JP2536484B2 - ゲインコントロ−ルアンプ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序に従って本発明を説明する。

A.産業上の利用分野 B.発明の概要 C.従来技術［第５図］ D.発明が解決しようとする問題点［第６図］ E.問題点を解決するための手段 F.作用 G.実施例［第１図乃至第４図］ H.発明の効果 （A.産業上の利用分野） 本発明はゲインコントロールアンプ、特にゲインコン
トロール部と少なくとも１つのクランプ回路とを有する
ゲインコントロールアンプに関する。

（B.発明の概要） 本発明は、ゲインコントロール部と少なくとも１つの
クランプ回路とを有するゲインコントロールアンプにお
いて、 入力信号に存在しているノイズあるいはゲインコント
ロールアンプ内で発生するノイズにまで応答して直流レ
ベル変動を起してしまうことを防止するため、 ゲインコントロール部に対するゲイン制御信号によっ
てクランプ回路のクランプ追従速度を制御するようにし
たものであり、 従って、本発明ゲインコントロールアンプによれば、
ゲインコントロール部のゲインの高いときはクランプ回
路のクランプ追従速度が遅くなりノイズに応答して直流
レベル変動を起すことを抑制することができる。また、
ゲインコントロール部のゲインの低い時はクランプ回路
のクランプ追従速度が速くなりゲインコントロールアン
プに期待されるクランプ機構を充分に発揮させることが
できる。

（C.従来技術）［第５図］ テレビジョン受像機、ビデオテープレコーダ等には受
信する電波の強弱や受信機の感度差あるいはフェージン
グなどによって生ずる画面のコントラストの変化を軽減
するために自動利得制御（AGC）機能を有するゲインコ
ントロールアンプが内蔵されている。第５図はそのよう
なゲインコントロールアンプの一例を示すものであり、
同図において１は前段クランプ回路、２は該前段クラン
プ回路１の出力信号を増減するゲインコントロール可能
な増幅回路、３は後段クランプ回路、４は該後段クラン
プ回路３の出力信号のピーク（又は平均値）を検出する
デテクタ、５は該デテクタ４において検出されたピーク
値を所定の設定基準値と比較するコンパレータであり、
該コンパレータ５の出力信号が上記増幅回路２にゲイン
制御信号として入力される。上記前段クランプ回路１及
び後段クランプ回路３は共にDCシフト回路６、９、コン
パレータ７、10、メモリコンデンサ８、11からなる。即
ち、DCシフト回路６、９を通った信号はコンパレータ
７、10においてリファレンス電圧Vrefと比較され、コン
パレータ７、10に入力された信号がリファレンス電圧Vr
efよりも高いときメモリコンデンサ８、11が充電され、
低いときは逆に放電され、そのメモリコンデンサ８、11
の端子電圧がDCシフト回路６、９へレベルシフト制御信
号として帰還され、信号の第６図のゲートパルス時の電
位又はSYNCレベルがリファレンス電圧Vrefと等しくなる
ように制御される。即ち、直流レベルの再生が為され
る。

第５図に示すゲインコントロールアンプによれば、ゲ
インコントロール可能な増幅回路２によりAGCをかける
前に前段クランプ回路１でビデオ信号の例えばペデスタ
ルレベルをリファレンス電圧Vrefにクランプし、AGCを
かけた後においても後段クランプ回路３で同様にクラン
プすることができる。

尚、クランプには同期式と非同期式とがある。同期式
は一水平周期における特定タイミングのときにレベルを
サンプリングしそれを所定の電圧にクランプするもので
あり、そのサンプリングタイミングとしては水平帰線消
去期間の中のある特定時点（例えばペデスタルレベルに
なる時点）が選ばれる。非同期式はビデオ信号の最も低
いレベルを検出し、そのレベルを所定のレベルにクラン
プするようにしたものである。

そして、第５図に示した従来のゲインコントロールア
ンプはクランプ追従速度が固定され、ゲインによってク
ランプ追従速度を変化するようにはされていなかった。

（D.発明が解決しようとする問題点）［第６図］ ところで、第５図に示した従来のゲインコントロール
アンプはクランプ回路１、クランプ回路３のクランプ追
従速度が固定されていたので次のような問題があった。
それは、クランプ回路１、３のクランプ追従速度が若し
速すぎるとクランプ回路１、３がゲインコントロールア
ンプに入力されたビデオ信号にもともと入り込んでいる
ノイズ、あるいはゲインコントロールアンプ内部で発生
したノイズに対しても敏感に応答し、出力側にノイズに
起因した直流レベル変動が生じてしまい、画質が悪くな
るという問題である。

この問題について具体的に詳細に説明すると、ゲイン
コントロールアンプに入力されるビデオ信号には1mV程
度のノイズが入っているのが普通であり、若し、前段ク
ランプ回路１のクランプ追従速度が速すぎるとコンパレ
ータ７の出力はサンプリング期間中そのノイズによって
レベル変動し、DCシフト回路６へ帰還するクランプレベ
ルが確定するのがサンプリング期間の終了時点となり、
従って、クランプレベルはそのサンプリング期間の終了
時点のコンパレータ７の入力レベルによって左右され
る。そして、その入力レベルというのはノイズによって
例えば1mV程度の範囲でランダムに変動するからクラン
プレベルは各サンプリング毎に変動することになり、結
局クランプ回路１から出力されるビデオ信号の直流レベ
ルはノイズによって変動することとなる。そして、ゲイ
ンコントロール可能な増幅回路２によってビデオ信号が
増幅されるのでその際に直流レベルの変動分も増幅され
る。例えば、増幅回路２の増幅度が現在30倍であるとす
るとクランプ回路１での直流レベルの変動分1mVが増幅
回路２の出力された段階では30mVに増幅されることにな
る。この30mVの直流レベル変動はビデオ信号のピーク・
ピーク間電圧が例えば1V程度であるに過ぎないので無視
できない程大きく、画質を大きく低下させる。そして、
その直流レベル変動は後段クランプ回路３にも持ち込ま
れ、そこで更に大きな直流レベル変動をもたらす。ノイ
ズによる悪影響は非同期式のものにおいても同じように
起きる。

そこで、クランプ回路のクランプ追従速度を遅くする
ようにすることが為された。しかし、クランプ回路を常
に遅くすると電波の強弱等に対応して画面の明るさが変
化してしまうことを防止するゲインコントロールアンプ
のAGC機能が損なわれてしまい、ゲインコントロールア
ンプにAGCを行わせる意義の大半が失われることにな
る。即ち、クランプ追従速度が速くて困るのはゲインが
高いときであり、ゲインが低いときにはクランプ回路
１、クランプ回路３はクランプ追従速度が速くなければ
ならない。従って、従来のようにクランプ追従速度をゲ
インの変化に無関係の一定の値に保つようにすることは
好ましいことではなかった。

本発明はこのような問題点を解決すべく為されたもの
であり、ゲインの高いときはクランプ追従速度が遅くな
りゲインが低いときはクランプ追従速度が速くなるよう
にクランプ追従速度がゲインの変化に応じて変化する新
規なゲインコントロールアンプを提供することを目的と
するものである。

（E.問題点を解決するための手段） 本発明ゲインコントロールアンプは上記問題点を解決
するため、ゲインコントロール部と少なくとも１つのク
ランプ回路とを有するゲインコントロールアンプにおい
て、該クランプ回路は、DCシフト回路とDCシフト量検出
用差動アンプとからなり、該差動アンプのゲインを、上
記ゲインコントロール部へのゲイン制御信号によって制
御することにより、上記クランプ回路のクランプ追従速
度を変化させることを特徴とするものである。

（F.作用） 本発明ゲインコントロールアンプによれば、ゲインコ
ントロール部に対するゲイン制御信号によってクランプ
回路のクランプ追従速度を変化させるので、入力の小さ
いときはゲインコントロール部のゲインを大きくすると
同時に追従性を遅くしてクランプノイズの発生を防止
し、入力の大きいときはゲインコントロール部のゲイン
を小さくすると同時に追従性を速くしてAGCのクランプ
機能を充分に発揮させることができる。

（G.実施例）［第１図乃至第３図］ 以下、本発明ゲインコントロールアンプを図示実施例
に従って詳細に説明する。

第１図は本発明ゲインコントロールアンプの一つの実
施例を示す回路ブロック図である。同図において１は前
段クランプ回路、２は該前段クランプ回路１の出力信号
を増幅するゲインコントロール可能な増幅回路、３は後
段クランプ回路、４は該後段クランプ回路３の出力信号
のピークを検出するデテクタ、５は該デテクタ４におい
て検出されたピークを所定の設定基準値と比較するコン
パレータであり、該コンパレータ５の出力信号が上記増
幅回路２にゲイン制御信号として入力される。上記前段
クランプ回路１及び後段クランプ回路３は共にDCシフト
回路６、９、コンパレータ７、10、メモリコンデンサ
８、11からなる。即ち、DCシフト回路６、９を通った信
号はコンパレータ７、10においてリファレンス電圧Vref
と比較され、コンパレータ７、10に入力された信号がリ
ファレンス電圧Vrefよりも高いときメモリコンデンサ
８、11が充電され、低いときは逆に放電され、そのメモ
リコンデンサ８、11の端子電圧がDCシフト回路６、９へ
シフト制御信号として帰還され、信号のゲートパルス時
の電位又はSYNCレベルがリファレンス電圧Vrefと等しく
なるように制御される。即ち、直流レベルの再生が為さ
れる。

そして、このゲインコントロールアンプはコンパレー
タ５から出力された信号がゲインコントロール可能な増
幅回路２へゲイン制御信号として送出されるだけでなく
前段クランプ回路１のコンパレータ７及び後段クランプ
回路３のコンパレータ10へ追従性制御信号として送出さ
れるようになっており、その点で第５図に示した従来の
ゲインコントロールアンプと大きく異なっている。即
ち、ゲインコントロール可能な増幅回路２への入力が大
き過ぎ従ってビデオ信号のレベルが大きいときは増幅回
路２のゲインが小さくされると共にコンパレータ７及び
10の追従性が高くなり、逆に増幅回路２のゲインが大き
いときはコンパレータ７及び10の追従性が低くなるよう
になっている。

第２図（Ａ）、（Ｂ）は第１図に示したゲインコント
ロールアンプのDCシフト回路の各別の回路例を示す回路
図である。先ず、同図（Ａ）に示す回路を説明する。Q1
はNPNトランジスタで、ベースにビデオ信号を受け、コ
レクタは電源端子（＋Vcc）に接続され、エミッタは抵
抗R1を介してNPNトランジスタQ2のコレクタに接続され
ている。該トランジスタQ2はベースにコンパレータ７の
出力信号（シフト制御信号）を受け、そのエミッタは抵
抗R2を介して接地されている。トランジスタQ2のコレク
タと抵抗R1との接続点がDCシフト回路の出力端子にな
る。

このDCシフト回路６はトランジスタQ2に入力されるシ
フト制御信号が０のときは入力ビデオ信号の直流レベル
が低下しない（但し、トランジスタQ1のベース・エミッ
タ間電圧分のレベルシフトは無視する。）。そして、シ
フト制御信号のレベルが上る程トランジスタQ2、抵抗R1
を流れる電流が大きくなり、抵抗R1での電圧降下が大き
くなる。その結果、抵抗R1での電圧降下分ビデオ信号の
直流レベルが低下する。尚、このシフト制御信号はコン
パレータ７からの信号であることはいうまでもない。

第２図（Ｂ）はDCシフト回路の別の例を示すものであ
る。同図において、Q3はNPNトランジスタで、ベースに
ビデオ信号を受け、コレクタが電源端子（＋Vcc）に接
続され、エミッタが抵抗R3を介して定電流回路I1の電流
流入端に接続されている。Q4はNPNトランジスタで、そ
のコレクタは抵抗R5を介して電源端子（＋Vcc）に接続
され、ベースにシフト制御信号を受け、エミッタが抵抗
R4を介して上記定電流回路I1の電流流入端に接続されて
いる。そして、該定電流回路I1の電流流出端は接地され
ている。このDCシフト回路はトランジスタQ4と抵抗R5と
の接続点が出力端子であり、この出力から出力されるビ
デオ信号の直流レベルはトランジスタQ4に入力されるシ
フト制御信号によってコントロールされる。というの
は、シフト制御信号のレベルが高くなるとトランジスタ
Q4に流れる電流が増え、その電流の増加分に抵抗R5の抵
抗値を乗算した分ビデオ信号の直流レベルが低下し、逆
にシフト制御信号のレべルが低くなるとビデオ信号の直
流レベルが高くなるからである。

尚、第２図（Ａ）、（Ｂ）のどの回路も前段クランプ
回路１のDCシフト回路６と後段クランプ回路３のDCシフ
ト回路９のいずれにも使用できる。

第３図（Ａ）、（Ｂ）は追従性制御可能なコンパレー
タの各別の回路例を示すものである。先ず、同図（Ａ）
に示す同期型のコンパレータ回路について説明する。

同図において、Q5はNPNトランジスタで、ベースにDC
シフト回路からビデオ信号を受け、コレクタはダイオー
ドD1のカソードに接続され、エミッタはNPNトランジス
タQ6のエミッタに接続されている。上記ダイオードD1の
アノードは電源端子（＋Vcc）に接続されている。上記
トランジスタQ6はベースにリファレンス電圧Vrefを受
け、そのコレクタはPNPトランジスタQ7のコレクタに接
続されている。そのコレクタと接地との間にメモリコン
デンサ８（11）が接続されている。そして、トランジス
タQ7のベースはトランジスタQ5のコレクタに接続され、
エミッタは電源端子（＋Vcc）に接続されている。

トランジスタQ5とQ6の互いに接続されたエミッタはNP
NトランジスタQ8のコレクタに接続されており、該トラ
ンジスタQ8のベースは所定の電位Vaに保たれている。そ
して、トランジスタQ8のエミッタはNPNトランジスタQ9
のエミッタ及びNPNトランジスタQ10のコレクタに接続さ
れている。上記トランジスタQ9はコレクタが電源端子
（＋Vcc）に接続され、ベースにクランプパルスを受け
る。該クランプパルスはビデオ信号がサンプリング期間
（例えばペデスタルレベルを保つある期間）のみレベル
が低くなり（「ロウ」レベルになり）、それ以外のとき
は高いレベル（「ハイ」レベル）を保つパルスである。
上記トランジスタQ10はベースに前記コンパレータ５か
ら出力された信号を追従性制御信号として受け、エミッ
タは抵抗R6を介して接地されている。

この回路は、サンプリング期間中、即ち、クランプパ
ルスが「ロウ」のときのみトランジスタQ8がオンしてそ
れに電流が流れるようになっている。このトランジスタ
QRに電流が流れているときにおいて、若しビデオ信号、
具体的にはこの例ではペデスタルレベル（同期パルスで
サンプリングする例だと同期パルスのレベル）がリファ
レンス電圧Vrefよりも高いときにはトランジスタQ5にト
ランジスタQ6よりも大きな電流が流れる。すると、トラ
ンジスタQ7にもトランジスタQ5に流れた電流と同じ大き
な電流が流れる。しかし、トランジスタQ6に流れる電流
が少ないからトランジスタQ7に流れる電流からトランジ
スタQ6に流れる電流を差し引いた分メモリコンデンサ８
（11）に流れ、メモリコンデンサ８（11）が充電され
る。そして、クランクパルスが「ハイ」になってトラン
ジスタQ8がオフしたときのメモリコンデンサ８（11）の
端子電圧が次のサンプリングが始まるまで保持され、且
つ上記DCシフト回路６（９）にシフト制御信号として帰
還される。その結果、ビデオ信号の直流レベルが低くさ
れる。

逆に、ビデオ信号のペデスタルレベルがリファレンス
電圧Vrefより低いときにはトランジスタQ5に流れる電流
がトランジスタQ6に流れる電流よりも少なくなり、従っ
て、トランジスタQ7に流れる電流よりトランジスタQ6に
流れる電流が大きくなりメモリコンデンサ８（11）がト
ランジスタQ6によって放電される。その結果、シフト制
御信号のレベルが低くなってビデオ信号の直流レベルが
上昇せしめられる。

ところで、この第３図（Ａ）に示す回路のトランジス
タQ5とQ6に流れる電流の総和はトランジスタQ10を制御
する追従性制御信号によって決定され、追従性制御信号
のレベルが高くなると上記電流の総和が大きくなり、コ
ンパレータの追従性が高くなる。逆に、追従性制御信号
のレベルが低くなると上記電流の総和が小さくなり、コ
ンパレータの動作が緩慢になり追従性が低くなる。

即ち、コンパレータ７、10は追従性制御信号によって
制御されるトランジスタ10を有し、追従性制御信号によ
ってクランプ追従速度が制御されるようになっている。
この追従性制御信号はコンパレータ５の出力信号（もと
もとはゲインコントロール信号）であることはいうまで
もない。

尚、本発明ゲインコントロールアンプはクランプ回路
が非同期式のものにも適用できるので、非同期式クラン
プ回路のコンパレータの一例を第３図（Ｂ）に示す。

同図において、Q11はNPNトランジスタで、コンデンサ
Ｃを介してビデオ信号をベースに受け、そのコレクタは
ダイオードD3を介して電源端子（＋Vcc）に接続されて
おり、エミッタはベースにリファレンス電圧Vrefを受け
るNPNトランジスタQ12のエミッタに接続されている。そ
して、トランジスタQ11、Q12のエミッタはNPNトランジ
スタQ14のコレクタに接続されており、該トランジスタQ
14はベースに追従性制御信号を受け、エミッタが抵抗８
を介して接地されている。上記トランジスタQ12のコレ
クタはPNPトランジスタQ13のコレクタに接続され、該ト
ランジスタQ13のエミッタは電源端子（＋Vcc）に接続さ
れ、そしてトランジスタQ13のベースはダイオードD3と
トランジスタQ11との接続点に接続されている。Q15はベ
ースがトランジスタQ13とQ12との接続点に接続されたPN
Pトランジスタで、そのエミッタは抵抗R9を介して電源
端子（Vcc）に接続され、コレクタがコンデンサＣとト
ランジスタQ11との接続点に接続されている。D2はカソ
ードがトランジスタQ15のベースに接続され、アノード
が抵抗R10を介して電源端子（＋Vcc）に接続されてい
る。

この回路はビデオ信号の最も低いレベル（つまり同期
信号のレベル）を探しそれをリファレンス電圧Vrefにな
るようにするものである。即ち、トランジスタQ11の入
力電圧とトランジスタQ12の入力電圧であるリファレン
ス電圧Vrefとを比較し、入力電圧がリファンス電圧Vref
よりも低いときにはトランジスタQ15によってコンデン
サＣのトランジスタQ11の（ベース側）を充電して、ビ
デオ信号の直流レベルをアップする。従って、ビデオ信
号の最低レベルがリファレンス電圧Vrefになるように制
御される。

そして、トランジスタQ11とQ12に流れる電流の和はト
ランジスタQ14に入力される追従性制御信号により決定
され、追従性制御信号が高くなる程その電流の総和が大
きくなり、クランプ追従速度が高くなり、クランプ追従
速度を追従性制御信号により制御できることは第３図
（Ａ）に示す場合と同じである。

第４図はトランジスタQ10、Q14に追従性制御信号とし
て供給するクランプ電流がゲインコントロール可変な増
幅回路２のゲインに応じてどのように変化すると良いか
を示すゲイン・クランプ電流関係図であり、この図のよ
うにゲインとクランプ電流とがきれいに反比例するのが
最も好ましい。しかし、ゲインが大きくなるとクランプ
電流が小さくなり、ゲインが小さくなるとクランプ電流
が大きくなるという傾向さえあれば本発明の効果を奏す
ることができるものであり、必ずしもきれいに反比例す
る必要はない。

（H.発明の効果） 以上に述べたように、本発明ゲインコントロールアン
プは、ゲインコントロール部と少なくとも１つのクラン
プ回路とを有するゲインコントロールアンプにおいて、
該クランプ回路は、DCシフト回路とDCシフト量検出用差
動アンプとからなり、該差動アンプのゲインを、上記ゲ
インコントロール部へのゲイン制御信号によって制御す
ることにより、上記クランプ回路のクランプ追従速度を
変化させることを特徴とする。

従って、本発明ゲインコントロールアンプによれば、
ゲインコントロール部に対するゲイン制御信号によって
クランプ回路のクランプ追従速度を変化させるので、入
力の小さいときはゲインコントロール部のゲインを大き
くすると同時に追従性を遅くしてクランプノイズの発生
を防止し、入力の大きいときはゲインコントロール部の
ゲインを小さくすると同時に追従性を速くしてAGCクラ
ンプ機能を充分に発揮させるようにすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明ゲインコントロールアンプの一つの実施
例を示す回路ブロック図、第２図（Ａ）、（Ｂ）はクラ
ンプ回路を構成するDCシフト回路の各別の具体的回路例
を示す回路図、第３図（Ａ）、（Ｂ）はクランプ回路を
構成するコンパレータの各別の具体的回路例を示す回路
図、第４図は最も好ましいゲインとクランプ電流（追従
性制御信号）との関係を示す関係図、第５図は従来例を
示す回路ブロック図、第６図は問題点の説明図である。 符合の説明 １、３……クランプ回路、 ２……ゲインコントロール部。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ゲインコントロール部と少なくとも１つの
   クランプ回路を有するゲインコントロールアンプにおい
   て、 上記クランプ回路は、DCシフト回路とDCシフト量検出用
   差動アンプとからなり、 上記差動アンプのゲインを、上記ゲインコントロール部
   へのゲイン制御信号によって制御することにより、上記
   クランプ回路のクランプ追従速度を変化させる ことを特徴とするゲインコントロールアンプ