JP2936232B2 - 圧電気トランスデューサ作動用電力供給装置 - Google Patents

圧電気トランスデューサ作動用電力供給装置

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JP2936232B2 JP2232321A JP23232190A JP2936232B2 JP 2936232 B2 JP2936232 B2 JP 2936232B2 JP 2232321 A JP2232321 A JP 2232321A JP 23232190 A JP23232190 A JP 23232190A JP 2936232 B2 JP2936232 B2 JP 2936232B2
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Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、電気音響トランスデューサをその共振超音
波振動数、典型的には18〜60kHzの範囲の予め定められ
た振動数にて駆動するための電力供給装置に係る。更に
詳細には、本発明はホーンが設けられた圧電気トランス
デューサをその並列共振振動数にて駆動するための電力
供給装置に係る。
［従来の技術］ 上述の如きトランスデューサ及びホーンの組合せ、即
ちトランスデューサ組立体は、数ミリ秒乃至数秒の時間
間隔にて数100ワット乃至数キロワットの電力を必要と
する熱可塑性部材部材の溶接によく利用されている。か
かる種類の一つの典型的な従来の電力供給装置が1969年
３月11日付にて発行された米国特許第3,432,691号に記
載されている。本発明の電力供給装置は従来の供給装置
には存在しない幾つかの改良点や新規な特徴を有してい
る。これらの改良点や特徴は、コンピュータ制御により
種々の加工片及び製造操業を含む高い精度及び再現性の
条件下にて高速度に超音波溶接装置を作動させる場合に
必要である。
本発明は、ホーンが設けられた圧電気トランスデュー
サをその並列共振振動数、典型的には20kHzにて駆動す
るための電力供給装置であって、ホーンの出力面に生じ
る機械的振動の振幅を所定の値に調節し一定に維持する
ことができ、ホーンを有するトランスデューサを静止状
態よりその最大振動振幅の状態にもたらす始動シーケン
スが迅速に且無段階に行われ、トランスデューサ組立体
の共振振動数が検出され、電力供給装置の周波数を調節
するための制御信号として使用され、トランスデューサ
へ向う電流及びトランスデューサよりの電流が予め設定
された値に制限され、更に従来の装置により可能であっ
たよりも高い作動速度（溶接サイクル）を可能にする手
段を含む電力供給装置に関するものである。
動力用の超音波トランスデューサは一般にそれらの並
列共振モードにて作動される。補正インダクタを使用す
ることにより、電力供給装置は電源として作用する。適
当な同調が行われると、トランスデューサの出力面に生
じる機械的振動の振幅は駆動電圧（モーショナル電圧）
に比例し、電流値は加工片により必要とされる電力に比
例する。かくして必要な電力量が広範囲に変化するにも
拘らず振動振幅をより一層容易に制御し調節することが
できる。
最もよく知られた電力供給装置の構造に於ては、振動
振幅を調節するための二つの部分よりなる回路が使用さ
れている（このことは振幅を調節すべくトランスデュー
サ組立体に連結される種々の機械的ゲインの機械的ブー
スターホーンを使用することとは異なる）。電力供給装
置の主要な構成要素は、直流電圧を交流電圧（その周波
数は超音波トランスデューサの機械的共振により決定さ
れる）に変換する電気的スイッチング装置を使用するコ
ンバータ回路である。交流電圧の振幅はスイッチング装
置へ供給される直流電圧の値により支配され、従って振
動振幅は直流電圧の振幅の関数である。振動振幅を変化
させるためには直流電圧の値が変化されなければならな
い。直流電圧は交流ライン電圧を整流しフィルタリング
することにより形成される。交流電圧を変化させるため
に従来より可変自動変圧器やスイッチング制御装置が使
用されている。この方法は、電力が二度処理されまた振
幅調節の変化に対する応答性が一般に低いので、非効率
的でり且高価である。
これに対し本発明の電力供給装置に於ては、一定振幅
の電圧を供給する直流電源と、パルス幅変調モードにて
動作しトランスデューサを駆動するに適した周波数の交
流電圧を供給するコンバータとが使用される。交流ライ
ン電圧が整流され、フィルタリングされ、或る一定の値
に維持される。コンバータは動作周波数の電圧を発生す
る。動作周波数の電圧はコンバータのスイッチング装置
と同一のスイッチング装置を使用して電子的に制御され
る。従って本発明に於ける回路は低廉で軽量で迅速な応
答性を有する。また本発明の回路によれば、振動振幅が
予め設定された値に固定されるのではなく、振動振幅を
溶接工程中に調節することができる。
直流−交流コンバータにパルス幅変調を採用すること
により、トランスデューサ及びホーンの機械振動振幅を
容易に電子的に制御することができる。また電力供給装
置の出力回路網に補正を行うためのフィードバック回路
が使用される。この回路はトランスデューサの出力面に
於けるモーショナル電圧、即ち振動振幅に対応する信号
を発生する。この信号は電子的に処理され、パルス幅変
調回路へフィードバックされる。この方法によればライ
ン電圧の変動及び負荷の変動との関連で振動振幅を制御
することができる。従ってライン電圧や負荷の変動に殆
ど又は全く影響されずにトランスデューサの振動振幅を
設定し又は変化させるために制御電圧信号を使用するこ
とができる。応答性が優れていることにより振動振幅を
インプロセス制御することができる。
上述のパルス幅変調法は超音波トランスデューサの振
動をリセット状態より開始させるためにも使用される。
０より或る制御された値まで線形的にモーショナル電圧
を増大させるために傾斜電圧が使用される。このことは
1969年９月23日付にて発行された米国特許第3,469,211
号に記載されている如く従来より使用されている段階的
始動法に優る改良点である。この制御は連続的であり、
線形的であり、自己適合性を有するものである。
トランスデューサ組立体によって慣性や保存される機
械的エネルギが異なるので、設定された振動振幅を達成
するに必要な時間はトランスデューサ組立体によって異
なる。本発明の構想に於ては、電力供給装置が始動時に
供給することができる電流を検出する回路が使用され
る。この信号もパルス幅変調回路へフィードバックさ
れ、傾斜電圧信号を修正するために使用される。この方
法によれば、電力供給装置はトランスデューサへ供給さ
れる出力電力を自己調節し、より一層短い時間のうちト
ランスデューサをその設定された振動振幅の状態にもた
らす。
超音波トランスデューサの固有動作振動数（共振振動
数）は作動条件によって幾分が変化する。これらの条件
としてホールの機械的摩耗、温度、機械的負荷などがあ
る。また各トランスデューサ組立体には固有の個体差が
ある。本発明に於ては、電力供給回路に於ける基本周波
数の電流及び電圧の位相関係を検出する位相ロックルー
プが使用され、動作周波数がトランスデューサの共振振
動数（その振動数に於ては位相ずれが０である）として
調節される。かかる構成により順方向の電力供給量及び
動作効率が最大になり、またスイッチング装置に及べさ
れる応力が最も小さくなる。この回路は溶接サイクル全
体に亙り、即ち始動中及び電力供給期間の両方に於て作
用する。
多くの従来の電力供給装置は断続的に動作する。即ち
電力供給装置及びトランスデューサは最初のうちはリセ
ットされた状態にある。溶接指令により電力供給装置が
始動され、電力供給装置はトランスデューサ及びこれに
接触する加工化へ或る時間に亙り電力及び動力を供給
し、しかる後電力供給装置及びトランスデューサはリセ
ットされた状態に復帰する。このシーケンスが行われる
速度は幾つかの因子により制限され、それらの因子のう
ちの一つはシステムにより消散される電力であり、他の
一つの因子は種々の回路やトランスデューサ組立体の応
答時間である。現在使用されている電力供給装置は毎分
約100回に制限される。始動時に消散される電力は制御
回路の応答時間と同様制限因子となる。
電力供給回路に傾斜電圧の始動及びスイッチモードの
制御を採用することにより、電力消散量が最小限に抑え
られる。前述の制御回路は迅速に動作するよう設計され
ており、パルス幅変調を利用する直流−交流コンバータ
はトランスデューサに対する順方向及び逆方向の電力を
遥かに良好に制御する。尚この場合逆方向の電力はトラ
ンスデューサへの電力が急激に低減された場合に機械的
エネルギが保存されることによってトランスデューサに
より発生される電力である。従って本発明の電力供給装
置は上述の種々の改良点によれば毎分200回動作し、こ
のことはコンピュータにより制御される高速生産操業に
必要な重要な改良点である。
以下に添付の図を参照しつつ、本発明の実施例につい
て詳細に説明する。
［実施例］ 添付の各図、特に第１図は本発明の新規にして改良さ
れた超音波周波数電力供給装置の構成を全体的に示す簡
略化されたブロック線図である。従来の装置を使用する
直流電源10が導線12及び14を経て直流−交流コンバータ
100へ整流されフィルタリングされた直流電力を供給す
るようになっている。コンバータ100は電源10よりの直
流電圧を高動力の超音波溶接装置を作動させるために使
用される一般的な周波数である超音波周波数（典型的に
は20kHz）に変換するための半導体スイッチを含んでい
る。コンバータ100内のスイッチング装置は、パルス幅
変調法を使用して所定の周波数（20kHz）を発生し出力
電圧を制御するためにスイッチモード（非線形モード）
にて動作される。
出力回路網200がコンバータ100よりの超音波周波数の
出力電圧を導線102及び104を経て受け、導線16を経て超
音波トランスデューサ組立体18へ駆動電圧及び電流を供
給するようになっている。出力回路網200はコンバータ
の出力インピーダンスを変化させてそれをトランスデュ
ーサ組立体のインピーダンスに適合させるようになって
いる。また出力回路網200はトランスデューサ組立体18
と共働して共振回路を形成する電気的構成素子を含んで
いる。更に出力回路網は幾つかの制御回路へ入力信号を
供給するようになっている。
トランスデューサ組立体18は金属体の間に挟まれた圧
電気ディスクの積層体と、該積層体に連結され与えられ
る電気的エネルギに応答して圧電気ディスクにより発生
される振動を溶接されるべき加工片へ達成するホーンと
を含んでいる。尚トランスデューサ組立体は従来の構造
のものであり、当技術分野に於てよく知られている。
電圧制御発振器300は電源及びその制御回路全体のた
めの主要な周波数及びタイミング発生器である。この発
振器は基本超音波周波数（図示の実施例に於ては20kH
z）の高調波周波数にて動作する電圧制御される発振器
と、システムの基準信号を発生するデジタル式の分周器
とを含んでいる。
変調及び駆動回路400が基本周波数の２倍の周波数の
信号（2fp）基本周波数の２倍の周波数を有し180度移相
された信号（▲▼）、基本周波数の信号（fp）に
対応する三つの入力信号を電圧制御発振器300よりそれ
ぞれ導線302、304、406を経て受けるようになってい
る。この変調及び駆動回路は直流−交流コンバータ100
の動作を制御する信号を発生し、それらを導線402、40
4、406、408を経て出力するリニア回路及びデジタル回
路を含んでいる。コンバータ100のパルス幅変調を行う
変調器により二相信号が発生されるようになっている。
動作周波数は電圧制御発振器300よりの入力信号に応答
し、電圧制御回路500及び電流制御回路600よりのアナロ
グ入力信号により適宜に制御される。変調器よりの出力
信号は駆動段により増幅され、しかる後コンバータ100
のスイッチング装置を制御するために使用される。
電流フィルタ回路700は基本周波数（fp）の電流信号
を得るために使用される電子フィルタである。動作電流
に応答する入力信号が出力回路網200より導線202及び20
4を経て導かれる。この入力信号は基本周波数（fp）及
び基本周波数の奇数調波を含んでいる。フィルタはそれ
が基本周波数近傍のある範囲の周波数に対しては帯域通
過フィルタとして作用するが、高調波周波数を低減する
点に於て特異なものである。またこれと同時に、このフ
ィルタは通過帯域範囲内の基本周波数に対しては実質的
に位相透明性を有し、フィルタを通過する信号には実質
的に位相歪みは生じない。
電流復調器800は同期型のアナログスイッチ、即ちリ
ング変調器である。電流フィルタ700より導線702を経て
供給されるフィルタリングされた信号は、電圧制御発振
器300より導線308及び310を経て供給されるデジタル基
準信号によりチョッピングされる。その結果得られる出
力信号は元の電流信号に含まれる有効成分及び仮想成分
に比例している。これらの信号は電流成分の値及び基本
周波数の駆動電圧に対する電流成分の位相関係に関する
情報を伝達する。有効成分の信号は導線802を経て電流
制御回路600へ入力信号として供給され、仮想成分、即
ち無効成分の信号は導線804を経て電流制御回路600及び
ループフィルタ回路900へ入力信号として供給される。
ループフィルタ回路900は低域通過型のフィルタであ
る。導線804よりの無効成分の信号はループフィルタの
入力端子へ供給される。フィルタより導線902を経て供
給される出力信号は電圧制御発振器300の周波数を調節
するための位相に関連した制御電圧、即ちフィードバッ
ク電圧として使用される。かくして直流−交流コンバー
タ100のスイッチに於て電圧及び電流を互いに同相状態
に維持する位相ロックループが形成されている。電圧及
び電流を同相に維持することは無効電流が最小値になる
周波数を求めることにより達成される。コンバータ100
のスイッチング装置に与えられる応力が最小値である場
合に電力伝達量が最大値になる。フィルタは位相ロック
ループの一体的な一部である。そのパラメータは周波数
補償の全体としての割合を決定し、ループの安定性を制
御する。
位相ロックループ（PLL）として知られている回路を
形成する回路の組合せ、即ち電圧制御発振器300、復調
器800、及びループフィルタ900は当技術分野に於て従来
より広く知られており、例えば1978年12月14日付にて発
行された西独特許第DE2,726,249号、及び1987年２月10
日付にて発行された米国特許第4,642,581号を参照され
たい。
電圧制御回路500はトランスデューサ組立体18へ供給
されるモーショナル電圧を制御するために使用される。
モーショナル電圧に対応する信号が出力回路網200に於
て発生される。このモーショナル電圧信号は導線206を
経て電圧制御回路500へ供給され、増幅され、制御電圧
と比較される。この比較により結合器20及び導線502、2
2を経て変調及び駆動回路400へ供給される入力信号が発
生される。かくしてコンバータ100内のスイッチング装
置の伝導角度が変換器へ供給されるモーショナル電圧が
一定になるよう制御される。
始動時には、変調及び駆動回路400へ供給される出力
信号の振幅を０より電圧制御設定により決定される最大
値まで制御された態様にて線形的に増大させ、これによ
りコンバータ100より供給される交流電圧を０より最大
値まで増大させるべく、電圧制御回路500に於て傾斜電
圧が発生される。
電流制御回路600は始動時及び通常運転中に電力供給
装置が供給する電流の最大値を制御するために使用され
る。無効電流成分及び有効電流成分が導線802及び804よ
り入力信号として受けられ、種々の動作モードにて電力
供給装置を保護するよう結合される。この回路はそれぞ
れ順方向及び逆方向の電流を所定の値に制限する一対の
差動増幅器を含んでいる。またこの回路の出力信号は、
コンバータ100内のスイッチング装置の伝導角度を制御
し、従ってトランスデューサ組立体へ供給されるモーシ
ョナル電圧を制御すべく、導線602、604及び結合器20を
経て変調及び駆動回路400へフィードバック信号として
供給される。尚この回路は始動時にはトランスデューサ
組立体の特徴を関数として始動傾斜電圧信号を修正する
よう構成されてもよい。
これより上述の各回路についてより一層詳細に説明す
る。
第２図は直流−交流コンバータの解図的回路図であ
る。このコンバータは全波ブリッジ整流器と、対応する
整流器スイッチの動作を制御するゲート駆動回路網とを
含んでいる。この回路は四つの半導体スイッチング装置
106、108、110、112を含み、各スイッチング装置は電力
を切換えるMOSFETデバイス114と、ドレインリードと直
列接続されデバイス114内の本体ダイオードが電流を逆
方向に導くことを防止するショットキーダイオード116
とを含んでいる。高速ダイオード118がMOSFETデバイス1
14及びダイオード116の直列接続部を横切って連結さ
れ、スイッチング装置に現れる逆方向の電流を導くよう
になっている。
スイッチング装置は変調及び駆動回路400よりの出力
信号に応答して対応する駆動段120及び122により駆動さ
れるようになっている。形成される交流出力は導線102
及び104に出力され、スイッチング回路は出力電圧がパ
ルス幅変調の関数である変調器である。常に二つのスイ
ッチが導通状態にあり、二つのスイッチが非導通状態に
ある。「クランプモードの共振コンバータ」と呼ばれる
かかる構成の回路が、1988年10月に出版された「IEEE T
ransactions on Power Electronics」第三巻、No.4の46
0〜473頁の「一定周波数にクランプされたモードの共振
コンバータ」と題する記事、特に462頁の第２図に詳細
に記載されている。
図示の如く、これらのスイッチは二つの半ブリッジ回
路に分離されており、各半ブリッジ回路は共通のゲート
駆動回路網120及び122を共有している。各ゲート駆動回
路網は各スイッチを電気的に絶縁する回路構成素子を含
み、適当なレベルの発生及び波形タイミングを行って過
渡時に於けるクロス導通を防止するようになっている。
波形は変調及び駆動回路402より発生される。
このコンバータ回路の利点は、その動作周波数、従っ
て交流出力の周波数を制御するために使用される位相ロ
ックループに存在する位相関係を乱すことなく出力電圧
の振幅を迅速に変化させることができるということであ
る。またこの回路によれば共振する負荷を非常に高い効
率にて駆動することができる。更に電力を負荷へ向う方
向及び負荷よりの方向の両方向について制御することが
できる。更に動作期間中に出力回路網及びトランスデュ
ーサ組立体へ供給される電力が連続的であるのでエネル
ギの取扱いが良好てある。
第３図は出力回路網の簡略化された解図的回路図であ
る。インピーダンス適合回路網としても知られる出力回
路網はよく知られており、従来より使用されているの
で、この回路網については簡単に説明する。回路網200
はトランスデューサ組立体18を駆動する交流を導線102
及び104を経て受ける。出力変圧器208がコンバータ100
とトランスデューサ組立体18との間の電圧及び電流のレ
ベルを調整するようになっている。この変圧器の一次巻
線と直列に接続された素子は、トランスデューサ組立体
18が接続された二次側と共に一次側がトランスデューサ
組立体の並列共振振動数にて電気的に共振するように選
定されている。回路網の一次側に接続された電流変圧器
210がトランスデューサ組立体へ流れる電流に対応する
信号を抵抗器212を横切って出力するようになってい
る。この信号は一次側に於ける電流とリニアな関係にあ
り且実質的に位相透明性を有し、導線202及び204を横切
る電圧であるこの信号は周波数同調の目的でトランスデ
ューサ組立体18に供給される電流を制御するために使用
される。
変圧器208の二次巻線より導線206を経て出力信号が取
出され、この信号はトランスデューサ組立体18を駆動す
るモーショナル電圧、即ち振動振幅に比例する電圧に対
応している。この信号は電圧制御回路500へ供給され、
トランスデューサ組立体18の振動振幅を制御するために
使用される。
第４図は電流フィルタ700の簡略化された解図的回路
図である。このフィルタは通過帯域周波数以外の周波数
を低減し所定の周波数帯域内の信号を通過させる帯域通
過フィルタである。このフィルタの一つの特定の特徴
は、通過帯域内の周波数については入力信号より出力信
号への位相歪みが殆どないこと、即ち位相透明性を有す
ることである。
直流−交流コンバータよりのパルス状の出力電圧は出
力回路網200及びトランスデューサ組立体18により自然
にフィルタリングされる。出力信号は種々の周波数の成
分、即ち基本周波数（20kHz）及び基本周波数の奇数調
波を含んでいる。これは同様の互いに関連した電流信号
を発生する。これらのうち基本周波数の電流信号が最も
重要である。共振状態に於ては基本周波数の電流及び電
圧は相互に同相である。従ってこのフィルタの第一の目
的は基本周波数の電流信号を通過させると共に調波信号
を減衰させることである。
回路網200とトランスデューサ組立体18との間の電流
に対応する電流信号は導線202及び204を経て電流フィル
タ回路700へ供給される。この回路（第４図参照）は二
つの互い違いに同調された並列共振回路、即ちタンク回
路を含んでいる。各タンク回路704及び706の動作周波数
及びＱ（Ｑ値）は所定の周波数帯域内に於ては互いに同
一で逆相の傾斜を有するよう選定されている。例えば20
kHzの基本周波数についてはタンク回路704は19kHzに同
調され、タンク回路706は21kHzに同調され、これにより
20kHzの基本周波数の通過帯域範囲及び位相透明性が与
えられている。これらのタンク回路よりの信号は加算回
路708に於て加算され、これにより所定の通過帯域幅以
上又は以下の高調波周波数が共振タンク回路により減衰
されるので、基本周波数に関する情報のみを含む出力信
号が導線702に与えられる。従って導線702に与えられる
信号はコンバータ100とトランスデューサ組立体18との
間に流れる電流の基本周波数の振幅及び位相に対応する
信号である。
第５図は復調器800の解図的回路図である。トランス
デューサ組立体18をその共振動作点に維持するために
は、コンバータ100よりの出力の電流及び電圧は同相で
なければならない。回路700に於てフィルタリングされ
た電流信号は入力信号の大きさ及び位相の情報を与える
べく導線702を経て復調器800へ供給される。
復調器800は一組の同期型のアナログスイッチを含ん
でいる。フィルタ700よりのアナログ出力信号702は市販
の集積回路デバイスであるアナログスイッチ806及び808
へ供給される。スイッチ806も基本周波数に対応するが9
0度移相されたデジタル信号ｆ′ｐを導線308を経て受け
る。同様にスイッチ808は基本周波数に対応し位相のず
れを有しないデジタル信号fpを導線310を経て受ける。
従って導線804により与えられる信号はトランスデュー
サ組立体18へ流れる仮想、即ち無効の電流成分を示し、
導線802により与えられる信号はかかる電流の有効成分
に対応している。トランスデューサ組立体18へ流れる電
流に仮想電流成分が存在しない場合には、導線804を流
れる出力信号は０である。また仮想成分が存在する場合
には、導線804を流れる出力信号はプラス又はマイナス
の電圧信号である。
第６図はループフィルタの解図的回路である。このフ
ィルタは実質的に低域通過フィルタであり、復調器800
よりの仮想電流成分信号を処理するために使用される。
高調波周波数成分がブロックされ、平均直流誤差電圧が
形成され、電圧制御発振器の周波数を調節するための補
正信号（制御信号）として発振器へ供給される。このフ
ィルタは上述の如く復調器より導線804を経て出力信号
を受ける積分器904を含んでいる。
積分器904は、位相ロックループの全体としての応答
性を規制する時定数を有し、該時定数は安定性及びレー
トを考慮して選定されている。位相及び電流のずれによ
り積分器のコンデンサ906が充電又は放電される。その
結果生じる電圧は位相のずれを低減するよう電圧制御発
振器の周波数を変化させる。積分器の出力端子より導線
902へ出力される電圧は安定化し、位相のずれが０にな
ると（同調された状態になると）安定した状態になる。
位相のずれの変化は発振器へ供給される出力信号を変化
させ、これに対応して周波数を補正する。従ってループ
フィルタよりの出力電圧はトランスデューサ組立体18へ
供給される電流と電圧との間の位相関係を表す電圧信号
であり、かかる電圧信号は位相のずれが実質的に０であ
る場合には、即ち電圧制御発振器がトランスデューサ組
立体に正確な並列共振作動をさせるに適した周波数を発
生している場合には一定の直流電圧となる。
第７図は電圧制御発振器の解図的回路図である。特定
の回路が図示されているが、同一の機能を果す他の構成
が採用されてもよい。この発振器は単安定モードにて動
作するよう構成された例えばTexas InstrumentsのNo.55
5の如き市販の発振タイマ回路312を含んでいる。構成素
子314、316、318、320は発振器をトランスデューサ組立
体の並列共振振動数の４倍の周波数4fpにて動作させる
よう選定されている。タイマ312の動作周波数も導線902
によりその入力端子へ供給される直流電圧信号、即ちル
ープフィルタよりの信号の値の関数である。抵抗器32
2、324、326、328は制御信号、即ちフィードバック電圧
入力をタイマ312の入力信号ピンへ伝達する電圧変化及
びスケーリング回路網を構成している。タイマ312の入
力ピンに於ける電圧の絶対値が正の方向に高くされる
と、タイマの周波数が低下し、逆にタイマの入力ピンに
於ける電圧の絶対値が負の方向に高くされるとタイマの
周波数が増大する。
電圧制御により行われる周波数のずれの量を設定する
ために可変抵抗器326が使用されている。かくして電力
供給装置が動作する周波数の範囲（帯域幅）についてあ
る限界が設定される。また中心周波数を調節するために
可変抵抗器314が使用されている。
基本周波数の４倍の周波数にて動作する電圧制御発振
器312よりの出力は、２にて除算され回路を構成するよ
う接続されたＤ型のフリップフロップ330へ供給され
る。かくして発振器よりの周波数信号4fpは２にて除算
され、これにより２つの信号、即ち導線302へ出力され
る信号2fp及びこれと相補関係にあり導線304へ出力され
る180度移相された信号▲▼が形成される。
基準信号を発生するために二つの追加のＤ型フリップ
フロップ332及び334が使用されている。フリップフロッ
プ332は２にて除算する回路として接続されており、信
号2fpがその入力端子に供給される。このフリップフロ
ップ332よりの出力は導線306及び310へ出力される基本
周波数の信号fp及びこれと相補関係にある信号▲▼
である。これらの信号は互いに他に対し180度位相がず
れている。信号▲▼はフリップフロップ334に対
するクロック信号として作用し、信号▲▼はデータ
入力として作用する。その結果フリップフロップ334は
導線308に出力信号ｆ′ｐを出力し、この信号は基本周
波数ではあるが90度移相されている。導線308及び310を
流れるデジタル信号は前述の如く復調器800へ供給され
るが、導線302、304、306を流れる信号は変調及び駆動
回路400へ供給される。
電圧（振幅）制御回路は第８図に示されている。この
種の超音波装置を適用する際に最も重要な一つのパラメ
ータはトランスデューサ及びホーンにより発生される機
械的振動の振幅である。前述の如く第３図の導線206を
流れる振動振幅に応答する信号は出力回路網に於て発生
され、その信号はトランスデューサ組立体へ供給される
駆動電圧に比例している。この電圧は「モーショナル電
圧」としても知られている。モーショナル電圧はスケー
リングされ整流される。次いでこの電圧は基準電圧と加
算され、誤差信号が発生される。誤差信号が増幅され、
結合器へ供給され、更には変調及び駆動回路の入力端子
へ供給される。このフィードバックループはモーショナ
ル電圧の振幅を所望の設定値に維持するためのものであ
る。モーショナル電圧が検出されるので、この回路はラ
イン電圧の変動に拘らず、また電力供給装置に影響する
負荷の影響に拘らず、振幅をある設定振幅に維持するよ
うに構成されている。
電力供給装置の内部又は外部にて基準電圧を変化させ
るための手段が設けられる。かくして振動振幅は制御用
ポテンシオメータにより、或いはプロセス上導き出され
る信号の如き外部信号により設定される。このシステム
は迅速な応答時間を有し、従って特定の溶接工程中に於
ても振幅を変化させることができる。始動的には基準電
圧信号は傾斜関数発生器により修正される。その結果モ
ーショナル電圧及びそれにより発生される振動振幅はリ
セットの状態より開始し、予め設定された制御点に到達
するまで設定された線形的な割合にて増大する。従って
トランスデューサ組立体は階段状ではなく線形的な割合
にて規則的にその振動振幅を増大される。
導線206を流れるモーショナル電圧信号は整流器504に
より整流され、コンデンサ506によりフィルタリングさ
れる。かくして得られた直流信号は積分増幅器508へ供
給される。増幅器508に於ては、トランスデューサ組立
体18へ供給される駆動電圧に応答する直流信号が基準電
圧設定値と比較される。基準電圧設定値は振幅を調節す
るポテンシオメータ518よりの設定点信号であってよ
く、或いは電源、「停止」位置及び「運転」位置を有す
る直列に接続されたスイッチ516に加えて増幅器512及び
コンデンサ514を含む傾斜電圧発生器510に於て生じる傾
斜電圧信号の如き可変信号であってよい。
振幅に応答する信号が基準電圧よりも低い場合には、
増幅器508よりの出力信号は結合器20及び変調及び駆動
回路400へ供給される信号のレベルを増大し、これによ
り直流−交流コンバータにより与えられる出力電圧を増
大させる。逆に振幅に応答する信号が基準電圧より高い
場合には、増幅器508よりの出力は低下し、これにより
トランスデューサ組立体へ供給されるモーショナル電圧
が低下される。
電圧供給装置をリセットされた状態より始動される場
合には、ポテンシオメータ518よりの基準電圧を修正す
るために傾斜電圧発生器510が使用される。リセット状
態に於てはスイッチ516は図示の如く「停止」位置にあ
る。傾斜電圧発生器は基準電圧を０に固定する。スイッ
チがその「運転」位置へ駆動されると、傾斜電圧発生器
の出力が線形的な割合にてゆっくりと上昇し、基準電圧
を上昇させる。このことはクランプダイオード520がも
はや導通状態ではなくなるまで生じ、ダイオード520が
非導通状態になると、電力供給装置は定常状態にて動作
するようになる。勿論スイッチ516は電子的なスイッチ
である。
第９図は電流制御回路600の解図的回路図である。こ
の電流制御回路の構成素子は電力供給装置により発生さ
れる通常の出力電流レベルを制御し制限する。通常の電
力供給動作中には、これらの回路素子が動作状態になる
種々の条件が存在する。
動作中には電力供給装置はそれが安全に供給し得る電
力以上の電力を供給することを必要とされる場合があ
る。動作電流レベルは出力回路網200に於て検出され、
電流フィルタ700及び復調器800の有効電流成分回路によ
り処理される。かくして得られた信号は電流制御回路60
0に於て最大電流を決定する基準信号と比較される。過
剰電流に対応する誤差信号は結合器20を通された後変調
及び駆動回路400を制御するために使用される。その作
用は直流−交流コンバータ100よりの交流電圧振幅出力
を低減し、従って電流をその予め設定された最大値に低
減し調節することである。この制御は線形的なものであ
る。
更にトランスデューサ組立体18は機械的に共振する装
置であり、エネルギ保存する。この装置はそれが電流で
あるエネルギを使用し、また発生する点に於て二方向的
なものである。トランスデューサ組立体の振動振幅を迅
速に制御するために、電力供給装置は最大電流を受ける
共にこれを発生し得るものでなければならない。復調器
の有効電流成分の部分より導線802を経て導かれる出力
は、トランスデューサ組立体へ又はトランスデューサ組
立体より流れる電流の値及びその流れ方向に応じてその
極性及びレベルを変化する。電流制御回路の出力は、結
合器20を介して変調及び駆動回路400を制御し、これに
よりトランスデューサ組立体へ又はトランスデューサ組
立体より流れる電流の方向に応じて直流−交流コンバー
タ100よりの実効交流電圧出力を増減する。
始動的には直流−交流コンバータよりトランスデュー
サ組立体へ至る電流経路に高い無効電流成分が存在する
ことがある。この場合復調器より導線804を経て流れる
仮想成分、即ち無効成分の振動のサンプルが有効成分の
電流信号と結合される。その結果電流レベルの設定点の
負荷に応じた調節、即ち修正が行われ、これにより負荷
が過渡的に変化する期間に於ける過剰のエネルギのスイ
ッチングにより惹起される損傷よりスイッチング装置が
良好に保護される。
また始動時には大きい機械的ホーンが予め設定れた振
動振幅に到達するためには多大のエネルギを必要とす
る。この場合電流の必要量がホーンを有するトランスデ
ューサを所定の時間中にその設定振幅に到達されるには
高すぎる場合には、電流制御回路は変調及び駆動回路40
0へ供給される信号を自動的に低減することによって始
動時間を修正する。このことにより始動時間が長くさ
れ、電力供給装置過負荷状態になることが防止される。
復調器800より導線802を経て供給される電流信号の有
効成分は電流の流れ方向に応じた値を有する。その極性
は電流がトランスデューサ組立体18へ向う方向に流れる
場合には正であり、電流がトランスデューサ組立体より
流れる方向である場合には負である。この有効電流成分
の信号は対応する基準信号と共に二つの積分増幅器605
及び606へ供給される。順方向の許容し得る最大電流に
対応する信号がポテンシオメータ608により発生され、
逆方向の許容し得る最大電流に対応する信号がポテンシ
オメータ610により発生される。
実際の順方向の電流信号が基準順方向信号の値を越え
ると、増幅器605は導線602を経て結合器20及び変調及び
駆動回路400へ出力電圧信号を供給し、これにより直流
−交流コンバータよりの交流電圧を低減することによっ
て電力供給装置の出力を低下させる。かかる条件はトラ
ンスデューサ組立体へ供給される電流の上昇率を制限
し、或いは電流を予め定められた安全なレベルに低減す
る。
しかし逆方向の電流信号が基準逆方向信号の値を越え
ると、増幅器606は導線604を経て変調及び駆動回路へ電
圧信号を出力し、電力供給装置よりの電流を増大させ
る。即ち直流−交流コンバータよりの交流電圧を増大さ
せる。この作用はトランスデューサ組立体18よりの電流
の減少率を安全なレベルに制限する。
復調器より導線804を経て供給される無効電流成分の
一部が接続点612に於て有効電流成分と加算される。こ
の加算より、同調不良が生じても電力供給装置の始動中
に生じる順方向の電流の総量が制御される。
第10図は接続点24に於て電圧制御回路より導線502を
経て供給される出力信号、即ち電圧制御信号を電流制御
回路より導線602又は604を経て供給される出力信号と結
合し、これにより緩衝増幅器26及び導線22を経て変調及
び駆動回路400へ結合された制御信号を出力する結合器
回路を示している。結合器より出力される制御信号は複
合的な制御信号として作用し、直流−交流コンバータ10
0により供給される出力電圧を制御する。トランスデュ
ーサ組立体が所定の電流レベル内にて作動している場合
は、振幅制御信号（導線502）が結合器22よりの出力と
して有効になる。またトランスデューサ組立体へ又はト
ランスデューサ組立体より流れる電流が所望のレベル以
上になると、電圧制御信号は前述の如く電流応答信号に
より修正される。
第11図は電圧制御発振器より周波数応答信号を受け、
また電圧制御回路及び電流制御回路より結合された電圧
制御信号を受ける変調及び駆動回路の解図的回路図であ
る。従って変調及び駆動回路400は電圧制御信号及び電
圧制御発振器により発生される信号に基いて動作し、直
流−交流コンバータ100の動作を適宜に制御するための
出力信号を発生する。
電圧制御発振器300より導線302を経て供給されるタイ
ミング信号（基本周波数の２倍の周波数の信号2fp）は
積分増幅器410へ供給され、該積分器は両辺の傾斜角が
同一の三角波形の出力信号を発生する。この信号は比較
器412へ供給される。また比較器412は結合器20より導線
22を経て電圧制御信号を示す複合的な信号を受ける。こ
の比較器は制御電圧を三角波形の信号と比較するために
使用される。比較器412の出力はNANDゲート414及びAND
ゲート416へ供給される。またNANDゲート414は導線302
よりタイミング信号2fpを受ける。ANDゲート416はその
第二の入力信号として無効電流成分の２倍の周波数を示
す信号▲▼を導線304を経て受ける。NANDゲータ4
14の出力及びANDゲート416の出力はそれぞれ対応するフ
リップフロップ418及び420へ入力される。これらのフリ
ップフロップは導線306よりタイミング信号を示す信号f
pを受ける。
フリップフロップ418及び420の出力信号は０、直流−
交流コンバータ100よりの出力電圧を最小値にする０度
の最小値より出力電圧を最大値にする180度の最大値ま
で変化する互いに他に対する位相関係を示している。緩
衝増幅器422は駆動段を構成している。互いに他に対し1
80度移相された出力信号が導線402及び404を横切って流
れ、導線406及び408は直流−交流コンバータ（第２図参
照）の駆動段の変圧器120及び122に接続されている。従
って直流−交流コンバータ100はパルス幅変調により周
波数、モーショナル電圧の振幅、最大電流を正確に制御
されたフィードバック制御された交流出力電圧を発生す
るよう動作せしめられる。かくして電力供給装置は本明
細書の発明の詳細な説明の最初の部分に於て説明された
全ての必要な特徴を有するものである。
以上に於ては本発明を特定の実施例について詳細に説
明したが、本発明はかる実施例に制限されるものではな
く、本発明の範囲内にて種々の変更や修正が可能である
ことは当業者にとって明らかであろう。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明による新規にして改良された電力供給装
置を示す解図的ブロック線図である。 第２図は直流−交流コンバータの解図的回路である。 第３図は出力回路網の解図的回路図である。 第４図は電流フィルタの解図的回路図である。 第５図は復調器の解図的回路図である。 第６図はループフィルタの解図的回路図である。 第７図は電圧制御発信器の解図的回路図である。 第８図は電圧制御回路の解図的回路図である。 第９図は電流制御回路の解図的回路図である。 第10図は結合器の解図的回路図である。 第11図は変調及び駆動回路の解図的回路図である。 10……直流電源,18……トランスデューサ組立体,20……
結合器,100……直流−交流コンバータ,200……出力回路
網,300……電圧制御発振器,400……変調及び駆動回路,5
00……電圧制御回路,600……電流制御回路,700……電流
フィルタ回路,800……復調器,900……ループフィルタ回
路

Claims (3)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】圧電気トランスデューサを作動させるため
    の電力供給装置にして、 直流電源と、 前記直流電源より直流電流を受けるよう接続され、圧電
    気トランスデューサをその並列共振振動数にて作動させ
    る交流出力を発生するよう構成されたクランプモードの
    共振コンバータと、 前記コンバータより前記の交流出力を受けるよう前記コ
    ンバータに接続され、前記トランスデューサを前記共振
    振動数にて作動させる適当な値の交流出力を発生するよ
    う構成された出力回路網であって、前記出力回路網と前
    記トランスデューサとの間に流れる電流に対応する第一
    の交流信号を発生する手段を含む出力回路網と、 前記第一の交流信号を受けるよう前記出力回路網に接続
    され、前記コンバータと前記トランスデューサとの間に
    流れる電流の基本周波数成分の振幅及び位相に対応する
    第二の信号を発生するよう構成された電流フィルタと、 前記第二の信号を受けると共に、前記コンバータと前記
    トランスデューサとの間に流れる電流の基本周波数成分
    に対応し該基本周波数成分より90度移相されたデジタル
    信号を受けるよう接続され、前記コンバータと前記トラ
    ンスデューサとの間に流れる電流の基本周波数の仮想電
    流成分の値に対応する第三の信号を発生するよう構成さ
    れた復調器と、 前記第三の信号を受けるよう前記復調器に接続され、前
    記仮想電流成分の振幅に対応する直流振幅を有する第四
    の信号を発生するよう構成されたループフィルタと、 予め定められた動作周波数にて動作するよう構成された
    電圧制御発信器であって、制御信号として前記第四の信
    号を受けることによりその動作周波数を前記第四の信号
    の振幅に応じて変化し、前記デジタル信号を前記復調器
    へ供給し、前記発信器の前記動作周波数に応答する追加
    の出力信号を発生するよう構成された電圧制御発信器
    と、 前記発信器より前記追加の出力信号を受けるよう接続さ
    れ、前記コンバータへ制御信号を出力して前記トランス
    デューサをその並列共振振動数にて作動させる周波数に
    て前記コンバータに前記交流出力を発生させるよう構成
    された変調及び駆動回路と、 を含む電力供給装置。
  2. 【請求項２】圧電気トランスデューサを作動させるため
    の電力供給装置にして、 直流電源と、 前記直流電源より直流電流を受けるよう接続され、圧電
    気トランスデューサをその並列共振振動数にて作動させ
    る交流出力を発生するよう構成されたクランプモードの
    共振コンバータと、 前記コンバータより前記交流出力を受けるよう前記コン
    バータに接続され、前記トランスデューサをその並列共
    振振動数にて作動させる前記交流出力を前記トランスデ
    ューサへ供給するよう構成された出力回路網であって、
    前記出力回路網と前記トランスデューサとの間に流れる
    電流に対応する第一の信号と前記トランスデューサへ供
    給されるモーショナル電圧に対応する第二の信号とを発
    生する手段を含む出力回路網と、 前記第一の信号を受けるよう接続され、前記コンバータ
    と前記トランスデューサとの間に流れる電流の基本周波
    数成分の振幅及び位相に対応する第三の信号を発生する
    よう構成された電流フィルタと、 前記第三の信号を受けると共に、前記基本周波数成分に
    対応し前記基本周波数成分より90度移相されたデジタル
    信号及び前記基本周波数成分に対応する同相のデジタル
    信号を受けるよう接続され、前記コンバータと前記トラ
    ンスデューサとの間に流れる電流の基本周波数の仮想電
    流成分の値に対応する第四の信号を発生し、前記電流の
    有効電流成分の値に対応する第五の信号を発生するよう
    構成された復調器と、 前記第四の信号を受けるよう接続され、前記仮想電流成
    分の振幅に対応する直流振幅を有する第六の信号を発生
    するよう構成されたループフィルタと、 予め定められた動作周波数にて動作するよう構成された
    電圧制御発信器であって、周波数フィードバック信号と
    して前記第六の信号を受けることにより前記動作周波数
    を前記第六の信号の振幅に応じて変化し、前記デジタル
    信号を前記復調器へ供給し、前記発信器の前記動作周波
    数に応答する追加の出力信号を発生するよう構成された
    電圧制御発信器と、 前記第二の信号を受けるよう接続され、前記第二の信号
    を調節可能な基準電圧と結合し、その結合された信号に
    応答して振動振幅制御信号を発生する手段を含む電圧制
    御回路と、 前記復調器より前記第四の信号及び前記第五の信号を受
    けるよう接続され、前記トランスデューサへ流れる最大
    許容順方向電流に応答する基準信号と、前記トランスデ
    ューサより流れる最大許容逆方向電流に応答する基準信
    号とを発生し、前記最大許容順方向電流よりも高い電流
    が流れる条件及び前記最大許容逆方向電流よりも高い電
    流が流れる条件に応答して出力信号を発生する手段を含
    む電流制御回路と、 前記電圧制御回路より前記振動振幅制御信号を受け前記
    電流制御回路より前記出力信号を受けるよう接続され、
    結合された振動振幅制御信号を発生するよう構成された
    結合器と、 前記電圧制御発信器より前記追加の出力信号を受けると
    共に前記結合器より前記結合された振動振幅制御信号を
    受けるよう接続され、これらの信号に応答して前記コン
    バータへ制御信号を出力して前記追加の出力信号に応答
    する周波数及び前記結合された振動振幅制御信号に応答
    する電圧振幅にて前記コンバータに前記交流出力を発生
    させるよう構成された変調及び駆動回路と、 を含む電力供給装置。
  3. 【請求項３】圧電気トランスデューサを作動させるため
    の電力供給装置にして、 直流電源と、 前記直流電源より直流電流を受けるよう接続され、圧電
    気トランスデューサをその並列共振振動数にて作動させ
    る交流出力を発生するよう構成されたクランプモードの
    共振コンバータと、 前記交流出力を受けるよう前記コンバータに接続され、
    前記交流出力を前記トランスデューサへ供給するよう構
    成された出力回路網と、 前記コンバータに接続され、前記コンバータへ制御信号
    を出力して前記コンバータよりの前記交流出力の周波数
    及び電圧を前記制御信号に応答させる変調及び駆動回路
    と、 前記出力回路網と前記変調及び駆動回路との間に接続さ
    れ、前記出力回路網と前記トランスデューサとの間に流
    れる電流に応答する信号を前記出力回路網より受け、該
    信号に応答して前記コンバータへ供給される前記制御信
    号により前記コンバータを動作させて前記トランスデュ
    ーサの並列共振振動数と実質的に同一の周波数にて前記
    交流出力を発生させる信号を前記変調及び駆動回路へ供
    給するよう構成された位相ロックループ回路と、 前記トランスデューサへ供給されるモーショナル電圧に
    応答する電圧信号を受けるよう前記出力回路網に接続さ
    れ、前記電圧信号を基準信号と比較しその結果に応答し
    て電圧制御信号を発生する手段を含む電圧制御回路と、 前記出力回路網と前記トランスデューサと間に流れる電
    流の振幅に応答する信号を受けるよう前記出力回路網に
    接続され、前記電流振幅応答信号を前記コンバータと前
    記トランスデューサとの間の最大許容電流に対応する基
    準信号と比較し、その結果に応答して前記電流振幅応答
    信号が前記最大許容電流を越えていることを示す電流制
    御信号を発生する手段を含む電流制御回路と、 前記電流制御信号及び前記電圧制御信号を受けるよう接
    続され、前記電流制御信号及び前記電圧制御信号に応答
    して結合された電圧制御信号を前記変調及び駆動回路へ
    供給し、前記コンバータへ供給される前記制御信号によ
    り前記コンバータよりの前記交流出力の電圧振幅を前記
    結合された電圧制御信号に応答させるよう構成された結
    合器回路と、 を含む電力供給装置。
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