JP2002530797A - 記録キャリアからの情報読取り装置 - Google Patents
記録キャリアからの情報読取り装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＨＤＤのような記録キャリアからの情報を読取る装置を提供する。
【解決手段】 記録キャリアからの情報読取り装置は、読取りヘッド（Ｒｍｒｌ）と、読取りヘッドによって読取られた信号を増幅する増幅器手段（７４）と、読取りヘッドによって読取られた信号を均一にするイコライザ手段（７６）と、読取りヘッドによって読取られ信号中のビットを検出するビット検出器手段（８０）とを備える。本発明によれば、情報読取り装置は、ＤＣ修正出力信号を得るように誤差信号に応答して入力信号から修正値を減ずるＤＣ修正手段（７８）をさらに備える。ビット検出手段（８０）がＤＣ修正出力信号に基づく一連のビットを検出するために適合化される。さらに、ＤＣ修正出力信号および一連のビットに応答して誤差信号を発生させる誤差信号発生ユニット（８２、８３、８５）が設けられる。
Description
【０００１】
本発明は、読取りヘッド（Ｒｍｒｌ）と、読取りヘッドによって読取られた信
号を増幅する増幅器手段（７４）と、読取りヘッドによって読取られた信号を均
一にするイコライザ手段（７６）と、読取りヘッドによって読取られた信号中の
ビットを検出するビット検出器手段（８０）とを備える、記録キャリアからの情
報読取り装置と、この情報読取り装置を備えたハードディスクドライブに関する
。
号を増幅する増幅器手段（７４）と、読取りヘッドによって読取られた信号を均
一にするイコライザ手段（７６）と、読取りヘッドによって読取られた信号中の
ビットを検出するビット検出器手段（８０）とを備える、記録キャリアからの情
報読取り装置と、この情報読取り装置を備えたハードディスクドライブに関する
。
【０００２】
このような装置は、米国特許５，５５９，６４６号により知られており、例え
ばハードディスクから情報を読取るために使用されている。しかし、本発明が磁
気の分野における用途に制限されないことに留意されたい。本発明は、光学の分
野において等しく適用できる。従って、このような光学の分野の用途では、光学
記録に使用されるようなフォトダイオードが読取りヘッドの下にあることが理解
でき、例えば、光ディスク上の指紋によって後述する信号シフトが生じる可能性
があった。
ばハードディスクから情報を読取るために使用されている。しかし、本発明が磁
気の分野における用途に制限されないことに留意されたい。本発明は、光学の分
野において等しく適用できる。従って、このような光学の分野の用途では、光学
記録に使用されるようなフォトダイオードが読取りヘッドの下にあることが理解
でき、例えば、光ディスク上の指紋によって後述する信号シフトが生じる可能性
があった。
【０００３】
磁気抵抗（ＭＲ）ヘッド用の増幅器は、ＭＲ抵抗（典型的には１%）の非常に
小さな変化を検知して、これらの信号を増幅する。ＭＲ素子は電圧または電流に
よってバイアスされる。磁界によるＭＲヘッドの抵抗が変化すると、センスアン
プによって検出可能な小さな信号電圧および／または電流が生じる。ＭＲヘッド
のバイアスによって、そのヘッドを横切る直流電圧が生じる。ＭＲセンスアンプ
は、そのヘッドに交流結合されなければならない。データの歪みを生じるデータ
の周波数スペクトルの低位終端におけるフィルタリングを避けるために、交流結
合は典型的には１μｓの長い時定数を有する。熱隆起（thermal asperity）の間
に生じるような大きな過渡状態が交流結合を通過するとともに、増幅器に過負荷
をかけて、長期のデータ損失を生じ得る。
小さな変化を検知して、これらの信号を増幅する。ＭＲ素子は電圧または電流に
よってバイアスされる。磁界によるＭＲヘッドの抵抗が変化すると、センスアン
プによって検出可能な小さな信号電圧および／または電流が生じる。ＭＲヘッド
のバイアスによって、そのヘッドを横切る直流電圧が生じる。ＭＲセンスアンプ
は、そのヘッドに交流結合されなければならない。データの歪みを生じるデータ
の周波数スペクトルの低位終端におけるフィルタリングを避けるために、交流結
合は典型的には１μｓの長い時定数を有する。熱隆起（thermal asperity）の間
に生じるような大きな過渡状態が交流結合を通過するとともに、増幅器に過負荷
をかけて、長期のデータ損失を生じ得る。
【０００４】 本発明は、記録キャリアからの情報を読取る改善された装置を提供することを
目的とする。
目的とする。
【０００５】
本発明によれば、情報読取り装置は、さらに、誤差信号に応答して入力信号か
ら修正値を減じてＤＣ修正出力信号を得るＤＣ修正手段（７８）を含み、ビット
検出手段（８０）がＤＣ修正出力信号に基づく一連のビットを検出するのに適し
ており、ＤＣ修正出力信号および一連のビットに応答して誤差信号を発生させる
誤差信号発生手段（８２、８３、８５）を含むことを特徴とする。
ら修正値を減じてＤＣ修正出力信号を得るＤＣ修正手段（７８）を含み、ビット
検出手段（８０）がＤＣ修正出力信号に基づく一連のビットを検出するのに適し
ており、ＤＣ修正出力信号および一連のビットに応答して誤差信号を発生させる
誤差信号発生手段（８２、８３、８５）を含むことを特徴とする。
【０００６】
本発明は、以下の認識に基づく。
【０００７】 ＭＲヘッドは、非常に低い高さ（典型的には１０ｎｍ）でディスク上方を飛行
する。ディスク上の粒子との衝突が起こると、運動エネルギーが熱に変わる。Ｍ
Ｒ素子の抵抗は増加する（最大約１０〜２０％）。バイアス電流は一定のままで
あるので、基準線電圧（即ち、出力信号の低い周波数成分）が急速に増加する。
さらに、所望の信号の信号振幅は、同じ１０〜２０％以下だけ変化する。熱隆起
の後、ＭＲ素子はゆっくり冷える。これらの大きな不必要な基準線シフトは、読
取り増幅器を長期間飽和させる可能性がある。
する。ディスク上の粒子との衝突が起こると、運動エネルギーが熱に変わる。Ｍ
Ｒ素子の抵抗は増加する（最大約１０〜２０％）。バイアス電流は一定のままで
あるので、基準線電圧（即ち、出力信号の低い周波数成分）が急速に増加する。
さらに、所望の信号の信号振幅は、同じ１０〜２０％以下だけ変化する。熱隆起
の後、ＭＲ素子はゆっくり冷える。これらの大きな不必要な基準線シフトは、読
取り増幅器を長期間飽和させる可能性がある。
【０００８】 この飽和は、前置増幅器の入力段に非線形制御ループを使用することによって
避けることができるが（１９９８年１１月１２日に出願され、公開されていない
欧州特許出願９８４０２８０２．７号（ＰＨＮ１７１７７）を参照）、残りの基
準線シフトは、依然として長期間にわたってデータの損失を引き起こす可能性が
ある。
避けることができるが（１９９８年１１月１２日に出願され、公開されていない
欧州特許出願９８４０２８０２．７号（ＰＨＮ１７１７７）を参照）、残りの基
準線シフトは、依然として長期間にわたってデータの損失を引き起こす可能性が
ある。
【０００９】 追加の（急速な）基準線の修正を行うことによって、熱隆起効果をさらに抑制
することができる。また、熱隆起が読出し回路を厳しく歪める場合には、検出回
路を加えて熱隆起を検出し、例えば、読出し回路内の制御回路をフリーズさせる
必要がある。この熱隆起検出が請求項４の主題である。
することができる。また、熱隆起が読出し回路を厳しく歪める場合には、検出回
路を加えて熱隆起を検出し、例えば、読出し回路内の制御回路をフリーズさせる
必要がある。この熱隆起検出が請求項４の主題である。
【００１０】 以下、図面の説明における実施形態の開示を参照して、本発明のこれらの見地
および他の見地についてさらに詳細に説明する。
および他の見地についてさらに詳細に説明する。
【００１１】 まず、１９９８年２月５日に出願された欧州特許出願９８４００２４３．６号
（ＰＨＮ１６７５０）に記載され、本発明にかかる読取り装置の入力増幅器とし
て使用することができる非線形相互コンダクタンス増幅器を備える増幅回路につ
いて簡単に説明する。
（ＰＨＮ１６７５０）に記載され、本発明にかかる読取り装置の入力増幅器とし
て使用することができる非線形相互コンダクタンス増幅器を備える増幅回路につ
いて簡単に説明する。
【００１２】 図１の増幅回路は、抵抗値Ｒｍｒの磁気抵抗素子１を備えた磁気抵抗読取りヘ
ッド（図示せず）への結合用の入力１’および１”を有する。抵抗Ｒｌを介して
一定の電位（＋）の第一の点に連結されたコレクタ端子を有するとともに、バイ
アス電流源４を介して一定の電位（−）の第二の点に連結されたエミッタ端子を
有するｎｐｎ型の第一のトランジスタＴ１を利用することができる。また、エミ
ッタ端子は、磁気抵抗素子１の一方の端子に連結されている。抵抗Ｒｌを介して
一定の電位（＋）の第一の点に連結されたコレクタ端子を有するとともに、磁気
抵抗素子１の他方の端子およびバイアス電流源１６に連結されたエミッタ端子を
有するｎｐｎ型の第二のトランジスタＴ２を利用することができる。トランジス
タＴ１のベース端子は、静電容量値Ｃを有する第一の容量性素子６を介してトラ
ンジスタＴ２のエミッタ電極に連結されている。トランジスタＴ２のベース端子
は、静電容量値Ｃを有する第二の容量性素子８を介してトランジスタＴ１のエミ
ッタ電極に連結されている。端子１０および１２は、増幅回路の出力端子を形成
している。
ッド（図示せず）への結合用の入力１’および１”を有する。抵抗Ｒｌを介して
一定の電位（＋）の第一の点に連結されたコレクタ端子を有するとともに、バイ
アス電流源４を介して一定の電位（−）の第二の点に連結されたエミッタ端子を
有するｎｐｎ型の第一のトランジスタＴ１を利用することができる。また、エミ
ッタ端子は、磁気抵抗素子１の一方の端子に連結されている。抵抗Ｒｌを介して
一定の電位（＋）の第一の点に連結されたコレクタ端子を有するとともに、磁気
抵抗素子１の他方の端子およびバイアス電流源１６に連結されたエミッタ端子を
有するｎｐｎ型の第二のトランジスタＴ２を利用することができる。トランジス
タＴ１のベース端子は、静電容量値Ｃを有する第一の容量性素子６を介してトラ
ンジスタＴ２のエミッタ電極に連結されている。トランジスタＴ２のベース端子
は、静電容量値Ｃを有する第二の容量性素子８を介してトランジスタＴ１のエミ
ッタ電極に連結されている。端子１０および１２は、増幅回路の出力端子を形成
している。
【００１３】 増幅回路の出力端子１０および１２にそれぞれ連結された第一および第二の入
力を有する非線形相互コンダクタンス増幅器１４が設けられている。増幅器１４
は、トランジスタＴ１およびＴ２のベース端子にそれぞれ連結された第一および
第二の出力を有する。相互コンダクタンス増幅器１４は、電圧Ｖｉｎに応答して
その第一および第二の出力において制御電流を供給するように構成されている。
特に、図２は、制御電流ｉ１およびｉ２を発生させる相互コンダクタンス増幅器
１４の２つの可能な特性を示している。図２は、制御電流ｉ１およびｉ２を入力
電圧Ｖｉｎの関数として示している。この図から明らかに非線形特性が見られる
。図２は、入力電圧レベルを増大させる（その符号から離れた）勾配が徐々に増
加する様子を示している。この代わりに、より高い入力電圧の領域における特性
の勾配がより低い領域よりも険しい線形特性をそれぞれ有する少なくとも２つの
領域を有することも可能である。図２は、入力電圧レベルを増大させる勾配が徐
々に増加する様子を示している。バイアス電流源４は電流Ｉｍｒ＋Ｉａを発生さ
せ、電流源１６は電流Ｉｍｒ−Ｉａを発生させる。ここで、Ｉａはトランジスタ
Ｔ１およびＴ２を流れる静止電流であり、ＩｍｒはＭＲ素子１を流れるバイアス
電流である。
力を有する非線形相互コンダクタンス増幅器１４が設けられている。増幅器１４
は、トランジスタＴ１およびＴ２のベース端子にそれぞれ連結された第一および
第二の出力を有する。相互コンダクタンス増幅器１４は、電圧Ｖｉｎに応答して
その第一および第二の出力において制御電流を供給するように構成されている。
特に、図２は、制御電流ｉ１およびｉ２を発生させる相互コンダクタンス増幅器
１４の２つの可能な特性を示している。図２は、制御電流ｉ１およびｉ２を入力
電圧Ｖｉｎの関数として示している。この図から明らかに非線形特性が見られる
。図２は、入力電圧レベルを増大させる（その符号から離れた）勾配が徐々に増
加する様子を示している。この代わりに、より高い入力電圧の領域における特性
の勾配がより低い領域よりも険しい線形特性をそれぞれ有する少なくとも２つの
領域を有することも可能である。図２は、入力電圧レベルを増大させる勾配が徐
々に増加する様子を示している。バイアス電流源４は電流Ｉｍｒ＋Ｉａを発生さ
せ、電流源１６は電流Ｉｍｒ−Ｉａを発生させる。ここで、Ｉａはトランジスタ
Ｔ１およびＴ２を流れる静止電流であり、ＩｍｒはＭＲ素子１を流れるバイアス
電流である。
【００１４】 この点で、図１の実施形態は、本発明を説明するために非常に重要な構成要素
を示すだけの概略的な実施形態にすぎないことに留意されたい。特に、図１は、
読取り増幅器の同相モード設定を実現するために必要とされる全ての構成要素を
示していない。しかし、これらの構成要素は当業者に周知である。
を示すだけの概略的な実施形態にすぎないことに留意されたい。特に、図１は、
読取り増幅器の同相モード設定を実現するために必要とされる全ての構成要素を
示していない。しかし、これらの構成要素は当業者に周知である。
【００１５】 増幅回路の作用は次に述べる通りである。この増幅回路は、米国特許５，５５
９，６４６号により知られているように、交差して連結された構成に基づいてい
る。これは、ノイズおよび帯域幅のために最適である。コンデンサ６および８に
よって形成される交流結合は、相互コンダクタンス増幅器１４を介して、出力か
ら入力（トランジスタＴ１およびＴ２のベース）に、さらに出力（端子１０、１
２）にフィードバックすることによってバイアスされる。従来技術では、相互コ
ンダクタンス１４は線形特性を示している。したがって、交流結合の時定数は、
固定されており、大きな値である。
９，６４６号により知られているように、交差して連結された構成に基づいてい
る。これは、ノイズおよび帯域幅のために最適である。コンデンサ６および８に
よって形成される交流結合は、相互コンダクタンス増幅器１４を介して、出力か
ら入力（トランジスタＴ１およびＴ２のベース）に、さらに出力（端子１０、１
２）にフィードバックすることによってバイアスされる。従来技術では、相互コ
ンダクタンス１４は線形特性を示している。したがって、交流結合の時定数は、
固定されており、大きな値である。
【００１６】 交流結合の時定数は、Ｃ・（Ｒｍｒ＋Ｒｉｎ）／２・Ｇｍ・Ｒ１（式中、Ｒｉ ｎ ＝ｋ・Ｔ／ｑ・Ｉａ）によって示すことができる。したがって、非線形相互コ
ンダクタンス１４は、小さい入力信号のためには大きい時定数を提供するが、よ
り大きい信号のためには小さな時定数を提供する。実際に、結果として生じる動
作は、増幅器の低域遮断周波数が、より高い入力信号レベルについてはより高い
周波数にシフトされることである。
ンダクタンス１４は、小さい入力信号のためには大きい時定数を提供するが、よ
り大きい信号のためには小さな時定数を提供する。実際に、結果として生じる動
作は、増幅器の低域遮断周波数が、より高い入力信号レベルについてはより高い
周波数にシフトされることである。
【００１７】 図１の実施形態は、単一ストライプの磁気抵抗素子を示している。二重ストラ
イプの磁気抵抗ヘッド用の増幅回路の実施形態は、上述した先願の欧州特許出願
９８４００２４３．６号に開示されている。
イプの磁気抵抗ヘッド用の増幅回路の実施形態は、上述した先願の欧州特許出願
９８４００２４３．６号に開示されている。
【００１８】 図３は、図１の増幅回路に適用された入力信号を示している。隆起は入力信号
の鋭い増加の原因になる。図４は、２つの出力信号を示している。「線形」で示
すものは、線形制御特性を示す読取り増幅回路によって得られ、「非線形」で示
す出力信号は、図１の読取り増幅回路によって得られる。隆起信号のピーク値が
減少する間に、隆起信号に重ね合わせた正弦曲線である所望の信号が隆起を通じ
て依然として見られることが明らかに見れる。
の鋭い増加の原因になる。図４は、２つの出力信号を示している。「線形」で示
すものは、線形制御特性を示す読取り増幅回路によって得られ、「非線形」で示
す出力信号は、図１の読取り増幅回路によって得られる。隆起信号のピーク値が
減少する間に、隆起信号に重ね合わせた正弦曲線である所望の信号が隆起を通じ
て依然として見られることが明らかに見れる。
【００１９】 上述した読取り増幅回路の後段にＤＣ修正回路を設けることができる。このＤ
Ｃ修正回路は、この修正回路内でさらに隆起を低減させることができるように、
より高い振幅を有する信号に作用することができる。
Ｃ修正回路は、この修正回路内でさらに隆起を低減させることができるように、
より高い振幅を有する信号に作用することができる。
【００２０】 図５は、このＤＣ修正（または基準線修正）回路を備えた本発明にかかる読取
り装置の実施形態を示している。磁気抵抗ヘッドＲｍｒは、図１を参照して上述
したように、非線形増幅回路を示すブロック７０に連結されている。ブロック７
０の出力は、交流結合を実現するとともに高域通過濾過器回路またはコンデンサ
の形態にできるブロック７２の入力に連結されている。ブロック７２の出力は、
ブロック７４の入力に連結されている。ブロック７４は、イコライザ濾過器の形
態のブロック７６に連結された出力を有する可変利得増幅器を備える。イコライ
ザ濾過器７６の出力は、その入力信号のＤＣ修正を行うブロック７８に連結され
ている。ブロック７８の出力は、ビット検出ブロック８０および減算器ユニット
８２の入力に連結され、減算器ユニット８２には遅延ユニット８３を介して連結
されている。ビット検出ブロック８０の出力は、出力端子８８に連結され、濾過
器ユニット８５を介して、減算器ユニット８２の第二の入力にも連結されている
。減算器ユニット８２の出力は、Ａで示す連結を介して修正ユニット７８の制御
入力に連結されている。
り装置の実施形態を示している。磁気抵抗ヘッドＲｍｒは、図１を参照して上述
したように、非線形増幅回路を示すブロック７０に連結されている。ブロック７
０の出力は、交流結合を実現するとともに高域通過濾過器回路またはコンデンサ
の形態にできるブロック７２の入力に連結されている。ブロック７２の出力は、
ブロック７４の入力に連結されている。ブロック７４は、イコライザ濾過器の形
態のブロック７６に連結された出力を有する可変利得増幅器を備える。イコライ
ザ濾過器７６の出力は、その入力信号のＤＣ修正を行うブロック７８に連結され
ている。ブロック７８の出力は、ビット検出ブロック８０および減算器ユニット
８２の入力に連結され、減算器ユニット８２には遅延ユニット８３を介して連結
されている。ビット検出ブロック８０の出力は、出力端子８８に連結され、濾過
器ユニット８５を介して、減算器ユニット８２の第二の入力にも連結されている
。減算器ユニット８２の出力は、Ａで示す連結を介して修正ユニット７８の制御
入力に連結されている。
【００２１】 非線形増幅回路７０の機能は、熱隆起を抑制して前置増幅器のオーバーフロー
を避けることであった。例えば、読取りヘッドＲｍｒの出力信号における熱隆起
ＶＴＡの振幅と情報信号のピークピーク振幅Ｖｐｐの比として定義される振幅比
Ｒが最大２０であると仮定すると、増幅器７０は、好適でない条件では、その出
力信号の比が約１０になる可能性がある。ブロック７２における交流結合および
ブロック７４および７６における信号処理の影響により、比Ｒは、例えば３の値
にまでさらに減少する。この状況において、ＤＣまたは基準線の修正を行うこと
によって、熱隆起の影響をさらに抑制することができる。
を避けることであった。例えば、読取りヘッドＲｍｒの出力信号における熱隆起
ＶＴＡの振幅と情報信号のピークピーク振幅Ｖｐｐの比として定義される振幅比
Ｒが最大２０であると仮定すると、増幅器７０は、好適でない条件では、その出
力信号の比が約１０になる可能性がある。ブロック７２における交流結合および
ブロック７４および７６における信号処理の影響により、比Ｒは、例えば３の値
にまでさらに減少する。この状況において、ＤＣまたは基準線の修正を行うこと
によって、熱隆起の影響をさらに抑制することができる。
【００２２】 基準線の修正の目標がビット検出器への入力信号の平均値をゼロにすることで
ある場合には、特に制御ループが速く反応する（熱隆起を補正するのが望ましい
）ときに、制御ループの性能は特定のデータパターンに依存する。したがって、
最初に全てのデータの部分（そのデータ自体および信号中のＩＳＩを補償するた
めにフィードバックされる濾過されたデータ）が減算器８２において除去される
。その結果生じる信号、即ち、誤差信号は、基準線とノイズを備える。その制御
は、原則として、独立のデータになり、迅速に行うことができる。
ある場合には、特に制御ループが速く反応する（熱隆起を補正するのが望ましい
）ときに、制御ループの性能は特定のデータパターンに依存する。したがって、
最初に全てのデータの部分（そのデータ自体および信号中のＩＳＩを補償するた
めにフィードバックされる濾過されたデータ）が減算器８２において除去される
。その結果生じる信号、即ち、誤差信号は、基準線とノイズを備える。その制御
は、原則として、独立のデータになり、迅速に行うことができる。
【００２３】 減算器８２において適当な誤差信号を実現するために、検出されたデータ信号
を濾過器ユニット８５においてビット検出器ユニット８０の出力で濾過する必要
がある。濾過器ユニット８５は、ビット検出器ユニット８０の入力でＩＳＩ構造
を模写するようなフィルタ応答Ｈ（ｆ）を有する。（特にＤＣ修正ループが非同
期の場合にはインパルス応答の他の選択も可能であり有効であるが、）濾過器Ｈ
（ｆ）のインパルス応答関数は、原則として検出器８０の「目標の」応答に等し
い。さらに、ビット検出器ユニット８０および濾過器ユニット８５において生じ
る遅れは、遅延ユニット８３によって補正することができる。スライサの形態の
ビット検出器ユニット８０については、ブロック８３および８５を省略すること
ができるので、その回路は単純になる。
を濾過器ユニット８５においてビット検出器ユニット８０の出力で濾過する必要
がある。濾過器ユニット８５は、ビット検出器ユニット８０の入力でＩＳＩ構造
を模写するようなフィルタ応答Ｈ（ｆ）を有する。（特にＤＣ修正ループが非同
期の場合にはインパルス応答の他の選択も可能であり有効であるが、）濾過器Ｈ
（ｆ）のインパルス応答関数は、原則として検出器８０の「目標の」応答に等し
い。さらに、ビット検出器ユニット８０および濾過器ユニット８５において生じ
る遅れは、遅延ユニット８３によって補正することができる。スライサの形態の
ビット検出器ユニット８０については、ブロック８３および８５を省略すること
ができるので、その回路は単純になる。
【００２４】 図６は、ＤＣ修正を実現する完全な回路をさらに詳細に示している。ビット検
出器ユニット８０への入力信号とビット検出器ユニット８０の（濾過された）出
力信号との間の差である誤差信号、即ち、実際のデータ信号（およびＩＳＩ）が
発生する。ビット検出器ユニット８０は、非同期であるか、サンプリング回路を
含むことができる。減算器ユニット８２によって得られた誤差信号は、Aで示す
線路を介して、ＤＣ修正ユニット７８に含まれる積分回路８４に供給される。積
分回路８４の出力信号は、減算器ユニット８６の入力信号のＤＣ値の基準であり
、読出し回路のこの段階における隆起の残りの影響の基準である。したがって、
ＤＣ修正の機能は、Aで示す線路の誤差信号がゼロの方に制御されるようにする
ものである。
出器ユニット８０への入力信号とビット検出器ユニット８０の（濾過された）出
力信号との間の差である誤差信号、即ち、実際のデータ信号（およびＩＳＩ）が
発生する。ビット検出器ユニット８０は、非同期であるか、サンプリング回路を
含むことができる。減算器ユニット８２によって得られた誤差信号は、Aで示す
線路を介して、ＤＣ修正ユニット７８に含まれる積分回路８４に供給される。積
分回路８４の出力信号は、減算器ユニット８６の入力信号のＤＣ値の基準であり
、読出し回路のこの段階における隆起の残りの影響の基準である。したがって、
ＤＣ修正の機能は、Aで示す線路の誤差信号がゼロの方に制御されるようにする
ものである。
【００２５】 ＤＣ修正は誤差信号に基づいている。ブロック８２においてデータが既に誤差
信号から除去されているので、原則として、データではなく、ＤＣオフセットま
たは基準線誤差だけがフィードバックされる。したがって、ＤＣ修正はデータを
歪めない。これは、隆起が検出されるときに交流結合のカットオフ周波数を一時
的に高い値に切り替えるようなこの問題を解決する従来の方法とは逆である。ま
た、ブロック７２における交流結合の非線形制御はデータに影響する。そのため
、増幅器の入力における非線形制御は、増幅器段の過負荷を避けるだけである。
修正の残りは、誤差信号に基づく基準線の修正によって行われる。
信号から除去されているので、原則として、データではなく、ＤＣオフセットま
たは基準線誤差だけがフィードバックされる。したがって、ＤＣ修正はデータを
歪めない。これは、隆起が検出されるときに交流結合のカットオフ周波数を一時
的に高い値に切り替えるようなこの問題を解決する従来の方法とは逆である。ま
た、ブロック７２における交流結合の非線形制御はデータに影響する。そのため
、増幅器の入力における非線形制御は、増幅器段の過負荷を避けるだけである。
修正の残りは、誤差信号に基づく基準線の修正によって行われる。
【００２６】 （ループゲインを増大し）ＤＣ修正を速くすることによって、積極的な隆起で
あっても、多くの誤差を生じることなく、データを読取ることができる。ＥＣＣ
技術をさらに使用して、修正できない誤差がなく、殆どの隆起で読取ることがで
きる。速い検出は、短いループの遅れを必要とする。イコライザが（図５に示す
ような）ループ内になく、ビット検出器の遅れが短いのが好ましい。後者の遅れ
は、最終的なものの代わりに、制御ループのための予備的なビットの決定を使用
することによって、減少させることができる場合が多い。
あっても、多くの誤差を生じることなく、データを読取ることができる。ＥＣＣ
技術をさらに使用して、修正できない誤差がなく、殆どの隆起で読取ることがで
きる。速い検出は、短いループの遅れを必要とする。イコライザが（図５に示す
ような）ループ内になく、ビット検出器の遅れが短いのが好ましい。後者の遅れ
は、最終的なものの代わりに、制御ループのための予備的なビットの決定を使用
することによって、減少させることができる場合が多い。
【００２７】 ＤＣ修正の制御ループは、小さな振幅の隆起についてはループの時定数が比較
的大きく、大きい振幅の隆起については時定数がより小さくなるように、非線形
にすることができる。ループ中の時定数をより小さくすることは、ループゲイン
を増大することによって実現することができる。これは、ブロック８２とブロッ
ク８４の間に適当な非線形ブロック８７を挿入することによって、自動的に行う
ことができる。その非線形性は、奇数でなければならず、基本的に入力信号振幅
とともに増加するゲインを提供しなければならない。十分に大きい信号振幅のた
めに、ゲインは、結果として生ずる出力信号のダイナミックレンジを限定すると
ともに実現を簡単にするように再び安定するようにしてもよい。
的大きく、大きい振幅の隆起については時定数がより小さくなるように、非線形
にすることができる。ループ中の時定数をより小さくすることは、ループゲイン
を増大することによって実現することができる。これは、ブロック８２とブロッ
ク８４の間に適当な非線形ブロック８７を挿入することによって、自動的に行う
ことができる。その非線形性は、奇数でなければならず、基本的に入力信号振幅
とともに増加するゲインを提供しなければならない。十分に大きい信号振幅のた
めに、ゲインは、結果として生ずる出力信号のダイナミックレンジを限定すると
ともに実現を簡単にするように再び安定するようにしてもよい。
【００２８】 非線形性は、余分なループゲインを提供し、したがって、所望の状況から大き
な偏差までより速い応答を提供する。
な偏差までより速い応答を提供する。
【００２９】 いくつかのヒステリシスを導入することによって、ループ設定応答のテールの
所要時間を減少させるように、増大したループゲインを幾らか長い時間維持する
ことができる。
所要時間を減少させるように、増大したループゲインを幾らか長い時間維持する
ことができる。
【００３０】 図７は、残りの隆起を検出する回路装置、即ち、上述の抑制および補償技術を
適用した後にビット検出器の前で隆起効果を検出する回路装置を示している。図
９の回路装置は、比較器回路９２および９４の入力に連結された出力を有する低
域通過濾過器ユニット９０を備える。比較器回路の出力は、ワンショット回路９
８に連結された出力を有するコンバイナ回路９６の対応する入力に連結される。
適用した後にビット検出器の前で隆起効果を検出する回路装置を示している。図
９の回路装置は、比較器回路９２および９４の入力に連結された出力を有する低
域通過濾過器ユニット９０を備える。比較器回路の出力は、ワンショット回路９
８に連結された出力を有するコンバイナ回路９６の対応する入力に連結される。
【００３１】 読取り装置の信頼性を改善するために、熱隆起検出器が必要とされる。データ
信号の対応する部分に問題がある可能性があることを読取り装置に警告すること
ができる。読出し装置の全性能を改善することができるように、予防動作を取る
ことができる。
信号の対応する部分に問題がある可能性があることを読取り装置に警告すること
ができる。読出し装置の全性能を改善することができるように、予防動作を取る
ことができる。
【００３２】 隆起を検出する従来の方法では、読出し信号のピーク値を検出して、それらの
値がある限界の範囲内に残っているか否かを検査している。この手順は、従属の
データ（ＰＷ５０）であり、ＤＣオフセットによって影響される。原則として、
熱隆起検出器は、信号の基準線をたどって偏差を検出しなければならない。前置
増幅器中およびチャネルＩＣ中の熱隆起検出は同じである必要はない。前置増幅
器では、チャネルＩＣに取込むことができた読取りチャネル経路において補正さ
れるか否かにかかわらず、熱隆起が検出される。読取りチャネル経路を他の回路
によって構成してもよいことを強調しなければならないが、この経路は図５にお
いてブロック７２〜８２によって特定することができる。
値がある限界の範囲内に残っているか否かを検査している。この手順は、従属の
データ（ＰＷ５０）であり、ＤＣオフセットによって影響される。原則として、
熱隆起検出器は、信号の基準線をたどって偏差を検出しなければならない。前置
増幅器中およびチャネルＩＣ中の熱隆起検出は同じである必要はない。前置増幅
器では、チャネルＩＣに取込むことができた読取りチャネル経路において補正さ
れるか否かにかかわらず、熱隆起が検出される。読取りチャネル経路を他の回路
によって構成してもよいことを強調しなければならないが、この経路は図５にお
いてブロック７２〜８２によって特定することができる。
【００３３】 本発明では、上述の抑制および補償技術を適用した後にビット検出器の前で残
りの隆起を検出することによって、熱隆起検出がチャネルＩＣにおいて行われる
。これらの残りの隆起効果自体は、図７および８において、減算回路８２の出力
の誤差信号において短期のＤＣオフセットの形態で現れる。残りの符号間干渉お
よびノイズのような誤差信号に含まれる追加の妨害の存在下でこのオフセットを
検出するために、最初に誤差を低域通過濾過器に適用する。次に、それを正の閾
値＋Ｖｔｈおよび負の閾値−Ｖｔｈとそれぞれ比較する。比較器９２および９４
に適用された信号がこれらの閾値の１つを超えると、残りの熱隆起効果が検出さ
れる。比較器ユニット９２および９４の出力信号は、コンバイナ９６において組
み合わされ、残りの隆起効果の発生を示す検出パルスを長くするためにワンショ
ット９８を設けてもよい。例えば、チャネルＩＣの外側の誤差修正回路用の「消
去」インジケータとして、またはチャネルＩＣ内の回路用の制御信号として、ワ
ンショット９８の出力信号を使用することができる。この制御信号は、例えば、
チャネルＩＣ内の読取りＰＬＬをそのまま進ませるか、またはフリーズさせるチ
ャネルＩＣのＡＧＧをフリーズさせるように命令するために、使用することがで
きる。
りの隆起を検出することによって、熱隆起検出がチャネルＩＣにおいて行われる
。これらの残りの隆起効果自体は、図７および８において、減算回路８２の出力
の誤差信号において短期のＤＣオフセットの形態で現れる。残りの符号間干渉お
よびノイズのような誤差信号に含まれる追加の妨害の存在下でこのオフセットを
検出するために、最初に誤差を低域通過濾過器に適用する。次に、それを正の閾
値＋Ｖｔｈおよび負の閾値−Ｖｔｈとそれぞれ比較する。比較器９２および９４
に適用された信号がこれらの閾値の１つを超えると、残りの熱隆起効果が検出さ
れる。比較器ユニット９２および９４の出力信号は、コンバイナ９６において組
み合わされ、残りの隆起効果の発生を示す検出パルスを長くするためにワンショ
ット９８を設けてもよい。例えば、チャネルＩＣの外側の誤差修正回路用の「消
去」インジケータとして、またはチャネルＩＣ内の回路用の制御信号として、ワ
ンショット９８の出力信号を使用することができる。この制御信号は、例えば、
チャネルＩＣ内の読取りＰＬＬをそのまま進ませるか、またはフリーズさせるチ
ャネルＩＣのＡＧＧをフリーズさせるように命令するために、使用することがで
きる。
【００３４】 本発明の実施形態について説明したが、これらの実施形態が制限的な例でない
ことを理解すべきである。したがって、請求項によって画定されるように、本発
明の範囲から離れることなく、種々の変更が可能であることが当業者に明らかで
ある。例えば、図５、図６および図７について説明したように、実行されたＤＣ
修正の基準および隆起検出信号を発生させる基準を、図１〜図４について説明し
た非線形読取り増幅器を使用する基準とは別に適用することができる。また、熱
隆起検出器は、誤差信号に基づく基準線の修正を適用することなく、使用するこ
とができる。さらに、本発明は、新規な特徴および特徴の組合わせである。
ことを理解すべきである。したがって、請求項によって画定されるように、本発
明の範囲から離れることなく、種々の変更が可能であることが当業者に明らかで
ある。例えば、図５、図６および図７について説明したように、実行されたＤＣ
修正の基準および隆起検出信号を発生させる基準を、図１〜図４について説明し
た非線形読取り増幅器を使用する基準とは別に適用することができる。また、熱
隆起検出器は、誤差信号に基づく基準線の修正を適用することなく、使用するこ
とができる。さらに、本発明は、新規な特徴および特徴の組合わせである。
【図１】 非線形相互コンダクタンス増幅器を備える読取り増幅回路を示す図である。
【図２】 制御電流発生装置の非線形相互コンダクタンス増幅器の増幅器特性を示す図で
ある。
ある。
【図３】 隆起によって歪められた時間の関数としての読取り増幅回路の入力信号を示す
図である。
図である。
【図４】 時間の関数として、線形相互コンダクタンス増幅器を備えた読取り増幅器の出
力信号と、非線形相互コンダクタンス増幅器を備えた読取り増幅器の出力信号の
２つの出力信号を示す図である。
力信号と、非線形相互コンダクタンス増幅器を備えた読取り増幅器の出力信号の
２つの出力信号を示す図である。
【図５】 熱隆起を（さらに）補正するＤＣ修正回路を備えた本発明にかかる装置の一実
施形態を示す図である。
施形態を示す図である。
【図６】 図５のＤＣ修正回路の精巧なバージョンを示す図である。
【図７】 熱隆起を検出する検出器回路を示す図である。
７４ 可変利得増幅器 ７６ イコライザ濾過器 ７８ ＤＣ修正ユニット ８０ ビット検出器ユニット ８２ 減算器 ８３ 遅延ユニット ８４ 積分回路 ８５ 濾過器ユニット ８６ 減算器ユニット ８７ 非線形ブロック ９０ 低域通過濾過ユニット ９２ 比較器回路 ９８ ワンショット回路 Ｒｍｒｌ 読取りヘッド
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＣＮ，ＨＵ，Ｊ Ｐ，ＳＧ (71)出願人 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １， 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ Ｆターム(参考） 5D031 AA04 BB02 DD01 DD04 DD10 DD11 5D044 BC01 CC05 FG01 FG05 FG16 5D091 AA10 BB06 CC04 DD09 FF15 HH11
Claims (6)
- 【請求項１】 読取りヘッドと、 前記読取りヘッドによって読取られた信号を増幅する増幅器手段と、 前記読取りヘッドによって読取られた信号を均一にするイコライザ手段と、 前記読取りヘッドによって読取られ信号中のビットを検出するビット検出器手
段とを備える、記録キャリアからの情報読取り装置において、 ＤＣ修正出力信号を得るように誤差信号に応答して入力信号から修正値を減ず
るＤＣ修正手段をさらに備え、 前記ビット検出手段は、前記ＤＣ修正出力信号に基づく一連のビットを検出す
るために適合化され、 前記ＤＣ修正出力信号および前記一連のビットに応答して前記誤差信号を発生
させる誤差信号発生手段をさらに備えることを特徴とする、記録キャリアからの
情報読取り装置。 - 【請求項２】 前記誤差信号発生手段は、前記ＤＣ修正出力信号またはその濾過バージョンか
ら前記一連のビットを減ずる減算手段を含み、 前記ＤＣ修正手段は、修正信号を得るように前記誤差信号を積分する積分手段
と、前記入力信号から前記修正信号を減ずる減算手段とを含むことを特徴とする
請求項１に記載の装置。 - 【請求項３】 前記誤差信号を前記ＤＣ修正手段に適用する前に前記誤差信号を非線形に増幅
する非線形増幅手段をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の装置。 - 【請求項４】 前記誤差信号の低域通過濾過バージョンを閾値と比較する比較器手段と、前記
閾値を超える前記誤差信号の濾過バージョンに応答して隆起検出信号を発生させ
る手段とをさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の装置。 - 【請求項５】 請求項１ないし４のいずれかに記載の装置を備えるハードディスクドライブ。
- 【請求項６】 読取りヘッドと、 前記読取りヘッドによって読取られた信号を増幅する増幅器手段と、 前記読取りヘッドによって読取られ信号を均一にするイコライザ手段と、 前記読取りヘッドによって読取られた信号中のビットを検出するビット検出器
手段と、を備える、記録キャリアからの情報読取り装置であって、 前記誤差信号の低域通過濾過バージョンを閾値と比較する比較器手段と、 前記閾値を超える前記誤差信号の濾過バージョンに応答して隆起検出信号を発
生させる手段とをさらに備えることを特徴とする、記録キャリアからの情報読取
り装置。
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP98402802 | 1998-11-12 | ||
| EP98402802.7 | 1998-11-12 | ||
| EP99200165 | 1999-01-19 | ||
| EP99200165.1 | 1999-01-19 | ||
| PCT/EP1999/008626 WO2000030102A1 (en) | 1998-11-12 | 1999-11-08 | Arrangement for reading information from a record carrier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002530797A true JP2002530797A (ja) | 2002-09-17 |
Family
ID=26151740
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000583030A Withdrawn JP2002530797A (ja) | 1998-11-12 | 1999-11-08 | 記録キャリアからの情報読取り装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6381082B1 (ja) |
| EP (1) | EP1048033A1 (ja) |
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| US7595948B1 (en) * | 2003-10-24 | 2009-09-29 | Marvell International Ltd. | Thermal asperity detection for perpendicular magnetic recording |
| US7489750B1 (en) | 2004-01-15 | 2009-02-10 | Marvell International Ltd. | DC-control for post processor |
| US7274523B2 (en) * | 2004-03-31 | 2007-09-25 | Stmicroelectronics, Inc. | Read head preamplifier with thermal asperity transient control |
| US7969848B1 (en) * | 2007-03-21 | 2011-06-28 | Marvell International Ltd. | System and method of decoupling asymmetry from baseline compensation |
| US7697223B2 (en) * | 2007-08-20 | 2010-04-13 | Hitachi Global Storage Technologies Netherlands B.V. | Monitoring a fly height of a magnetic transducer |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5057785A (en) * | 1990-01-23 | 1991-10-15 | International Business Machines Corporation | Method and circuitry to suppress additive disturbances in data channels |
| US5418660A (en) * | 1991-12-09 | 1995-05-23 | Hitachi, Ltd. | Information processing apparatus for processing reproduction signal having nonlinear characteristics |
| US5701314A (en) * | 1995-12-21 | 1997-12-23 | Cirrus Logic, Inc. | On-the-fly error correction using thermal asperity erasure pointers from a sampled amplitude read channel in a magnetic disk drive |
| US5751510A (en) * | 1996-01-02 | 1998-05-12 | International Business Machines Corporation | Method and apparatus for restoring a thermal response signal of a magnetoresistive head |
| EP0785555A1 (en) * | 1996-01-22 | 1997-07-23 | Hewlett-Packard Company | Apparatus and method for thermal asperity detection and failure prediction in disk drive systems |
| US5818656A (en) * | 1996-03-12 | 1998-10-06 | International Business Machines Corporation | Circuitry for correction of thermal transients in the analog signal from a magnetoresistive sensor |
| US5737140A (en) * | 1996-06-07 | 1998-04-07 | Eastman Kodak Company | Simple pulse position modulation channel/decoder |
| US6173019B1 (en) * | 1997-12-10 | 2001-01-09 | National Semiconductor Corporation | Control loop for data signal baseline correction |
| WO1999040574A2 (en) * | 1998-02-05 | 1999-08-12 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Arrangement for reading information from a magnetic record carrier |
| US6137643A (en) * | 1998-10-06 | 2000-10-24 | International Business Machines Corporation | Thermal asperity detection with long magnet rejection for direct access storage device (DASD) |
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1999
- 1999-11-08 HU HU0100532A patent/HUP0100532A3/hu unknown
- 1999-11-08 WO PCT/EP1999/008626 patent/WO2000030102A1/en not_active Application Discontinuation
- 1999-11-08 JP JP2000583030A patent/JP2002530797A/ja not_active Withdrawn
- 1999-11-08 CN CNB998039209A patent/CN1186775C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1999-11-08 EP EP99972354A patent/EP1048033A1/en not_active Withdrawn
- 1999-11-11 MY MYPI99004897A patent/MY126443A/en unknown
- 1999-11-12 US US09/439,201 patent/US6381082B1/en not_active Expired - Fee Related
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