JP2021163860A - リニアソレノイドバルブの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ディザ制御による励磁電流の制御性が向上するリニアソレノイドバルブの制御装置を提供する。
【解決手段】制御装置１００は、ディザ周期の自然数倍の期間における励磁電流の平均値を平均電流値として算出する平均化処理と、励磁電流の目標値と平均電流値とが一致するようにＰＷＭ信号の制御値をフィードバック制御するフィードバック処理と、フィードバック制御によって得られたＰＷＭ信号の制御値と平均電流値との比率にディザ補正量相当の電流値であるディザ電流値を乗算してディザ補正量を算出するとともに、ディザ周期の１周期内においてディザ補正量による励磁電流の増加分がディザ補正量による励磁電流の減少分にて相殺されるようにディザ補正量を算出するディザ補正量算出処理とを実行する。
【選択図】図１

Description

本発明は、リニアソレノイドバルブの制御装置に関する。

特許文献１に記載されているように、リニアソレノイドバルブの励磁電流を制御するＰＷＭ制御と、その励磁電流を周期的に増減させてリニアソレノイドバルブのスプールを振動させることにより、スリーブとスプールとの間の静摩擦を低減させるディザ制御とを実行する制御装置が知られている。

特開２０１４−１９７６５５号公報

ところで、上記文献に記載の制御装置では、ＰＷＭ周期の１周期における励磁電流の平均値（同文献に記載のＰＷＭ平均電流値Ｉａｖｅ１）を算出するとともに、その算出した平均電流値に基づいてディザ制御を行うようにしている。

ここで、励磁電流には一時的にノイズ成分が重畳することがあり、そうしたノイズ成分が重畳すると、ＰＷＭ周期の１周期における励磁電流の平均値についてその算出精度が低下するため、ディザ制御による励磁電流の制御性が悪化するおそれがある。

上記課題を解決するリニアソレノイドバルブの制御装置は、リニアソレノイドバルブの励磁電流を制御するＰＷＭ制御と、ディザ補正量による補正を通じて前記励磁電流を周期的に増減させることにより前記リニアソレノイドバルブのスプールを振動させるディザ制御とを実行する。前記ＰＷＭ制御で生成されるＰＷＭ信号のパルス周期をＰＷＭ周期とし、前記ディザ制御による前記スプールの振動周期をディザ周期としたときに、連続した複数の前記ＰＷＭ周期が前記ディザ周期の１周期となっており、この制御装置は、前記ディザ周期の自然数倍の期間における前記励磁電流の平均値を平均電流値として算出する平均化処理と、前記励磁電流の目標値である目標電流値を算出する目標電流算出処理と、前記目標電流値と前記平均電流値とが一致するように前記ＰＷＭ信号の制御値をフィードバック制御するフィードバック処理と、ＰＷＭ周期毎に異なる前記ディザ補正量を算出するディザ補正量算出処理と、を実行する。そして、前記ディザ補正量算出処理は、前記フィードバック制御によって得られた前記ＰＷＭ信号の制御値と前記平均電流値との比率に前記ディザ補正量相当の電流値であるディザ電流値を乗算して前記ディザ補正量を算出するとともに、前記ディザ周期の１周期内において前記ディザ補正量による前記励磁電流の増加分が前記ディザ補正量による前記励磁電流の減少分にて相殺されるように当該ディザ補正量を算出する。

同構成によれば、ディザ周期の１周期内においてディザ補正量による励磁電流の増加分が、ディザ補正量による励磁電流の減少分にて相殺されるように当該ディザ補正量は算出されるため、ディザ周期の１周期内における平均電流値は、ディザ制御を実行しない場合の平均電流値と同じになる。従って、ディザ制御の影響が抑えられた状態で上記フィードバック制御が行われるようになり、これにより励磁電流の制御性が向上する。

ここで、同構成では、上記平均電流値に基づいてディザ制御を行うようにしているが、上記平均電流値はディザ周期の自然数倍の期間、つまり複数のＰＷＭ周期で構成されるサンプリング期間内における平均値となっている。そのため、励磁電流に一時的にノイズ成分が重畳したとしても、そうしたノイズ成分が平均電流値の算出精度に及ぼす影響は、ＰＷＭ周期の１周期における励磁電流の平均値を算出する場合と比較して小さくなる。従って、ディザ制御による励磁電流の制御性が向上するようになる。

また、リニアソレノイドバルブを駆動する電源電圧が変化したり、温度変化によってリニアソレノイドバルブの抵抗値が変化したりすると、ＰＷＭ信号の制御値（例えば現状の平均電流値が得られているＰＷＭ信号のデューティ比や、そのデューティ比によって変化するＰＷＭ信号のＯＮ時間など）に対応する励磁電流の大きさが異なるようになるため、ディザ制御を通じた励磁電流の制御についてロバスト性が低くなるおそれがある。この点、同構成では、フィードバック制御によって得られたＰＷＭ信号の制御値と上記平均電流値との比率に対して、ディザ補正量相当の電流値であるディザ電流値を乗算することにより、ディザ補正量を算出するようにしている。

そうしたフィードバック制御によって得られたＰＷＭ信号の制御値と上記平均電流値との比率は、現状の電源電圧やリニアソレノイドバルブの抵抗値における単位電流値当たりのＰＷＭ信号の制御値を示す値になる。従って、そうした比率にディザ電流値を乗算して得られる値は、現状の電源電圧やリニアソレノイドバルブの抵抗値においてディザ制御用のディザ電流値を得るために必要なＰＷＭ信号の制御値を示す値になり、こうした値に基づいて同構成ではディザ補正量を算出するため、ディザ制御におけるロバスト性が向上するようになる。

また、上記制御装置において、前記フィードバック処理に用いる前記平均電流値を算出する際の前記自然数倍の値及び前記ディザ補正量算出処理に用いる前記平均電流値を算出する際の前記自然数倍の値を同一にしてもよい。

同構成によれば、フィードバック処理に用いる平均電流値のサンプリング期間とディザ補正量算出処理に用いる平均電流値のサンプリング期間とが同じになるため、ディザ制御及びフィードバック制御を実行するに当たってサンプリング期間が異なる複数の平均電流値を算出する必要がなくなる。従って、そうしたサンプリング期間が異なる平均電流値を複数算出する場合と比較して、制御装置の演算負荷を低減することができる。

また、各ＰＷＭ周期における前記励磁電流の平均値と前記平均電流値との差分を前記ディザ電流値とすることができる。
この他、各ＰＷＭ周期における励磁電流のピーク値と前記平均電流値との差分を前記ディザ電流値とすることもできる。この場合には、各ＰＷＭ周期における励磁電流のピーク値自体が制御されるため、ディザ制御の実行中において、リニアソレノイドバルブに過剰な電流が流れることを抑えることができる。

一実施形態にかかるリニアソレノイドバルブの制御装置を示す模式図。 同実施形態の制御装置が実行する処理を示すブロック図。 同実施形態においてディザ制御を実行するときの（Ａ）ＰＷＭ信号の変化、（Ｂ）励磁電流の変化をそれぞれ示すタイムチャート。 同実施形態の変更例においてディザ制御を実行するときの（Ａ）ＰＷＭ信号の変化、（Ｂ）励磁電流の変化をそれぞれ示すタイムチャート。

以下、リニアソレノイドバルブの制御装置を車両用の自動変速機に適用した一実施形態について、図１〜図３を参照して説明する。
図１に示すように、車両用の自動変速機１０は、クラッチやブレーキなどの係合機構１２を備えた変速機構１１や、係合機構１２に供給される作動油の圧力、つまり油圧を調整するリニアソレノイドバルブ３０を有する油圧回路２０などを備えている。

リニアソレノイドバルブ３０は、複数のポートを有するスリーブ３１、スリーブ３１内を軸方向に移動することにより各ポートの開閉状態を切り替えるスプール３２、スプール３２を軸方向の一方に付勢するスプリング３４、スプリング３４の付勢力に抗してスプール３２を軸方向に移動させる電磁石３３などを備えている。

電磁石３３には、駆動回路４０が接続されており、この駆動回路４０に入力される信号に応じて電磁石３３の励磁電流Ｉが変化する。電磁石３３の励磁電流Ｉが変化すると、スリーブ３１内におけるスプール３２の位置が変化して各ポートの開閉状態が変化するため、リニアソレノイドバルブ３０から係合機構１２に供給される油圧が変化する。また、電磁石３３には、当該電磁石３３の励磁電流Ｉを検出する電流検出回路４２が接続されている。

制御装置１００は、中央処理装置（以下、ＣＰＵという）２００や、制御用のプログラムやデータが記憶されたメモリ２１０などを備えている。制御装置１００は、メモリ２１０に記憶されたプログラムをＣＰＵ２００が実行することにより各種制御に関する処理を実行する。

制御装置１００には、車両に搭載された内燃機関のクランクシャフトのクランク角を検出するクランク角センサ５０、内燃機関の吸入空気量ＧＡを検出するエアフロメータ５１、係合機構１２に供給される作動油の温度である油温Ｔｏｉｌを検出する油温センサ５２、車両の車速を検出する車速センサなどの各種センサが接続されている。また、制御装置１００には、上記電流検出回路４２も接続されている。そして、制御装置１００は、上記各種センサや検出回路などから出力される信号に基づいて各種制御を実施する。

そうした各種制御の１つとして、制御装置１００は、パルス幅変調制御（以下、ＰＷＭ制御という）により生成されるパルス信号であるＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを駆動回路４０に入力してリニアソレノイドバルブ３０の励磁電流を調整することにより、同リニアソレノイドバルブ３０の駆動制御を行う。

また、制御装置１００は、そうした励磁電流の制御に際して、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティ比ＤＲを周期的に増減させて電磁石３３の励磁電流Ｉを変動させることによりスプール３２を微振動させ、これによりスリーブ３１とスプール３２との間の静摩擦を低減させるディザ制御を実行する。

なお、こうしたディザ制御を実行するとスプール３２は微振動するが、そうしたスプール３２の振動はリニアソレノイドバルブ３０に接続された油圧系でなまされるため、係合機構１２に供給される作動油の圧力がディザ制御の実行によって大きく変動することは抑制される。

また、以下では、ＰＷＭ制御によって生成されるＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのパルス周期をＰＷＭ周期といい、ディザ制御によるスプール３２の振動周期のことをディザ周期という。また、本実施形態では、連続したＰＷＭ周期の５周期分がディザ周期の１周期となっている。

図２に、制御装置１００が実行するリニアソレノイドバルブ３０の駆動制御にかかる各処理を示す。
目標電流算出処理Ｍ１０は、電磁石３３の励磁電流Ｉの目標値である目標電流値Ｉｔを目標油圧Ｐｔに基づいて算出する処理である。目標油圧Ｐｔは、各種センサが検出する車両の運転状態に基づいて制御装置１００が算出する値であってリニアソレノイドバルブ３０から係合機構１２に供給する油圧の目標値である。

フィードフォワード処理（ＦＦ処理）Ｍ１２は、目標電流値Ｉｔに基づいてフィードフォワード値ＤＲＦＦを算出する処理である。フィードフォワード値ＤＲＦＦは、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティ比であり、目標電流値Ｉｔが大きいほどフィードフォワード値ＤＲＦＦの値は大きくなるように算出される。

平均化処理Ｍ２１は、電流検出回路４２が検出した励磁電流Ｉについてその平均値である平均電流値Ｉａｖを算出する処理である。この平均電流値Ｉａｖは、上記ディザ周期の自然数倍（本実施形態では１倍）の期間における励磁電流Ｉの平均値となっている。

減算処理Ｍ１１は、目標電流値Ｉｔと平均電流値Ｉａｖとの偏差ΔＩを算出する処理である。
フィードバック処理（ＦＢ処理）Ｍ１３は、偏差ΔＩに基づくフィードバック制御を実行することによりフィードバック値ＤＲＦＢを算出する処理である。フィードバック値ＤＲＦＢも、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティ比であり、偏差ΔＩが「０」に近づくように、つまり目標電流値Ｉｔと平均電流値Ｉａｖとが一致するようにＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティ比を補正する値である。このフィードバック処理Ｍ１３では、例えばＰＩ制御、あるいはＰＩＤ制御といった周知のフィードバック制御を通じてフィードバック値ＤＲＦＢが算出される。

第１加算処理Ｍ１５は、基本デューティ比ＤＲｂを算出する。この基本デューティ比ＤＲｂは、フィードフォワード値ＤＲＦＦとフィードバック値ＤＲＦＢとの和であり、目標電流値Ｉｔと平均電流値Ｉａｖとが一致するようにフィードバック制御を通じて算出されたデューティ比である。なお、この基本デューティ比ＤＲｂや、この基本デューティ比ＤＲｂとＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのパルス周波数とで決まるＰＷＭ信号のＯＮ時間（後述の基本ＯＮ時間τｂ）は、フィードバック制御によって得られたＰＷＭ信号の制御値に相当する。

ディザ補正量算出処理Ｍ１４は、油温Ｔｏｉｌに基づいてディザ補正量ＤＲＤＩＴＨを算出する。ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨは、上述したディザ制御を実行するために基本デューティ比ＤＲｂを補正するためのデューティ比であり、ディザ周期の１周期内においてＰＷＭ周期毎に異なる値が算出される。また、油温Ｔｏｉｌが低いときほどディザ補正量ＤＲＤＩＴＨは多くなるように、つまりディザ補正量ＤＲＤＩＴＨによる励磁電流Ｉの補正量が多くなるように当該ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨは算出される。これは油温Ｔｏｉｌが低いときほどスプール３２は動きにくくなるため、そうした油温の低下に伴うスプール３２の動作速度の低下を抑えるためである。また、ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨの詳細な算出態様については後述する。

第２加算処理Ｍ１６は、目標デューティ比ＤＲｔを算出する。この目標デューティ比ＤＲｔは、基本デューティ比ＤＲｂとディザ補正量ＤＲＤＩＴＨとの和である。
ＰＷＭ信号生成処理Ｍ１７は、目標デューティ比ＤＲｔと適宜設定されるパルス周波数（例えば１ｋＨｚなど）とに基づいてＯＮ時間が設定されたＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを生成して駆動回路４０に出力する。駆動回路４０は、入力されたＰＷＭ信号Ｓｐｗｍに応じて電磁石３３のオンオフを行うことにより、電磁石３３の励磁電流Ｉを目標デューティ比ＤＲｔに応じた値に調整する。

図３（Ａ）及び図３（Ｂ）に、上記ディザ補正量算出処理Ｍ１４によるディザ補正量ＤＲＤＩＴＨの算出態様を示す。なお、本実施形態では、上述したように、連続したＰＷＭ周期の５周期分がディザ周期の１周期となっており、以下では、それら各ＰＷＭ周期を時間経過順にそれぞれ第１ＰＷＭ周期、第２ＰＷＭ周期、第３ＰＷＭ周期、第４ＰＷＭ周期、第５ＰＷＭ周期という。

本実施形態では、ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨが以下のようにして算出される。すなわち、ディザ周期の１周期内においてディザ補正量ＤＲＤＩＴＨによる励磁電流Ｉの増加分が、ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨによる励磁電流Ｉの減少分にて相殺されるように当該ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨは算出される。また、次式（１）等に示すように、フィードバック制御によって得られたＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの上記制御値と上記平均電流値Ｉａｖとの比率に対して、ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨ相当の電流値であるディザ電流値を乗算することにより、各ＰＷＭ周期におけるディザ補正量ＤＲＤＩＴＨが算出される。

また、本実施形態では、各ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉの平均値と上記平均電流値Ｉａｖとの差分が、ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨ相当の電流値であるディザ電流値ＤＩとなっている。

より詳細には、第１ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉの平均電流値を「ＡＶＥ１」、第２ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉの平均電流値を「ＡＶＥ２」、第３ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉの平均電流値を「ＡＶＥ３」、第４ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉの平均電流値を「ＡＶＥ４」、第５ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉの平均電流値を「ＡＶＥ５」としたときに、「ＡＶＥ１」及び「ＡＶＥ２」及び「ＡＶＥ３」及び「ＡＶＥ４」及び「ＡＶＥ５」のそれぞれから平均電流値Ｉａｖを減じた値の総和が「０」となるようにしている。また、本実施形態では、「ＡＶＥ３」が平均電流値Ｉａｖと一致するとともに、各ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉの平均電流値の大小関係は、「ＡＶＥ２」＞「ＡＶＥ１」＞「ＡＶＥ３」＞「ＡＶＥ５」＞「ＡＶＥ４」の順になっている。こうしてディザ周期の１周期内においてＰＷＭ周期毎の平均電流値は、「ＡＶＥ３」を振幅の中心値としてサイン波のように波打って増減するようになっている。

ここで、各ＰＷＭ周期におけるＰＷＭ信号のＯＮ時間τｔは、上記態様にて算出される基本デューティ比ＤＲｂに応じた基本ＯＮ時間τｂがディザ補正量ＤＲＤＩＴＨに応じた補正時間τｄで補正されることにより設定される。例えば、第１ＰＷＭ周期におけるＰＷＭ信号のＯＮ時間τｔ１は、上記態様にて算出される基本デューティ比ＤＲｂに応じた基本ＯＮ時間τｂが、ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨに応じた第１補正時間τｄ１で補正されることにより設定される。

基本ＯＮ時間τｂは目標電流値Ｉｔと平均電流値Ｉａｖとを一致させるために必要なＯＮ時間であり、補正時間τｄは、各ＰＷＭ周期における平均電流値を相違させることによりディザ制御を実行するための時間である。

そして、各ＰＷＭ周期における補正時間τｄに対応するディザ補正量ＤＲＤＩＴＨは、次式（１）及び次式（７）に基づいて算出される。

式（１）における基本ディザ電流値ＤＩｂは、ディザ電流値ＤＩの基本値である。また、この基本ディザ電流値ＤＩｂは、油温Ｔｏｉｌが低いときほど大きい値となるように可変設定される。このように油温Ｔｏｉｌに応じて基本ディザ電流値ＤＩｂが可変設定されることにより、上述したようにディザ補正量ＤＲＤＩＴＨは油温Ｔｏｉｌに応じて可変設定される。

基本ＯＮ時間τｂは、上述したようにフィードバック制御によって得られたＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの制御値である。
定数ｋは、予めの試験等を通じて適宜設定される値であり、この値が大きいほどディザ制御によるスプール３２の振幅は大きくなる。また、定数ｃも、予めの試験等を通じて適宜設定される値であり、例えば本実施形態では「２」に設定されている。

上記式（１）に基づき、第１ＰＷＭ周期における第１補正時間τｄ１は、次式（２）から算出される。

なお、式（２）における「ＤＩｂ×（ｋ／ｃ）」の値は、第１ＰＷＭ周期におけるディザ電流値ＤＩ１を示しており、上記「ＡＶＥ１」から平均電流値Ｉａｖを減じた値（正の値）に相当する。

また、上記式（１）に基づき、第２ＰＷＭ周期における第２補正時間τｄ２は、次式（３）から算出される。

なお、式（３）における「ＤＩｂ×（ｋ）」の値は、第２ＰＷＭ周期におけるディザ電流値ＤＩ２を示しており、上記「ＡＶＥ２」から平均電流値Ｉａｖを減じた値（正の値）に相当する。

また、上記式（１）に基づき、第３ＰＷＭ周期における第３補正時間τｄ３は、次式（４）から算出される。
なお、式（４）における「ＤＩｂ×（０）」の値は、第３ＰＷＭ周期におけるディザ電流値ＤＩ３を示しており、上記「ＡＶＥ３」から平均電流値Ｉａｖを減じた値、つまり「０」になる。

また、上記式（１）に基づき、第４ＰＷＭ周期における第４補正時間τｄ４は、次式（５）から算出される。

なお、式（５）における「ＤＩｂ×（ーｋ）」の値は、第４ＰＷＭ周期におけるディザ電流値ＤＩ４を示しており、上記「ＡＶＥ４」から平均電流値Ｉａｖを減じた値（負の値）に相当する。

また、上記式（１）に基づき、第５ＰＷＭ周期における第５補正時間τｄ５は、次式（６）から算出される。

なお、式（６）における「ＤＩｂ×（ーｋ／ｃ）」の値は、第５ＰＷＭ周期におけるディザ電流値ＤＩ５を示しており、上記「ＡＶＥ５」から平均電流値Ｉａｖを減じた値（負の値）に相当する。

こうして算出される各補正時間τｄ１〜τｄ５を次式（７）に代入することにより、各ＰＷＭ周期におけるディザ補正量ＤＲＤＩＴＨが算出される。

ＤＲＤＩＴＨ＝τｄ・Ｈ／１０…（７）
ＤＲＤＩＲＨ：ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨ（％）
τｄ：補正時間（ｍｓ）
Ｈ：ＰＷＭ信号のパルス周波数（Ｈｚ）
次に、本実施形態の作用及び効果を説明する。

（１）ディザ周期の１周期内においてディザ補正量ＤＲＤＩＴＨによる励磁電流Ｉの増加分が、ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨによる励磁電流Ｉの減少分にて相殺されるように当該ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨは算出される。そのため、ディザ周期の１周期内における平均電流値Ｉａｖは、ディザ制御を実施しない場合の励磁電流Ｉの平均値と同じになる。従って、ディザ制御を実行しても、上記フィードバック制御を通じて上記平均電流値Ｉａｖは目標電流値Ｉｔに収束するようになる。このようにディザ制御の影響が抑えられた状態で上記フィードバック制御が実施されるため、励磁電流Ｉの制御性が向上するようになる。

ここで、本実施形態では、上記平均電流値Ｉａｖに基づいてディザ制御を行うようにしているが、上記平均電流値Ｉａｖはディザ周期の自然数倍の期間、つまり複数のＰＷＭ周期で構成されるサンプリング期間内における励磁電流Ｉの平均値となっている。そのため、励磁電流Ｉに一時的にノイズ成分が重畳したとしても、そうしたノイズ成分が平均電流値Ｉａｖの算出精度に及ぼす影響は、ＰＷＭ周期の１周期における励磁電流Ｉの平均値を算出する場合と比較して小さくなる。従って、ディザ制御による励磁電流Ｉの制御性が向上するようになる。

（２）また、リニアソレノイドバルブ３０を駆動する電源電圧が変化したり、温度変化によってリニアソレノイドバルブ３０の抵抗値が変化したりすると、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの制御値（例えば現状の平均電流値Ｉａｖが得られているＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティ比や、そのデューティ比によって変化するＰＷＭ信号ＳｐｗｍのＯＮ時間など）に対応する励磁電流Ｉの大きさが異なるようになる。そのため、ディザ制御を通じた励磁電流Ｉの制御についてロバスト性が低くなるおそれがある。

この点、本実施形態では、上記式（１）に示したように、フィードバック制御によって得られたＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの制御値である上記基本ＯＮ時間τｂと上記平均電流値Ｉａｖとの比率、つまり式（１）における「τｂ／Ｉａｖ」の値に対して、ディザ補正量相当の電流値であるディザ電流値ＤＩ、つまり式（１）における「ＤＩｂ・（ｋ／ｃ、ｋ、０、ーｋ、ーｋ／ｃ）」の各値を乗算することにより、各ＰＷＭ周期におけるディザ補正量ＤＲＤＩＴＨを算出している。

そうしたフィードバック制御によって得られたＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの制御値と上記平均電流値Ｉａｖとの比率は、現状の電源電圧やリニアソレノイドバルブ３０の抵抗値における単位電流値当たりのＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの制御値を示す値になる。従って、そうした比率にディザ電流値ＤＩを乗算して得られる値は、現状の電源電圧やリニアソレノイドバルブ３０の抵抗値においてディザ制御用のディザ電流値ＤＩを得るために必要なＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの制御値を示す値になり、この値に基づいてディザ補正量ＤＲＤＩＴＨが算出されるため、ディザ制御におけるロバスト性が向上するようになる。

（３）上述した特許文献１では、フィードバック制御を利用したディザ制御を実行するために、ＰＷＭ周期の１周期における励磁電流Ｉの平均値と、ディザ周期の１周期における励磁電流Ｉの平均値とを算出しており、サンプリング期間が異なる２つの平均値を求めるようにしている。

これに対して本実施形態では、フィードバック処理Ｍ１３に用いる平均電流値Ｉａｖと、ディザ補正量算出処理Ｍ１４において上記式（１）で用いる平均電流値Ｉａｖとが同一の値になっている。つまり、フィードバック処理に用いる平均電流値を算出する際のディザ周期の自然数倍の値と、ディザ補正量算出処理に用いる平均電流値を算出する際のディザ周期の自然数倍の値は同一になっている。このように、フィードバック処理Ｍ１３に用いる平均電流値のサンプリング期間とディザ補正量算出処理Ｍ１４に用いる平均電流値のサンプリング期間とは同じになっているため、フィードバック制御を利用したディザ制御を実行するに当たってサンプリング期間が異なる複数の平均電流値を算出する必要がない。従って、そうした平均電流値を複数算出する従来文献の技術と比較して、本実施形態では制御装置１００の演算負荷を低減することができる。

なお、本実施形態は、以下のように変更して実施することができる。本実施形態及び以下の変更例は、技術的に矛盾しない範囲で互いに組み合わせて実施することができる。
・上記実施形態では、図３に示したように、各ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉの平均値と平均電流値Ｉａｖとの差分をディザ補正量ＤＲＤＩＴＨを算出する際のディザ電流値ＤＩとした。この他、図４に示すように、各ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉのピーク値であるピーク電流値ＰＫと平均電流値Ｉａｖとの差分を、ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨを算出する際のディザ電流値ＤＩとしてもよい。

図４（Ａ）及び図４（Ｂ）に示すように、この変更例においては、例えば第１ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉのピーク電流値を「ＰＫ１」とし、この「ＰＫ１」から平均電流値Ｉａｖを減じた値を第１ディザ電流値ＤＩ１とする。また、第２ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉのピーク電流値を「ＰＫ２」とし、この「ＰＫ２」から平均電流値Ｉａｖを減じた値を第２ディザ電流値ＤＩ２とする。また、第３ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉのピーク電流値を「ＰＫ３」とし、この「ＰＫ３」から平均電流値Ｉａｖを減じた値を第３ディザ電流値ＤＩ３とする。また、第４ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉのピーク電流値を「ＰＫ４」とし、この「ＰＫ４」から平均電流値Ｉａｖを減じた値を第４ディザ電流値ＤＩ４とする。また、第５ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉのピーク電流値を「ＰＫ５」とし、この「ＰＫ５」から平均電流値Ｉａｖを減じた値を第５ディザ電流値ＤＩ５とする。

そして、第３ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉの平均値ＡＶＥ３が平均電流値Ｉａｖと一致するように第３ディザ電流値ＤＩ３を設定する。そして、第１ディザ電流値ＤＩ１及び第２ディザ電流値ＤＩ２及び第４ディザ電流値ＤＩ４及び第５ディザ電流値ＤＩ５の平均値が第３ディザ電流値ＤＩ３に一致するとともに、各ＰＷＭ周期におけるピーク電流値ＰＫの大小関係が、「ＰＫ２」＞「ＰＫ１」＞「ＰＫ３」＞「ＰＫ５」＞「ＰＫ４」の順となるように設定することにより、ディザ周期の１周期内において各ピーク電流値ＰＫをサイン波のように波打って増減させるとともに、ディザ周期の１周期内においてディザ補正量ＤＲＤＩＴＨによる励磁電流Ｉの増加分が、ディザ補正量ＤＲＤＩＴＨによる励磁電流Ｉの減少分にて相殺されるようにディザ補正量ＤＲＤＩＴＨを算出する。

この変更例におけるディザ補正量ＤＲＤＩＴＨは、次式（８）及び上記式（７）に基づいて算出可能である。

式（８）における基本ディザ電流値ＤＩｂは、この変更例における上記ディザ電流値ＤＩの基本値である。また、この基本ディザ電流値ＤＩｂも、油温Ｔｏｉｌが低いときほど大きい値となるように可変設定することが好ましい。また、式（８）における基本ＯＮ時間τｂ、平均電流値Ｉａｖ、定数ｋ、及び定数ｃは、上記実施形態で説明した値と同一である。

そして、この式（８）から算出される各補正時間τｄ１〜τｄ５を上記式（７）に代入することにより、各ＰＷＭ周期におけるディザ補正量ＤＲＤＩＴＨを算出する。
こうした変更例によれば、各ＰＷＭ周期における励磁電流Ｉのピーク値自体が制御されるため、ディザ制御の実行中において、リニアソレノイドバルブ３０に過剰な電流が流れることを抑えることができる。

・上記式（１）や上記式（８）の基本ＯＮ時間τｂを上記基本デューティ比ＤＲｂに置き代えてもよい。この場合には、式（１）や式（８）から算出される値がＰＷＭ信号ＳｐｗｍのＯＮ時間ではなく、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティ比になるため、ＰＷＭ信号ＳｐｗｍのＯＮ時間をデューティ比に変換するための上記式（７）に基づく変換処理は不要になる。

・油温Ｔｏｉｌに応じて基本ディザ電流値ＤＩｂを可変設定したが、基本ディザ電流値ＤＩｂを固定値としてもよい。
・上記平均電流値Ｉａｖを算出するためのディザ周期の自然数倍の値は「１倍」であったが、そうした自然数倍の値は適宜変更することができる。

・フィードバック処理Ｍ１３に用いる平均電流値を算出する際のディザ周期の自然数倍の値及びディザ補正量算出処理Ｍ１４に用いる平均電流値を算出する際のディザ周期の自然数倍の値は同一であったが異ならせてもよい。この場合でも、上記（３）以外の作用効果を得ることができる。

・ディザ周期の１周期を構成するＰＷＭ周期の数は５周期であったが、そうしたＰＷＭ周期の数は適宜減光することができる。
・上記リニアソレノイドバルブ３０は、自動変速機１０の係合機構１２に油圧を供給する油圧回路２０に設けられたバルブであったが、他の機構に油圧を供給する油圧回路に設けられるリニアソレノイドバルブでもよい。

・制御装置１００は、ＣＰＵ２００とメモリ２１０とを備えて、ソフトウェア処理を実行するものに限らない。たとえば、上記実施形態において実行されるソフトウェア処理の少なくとも一部を処理する専用のハードウェア回路（たとえばＡＳＩＣ等）を備えてもよい。すなわち、制御装置１００は、以下の（ａ）〜（ｃ）のいずれかの構成であればよい。（ａ）上記処理の全てをプログラムに従って実行する処理装置と、プログラムを記憶するメモリ等のプログラム格納装置とを備える。（ｂ）上記処理の一部をプログラムに従って実行する処理装置およびプログラム格納装置と、残りの処理を実行する専用のハードウェア回路とを備える。（ｃ）上記処理の全てを実行する専用のハードウェア回路を備える。ここで、処理装置およびプログラム格納装置を備えたソフトウェア処理回路や、専用のハードウェア回路は複数であってもよい。すなわち、上記処理は、１または複数のソフトウェア処理回路および１または複数の専用のハードウェア回路の少なくとも一方を備えた処理回路によって実行されればよい。

１０…自動変速機
１１…変速機構
１２…係合機構
２０…油圧回路
３０…リニアソレノイドバルブ
３１…スリーブ
３２…スプール
３３…電磁石
３４…スプリング
４０…駆動回路
４２…電流検出回路
５０…クランク角センサ
５１…エアフロメータ
５２…油温センサ
５３…車速センサ
１００…制御装置
２００…中央処理装置（ＣＰＵ）
２１０…メモリ

Claims (4)

1. リニアソレノイドバルブの励磁電流を制御するＰＷＭ制御と、ディザ補正量による補正を通じて前記励磁電流を周期的に増減させることにより前記リニアソレノイドバルブのスプールを振動させるディザ制御とを実行する制御装置であって、
   前記ＰＷＭ制御で生成されるＰＷＭ信号のパルス周期をＰＷＭ周期とし、前記ディザ制御による前記スプールの振動周期をディザ周期としたときに、連続した複数の前記ＰＷＭ周期が前記ディザ周期の１周期となっており、
   前記ディザ周期の自然数倍の期間における前記励磁電流の平均値を平均電流値として算出する平均化処理と、
   前記励磁電流の目標値である目標電流値を算出する目標電流算出処理と、
   前記目標電流値と前記平均電流値とが一致するように前記ＰＷＭ信号の制御値をフィードバック制御するフィードバック処理と、
   ＰＷＭ周期毎に異なる前記ディザ補正量を算出するディザ補正量算出処理と、を実行し、
   前記ディザ補正量算出処理は、前記フィードバック制御によって得られた前記ＰＷＭ信号の制御値と前記平均電流値との比率に前記ディザ補正量相当の電流値であるディザ電流値を乗算して前記ディザ補正量を算出するとともに、前記ディザ周期の１周期内において前記ディザ補正量による前記励磁電流の増加分が、前記ディザ補正量による前記励磁電流の減少分にて相殺されるように当該ディザ補正量を算出する
   リニアソレノイドバルブの制御装置。
2. 前記フィードバック処理に用いる前記平均電流値を算出する際の前記自然数倍の値及び前記ディザ補正量算出処理に用いる前記平均電流値を算出する際の前記自然数倍の値が同一である
   請求項１に記載のリニアソレノイドバルブの制御装置。
3. 前記ディザ電流値は、各ＰＷＭ周期における前記励磁電流の平均値と前記平均電流値との差分である
   請求項１または２に記載のリニアソレノイドバルブの制御装置。
4. 前記ディザ電流値は、各ＰＷＭ周期における励磁電流のピーク値と前記平均電流値との差分である
   請求項１または２に記載のリニアソレノイドバルブの制御装置。

Images