雑音を除去するために、図１に示すように差動信号
を処理してもよい。

【００３９】次に図１で示したＴＡ処理回路のＴＡ検出
制御３８と上側エンベロープ検出部分３９および下側エ
ンベロープ検出部分４０の一実施例について、図６およ
び図１４を用いて説明する。

【００４０】今下側エンベロープ検出部分４０の動作を
例としてエンベロープ検出方法の説明をする。入力端子
より信号が入力されると下側エンベロープ検出回路４０
のトランジスタＱ１８のベースに入力される。トランジ
スタＱ１８はトランジスタＱ１９と差動増幅回路を構成
している。一方トランジスタＱ１９のベースにはコンデ
ンサＣ２の電位が入力されている。今コンデンサＣ２の
初期状態を考えると、電荷は蓄積されていないので電圧
はゼロとなる。すなわちトランジスタＱ１８のベースの
方が低いレベルが入力されることになり、トランジスタ
Ｑ１８とトランジスタＱ１９のレベル差に応じた電流が
トランジスタＱ１８側に流れる。そのために抵抗Ｒ２３
の電圧降下が小さくなり、トランジスタＱ２１のベース
電圧は下がることになる。一方トランジスタＱ２１のエ
ミッタはダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２および
トランジスタＱ１９のベースに接続している。そこでト
ランジスタＱ２１のベースとコンデンサＣ２端子との電
位差が約１．４Ｖを超えるようになるとトランジスタＱ
２１およびダイオードＤ１がオン状態になり、コンデン
サＣ２より電荷を引き出すことになる。すなわちコンデ
ンサＣ２は負の電荷が蓄積されたことになり、トランジ
スタＱ１９のベース電位は下がる。今Ｒ２３／Ｒ１９の
抵抗比、すなわち差動増幅回路の増幅度を大きく設定し
ておくことにすると、トランジスタＱ１８とトランジス
タＱ１９のベース電位の差が少しでもあれば増幅度倍の
電圧降下が抵抗Ｒ２３に現われる。そのために、前述の
動作が繰り返され、結局トランジスタＱ１８のベース電
位とトランジスタＱ１９のベース電位が同じになるよう
に収束動作を行なう。

【００４１】しかしトランジスタＱ１８のベース電位が
トランジスタＱ１９のベース電位より高くなると、トラ
ンジスタＱ１９側に多く電流が流れる。そのために抵抗
Ｒ２３の電圧降下が大きくなり、トランジスタＱ２１の
ベース電位が高くなる。トランジスタＱ２１のベース電
位が高くなると、コンデンサＣ２との電位差が１．４Ｖ
より小さくなり、トランジスタＱ２１およびダイオード
Ｄ１はオフ状態になる。そのためにコンデンサＣ２の電
荷の変動がなくコンデンサＣ２の電位は保持される。し
かし実際はトランジスタＱ１９のベース電流によりコン
デンサＣ２へ正の電荷が蓄えられることになり、徐々に
電位は上がってゆく。この様子を示したのが図１４の波
形ａおよびｂである。

【００４２】次にサーマルアスペリティの部分が入力さ
れた場合、エンベロープ検出部分のみでは追従できず、
ＴＡ検出制御が必要になることを示す。

【００４３】図１４の波形ｃが下側エンベロープ検出回
路４０へ入力された場合を考える。エンベロープ検出回
路では、上述の通りに動作して下側のエンベロープを再
生しようとする。一方コンデンサＣ２の電位上昇の変化
率は、トランジスタＱ１９のベース電流により決まる。
しかしサーマルアスペリティの部分が入力されると、コ
ンデンサＣ２の電位上昇の変化率以上にサーマルアスペ
リティの変化が大きい。そこで再生信号の負のピークが
トランジスタＱ１８のベースに加わったとしても、トラ
ンジスタＱ１９のベース電位の方が低いのでトランジス
タＱ１９側に多く電流が流れる。そのためにコンデンサ
Ｃ２の電位は、トランジスタＱ１９のベース電流による
電位上昇で決まる電位となり、図１４の波形ｄに示すよ
うに下側のエンベロープを再生することが出来ない。

【００４４】そこで、ＴＡ検出制御回路３８により、サ
ーマルアスペリティの部分ではトランジスタＱ１９のベ
ース電流以外に強制的に充電電流をコンデンサＣ２へ流
す。そしてコンデンサＣ２の電位上昇の変化率をサーマ
ルアスペリティの変化率以上にすることにより、常に再
生波形の下側のピークを追従させるようにした。この機
能によって、下側のエンベロープを再生出来るようにし
たものである。しかし理論的に考えると、サーマルアス
ペリティが、再生波形１周期の間に再生波形の振幅以上
に変化する状態においては、再生波形の負のピークは検
出出来ない。すなわち強制充電によるコンデンサＣ２の
電位上昇変化率の最大値は、再生波形１周期の間に再生
波形の振幅分変化する変化率となる。これ以上の変化率
を持たせるとリンギングが発生し、再び下側のエンベロ
ープが再生出来なくなる。

【００４５】以上述べた機能の動作を図６の回路図によ
り説明する。サーマルアスペリティの部分が入力される
と、先に説明したようにトランジスタＱ１８側にはほと
んど電流が流れず、抵抗Ｒ２０は電圧降下がほとんど生
じない。すなわち低いレベルがトランジスタＱ１７のベ
ースへ入力される。

【００４６】一方トランジスタＱ１７と共に差動増幅器
を構成するトランジスタＱ１６には、以下に示す方法で
再生信号パルスが供給される。

【００４７】まず入力信号振幅適応動作回路が働いて、
トランジスタＱ３，Ｑ４のベースにはある一定電位が与
えられるために、抵抗Ｒ３，Ｒ４の一方の基準電位であ
るトランジスタＱ３，Ｑ４のエミッタ電位が定まる。一
方トランジスタＱ１，Ｑ２は差動増幅回路を形成してお
り、トランジスタＱ１には再生信号を、トランジスタＱ
２には下側エンベロープ波形をそれぞれ交流結合（ＡＣ
結合）により入力している。これにより、トランジスタ
Ｑ１のベースがトランジスタＱ２のベースよりも高くな
ったときには、抵抗Ｒ４の電圧降下が大きくなる。すな
わちトランジスタＱ２のコレクタに接続されているトラ
ンジスタＱ１６のベースには再生信号振幅に応じた振幅
を持つパルス状の波形が供給される。

【００４８】トランジスタＱ１６とトランジスタＱ１７
で構成する差動増幅回路では、上述の条件より、トラン
ジスタＱ１７のベースは低いレベルのままであり、トラ
ンジスタＱ１６のベースにはパルス状の波形が供給され
ている。これにより、パルス状の波形があるときは、ト
ランジスタＱ１６のベースのレベルの方が高くなり、ト
ランジスタＱ１６側に多く電流が流れる。

【００４９】トランジスタＱ１６の負荷としては、トラ
ンジスタＱ１４と抵抗Ｒ１６がある。今トランジスタＱ
１６側に流れた電流は抵抗Ｒ１６にも流れ、抵抗Ｒ１６
で電圧降下が発生する。その電圧降下により、トランジ
スタＱ１４のベース電位が定まる。一方トランジスタＱ
１４とＱ１５および抵抗Ｒ１６とＲ１７により電流コピ
ー回路を形成している。しかしここでは抵抗Ｒ１６とＲ
１７は必ずしも同じ抵抗値でなくてもよい。それは、ト
ランジスタＱ１４のベース電位がトランジスタＱ１５の
ベースに入力され、抵抗Ｒ１７の両端には電源とトラン
ジスタＱ１５のエミッタ電位により定まる電位差がかか
ることになる。すなわちトランジスタＱ１５のコレクタ
には、上記の電位差と抵抗Ｒ１７で定まる電流が流れる
ことになる。そしてトランジスタＱ１５のコレクタがコ
ンデンサＣ２に接続され、Ｑ１５のコレクタ電流がコン
デンサＣ２の強制充電電流になる。ここで、抵抗Ｒ１７
の値を選ぶことにより、トランジスタＱ１５のコレクタ
電流を選択することが出来るので、強制充電電流による
電位上昇変化率を選択することが出来る。

【００５０】次に入力信号振幅適応動作回路について説
明する。今まで説明してきた回路方式は再生信号振幅が
大きくほぼ一定であるという条件のもとでは性能を発揮
するが、再生信号振幅が小さいときでも同じ性能を発揮
するには強制充電電流による電位上昇変化率を再生信号
振幅に合わせて変化させる必要がある。なぜならば、再
生信号振幅が小さいにもかかわらず、強制充電電流によ
る電位上昇変化率が大きい場合は、サーマルアスペリテ
ィの部分で大きなリンギングを引き起こし、エンベロー
プを再生することが出来ない。そこで再生信号振幅が小
さい場合には強制充電電流による電位上昇変化率を小さ
くするという入力信号振幅に対応した適応動作が必要に
なる。

【００５１】以下実施例を用いて動作を説明する。実施
例では、ダイオード接続を施したトランジスタＱ２２と
Ｑ２２のエミッタに接続した抵抗Ｒ２４をトランジスタ
Ｑ１７のコレクタに接続し、トランジスタＱ１７に流れ
る電流を電圧に変換する。その時、トランジスタＱ２２
のベース電位をトランジスタＱ１３のベースへ印加し、
Ｑ１３のエミッタに接続した抵抗Ｒ１５を抵抗Ｒ２４と
同じ抵抗値にすることにより、トランジスタＱ１７を流
れる電流をコピーする。そしてトランジスタＱ１３のコ
レクタには抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ１を接続し、コピ
ーした電流を供給する。

【００５２】強制充電電流がトランジスタＱ１５をパル
ス的に流れる間、トランジスタＱ１７は断続的に電流が
流れなくなる。トランジスタＱ１３は、トランジスタＱ
１７の電流をコピーしているのでトランジスタＱ１７と
同様に断続的に電流が流れなくなる。そこでコンデンサ
Ｃ１は、断続的な電流を平滑化するために挿入したもの
であり、実効電流が抵抗Ｒ１４に流れて電圧降下を生じ
るように構成している。そして抵抗Ｒ１４で発生する電
圧をトランジスタＱ１２のベースへ入力する。

【００５３】一方トランジスタＱ１２とトランジスタＱ
１１は差動増幅回路を構成している。今トランジスタＱ
１２のコレクタに抵抗Ｒ１３を接続し、トランジスタＱ
１１のベースとトランジスタＱ１２のベースとの間に電
位差がないときの抵抗Ｒ１３に発生する電圧をＶとす
る。そしてトランジスタＱ１７の電流が少なくなると、
トランジスタＱ１２のベース電圧が下がり、トランジス
タＱ１１のベースとトランジスタＱ１２のベースとの間
に電位差が発生する。その時抵抗Ｒ１３には、トランジ
スタＱ１１とＱ１２のベース間電位差に比例した電圧が
初期電圧降下Ｖに加算される。抵抗Ｒ１３に発生した電
圧をトランジスタＱ１０のベースに入力し、Ｑ１０のエ
ミッタに接続した抵抗Ｒ１０によって電流に変換する。
その電流は、トランジスタＱ１０のコレクタに接続した
トランジスタＱ９およびＱ９のエミッタに接続した抵抗
Ｒ９に流れる。抵抗Ｒ９では電流に対応した電圧降下が
発生し、その電圧降下がダイオード接続を施したトラン
ジスタＱ９のエミッタを介してベース電位を決定する。
トランジスタＱ９のベースには、トランジスタＱ４のベ
ースを接続しており、トランジスタＱ４は能動中である
ことからＱ４のエミッタ電位が決定する。トランジスタ
Ｑ４のエミッタ電位は、強制充電電流を流すための信号
を作る基準電位である。この電位を制御することによっ
て、強制充電電流値が制御できる。

【００５４】そこで、再生信号振幅が大きい状態から小
さい状態へ変化した場合の強制充電電流の制御を説明す
る。再生信号振幅が大きい場合は抵抗Ｒ４で発生する強
制充電電流用パルス信号の振幅が大きくなる。そこで、
トランジスタＱ４のエミッタ電圧が下がり、トランジス
タＱ１６のベースバイアス電圧を下げる。そしてトラン
ジスタＱ１６とトランジスタＱ１７で構成する差動増幅
回路において、トランジスタＱ１７側の入力信号の最大
振幅電位がトランジスタＱ１６側の入力信号の最大振幅
電位よりわずかに大きくなるように設定し、トランジス
タＱ１７側を常時わずかの電流が流れる状態に保持して
おく。この時にサーマルアスペリティが入力されると、
瞬時的にトランジスタＱ１６側に多く電流が流れ、それ
と同じに強制充電電流が流れる。その時トランジスタＱ
１７側の電流は減少するが、抵抗Ｒ１４とコンデンサＣ
１で構成する平滑化回路により平滑化されるためにトラ
ンジスタＱ４のエミッタ電位はほとんど変化しない。故
にサーマルアスペリティ部分では、必要な強制充電電流
を得ることができる。

【００５５】ここで再生信号振幅が小さい状態へ変化し
たとすると、抵抗Ｒ４で発生する強制充電電流用パルス
信号の振幅が小さくなる。そのために、トランジスタＱ
１６のベースバイアス電圧が同じであれば、トランジス
タＱ１６側の入力信号の最大振幅電位とトランジスタＱ
１７側の入力信号の最大振幅電位との間の電位差がさら
に大きくなり、トランジスタＱ１７側の電流が増加す
る。同時にトランジスタＱ１７の電流をコピーしたトラ
ンジスタＱ１３の電流も増加し、抵抗Ｒ１４で発生する
電圧が大きくなる。そのために、トランジスタＱ１１と
Ｑ１２で構成する差動増幅回路では、トランジスタＱ１
２のベース電位が上がり、Ｑ１２側の電流が減少する。
電流が減少したことにより、抵抗Ｒ１３で発生する電圧
降下が小さくなり、そのためにトランジスタＱ１０を流
れる電流が少なくなる。トランジスタＱ１０を流れる電
流が少なくなると、トランジスタＱ９のベース電位が上
がり、それと同時にトランジスタＱ４のエミッタ電位が
上がる。トランジスタＱ４のエミッタ電位は、トランジ
スタＱ１６のベースバイアス電位でもあるので、結果と
してトランジスタＱ１６側に入力する信号の最大振幅電
位を高め、トランジスタＱ１６，Ｑ１７のベース間電位
差を小さくする。そのためにトランジスタＱ１７側の電
流を減少させ、最終的に再生信号振幅が大きい状態と同
じ状態になる。

【００５６】またこの時にサーマルアスペリティが入力
されると、トランジスタＱ１６側には再生信号振幅に応
じた振幅のパルス状の信号が入力されるために、再生信
号振幅に応じた強制充電電流が流れることになる。

【００５７】Ｒ１７の抵抗値をサ−マルアスペリティの
大きさに応じて可変させ、強制充電電流を可変させる。

【００５８】次に図１で示した振幅フィルタについて説
明する。振幅フィルタは、エンベロープ検出回路におい
て発生するサグを除去し、さらにサーマルアスペリティ
による電圧の変化はそのまま通過させる特性を持たせた
フィルタである。その振幅フィルタの構成および動作に
ついて、図１２および図１３を用いて説明する。

【００５９】振幅フィルタは以下の構成になっている。
抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３およびトランジスタＱ１と、抵抗
Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８およびトランジスタＱ２によりそれぞ
れ電流源を構成し、トランジスタＱ１およびＱ２を流れ
る電流値は同じ値にする。そして抵抗Ｒ４およびＲ９は
トランジスタＱ３およびＱ４のベースエッミッタ間のバ
イアス電圧を発生させるための抵抗である。抵抗Ｒ５お
よびコンデンサＣは積分回路を構成し、時定数は長い
（遮断周波数は低い）特性を持たせている。この特性に
より、入力信号の高周波成分の除去を行なう。トランジ
スタＱ３およびＱ４は入力信号振幅と変化率の積がある
値以上になったときオン／オフを行なうスイッチ素子で
ある。

【００６０】振幅フィルタの動作は以下のようになって
いる。図１３にはトランジスタＱ３およびＱ４のベース
エミッタ間電圧に対するエミッタ電流の関係を示してい
る。ここで、トランジスタがオン状態またはオフ状態に
なる境界のベースエミッタ間電圧１０４よりも少し小さ
いベースエミッタ間電圧１０２になるように、抵抗Ｒ
４，Ｒ９および押し込み／引出電流を決め、トランジス
タＱ３，Ｑ４のベースエミッタ間バイアス電圧１０２を
印加する。

【００６１】今入力端子１００へは一定電圧を入力し、
しかも抵抗Ｒ５とコンデンサＣで決まる時定数よりも十
分時間が過ぎていると仮定すると、コンデンサＣには入
力電圧と同じ電圧が充電されている。すなわち抵抗Ｒ５
は電流が流れない状態になっている。そこで、図１で示
した平均化回路４１の出力を入力信号として入力端子１
００へ入力する。この入力信号は、エンベロープ検出に
おいて発生したサグが重畳している。この振幅を図１３
に示すと、１０３の範囲で示す値になる。この時サグの
最大振幅がトランジスタのオン／オフ状態になる境界電
圧１０４を越えないようにバイアス電圧１０２を決めて
おく。

【００６２】上記の回路定数状態に設定しておくと、入
力端子１００にサグのみ重畳している信号が入力された
ならば、トランジスタＱ３およびＱ４はオフ状態である
ので、抵抗Ｒ５とコンデンサＣとの時定数で決まる周波
数よりも高い成分、すなわちサグはカットされサグのな
い波形が得られる。一方サーマルアスペリティの部分に
なると、変化が急俊（抵抗Ｒ５とコンデンサＣとの時定
数よりも短い時間で変化する）でしかも変化量が大きい
（トランジスタのオン／オフ境界電圧１０４とバイアス
電圧１０２の電位差以上あること）波形が入力されてく
る。

【００６３】例としてプラス電圧側にサーマルアスペリ
ティが変化した場合の信号が入力された場合を説明す
る。サーマルアスペリティによる急激な変化は、抵抗Ｒ
５とコンデンサＣの時定数よりも短いために、コンデン
サの電圧変化が追従できず、等価的に一定電圧とみなす
ことができる。そのために、入力信号の変化電圧は抵抗
Ｒ５に加わることになる。一方、電流源を構成している
トランジスタＱ１およびＱ２のコレクタ側に抵抗Ｒ４お
よびＲ９が接続されており、さらに電流値は変化しない
ので、抵抗Ｒ４およびＲ９で発生させているバイアス電
圧は変化しない。そのために入力電圧がそのままトラン
ジスタＱ３およびＱ４のベースに印加されることにな
る。一方トランジスタＱ３のエミッタ電圧はコンデンサ
の電圧と同じであるために固定される。そこで、トラン
ジスタＱ３のベースエミッタ間のバイアス電圧は抵抗Ｒ
４で発生している電圧と抵抗Ｒ５に加わっている入力信
号の変化電圧との和となる。この場合はトランジスタの
オン／オフ境界電圧１０４を越えるために、トランジス
タＱ３がオン状態になり、コンデンサＣへの充電電流が
トランジスタＱ３を介して流れ込む。この時の積分回路
の時定数は、抵抗Ｒ５の変わりにトランジスタＱ３のエ
ミッタ抵抗（ｒｅ）となるために、Ｒ５＞ｒｅと設定し
ておくと時定数が等価的に短くなり、すなわち遮断周波
数が高いフィルタになったように見える。この動作によ
り、サーマルアスペリティによる変化電圧波形は通過す
ることになる。

【００６４】さらにこの回路方式での効果として、トラ
ンジスタのオン／オフ動作を用いていることから、コン
デンサへの充電または放電電流はトランジスタのコレク
タ電流が主な電流となる。そのために、アメリカ特許
（ＵＳＰ４，９１４，３９８Ａｐｒ．３，１９９０）に
記載のアダプティブフィルタのように、コンデンサへの
充電または放電電流として電流源からの電流の一部を用
いる方式とは異なり、電流源の電流はバイアス電圧を作
るためにだけ用いられることから、コンデンサへの充電
または放電電流を供給するときでも安定したバイアス電
圧が得られる。このことからサーマルアスペリティによ
る変化電圧波形への追従性がよくなり、回路処理時間を
短縮することができる。

【００６５】ここで、抵抗Ｒ５とコンデンサＣとの時定
数がサグの周期よりも短いときは、変化電圧が小さくて
も抵抗Ｒ５とコンデンサＣとの積分回路が追従するため
に、入力波形がそのまま出力されることになる。故に抵
抗Ｒ５とコンデンサＣとの時定数は、サグの周期時間よ
りも長く設定する必要がある。

【００６６】次に第２の実施例について図８を用いて説
明する。この実施例の特徴はサーマルアスペリティ処理
回路（ＴＡ処理回路）３２をＡＧＣ３４の後に設け、新
たな位相弁別回路系５０を構成したことである。一般に
サーマルアスペリティを含む再生信号がＡＧＣを通過す
ると、前述したように再生信号振幅検出部分において誤
った振幅を検出し、ＡＧＣの利得が狂う現象が発生す
る。そこでサーマルアスペリティが発生している間はＡ
ＧＣ３４の振幅検出部分を固定し、ＡＧＣ３４は一定利
得の増幅回路として動作させるように制御を行なうＴＡ
検出回路５１を設ける。ＴＡ検出回路５１の挿入位置
は、再生増幅回路２９からＡＧＣ３４へ向かうパスから
再生増幅回路２９の出力を分岐して入力とし、ＡＧＣ３
４とＶＦＯ５２へ制御信号を出力する位置である。

【００６７】一方サーマルアスペリティを補償していな
い波形がＡＧＣ３４に入力されることから、ＡＧＣ３４
のダイナミックレンジは大きくとらなければならない。
しかし、予想以上のサーマルアスペリティが発生した場
合は、ＡＧＣ３４が飽和を起こす可能性がある。もし飽
和を起こした場合はＴＡ処理回路３２でサーマルアスペ
リティを補償しても再生信号は復元されない。ゆえに位
相弁別を行なうためのピークパルスへ波形変換を行なっ
ても発生位置が誤ってしまう。一方「１」，「０」弁別
を行なうための基準時間窓を作る可変周波数発振器（Ｖ
ＦＯ）５２はピークパルスをもとにフェーズド・ロック
・ループを構成して発振周波数を決めている。そのため
にピークパルスの発生位置が長時間に渡って狂っている
と、発振周波数または位相が誤ってしまい、正しい発生
位置のピークパルスが来たときに再生誤りが発生してし
まう。そこで以下の２つの処理を行なう。

【００６８】まず第１の処理は、サーマルパスペリティ
が発生している場合はＶＦＯ５２の位相誤差検出部分の
動作を停止し、ＶＦＯ５２の発振周波数を固定に保つ制
御を行なう。この制御はサーマルアスペリティが発生し
ていることを検出出来ればディジタル信号により制御が
可能になることから、ＴＡ検出回路５１により行なう。
ＡＧＣ３４が飽和をしているときには上述した状況に
なり、再生誤りが発生する可能性がある。そこで第２の
処理としては、再生誤りが発生した場合は、リトライを
行ない再読みだしを行なう。

【００６９】ここで用いるＴＡ処理回路３２には、ＡＧ
Ｃ３４の出力を入力とすることから再生信号振幅は一定
となり、図６で説明した入力信号振幅適応動作回路部分
は不要になる。

【００７０】次にＴＡ検出回路５１について図９および
図１１を用いて説明する。再生増幅回路２９より入力端
子５３にサーマルアスペリティを含んだ差動の再生信号
を入力する。入力した信号は一方はＴＡ検出制御３８
へ、他方は波形Ａで示す片側の信号のみ上側エンベロー
プ検出回路３９および下側エンベロープ検出回路４０へ
入力する。そして上側エンベロープ検出回路３９の出力
波形Ｂ１と下側エンベロープ検出回路４０の出力波形Ｂ
２を平均化回路４１で平均瞬時電圧を求める。この上側
エエンベロープ検出回路３９，下側エンベロープ検出回
路４０，ＴＡ検出制御３８および平均化回路４１の関係
および動作は、図１および図６の説明で述べたものとほ
ぼ同じである。

【００７１】次に平均化回路出力波形Ｃをコンパレータ
５６および５７へ入力する。コンパレータ５６ではスラ
イスレベル５４から入力したスライスレベル（Ｖｐ）と
波形Ｃを比較して、波形Ｃのレベルがスライスレベル
（Ｖｐ）より高ければ波形Ｄのようにロジックのハイレ
ベルを出力する。すなわちサーマルアスペリティが発生
している間はハイレベルを出力する。そこでスライスレ
ベル（Ｖｐ）の設定レベルは、サーマルアスペリティが
発生している部分のうち少なくともＡＧＣ３４が振幅検
出を誤り、ＡＧＣの利得を狂わせる部分の振幅に相当す
るサーマルアスペリティの部分のみハイレベルを出力す
るように設定する。一方コンパレータ５７ではスライス
レベル５５から入力したスライスレベル（Ｖｎ）と波形
Ｃを比較して、波形Ｃのレベルがスライスレベル（Ｖ
ｎ）より高ければ波形Ｆのようにロジックのハイレベル
を出力する。そこでスライスレベル（Ｖｎ）の設定レベ
ルは、波形Ｃにおいてサーマルアスペリティが発生して
いない時のレベルから雑音の振幅分以上の差を持つ低い
レベルに設定する。

【００７２】またエンベロープ検出回路３９および４０
へ入力する波形は、接続の仕方によっては波形Ａと反対
の極性の波形が入力される場合もあるが、その時はスラ
イスレベル（Ｖｐ）とスライスレベル（Ｖｎ）の設定方
法を反対にすればよい。すなわち入力波形の極性に依存
しないスライスレベルの設定方法は以下のようにすれば
よい。スライスレベル（Ｖｐ）は波形Ｃの基準レベルよ
り雑音振幅分以上高く、ＡＧＣに影響を与えるサーマル
アスペリティ部分が検出出来るレベルより低いレベルに
設定する。またスライスレベル（Ｖｎ）は波形Ｃの基準
レベルより雑音振幅分以上低く、ＡＧＣに影響を与える
サーマルアスペリティ部分が検出出来るレベルより高い
レベルに設定する。

【００７３】次に波形Ｄではサーマルアスペリティの部
分がハイレベルになっているので、論理反転（ＩＮＶ）
５８により波形Ｅに示すようにローレベルに変換する。
今は軽Ｅと波形Ｆを論理積回路（ＡＮＤ）５９を通すこ
とにより、サーマルアスペリティが発生している間はロ
ジックのローレベルを出力する波形Ｇが得られる。その
制御出力をＡＧＣ３４へ出力する。ＡＧＣ３４では、ロ
ーレベルの時には振幅検出回路を固定するために、ＡＧ
Ｃ３４は一定利得を持つ増幅回路になる。また波形Ｇを
遅延回路６０に通し、その制御出力波形ＨをＶＦＯ５２
へ出力する。ＶＦＯ５２では、ローレベルの時には位相
比較回路を固定し、発振周波数を変化させないようにす
る。ここで遅延回路６０の遅延時間の設定値は、ＡＧＣ
３４の入力からＶＦＯ５２の入力までの伝達時間であ
る。

【００７４】次にＴＡ検出回路５１の別の実施例につい
て図１０を用いて説明する。再生増幅回路２９より入力
端子５３へ入力した信号は、増幅回路６１を介して上側
エンベロープ検出回路３９へ入力する。その際サーマル
アスペリティが発生した場合は必ずプラスの電圧になる
信号側を上側エンベロープ検出回路３９へ入力するよう
にしておき、その時の上側のエエンベロープ波形を再生
する。

【００７５】上側エンベロープ検出回路３９の出力はコ
ンデンサ６２を介してコンパレータ５６と５７へ接続す
る。さらにコンデンサの出力側の基準レベルがグランド
レベルになるように直流バイアスをかけるために抵抗６
３を介してグランドへ接続する。コンパレータ以降は図
９の構成と同じであるので省略する。

【００７６】本実施例の特徴および効果は、まず図９に
示したＴＡ検出制御および下側エンベロープ検出回路が
不要になるために回路系が簡単になる。反面モジュレー
ションノイズとサーマルアスペリティの大きさとが同程
度であるならば、ＡＧＣ３４においてモジュレーション
ノイズの振幅変化分の誤差が発生する欠点もある。

【００７７】

【発明の効果】本発明によれば、強制充放電回路を設け
たことにより、サーマルアスペリティの立上りに近い状
態まで追従特性を向上させることができた。

【００７８】またＴＡ処理回路をＡＧＣの前段に挿入す
ることにより、サーマルアスペリティを取り除いた再生
信号を弁別回路系へ入力することができ、従来の弁別回
路系を変えることなく、新たな追加として再生回路系を
構成することが出来る。

【００７９】さらにＡＧＣの出力側へＴＡ処理回路を挿
入する構成では、ＴＡ処理回路へ入力される再生信号振
幅は一定となるので、ＴＡ処理回路の構成を簡素化させ
ることが出来る。またサーマルアスペリティが発生して
いるときは、ＡＧＣおよびＶＦＯは固定状態を保持する
制御をＴＡ検出回路で行なうが、そのＴＡ検出回路の構
成も簡単になるので、比較的規模を小さくした改良がで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は、ＴＡ処理回路図である。

【図２】図２は、磁気ディスク装置の基本構成を示す図
である。

【図３】図３は、従来の磁気記録再生回路系の構成を示
す図である。

【図４】図４は、記録再生回路系の実施例を示す構成図
である。

【図５】図５は、位相弁別回路系へ適用した第１の実施
例を示す図である。

【図６】図６は、ＴＡ検出制御とエンベロープ検出回路
を示す図である。

【図７】図７は、ＴＡ検出制御とエンベロープ検出回路
を示す図である。

【図８】図８は、位相弁別回路系へ適用した第２の実施
例を示す図である。

【図９】図９は、ＴＡ検出回路の第１の実施例を示す図
である。

【図１０】図１０は、ＴＡ検出回路の第２の実施例を示
す図である。

【図１１】図１１は、ＴＡ検出回路各部の波形を示す図
である。

【図１２】図１２は、振幅フィルタの構成を示す図であ
る。

【図１３】図１３は、振幅フィルタの動作説明図であ
る。

【図１４】図１４は、ＴＡ処理回路各部の波形を示す図
である。

【符号の説明】

１０…磁気ディスク装置、１１…記録媒体、１２…ＭＲ
複合ヘッド、１３…記録再生回路、１４…アクチュエー
タ、１５…ＶＣＭ（ボイスコイルモータ）、１６…位置
決め制御、１７…制御部、１８…インタフェース、１９
…上位機、２０…モータ、２１…記録用インダクティブ
ヘッド、２２…再生用ＭＲヘッド、２３…記録回路系、
２４…再生回路系、２５…変調回路、２６…記録タイミ
ング補正回路、２７…記録増幅回路、２８…センス電流
源、２９…再生増幅回路、３０…弁別回路系、３１…復
調回路、３２…ＴＡ処理回路、３３…位相弁別回路系、
３４…ＡＧＣ（自動利得制御回路）、３５…入力端子、
３６…バッファアンプ、３７…遅延回路、３８…ＴＡ検
出制御、３９…上側エンベロープ検出回路、４０…下側
エンベロープ検出回路、４１…平均化回路、４２…振幅
フィルタ、４３…ＴＡ除去回路、５０…位相弁別回路
系、５１…ＴＡ検出回路、５２…ＶＦＯ（可変周波数発
振器）、５３…入力端子、５４…スライスレベル（Ｖ
ｐ）、５５…スライスレベル（Ｖｎ）、５６…コンパレ
ータ、５７…コンパレータ、５８…論理反転５９：論理
積回路、６０…遅延回路、６１…増幅回路、６２…コン
デンサ、６３…抵抗、１０２…バイアス電圧、１０３…
サグの振幅、１０４…トランジスタオン／オフ境界電
圧、１０５…サーマルアスペリティによる電圧変化。

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G11B 5/02 G11B 5/39

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】信号の上側のエンベロープを再生する第１
の手段と、信号の下側のエンベロープを再生する第２の
手段と、エンベロープ変化が急激な部分でも第１の手段
と第２の手段が追従するように制御する第３の手段と、
第１の手段と第２の手段から再生信号のレベルの変動量
を再生する第４の手段と、第４の手段の直流電圧より高
い電圧を発生させる第５の手段と、第５の手段の出力と
第４の手段の出力を入力し、レベル比較を行ないディジ
タルデータを出力する第６の手段と、第４の手段の直流
電圧より低い電圧を発生させる第７の手段と、第７の手
段の出力と第４の手段の出力を分岐して入力し、レベル
比較を行ないディジタルデータを出力する第８の手段
と、第６の手段の出力であるディジタルデータの論理反
転を行なう第９の手段と、第９の手段の出力と第８の手
段の出力の論理積を演算する第１０の手段と、第１０の
手段の出力を遅延させる第１１の手段により構成し、第
１０の手段の出力をＡＧＣ回路へ出力し、第１１の手段
の出力をＶＦＯ回路へ出力する回路系として構成されて
いることを特徴とする磁気記録再生装置。
【請求項２】再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号
のレベルが変動する現象を検出する回路系を備えた磁気
記録装置において、該回路系は、信号の上側のエンベロ
ープを再生する第１の手段と、第１の手段の出力をコン
デンサにより交流結合を行なう第２の手段と、第２の手
段の直流電圧より高い電圧を発生させる第３の手段と、
第３の手段の出力と第２の手段の出力を入力し、レベル
比較を行ないディジタルデータを出力する第４の手段
と、第２の手段の直流電圧より低い電圧を発生させる第
５の手段と、第５の手段の出力と第２の手段の出力を分
岐して入力し、レベル比較を行ないディジタルデータを
出力する第６の手段と、第４の手段の出力であるディジ
タルデータの論理反転を行なう第７の手段と、第７の手
段の出力と第６の手段の出力の論理積を演算する第８の
手段と、第８の手段の出力を遅延させる第９の手段によ
り構成し、第８の手段の出力をＡＧＣ回路へ出力し、第
９の手段の出力をＶＦＯ回路へ出力する回路系として構
成されていることを特徴とする請求項１記載の磁気記録
再生装置。
【請求項３】再生増幅回路の出力を分岐して再生信号振
幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象
を検出する回路系において、該回路系がＡＧＣの利得を
固定かあるいは可変かを切り替える信号を出力すること
を特徴とする請求項１記載の磁気記録再生装置。
【請求項４】再生増幅回路の出力を分岐して再生信号振
幅はほとんど変化せず再生信号のレベルが変動する現象
を検出する回路系において、該回路系が、ＶＦＯの発振
周波数を保持するかあるいは可変にするかを切り替える
信号を出力することを特徴とする請求項１または第３項
に記載の磁気記録再生装置。
【請求項５】読みだし誤りが発生した場合は、再度読み
だし操作を行なうことを特徴とする請求項１から６まで
のいずれか１項に記載の磁気記録再生装置。
【請求項６】再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号
のレベルが変動する現象を検出する回路が設けられた磁
気記録装置において、該検出回路は、コンデンサを備え
たエンベロープ波形検出回路と該コンデンサに接続され
た強制充放電回路とを有し、該強制充放電回路は、複数
のトランジスタにより構成され再生信号に応じたパルス
波形と再生信号のエンベロープ波形とが入力される差動
増幅器と、前記複数のトランジスタの一つに流れる電流
をコピーする電流コピー回路とを有し、前記エンベロー
プ検出回路は前記コンデンサの充放電によりエンベロー
プ波形を検出し、かつエンベロープ変化がコンデンサの
自然充放電では追従できないほど急激な場合は、前記強
制充放電回路によりエンベロープ変化を検出することを
特徴とする磁気記録再生装置。
【請求項７】再生信号振幅はほとんど変化せず再生信号
のレベルが変動する現象を検出する回路が設けられた磁
気記録装置において、該検出回路はエンベロープ波形検
出回路を備え、該エンベロープ検出回路は、コンデンサ
の充放電を用いてエンベロープ波形を検出し、該エンベ
ロープ検出回路においては、入力信号を第１の手段の差
動増幅器の一方の端子に入力し、他方の入力端子側の出
力を第２の手段である電圧フォロア回路へ入力し、第２
の手段の出力に第３の手段であるダイオードを接続し、
第３の手段の出力側に第４の手段のコンデンサを接続
し、第４の手段のコンデンサの他方の端子は電源に接続
し、また第３の手段と第４の手段の途中から第１の手段
の差動増幅器の入力信号を入力した端子とは反対側の入
力端子へ接続し、入力信号のエンベロープ電圧と同じエ
ンベロープ電圧を再生するようにフィードバックを施し
たエンベロープ波形を再生する回路が用いられているこ
とを特徴とする磁気記録再生装置。
【請求項８】エンベロープ波形検出回路と、該エンベロ
ープ波形検出回路の動作を制御するＴＡ検出制御回路と
を備えた磁気記録装置において、該エンベロープ検出回
路は、充放電によりエンベロープ波形を検出するコンデ
ンサと、前記コンデンサの自然充放電電流では追従でき
ないエンベロープ変化であることをベース電流の入力レ
ベルにより判定する第１のトランジスタとを有し、ＴＡ
検出制御回路はコレクタ電流により前記コンデンサの強
制充電電流を供給する第２のトランジスタを有すること
を特徴とする磁気記録装置再生。
【請求項９】コンデンサの充放電を用いて再生信号のエ
ンベロープ波形を再生する回路を制御する部分におい
て、コンデンサへ強制充放電電流が流れていないときの
バイアス電流の大きさを検出し、その電流の大きさが入
力信号の再生信号振幅とは無関係に一定になるように制
御する入力信号振幅適応動作回路を用いたことを特徴と
する請求項８に記載の磁気記録再生装置。
【請求項１０】再生信号振幅はほとんど変化せず再生信
号のレベルが変動する現象を補償するための処理回路が
設けられた磁気記録再生装置において、該処理回路に
は、トランジスタと、該トランジスタのベース−エミッ
タ間にバイアスを印可する電流源と、前記トランジスタ
のベースに接続された積分回路とを備えた振幅フィルタ
が用いられていることを特徴とする磁気記録再生装置。
【請求項１１】再生信号振幅はほとんど変化せず再生信
号のレベルが変動する現象を補償するための処理回路
に、弁別回路系として位相弁別回路系または振幅弁別回
路系またはパーシャルレスポンスと最尤復号を用いた弁
別回路系を用いられていることを特徴とする請求項１か
ら１１のいずれか１項に記載の磁気記録再生装置。