JP4094063B2 - 周波数および電力のデュアルループ制御 - Google Patents

Description

技術分野
本発明は、水晶体超音波乳化（水晶体超音波吸引）装置に関し、特に、水晶体超音波乳化装置を制御するための方法に関する。
背景技術
超音波プローブは、水晶体超音波乳化すなわち眼内の白内障の破壊および崩壊した組織断片の吸引に従来から用いられている。適切な手術を行うためには、これらの超音波プローブへの動力の供給は慎重に行わなければならない。超音波プローブをその共振周波数で動作させることは、超音波トランスデューサの共振特性をうまく利用したものである。共振は、システムのナチュラルモードのうちの１モードまたはその付近でシステムが駆動される現象として定義される。
これに応じて、従来技術ではトランスデューサの共振周波数をどのように求めるかに的を絞っている。理論上、この問題は解決されている。超音波トランスデューサの共振周波数を求める一般的な方法は、超音波トランスデューサに印加される電圧波形とトランスデューサによって得られる電流の波形との間の位相角を比較することである。
電圧を回路に印加すると回路に電流が流れる。電圧波形および電流波形を特定の回路について見ると、回路が誘導型である場合には電圧波形より電流波形の方が遅れ、回路が容量型である場合には電流波形より電圧波形の方が遅れる。電流波形および電圧波形がゼロ軸と交差するときの時点の間の時間差を位相角Φによって三角法の条件で測定する。純粋に抵抗型の回路ではΦはゼロに等しく電流波形の電圧は同位相にあると言われている。純粋に誘導型の回路ではΦは９０°に等しく、純粋に容量型の回路ではΦは−９０°に等しく電流波形の電圧は位相が外れると言われている。
負荷インピーダンスに誘導リアクタンス成分または容量リアクタンス成分が存在すると、実際に電力を散逸できるのは抵抗成分のみであるためシステムの電力供給効率は悪くなる。
抵抗器、誘導器およびコンデンサの３つの要素を全て含む回路では、回路に反応素子すなわち抵抗素子プラス誘導素子および容量素子が存在することで発生する虚成分が含まれていたとしても、回路の全インピーダンスが純粋に抵抗型になる周波数がいくつかある。これらの周波数は共振周波数および／または反共振周波数に一致するかまたはその付近の周波数である。
したがって、理屈では、特定タイプの複雑な回路の共振周波数を求める１つの方法は、回路に交流電圧を印加して電圧と電流との間の位相角Φがゼロになるまで周波数を変化させることである。この状態が発生する周波数がその特定の回路の実際の共振周波数である。共振周波数は回路応答（すなわち、アドミタンス）が極大になる１つまたは複数の周波数であり、反共振周波数は応答が極小になる１つまたは複数の周波数である。
抵抗成分と反応成分の両方の成分を有する回路を駆動する場合、負荷に供給される電力は以下の式で与えられるため、位相角Φの値を知ることが重要である。
電力＝ＶＩｃｏｓ（Φ）
ここで、Ｖは負荷インピーダンスでの電圧降下、Ｉは負荷インピーダンスを流れる直列電流、コサインパイ（Φ）は回路の力率である。明らかに、位相角がゼロであればコサイン（０）は１になり、電源から回路への電力伝送は最大限になる。この状況は純粋に抵抗型の負荷が存在する場合に生じる。
これらの理論的な原理を実用化する際、いくつかの問題に遭遇している。具体的には、温度、時間などの環境条件が変化するとプローブの特性も変化する。これらの変化は、図１に示す超音波プローブ電気モデルの様々な抵抗成分および反応成分の変化となって反映される。換言すれば、環境的な要因が変化すると超音波プローブの機械共振周波数も変化する。この問題を解決するために、従来技術には、例えば米国特許第５，４４６，４１６号、同第５，２１０，５０９号、同第５，０９７，２１９号、同第５，０７２，１９５号、同第４，９７３，８７６号、同第４，４８４，１５４号および同第４，１１４，１１０号など、位相ロック回路を提供してシステムの位相角Φがゼロになるようにするという方向がある。
しかしながら、トランスデューサの負荷はトランスデューサの振動に減衰作用をおよぼす。換言すれば、負荷によってトランスデューサの振動が減衰する場合がある。この状態が起こると共振周波数が変化して位相角Φはゼロではなくなり、電力伝送はもはや最適ではなくなる。したがって回路の位相角Φを変える対策がなされなければ最適な電力伝送を達成することはできない。
結果的に、米国特許第４，９７０，６５６号および同第４，９５４，９６０号に開示されている例のように、制御系において調整可能な誘導器を用いて超音波トランスデューサによって生じる負荷インピーダンスの容量リアクタンス相殺するなど、位相角Φをロックする以外の方法が模索されるようになっている。あるいは、位相角ではなく超音波トランスデューサのアドミタンスをチューニングパラメータとして用いることが米国特許第５，４３１，６６４号において模索されている。
純粋に出力電力の観点から上記の問題に取り組むことも米国特許第５，３３１，９５１号において模索されている。同特許では、駆動回路に供給される実電力を検討し、所望のトランスデューサ電力レベルで供給される電力と比較した後に電源電圧を変化させている。本題からは逸れるが、同特許は、増幅器に電圧を供給するためのブーストレギュレータを設けて電力増幅器の電力消費量を実質的に最小限に抑える方法にも注意を向けている。
さらに他の手法では、米国特許第４，８４９，８７２号において見られるように位相調整した電力および周波数制御を利用する。同特許では、超音波トランスデューサの初期共振周波数を求め、位相制御回路位相制御によって発振器の動作周波数がトランスデューサの直列共振周波数よりも小さくなるように電圧波形と電流波形との間の容量位相角を誘導および維持する。位相角は一般に、ゼロ以外の定数として維持される。同様に、米国特許第４，８８８，５６５号では、出力信号を監視するための電力制御フィードバックループおよび周波数制御フィードバックループを利用して最大電流を提供している。この手法は商用電流定数を保持することに頼っている。
共振付近の超音波式の水晶体超音波乳化プローブの電気モデルを図１に示す。このモデルは、直列ＲＬＣ回路１４０３に並列接続された１１３０ピコファラッドのコンデンサ１４０２に接続された電圧源１４０１とを有し、ＲＬＣ回路の抵抗器は２２０オーム、誘導器は１．７０８ヘンリー、コンデンサは１８ピコファラッドである。
電力モデルから得られる見かけ電力を検討すると、図２および図３のグラフが得られる。これらの図から明らかなように、見かけ電力は位相角約−４２°の２８．６６１ｋＨｚでピークになる。これはＲＬＣ回路１４０３の並列キャパシタンスによるものと思われる。
電気モデルから得られる実電力を検討すると、図４および図５のグラフが得られる。これらの図から明らかなように、実電力は正確に２８．７ｋＨｚでピークになるが、位相角は約−２４．５°である。
算出値が２７．２１ミリヘンリーの補償誘導器（インダクタ）を図１のゴーストブロック１４０４に配置して図１の反応成分を相殺し、得られる見かけ電力および実電力情報を図６および図７に示されるように得る場合、見かけ電力および実電力はいずれも正確に２８．７ｋＨｚでピークになり、位相は約−０．５°である。このように、ゴーストブロック１４０４の誘導器が並列キャパシタンス１４０２を相殺し、共振時に回路を抵抗型（ゼロ位相）に見せることが分かる。これらのグラフから、補償誘導器を共振付近に追加しなければ実電力は共振周波数を一層正確に示すことは明らかである。このため本願明細書では共振周波数を実電力が最大（極大）に達する時点の周波数として定義する。しかしながら、共振時に並列キャパシタンスが補償される場合は見かけ電力を用いて共振周波数を求めることもできる。見かけ電力は、補償誘導器が共振付近の並列キャパシタンス１４０２を補償する場合には共振周波数（極大が発生する時点の周波数）を近似するものとなる。
したがって、従来技術においては、環境上の変化ならびに負荷の変動の両方に応答し、さらに必ずしも固定された位相角または定電流を必要とするとは限らない超音波トランスデューサへの電力出力を最大化することに需要がある。
発明の開示
本発明を開発したのは上記問題に鑑みてである。本発明は、電力を超音波トランスデューサに供給するための改良された水晶体超音波乳化プローブ駆動回路である。この駆動回路は、電力制御ループおよび周波数制御ループを有する。電力制御ループは、出力が電力増幅器への入力である可変利得増幅器を有する。電力増幅器で電力を増幅した後、電力は変圧器に送られ、その後トランスデューサに送られる。変圧器の一次側に印加される電圧および電流を検知し、（実際または見かけの）電力に比例する信号が生成し、結果をフットペダルから得られる電力コマンドと比較する。一度比較がなされると、可変利得増幅器に補正信号を送信することによって情報を利用する第１のコントローラに比較結果が送出される。また、変圧器の一次側に印加される電圧波形および電流波形の位相は位相検出器によって検知される。次いで位相角が得られ、システムの初期較正から求められた位相コマンドと比較される。電圧制御発振器（ＶＯＣ）に制御信号を送信する第２のコントローラに加算器／差分ブロックが上記の比較結果を送信する。ＶＯＣはこの信号を受信して特定の周波数を一定の電圧で可変利得増幅器に送信する。
手術前には、定電圧をプローブに印加し、一連の周波数で駆動回路を掃引することによって水晶体超音波乳化プローブを較正する。次に、異なる電圧を選択して別の周波数掃引を実施する。このプロセスを１つまたは複数の電圧レベルについて繰り返し、電力および位相対周波数についての情報をメモリに格納することで、幅のある電力レベルにわたって位相角が比較的一定のままであるが、特定の電力要件に関連した共振時に最適な位相角を容易に求めることができる。また、電力および位相情報をメモリに格納すると、一定の共振周波数前後の幅のある周波数を用いてウィンドウが生成されるが、このうち特定の周波数は使用されない場合もある。
手術中はフットペダルを押して電力コマンドを供給する。このコマンドが既存の電力と比較される。これら２つのレベルの差分が電力ループコントローラに送信される。メモリに格納された情報を利用して、電力ループコントローラは電力と電力コマンドとの間の差分を補正するのに必要な適当な電圧レベルを選択し、この情報を可変利得増幅器の制御入力に送信する。可変利得増幅器はその出力を電力増幅器に送信する。電力増幅器の出力は変圧器に印加され、同時に電力モニタおよび位相検出器の両方に印加される。次に電力が算出され、フットコントロールから受信した電力コマンド信号と比較され、電力ループが再度開始される。位相検出器はその位相情報を加算器／差分ブロックに送信し、そこで実際の位相と算出された位相コマンドとが比較される。次いで位相コマンドと既存の位相との間の差分を周波数ループコントローラに送信する。周波数ループコントローラは電圧制御発振器に信号を伝達し、可変利得増幅器の入力に特定の周波数を送出する。これによって周波数ループができあがる。位相コマンドは較正時に得られる情報と電流電力コマンドとから求められる。
以下、添付の図面を参照し、本発明のさらなる特徴および利点ならびに本発明の様々な実施例の構造および動作を詳細に説明する。
【図面の簡単な説明】
明細書に引用され、明細書の一部をなしている添付の図面は本発明の実施例を示し、明細書の記載も含めて本発明の原理を説明するものである。図面中、
図１は、共振周波数付近で動作している超音波式の水晶体超音波乳化プローブの電気モデルのブロック図を示している。
図２は、図１の電気モデルによる見かけ電力を示すグラフである。
図３は、図２の見かけ電力を示すグラフに関連し、図１の電気モデルから得られた電圧波形と電流波形との間の位相角を示すグラフである。
図４は、図１の電気モデルによる実電力を示すグラフである。
図５は、図４の実電力を示すグラフに関連し、図１の電気モデルから得られた電圧波形と電流波形との間の位相角を示すグラフである。
図６は、図５の電気モデルに補償誘導器を加えた場合の見かけ電力および位相角を示すグラフである。
図７は、図５の電気モデルに補償誘導器を加えた場合の実電力および位相角を示すグラフである。
図８は、本発明の水晶体超音波乳化プローブシステムのブロック図を示している。
図９は、図８の電力監視ブロックをさらに詳細に示した見かけ電力ブロック図である。
図１０は、図８の電力監視ブロックをさらに詳細に示した実電力ブロック図である。
図１１、図１２、図１３、図１４および図１５は、コプロセッサおよび電子的にプログラム可能な論理装置を表す、ハードウェア的に実現した本発明の実施例を示している。
図１６、図１７、図１８および図１９は、コプロセッサおよびリセット回路用のメモリを表す、ハードウェア的に実現した本発明の実施例を示している。
図２０、図２１および図２２は、送受信機およびニューロン集積回路チップを表す、ハードウェア的に実現した本発明の実施例を示している。
図２３、図２４、図２５および図２６は、ブーストレギュレータ、電圧制御発振器、複式デジタルアナログ変換器、可変利得増幅器、電力増幅器、第１のカップリングコンデンサ、絶縁変圧器、第２のカップリングコンデンサ、補償誘導器および超音波トランスデューサを表す、ハードウェア的に実現した本発明の実施例を示している。
図２７および図２８は、電圧および電流ＲＭＳ−ＤＣ変換器および平均電力検出器を表す、ハードウェア的に実現した本発明の実施例を示している。
図２９および図３０は、様々なマイナーなハードウェア的な特徴を表す、ハードウェア的に実現した本発明の実施例を示している。
図３１および図３２は、様々なマイナーなハードウェア的な特徴を表す、ハードウェア的に実現した本発明の実施例を示している。
発明を実施するための形態
同様の参照符号が同様の要素を示す添付の図面を参照すると、図８は、全体を１４１１で示す本発明の水晶体超音波乳化プローブシステムを示している。水晶体超音波乳化プローブシステム１４１１は、全体を１４１２で示す電力ループと、全体を１４１３で示す周波数ループと、全体を１４１４で示す絶縁トランスデューサ回路とを備えている。
図８に示されるように、電力ループ１４１２は、電力ループコントローラ１４１５と、可変利得増幅器１４１６と、電力増幅器１４１７と、第１のカップリングコンデンサ１４１８と、変圧器の二次側１４３６と、電力モニタ１４１９と、第１の加算器／差分ブロック１４２５と、電力コマンド信号入力１４２６とを備えている。
電力ループコントローラ１４１５は可変利得増幅器１４１６への出力を有する。電力ループコントローラ１４１５の機能は、（１）平方根演算の実行（電力は電圧の二乗に比例）および（２）ループ安定性を確保し、所望のシステム応答特性を確保することの２つがある。任意に、電力ループコントローラ１４１５はメモリにピーク電力情報を格納することができるが、これはコプロセッサとコプロセッサメモリとの組み合わせによって行うことも可能である。電力増幅器１４１７は可変利得増幅器１４１６の出力から入力を受ける。電力増幅器１４１７からの出力は、漏れインダクタンスを補償すると共に電力増幅器１４１７からの直流電流を全て遮断するカップリングコンデンサ１４１８を介して送出される。次いで電力は一次変圧器１４３６に供給され、そこから絶縁されたトランスデューサ回路１４１４に供給される。さらに、絶縁されたトランスデューサ回路１４１４に印加される電圧および電流は電力モニタ１４１９によって検知される。電力モニタ１４１９は（実際または見かけの）電力に比例する信号を生成する。
図９に示されるように、電力モニタ１４１９は、電圧の根二乗平均（ＲＭＳ）−ＤＣ変換器１４２０と、電流ＲＭＳ−ＤＣ変換器１４２１と、乗算器１４２２とを備える見かけ電力モニタであってもよい。見かけ電力値を示すＤＣ信号が生成され、これが第１の加算器／差分ブロック１４２５に伝達される。あるいは、電力モニタ１４１９は、低域通過フィルタ１４２４に接続された電圧および電流乗算器１４２３を備える実電力モニタであってもよい。実電力値が生成され、次いで第１の加算器／差分ブロック１４２５に伝達される。
第１の加算器／差分ブロック１４２５は、電力モニタ１４１９が検出した電力レベルと電力コマンド信号入力１４２６において得られる電力コマンドとを比較する。ハードウェア的には本願明細書において述べるどのような加算器／差分ブロックであっても差分増幅器として利用でき、ソフトウェア的には一般に「減算」演算と呼ばれている。比較結果は電力ループコントローラ１４１５に伝達される。必要な補正量についての計算がなされ、電力ループコントローラ１４１５は上記の計算に基づいて電圧利得増幅器１４１６に新たな信号を送信する。この計算は、電力ループコントローラ１４１５によって行ってもよいし、あるいはコプロセッサおよびコプロセッサメモリなど電力ループコントローラ１４１５に接続された他のいかなる構成要素によって行ってもよい。これによって電力ループ１４１２の１ラウンドとなる。
周波数ループ１４１３は、それ自体が可変利得増幅器１４１６への入力となる電圧制御発振器１４３１に信号を伝達する周波数ループコントローラ１４３０を備えている。この信号は可変利得増幅器から電力増幅器１４１７に送られ、カップリングコンデンサ１４１８を介し絶縁トランスデューサ回路１４１４に送られる。絶縁トランスデューサ回路１４１４に印加される電圧波形および電流波形の位相は位相検出器１４３２によって検知され、次いで第２の加算器／差分ブロック１４３３に伝達される。システムの初期較正から求められ、場合によっては以後の計算から求められることもある位相コマンドも、第２の加算器／差分ブロック１４３３の位相コマンド入力１４３４に伝達される。その後、第２の加算器／差分ブロック１４３３が実際の位相と位相コマンドとの間の位相差に基づいて周波数ループコントローラ１４３０に誤差信号を伝達する。必要な補正量についての計算がなされ、周波数ループコントローラ１４３０は上記の計算に基づいて電圧制御発振器１４３１に新たな信号を送信する。この計算は、周波数ループコントローラ１４３０によって行ってもよいし、あるいはコプロセッサおよびコプロセッサメモリなど周波数ループコントローラ１４３０に接続された他のいかなる構成要素によって行ってもよい。これによって周波数ループ１４１３の繰り返し１回分となる。
以下、絶縁トランスデューサ回路１４１４について見ると、絶縁トランスデューサ回路１４１４は、絶縁二次変圧器１４３６と、第２のカップリングコンデンサ１４３７と、補償誘導器１４３８と、超音波トランスデューサ１４３９とを備えている。具体的には、超音波トランスデューサ１４３９および補償誘導器１４３８の並列組み合わせが変圧器１４３６の二次側およびカップリングコンデンサ１４３７に直列に接続されている。第２のカップリングコンデンサ１４３７の機能は、絶縁二次変圧器１４３６からのあらゆる漏れインダクタンスを補償することである。
補償誘導器１４３８の値は、そのリアクタンスの大きさが超音波トランスデューサ１４３９の並列キャパシタンスのリアクタンス（Ｃ）の大きさに等しくなるように選択される。Ｆが超音波トランスデューサの共振周波数を示すと仮定すると、超音波トランスデューサを補償するためのインダクタンスの適切な値は｛１／（２πＦ）²｝×Ｃに等しい。補償誘導器１４３８の値を算出するにあたり、一般には超音波トランスデューサ１４３９の値にいくらかの変動が見られることが知られている。結果的に、超音波トランスデューサ１４３９部分のサンプリングを行って並列キャパシタンスの平均値を導き出し、これによって補償誘導器１４３８の値を算出することができる。補償誘導器１４３８は一定の値であるため、この回路は比較的正確な誘導器値を提供し、水晶体超音波乳化プローブシステム１４０１を、わずかに誤差のある超音波トランスデューサ１４３９と補償誘導器１４３８との並列の組み合わせを有する、純粋に抵抗型のものに見せるように設計されていることが知られている。この誤差は、電力ループ１４１２および周波数ループ１４１３を組み合わせで用いて補償される。
水晶体超音波乳化プローブシステム１４１１は、２つの別の異なるモードを有する。一方のモードは、制御ループが開き、加算器／差分ブロック１４２５および１４３３がそれぞれ除かれる較正モードである。他方のモードは、フットペダルからの応答を電力コマンドに与えることができるように制御ループが閉じる手術モードである。
実際の外科手術に用いられる前の水晶体超音波乳化プローブシステム１４１１の動作について見ると、まずシステム１４１１全体の較正を行わなければならない。較正ステップの目的は、水晶体超音波乳化プローブシステム１４１１の動作電圧および動作周波数のウィンドウを初期化することである。
簡単に説明すると、較正の目的は、一連の周波数を定電圧で連続的に繰り返した（周波数掃引）後、場合によってはこれを異なる電圧についても同じように行って様々な電力レベルで共振周波数を導き出すことによって、電圧および周波数の動作ウィンドウを見つけることである。この情報はメモリに格納され、後にデュアルループ水晶体超音波乳化プローブシステム１４１１を制御する際に位相コマンドを求めるのに用いられる。
較正はユーザからの要求によって開始される。一般的な概要として、較正は１つまたは複数の周波数掃引からなる。周波数は周波数ループコントローラ１４３０によって低い方の開始周波数から高い方の最終周波数まで掃引される。この周波数掃引の間、電力ループコントローラ１４１５によって励起レベルは一定に維持される。さらに詳細なレベルでは、較正用のコマンド信号が電力ループコントローラ１４１５および周波数ループコントローラ１４２７によって受信される。次に、電力ループコントローラ１４１５は、可変利得増幅器から一定の電圧が出力されるように可変利得増幅器１４１６にコマンド信号を送信する。同様に、周波数ループコントローラ１４３０は電圧制御発振器１４３１に信号を送信する。周波数ループコントローラ１４３０からこの信号を受信すると、電圧制御発振器１４３１は周波数掃引を可変利得増幅器１４１６に伝達する。可変利得増幅器１４１６は周波数掃引電圧に電圧利得を与えて、出力電圧を生成する。この出力電圧は入力電圧として電力増幅器１４１７に伝達される。電力増幅器１４１７は電力を増幅し、この電力をカップリングコンデンサ１４１８（この動作については上述した通りである）経由で絶縁二次変圧器１４３６に供給する。電力モニタ１４１９はピーク電力が極大になる周波数を求め、位相検出器１４３２は位相がゼロ点と交差する周波数を求める。次にこの臨界周波数前後の動作周波数のウィンドウを求める。ウィンドウの後端を求める。周波数が極大ピーク電力になる場所ならびに位相がゼロ点と交差する点付近を最初に求める。このエリアから、低い周波数で周波数掃引を検討し、位相がゼロ点と交差する点が前回見られた周波数を求める。位相がゼロ点と交差する点が前回見られた周波数から、一定の周波数量を加算して動作周波数ウィンドウの後端を構築する。動作周波数ウィンドウの前端も同様に構築できる。あるいは、１ｋＨｚなどの一定の周波数帯域を臨界周波数の後側および前側に構築することもできる。動作周波数ウィンドウを構築する目的は、他のゼロ位相交点にぶつかることなく上記の動作周波数ウィンドウ内に共振周波数がくるようにすることである。ピーク電力、ピーク電力の位相、動作電力レベルおよび周波数ウィンドウについての情報をメモリに格納することもできる。
粗周波数掃引を実施してだいたいの関連エリアを識別した上で細かい周波数掃引を行ってだいたいの関連エリアに的を絞るすると好ましい場合があることに注意されたい。このように、メモリに格納する掃引情報が大きければメモリ要件を最小限に抑えられるが、この状態は一時的にしか存在せず、ウィンドウ情報の偏りが起こり得る。一方、ウィンドウ情報は比較的永久性の高いものであるがメモリ空間要件はさらに少ない。
周波数掃引後、電力ループコントローラ１４１５が電圧利得を変化させ、差分電圧（電力／励起レベル）を用いて周波数を掃引する。これによって得られる位相情報および電力情報はメモリに格納される。この較正時に得られるデータによって変化する位相角を求めることができ、水晶体超音波乳化プローブシステム１４１１の動作時に第１の加算器／差分ブロック１４２５および第２の加算器／差分ブロック１４３３から得られる誤差信号に基づいて以後の動作時に位相コマンドを得ることができる。
水晶体超音波乳化プローブシステム１４１１の較正が完了した後、４〜６秒かかるプロセスすなわち水晶体超音波乳化プローブシステム１４１１の水晶体超音波乳化ハンドピースとしての実際の動作を開始できる。手術中、外科医はフットペダル（図示せず）を押し、これによって電力コマンドが第１の加算器／差分ブロック１４２５の電力コマンド信号入力１４２６に送信される。新たな電力コマンドとシステムの既存の電力レベルとの間の差分に基づいて、第１の加算器／差分ブロック１４２５は電力ループコントローラ１４１５に誤差信号を送信する。
電力ループコントローラ１４１５は、新たな電圧要件を算出して可変利得増幅器１４１６に信号を送信する。同様に、電力コマンドおよび較正時に格納された情報から求められた位相コマンド信号が、第２の加算器／差分ブロック１４３３への位相コマンド信号入力１４３４に入力される。第２の加算器／差分ブロック１４３３は誤差信号を生成し、この信号を電圧制御発振器１４３１に伝達する。電圧制御発振器１４３１は変更後の周波数を可変利得増幅器１４１６の入力に出力する。ここで、２つの入力があり、可変利得増幅器１４１６が電力増幅器１４１７に電圧を出力し、続いて電力増幅器が絶縁二次変圧器１４３６に電力を供給する。絶縁二次変圧器１４３６は第２のカップリングコンデンサ１４３７および補償誘導器１４３８を介して超音波トランスデューサ１４３９に電力を供給する。
電力増幅器１４１７から絶縁トランスデューサ回路１４１４への電力の供給と同時に、電圧波形および電流波形が（絶縁二次変圧器１４３６と並列に）電力モニタ１４１９および位相検出器１４３２に伝達される。平均電力ＤＣ信号が第１の加算器／差分ブロック１４２５によって受信され、電力コマンド信号入力１４２６に供給された既存の電力コマンドと比較される。次に誤差信号が第１の加算器／差分ブロック１４２５から電力ループコントローラ１４１５に伝達される。同様に、位相検出器１４３２からの位相角が第２の加算器／差分ブロック１４３３に伝達され、位相コマンド信号入力１４３４と比較されて周波数ループコントローラ１４３０に伝達される。その後、電力ループ１４１５および周波数ループコントローラ１４３０が可変利得増幅器１４１６および可変制御発振器１４３１に上述したように補正信号を送信する。
最終的な水晶体超音波乳化プローブシステム１４１１が正確に純粋な抵抗回路ではない可能性が高いため、位相コマンド信号はおそらくゼロ以外の位相コマンドであることに注意されたい。システム１４１１が純粋に抵抗型の回路とならないことが極めて多いのは、補償誘導器１４３８が一定の値を有し、この値がユニットごとの公差がわずかしかないものであり、トランスデューサ１４３９の並列キャパシタンスがハンドピースごとに異なり、かつ環境面での要因によって超音波トランスデューサ１４３９の共振周波数が変化する可能性があるためである。このため、特定の電力レベルについての最適な位相角Φがゼロではなくなる可能性も極めて高い。位相角Φがゼロであれば、回路は純粋に抵抗型になる。回路内にアンバランスが生じると、回路は純粋に抵抗型のものではなくなるため位相角がゼロになることはあり得ない。しかしながら、平均すれば最適な位相角は通常は少なくともゼロから２０°以内にあると推定される。
単純に読者が図８に示すブロック図の詳細な回路概略図を作成できるようにするために図１１乃至図３２を先に説明し、次に本発明を実施するための最良の形態を明らかにする。電力ループコントローラ１４１５および周波数ループコントローラ１４３０の機能をハードウェアにおいて物理的に組み合わせ、図１１および図１２に示すコプロセッサ１４４１とする。図１１および図１２のコプロセッサ１４４１は、図２３に示す電圧制御発振器１４３１すなわち正弦波生成器に接続されている。この正弦波生成器はその信号を可変利得増幅器１４１６に供給し、参照符号１４４４で示す複式デジタルアナログ変換器（ＭＤＡＣ）の組み合わせでＬＦ４１２が付された部分にて実現される。ＭＤＡＣ１４４４は、図２４に示す電力供給用のブーストレギュレータ回路への信号を通過させると共に、図２５のＬＭ１２が付された演算増幅器ブロックに示される電力増幅器１４１７へのオフセット電圧を通過させる２チャネルＤＡＣである。本発明を実施するにあたってブーストレギュレータ回路は必要ないことに注意されたい。ブーストレギュレータ回路は、電力増幅器１４１７に電源電圧を供給するための別の手段に過ぎず、この回路を使用するには所望のブースト電圧出力を算出してブーストレギュレータにブーストコマンドを送信するための別のコントローラが必要である。
電力増幅器１４１７からの出力はカップリングコンデンサ１４１８を通過し、そこから絶縁変圧器１４３６に供給される。図２５の一番右側に示されるように、絶縁変圧器１４３６に供給される電流および電圧を検知するために電流モニタ線１４４６および電圧モニタ線１４４７が設けられている。これらのモニタ線１４４６および１４４７は図２５から図２７に続く。同図では、参照符号１４４８および１４４９を有するＬＦ４１２が付された演算増幅器ブロックによってモニタ信号がスケーリングされる。
スケーリング後、電力モニタ１４１９は第１の変圧器（一次変圧器）１４３６に供給される電力を検知する。具体的には、電圧ＲＭＳ−ＤＣ変換器１４２０がブロックＡＤ５３６に示され、電流ＲＭＳ−ＤＣ変換器１４２１が同様に付されたブロックＡＤ５３６に示されている。その後、ブロックＭＡＸ１８２（参照符号１４５０）に示されるアナログデジタル変換器に出力が伝達される。アナログデジタル変換器は正弦波信号をＤＣに変換し、図１１に示すコプロセッサ１４４１に供給する。
図２７において、電圧および電流モニタ１４４６〜１４４７のスケーリング後、これらのモニタは、（１）図２７においてＬＭ３１９を付したブロック（参照符号１４５１および１４５２）に示されるゼロ交点検出器演算増幅器と（２）ここから図１３に移ってブロックＰＬＳＩ１０３２に示す電子的にプログラミング可能な論理装置（ＥＰＬＤ）１４５３の２つの部分からなる位相検出器１４３２と通信を行う。図１３のＥＰＬＤ１４５３から出ると、出力は図２７すなわちブロックＬＦ４１２に示されるリードラグ低域通過フィルタに送信され、そこからブロックＭＡＸ１８２に示されるアナログデジタル変換器１４５０、さらに図１１に示されるコプロセッサ１４４１に送られる。
図２０に移り、ＮＥＵＲＯＮチップ１４５４（ＮＥＵＲＯＮは登録商標である）がブロックＵ２５に示されている。このチップは以下の機能を有する。外科医がフットコントロールを押すと、フットコントロールからの通知（通信）が図２２のブロックＵ２３に示す送受信機１４５５に送信される。送受信機１４５５で電力コマンドの通知を受信後、この通知はブロックＵ２５のＮＥＵＲＯＮチップ１４５４に送られ、続いて図１１に示されるコプロセッサ１４４１に送られる。
上記に鑑みて、本発明のいくつかの目的が達成され、他の利点が得られることは明らかであろう。実施例は本発明の原理およびその実用的な用途を最もよく説明し、当業者が考慮している特定の使用に適している場合に様々な変更を施して本発明を様々な実施例で最良に利用できるようにする目的で選択および記載されたものである。本発明の範囲を逸脱することなく本願明細書において図面を参照して述べた構成および方法に様々な変更を施し得るため、上述した説明に含まれる全ての事項または添付の図面に示される全ての事項は、限定的なものではなく一例であると解釈されるべきものである。例えば、他のハードウェアと連結または拡張することで本発明のハードウェア的な実現形態を変更したり、あるいはこれをソフトウェアに置き換えたりすることができる。別の例では、本発明の趣旨から逸脱することなく、電源を提供してオフセット電圧を供給できるブーストレギュレータからの別の入力を電力増幅器で得るようにしてもよい。具体的には、比較後の電力値で誤差信号を受信した時、電力ループコントローラは第３のコントローラに信号を送信することができる。次いで第３のコントローラがブーストレギュレータに入力を印加し、ブーストレギュレータの出力が電力増幅器の１つの入力になる。このように、本発明の範囲および趣旨は上述した一例としての実施例のいずれによっても限定されるものではなく、本願明細書に添付される以下の特許請求の範囲および等価なものによって定義されるべきものである。

Claims (3)

1. 電圧制御発振器の入力端に接続された出力端を有する周波数ループコントローラと、
   可変利得増幅器の制御入力端に接続された出力端を有する電力ループコントローラと、
   前記可変利得増幅器の入力端に接続された出力端を有する前記電圧制御発振器と、
   前記可変利得増幅器の出力端に入力端が接続され、絶縁電力変圧器に電圧の波形および電流の波形を含む電力を供給する電力増幅器と、
   前記絶縁電力変圧器に接続され、供給される前記電力を検知する電力モニタと、
   前記電力モニタの出力端に接続された入力端を有し、前記電力ループコントローラに接続された出力端を有する電力加算器と、
   前記絶縁電力変圧器に接続され、供給される前記電圧の波形および電流の波形を検知する位相検出器と、
   前記位相検出器の出力端に接続された入力端および前記周波数ループコントローラに接続された出力端を有し、前記電圧の波形および前記電流の波形から得られる位相角と、電力コマンド及びシステム初期較正時に格納された位相情報及び電力情報から求められた位相コマンドとの位相差を比較し、当該位相差に基づく誤差信号を前記周波数ループコントローラに出力する位相加算器と、を備える水晶体超音波乳化プローブシステム用回路。
2. 前記電力モニタが、
   前記絶縁電力変圧器に接続されて供給される電圧の波形を検知する電圧ＲＭＳ−ＤＣ変換器と、
   前記絶縁電力変圧器に接続されて供給される電流の波形を検知する電流ＲＭＳ−ＤＣ変換器と、
   １つの入力端が前記電圧ＲＭＳ−ＤＣ変換器に接続され、もう１つの入力端が前記電流ＲＭＳ−ＤＣ変換器に接続され、前記電力加算器に接続された出力端を有する乗算器と、を備える請求項１に記載の水晶体超音波乳化プローブシステム用回路。
3. 前記電力モニタが、
   １つの入力端が前記絶縁電力変圧器に接続されて供給される電圧の波形を検知し、もう１つの入力端が前記絶縁電力変圧器に接続されて供給される電流の波形を検知する乗算器と、
   前記乗算器の出力端に接続された入力端と、前記電力加算器に接続された出力端とを有する低域通過フィルタと、を備える請求項１に記載の水晶体超音波乳化プローブシステム用回路。

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