JP2012049988A - 誘導性負荷駆動制御装置及び駆動制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】目標電流値変更後のディザー制御目標電流値の開始位置を揃えることができる誘導負荷駆動制御装置及び誘導性負荷駆動制御方法を提供する。
【解決手段】誘導性負荷１５に流れる電流が目標電流値に近づくようＰＷＭ制御により前記誘導性負荷の駆動制御を行う駆動制御手段１２と、設定電流値に、前記ＰＷＭ制御の周期よりも大きくな周期を有する所定振幅の電流制御量を付加して前記目標電流値を生成する目標値制御手段１１と、前記設定電流値の変化時に前記電流制御量の付加を前記電流制御量の特定の位相状態から開始させる電流制御量付加制御手段３７とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は誘導性負荷駆動制御装置及び誘導性負荷駆動制御方法に関し、特に、自動車用オートマチックトランスミッションなどに使用されるソレノイドアクチュエータなどの誘導性負荷の駆動制御装置及び駆動制御方法に適用して好適なものである。

自動車用オートマチックトランスミッションなどに使用されるソレノイドアクチュエータでは、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によって誘導性負荷に流れる電流を制御する方法がある。
このような誘導性負荷の制御において、誘導性負荷の摺動抵抗を低減するために、電流制御するＰＷＭ信号にディザー信号として電流リップル波形制御情報を重畳するようにした誘導性負荷駆動制御装置及び駆動制御方法が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

ソレノイドの制御電流を制御条件の変化に応じて階段状に変化させて出力する制御電流出力手段と、所定の周期でレベルが反転するディザー電流を出力するディザー電流出力手段と、制御電流にディザー電流を重畳してソレノイドに供給するソレノイド駆動手段とを備え、制御条件変化時に制御電流を変化させるタイミングをディザー電流が制御電流変化方向と同一方向に反転するタイミングとずらせるように制御する制御電流変化タイミング制御手段を設けたソレノイド制御装置が提案されている（例えば、特許文献２参照）。

ところで、ディザー電流が、図１３に示すように、信号波形を三角波信号としたときに、目標電流値に対して、ＰＷＭ周期Ｔｐの８倍で山及び谷を形成して１周期となるディザー周期Ｔｄが設定されているものとしたとき、目標電流値の変化のタイミングによって、ディザー制御目標電流値波形の形状が異なるものとなる。
すなわち、図１４（ａ）に示すように、時点ｔ１とこの時点ｔ１からＰＷＭ周期Ｔｐ分遅れた時点ｔ２との間で目標電流値が大きく増加した場合には、時点ｔ１でのディザー信号のポイントＰ７から時点ｔ２でのディザー信号のポイントＰ０に移行することになり、変化後の目標電流値に対して、ディザー周期Ｔｄの開始時点からディザー信号が重畳される。

また、図１４（ｂ）に示すように、時点ｔ２とこの時点ｔ２からＰＷＭ周期Ｔｐ分遅れた時点ｔ３との間で目標電流値が大きく増加した場合には、時点ｔ２におけるディザー信号のポイントＰ０から時点ｔ３でのディザー信号のポイントＰ１に移行することになり、変化後の目標電流値に対して、ディザー周期の谷に向かうポイントからディザー信号が重畳される
同様に、図１４（ｃ）及び（ｄ）に示すように、目標電流値の変化時点がさらに遅れると、変化後の目標電流値に対して、ディザー周期の谷底のポイントＰ２から開始したり、その後のポイントＰ３から開始したりすることになる。

特開２００９−１７６９４０号公報 特開平５−４５０４６号公報

しかしながら、上記特許文献１及び２に記載された従来例にあっては、図１４（ａ）〜（ｄ）に示すように、目標電流値の変化時点に応じてディザー信号の開始ポイントが異なることになる。このため、オートマチックトランスミッション等では過渡応答特性に関する高速安定性が要求される場合には、ディザー信号の周期と目標電流値（設定値電流情報）が更新されるタイミングがディザー信号周期との関係において不定期であるため、制御目標電流値が増減するタイミング（電流制御情報の変更タイミング）とディザー制御目標電流信号の位相状態の違いにより、目標電流値変化後のＰＷＭ周期において、ディザー信号の波形が一定とはならない。その結果、制御電流値の応答時間の増加、オーバーシュート量増加、アンダーシュート量増加などの特性劣化を招くという未解決の課題がある。

また、動作条件により、特許文献２に記載されているようにラジオノイズの増大を招くという未解決の課題もある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、目標電流値変更後のディザー制御目標電流値の開始位置を揃えることができる誘導負荷駆動制御装置及び誘導性負荷駆動制御方法を提供することを目的としている。

上記課題を解決するために、本発明の一の形態に係る誘導性負荷駆動制御装置は、誘導性負荷に流れる電流が目標電流値に近づくようＰＷＭ制御により前記誘導性負荷の駆動制御を行う駆動制御手段と、設定電流値に、前記ＰＷＭ制御の周期よりも大きくな周期を有する所定振幅の電流制御量を付加して前記目標電流値を生成する目標値制御手段と、前記設定電流値の変化時に前記電流制御量の付加を前記電流制御量の特定の位相状態から開始させる電流制御量付加制御手段とを備えていることを特徴としている。

また、本発明の他の形態に係る誘導性負荷駆動制御装置は、前記電流制御量が三角波及び正弦波の何れか一方の電流波形を有することを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る誘導性負荷駆動制御装置は、前記電流制御量付加制御手段が、前記電流制御量の一周期を複数に分割した複数の分割位相から位相状態を選択するように構成されていることを特徴としている。

また、本発明の他の形態に係る誘導性負荷駆動制御装置は、前記電流制御量付加制御手段が、前記設定電流値の変化方向に応じて選択する前記電流制御量の特定の位相状態を変更することを特徴としている。
また、本発明の他の形態に係る誘導性負荷駆動制御装置は、前記電流制御量付加制御手段が、前記設定電流値の変化量が所定値以上であるときに、前記設定電流値の変化方向に応じて選択する前記電流制御量の特定の位相状態を変更することを特徴としている。

また、本発明の他の形態に係る誘導性負荷駆動制御装置は、前記電流制御量付加制御手段が、前記設定電流量が増加方向に変化したときに、前記電流制御量の谷底となる位相状態を選択し、前記設定電流量が減少方向に変化したときに、前記電流制御量の山頂となる位相状態を選択することを特徴としている。
また、本発明の一の形態に係る誘導性負荷駆動制御方法は、誘導性負荷に流れる電流が目標電流値に近づくようＰＷＭ制御により前記誘導性負荷の駆動制御を行うステップと、設定電流値に、前記ＰＷＭ制御の周期よりも大きくな周期を有する所定振幅の電流制御量を付加して前記目標電流値を生成するステップと、前記設定電流値の変化時に前記電流制御量の付加を特定の位相状態から開始させるステップとを備えることを特徴としている。

本発明によれば、ＰＷＭ制御の周期よりも大きな周期を有する所定振幅の電流制御量を付加して目標電流値の変動周期を制御することで、リニアソレノイドの摺動抵抗を極小化するための電流リップル量を目標電流値にて与えることが可能となる。
そして、設定電流値が変化した時に、設定電流値に対する電流制御量の付加を、電流制御量の特定の位相状態から開始することができるので、目標電流値への収束時間を短縮し、オーバーシュート電流やアンダーシュート電流を低減して応答特性を改善することができるとともに、目標電流値の変化幅を一定範囲に抑えることができ、ラジオノイズを低減することができる。

本発明の第１実施形態に係る誘導性負荷駆動制御装置が適用される閉ループ制御系の概略構成を示すブロック図である。 図１の駆動制御回路の概略構成を示すブロック図である。 図１の閉ループ制御系の概略構成を示す等価回路図である。 図１の駆動制御回路の動作の説明に供するタイミングチャートである。 電流リップル周波数とリニアソレノイドの摺動抵抗との関係を示す図である。 図１の目標値制御部の具体的構成を示すブロック図である。 目標値制御部１１から出力される目標電流値波形の一例を示す図である。 図６の目標変化時位相制御情報生成部で実行する制御情報生成処理手順の一例を示すフローチャートである。 図６の信号発生回路で実行する目標電流値生成処理手順の一例を示すフローチャートである。 設定電流値情報の増加方向の変化時の目標電流値波形の一例を示す図である。 設定電流値情報の増加方向の変化時の目標電流値波形の他の例を示す図である。 設定電流値情報の減少方向変化時の目標電流値波形の一例を示す図である。 従来例の目標電流値波形を示す図である。 目標電流値増加時の従来例の目標電流値波形を示す図である。

以下、本発明の実施形態に係る誘導性負荷駆動制御装置について図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る誘導性負荷駆動制御装置が適用される閉ループ制御系の概略構成を示すブロック図である。
図１において、例えばオートマチックトランスミッションなどに使用されるソレノイドアクチュエータなどの誘導性負荷１５の一端は駆動回路１３が接続され、誘導性負荷１５の他端は、電流検出抵抗１７を介して接地されている。そして、駆動回路１３の前段には、ＰＷＭ制御をアナログ処理で行う駆動制御回路１２が接続され、駆動制御回路１２の前段には、目標値制御部１１が接続されている。

また、電流検出抵抗１７の両端には平均電流検出回路１４が接続され、平均電流検出回路１４の出力側は駆動制御回路１２に接続されている。
ここで、駆動制御回路１２は、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆをＰＷＭ制御により変動させて目標電流値Ｉ^*に近づくよう（追従するよう）に誘導性負荷１５の駆動制御を行う。例えば、駆動制御回路１２は、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの平均値Ｉ_AVRと目標電流値Ｉ^*との偏差に基づいて、ＰＷＭ制御によるパルス幅を設定する。

目標値制御部１１は、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆのＰＷＭ制御による制御周期Ｔｐよりも大きくなるように目標電流値Ｉ^*の変動周期（ディザー周期）Ｔｄを制御する。例えば、目標電流値Ｉ^*の変動周期Ｔｄは、誘導性負荷１５であるリニアソレノイドの摺動抵抗が極小化されるように設定し、ＰＷＭ制御による制御周期Ｔｐは、目標電流値Ｉ^*に追従して変化する電流Ｉｆの電流リップル量が平均電流検出回路１４による電流検出可能範囲に適合するように設定する。すなわち、ＰＷＭ制御による制御周期Ｔｐが小さいほどＰＷＭ制御による電流Ｉｆの変動が小さくなるので、目標電流値Ｉ^*の振幅がある程度大きくても、制御周期Ｔｐを小さくして電流Ｉｆのピーク電流Ｉ_H及びボトム電流Ｉ_Lが電流検出可能範囲内に収まるようにする。

そして、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの平均値Ｉ_AVRを指定する設定電流値情報ＦＩは、目標値制御部１１に入力される。そして、目標値制御部１１は、ＰＷＭ制御による制御周期Ｔｐよりも大きな変動周期Ｔｄを持ち、設定電流値情報ＦＩにて指定された平均値Ｉ_AVRを有する目標電流値Ｉ^*を生成し、駆動制御回路１２に入力する。
また、誘導性負荷１５のインダクタンスＬに流れる電流Ｉｆは電流検出抵抗１７に流れ、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの平均値Ｉ_AVRが平均電流検出回路１４にて検出され、駆動制御回路１２に入力される。

そして、駆動制御回路１２は、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆが目標電流値Ｉ^*に追従するようにＰＷＭ信号を生成し、駆動回路１３のスイッチング素子をオン／オフ制御することで、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆをＰＷＭ制御する。
これにより、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆをＰＷＭ制御による制御周期Ｔｐよりも大きい目標電流値Ｉ^*の変動周期Ｔｄに追従させて制御することができ、リニアソレノイドの摺動抵抗を極小化するための電流リップル周波数を目標電流値Ｉ^*にて与えることが可能となる。

このため、誘導性負荷１５に流れるＰＷＭ制御による電流の制御周期Ｔｐを小さくすることが可能となり、誘導性負荷１５の特性が異なる場合においても、誘導性負荷１５の特性により影響されるＰＷＭ制御による電流リップル量の増減を小さくすることが可能となることから、リニアソレノイドの摺動抵抗を低減しつつ、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの検出可能範囲に適合するように電流リップルを同一回路上で変化させることが可能となる。

図２は、図１の駆動制御回路１２の概略構成を示すブロック図である。
図２において、駆動制御回路１２には、三角波発振器２１、Ｄ／Ａコンバータ２２、差動アンプ構成のオペアンプ２３及びコンパレータ２４が設けられ、駆動回路１３には、電界効果トランジスタ２５が設けられている。
そして、オペアンプ２３の一方の入力端子にはＤ／Ａコンバータ２２の出力端子が接続され、オペアンプ２３の他方の入力端子には平均電流検出回路１４の出力端子が接続され、コンパレータ２４の一方の入力端子には三角波発振器２１の出力端子が接続され、コンパレータ２４の他方の入力端子にはオペアンプ２３の出力端子が接続され、コンパレータ２４の出力端子は電界効果トランジスタ２５のゲートに接続されている。

また、電界効果トランジスタ２５には、誘導性負荷１５のインダクタンスＬが直列接続され、電界効果トランジスタ２５とインダクタンスＬとの接続点には、ダイオードＤｉのカソードが接続されている。
そして、目標値制御部１１にて生成された目標電流値Ｉ^*が、Ｄ／Ａコンバータ２２にてアナログデータに変換された後、オペアンプ２３に入力されるとともに、平均電流検出回路１４にて検出された誘導性負荷１５のインダクタンスＬに流れる電流Ｉｆの平均値Ｉ_AVRもオペアンプ２３に入力される。このオペアンプ２３で、目標電流値Ｉ^*と電流Ｉｆの平均値Ｉ_AVRとの偏差が検出された後、コンパレータ２４に入力される。また、コンパレータ２４には、三角波発振器２１にて生成された三角波が入力され、目標電流値Ｉ^*と電流Ｉｆの平均値Ｉ_AVRとの偏差が三角波発振器２１にて生成された三角波と比較される。

そして、目標電流値Ｉ^*と電流Ｉｆの平均値Ｉ_AVRとの偏差が三角波発振器２１にて生成された三角波のレベルより大きい場合には、電界効果トランジスタ２５のゲートにはオン信号がコンパレータ２４から出力され、目標電流値Ｉ^*と電流Ｉｆの平均値Ｉ_AVRとの偏差が三角波発振器２１にて生成された三角波のレベル以下の場合には、電界効果トランジスタ２５のゲートにはオフ信号がコンパレータ２４から出力される。

電界効果トランジスタ２５は、ゲートにオン信号が入力されるとオン状態となり、インダクタンスＬに流れる電流Ｉｆが増加する。一方、電界効果トランジスタ２５は、ゲートにオフ信号が入力されるとオフ状態となり、インダクタンスＬに流れる電流Ｉｆが減少することにより、誘導性負荷１５に流れる電流ＩｆがＰＷＭ制御され、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆが目標電流値Ｉ^*に追従するように制御される。なお、ダイオードＤｉは、電界効果トランジスタ２５がオフしたときに電流Ｉｆの電流経路を与えるための転流ダイオードである。

図３は、図１の閉ループ制御系の概略構成を示す等価回路図である。
図３において、電界効果トランジスタ２５は、スイッチング素子ＳＷとオン抵抗Ｒ_ONで等価的に表現することができ、誘導性負荷１５は、インダクタンスＬとソレノイド抵抗Ｒ_Lで等価的に表現することができる。
そして、電源Ｖｂａｔ、スイッチング素子ＳＷ、オン抵抗Ｒ_ON、ソレノイド抵抗Ｒ_L及びインダクタンスＬが順次直列接続されている。

次に、上記図１の閉ループ制御系の動作を図４に示すタイミングチャートに基づいて説明する。なお、説明の簡単化のために、本図はディザー信号を無視したものとしている。
今、目標値制御部１１に入力される設定電流値情報ＦＩが図４（ａ）に示すように、段階的に増加するものとする。
この設定電流値情報ＦＩの増加に伴って目標値制御部１１から出力される目標電流値Ｉ^*が増加し、これに応じて駆動制御回路１２から出力されるＰＷＭ制御信号の電圧波形のパルス幅が図４（ｂ）に示すように増加する。

すなわち、図４の時点ｔ１からＰＷＭ制御の制御周期Ｔｐ後の時点ｔ２までの間に設定電流値情報ＦＩが変化すると、次の制御周期Ｔｐの開始時点となる時点ｔ２でＰＷＭ制御信号のパルス幅が増加する。同様に、時点ｔ４及びｔ５間で設定電流値情報ＦＩが増加すると、時点ｔ５でＰＷＭ制御信号のパルス幅が増加し、時点ｔ７及びｔ８間で設定電流値情報ＦＩが減少すると、時点ｔ８でＰＷＭ制御信号のパルス幅が減少する。

そして、ＰＷＭ制御信号のパルス幅に応じて誘導性負荷１５のインダクタンスＬを流れる電流Ｉｆは、図４（ｃ）に示すように、ＰＷＭ信号がハイレベルの時に増加するとともに、ＰＷＭ信号がロウレベルの時に減少する。
このインダクタンスＬを流れる電流Ｉｆの平均電流の検出結果は、図４（ｄ）に示すように、次のＰＷＭ制御信号の制御周期Ｔｐに反映されるので、平均電流検出回路１４で検出される平均電流値は時点ｔ３で増加し、次いで時点ｔ６で増加する。なお、この場合、平均電流検出回路１４は電流検出抵抗１７の両端電圧が入力されるＡ／Ｄコンバータ、Ａ／Ｄコンバータの出力から平均電流を求める演算回路、及び演算回路の出力が入力されるＤ／Ａコンバータを有し、三角波発振器２１により同期をとられてＰＷＭ制御の制御周期Ｔｐごとに平均電流の算出及び出力を行う回路であるが、この構成に限定されるものではない。

ここで、簡単のために、図３のオン抵抗Ｒ_ON及びソレノイド抵抗Ｒ_Lがないものとし、電源Ｖｂａｔの電圧をＶ_BAT、ＰＷＭ制御の制御周期Ｔｐにおいてスイッチング素子ＳＷがオンしている期間をＴ_R、オフしている期間をＴ_Fとすると、電流Ｉｆのピーク電流Ｉ_H、ボトム電流Ｉ_L及び平均値Ｉ_AVRには、以下の（１）式〜（３）式の関係が得られる。
Ｉ_H−Ｉ_L＝Ｖ_BAT／Ｌ・Ｔ_R＝Ｖ_F／Ｌ・Ｔ_F ・・・（１）
Ｔｐ＝Ｔ_R＋Ｔ_F ・・・（２）
Ｉ_AVR＝（Ｉ_H＋Ｉ_L）／２ ・・・（３）
ここで、Ｖ_FはダイオードＤｉの順方向電圧である。これらの（１）式〜（３）式を解くと、以下の（４）式〜（６）式の関係が得られる。
Ｉ_H＝Ｉ_AVR＋Ｖ_BAT・Ｖ_F・Ｔｐ／（２Ｌ・（Ｖ_BAT＋Ｖ_F）） ・・・（４）
Ｉ_L＝Ｉ_AVR−Ｖ_BAT・Ｖ_F・Ｔｐ／（２Ｌ・（Ｖ_BAT＋Ｖ_F）） ・・・（５）
Ｔ_R＝Ｖ_F・Ｔｐ／（Ｖ_BAT＋Ｖ_F） ・・・（６）

（４）式及び（５）式に示すように、電流リップル量（Ｉ_H−Ｉ_L）は、インダクタンスＬの値に反比例し、制御周期Ｔｐに比例することが判る。このため、ＰＷＭ信号の周波数を増加させ、制御周期Ｔｐを小さくすることで、ＰＷＭ制御による電流リップル量（Ｉ_H−Ｉ_L）を小さくすることができる。平均値Ｉ_AVRが変化しても、制御周期Ｔｐを小さくすることにより、誘導性負荷１５の特性が異なる場合においても、平均電流検出回路１４の電流検出可能範囲に平均値Ｉ_AVRの変化とＰＷＭ制御による変動分を合わせた電流リップル量（Ｉ_H−Ｉ_L）を収めることができる。

図５は、電流リップル周波数とリニアソレノイドの摺動抵抗との関係を示す図である。図４の状態でＰＷＭ信号の制御周期Ｔｐを小さくし、ＰＷＭ信号の周波数を図５に示すｆ１に設定すると、リニアソレノイドの摺動抵抗が極小化される周波数ｆ２から離れるため、リニアソレノイドの摺動抵抗が増大する。
このため、駆動制御回路１２に与えられる目標電流値Ｉ^*の変動周期ＴｄをＰＷＭ信号の制御周期Ｔｐよりも大きくし、目標電流値Ｉ^*の周波数をｆ２に設定することにより、ＰＷＭ信号の制御周期Ｔｐを小さくした場合においても、リニアソレノイドの摺動抵抗を極小化することができ、リニアソレノイドの摺動抵抗を低減しつつ、誘導性負荷１５に流れる電流Ｉｆの検出可能範囲に適合するように電流リップルを同一回路上で変化させることが可能となる。

一方、目標値制御部１１の具体的構成は、図６に示すように、目標電流値Ｉ^*の周期・時刻情報（時刻情報は非正弦波のための情報）を固定値として保持する周期・時刻情報保持部３１、目標電流値Ｉ^*の電流リップル情報を固定値として保持する電流リップル情報保持部３２、設定電流値情報ＦＩを変数として保持する設定電流値情報保持部３３、目標電流値Ｉ^*の発生タイミングを生成するタイミング発生回路３４及び目標電流値Ｉ^*の波形を発生する信号発生回路３５、設定電流値情報ＦＩが変化した場合における後述するディザー制御を開始する際の位相状態を設定するディザー制御開始位相設定レジスタ３６及び目標変化時位相制御情報生成部３７が設けられている。

ここで、電流リップル情報保持部３２で保持する目標電流値Ｉ^*の電流リップル情報としては、（Ｉ_H−Ｉ_L）に限らず、ピーク電流Ｉ_H及びボトム電流Ｉ_Lの場合もある。また、後述のＩ_RIPPLEの場合もある。なお、ここでＩ_H及びＩ_Lは、電流検出可能範囲の上限及び下限をＰＷＭ制御による電流Ｉｆの変動幅の最大値だけ狭めたものになっている。以下、同様。

そして、設定電流値情報ＦＩが目標値制御部１１に入力されると、設定電流値情報保持部３３に保持される。そして、タイミング発生回路３４は、周期・時刻情報保持部３１に保持されている周期・時刻情報に基づいて、目標電流値Ｉ^*の発生タイミングを生成し、信号発生回路３５に出力する。そして、信号発生回路３５は、タイミング発生回路３４にて発生された発生タイミングに従いつつ、電流リップル情報保持部３２に保持されている電流リップル情報、設定電流値情報保持部３３に保持されている設定電流値情報ＦＩ及びディザー制御開始位相設定レジスタ３６の内容に基づいて目標電流値Ｉ^*の波形を発生し、図１の駆動制御回路１２に出力する。

ここで、図１の目標値制御部１１は、図７に示すように、設定電流値情報ＦＩにて平均値Ｉ_AVRが指定された三角波状の目標電流値Ｉ^*の波形を生成する。この目標電流値Ｉ^*の波形は、設定電流値情報ＦＩに対して所定振幅の三角波状の制御電流を付加したディザー制御目標電流値の波形となり、ＰＷＭ周期毎のポイントＰ０〜Ｐ７の８ポイントで一周期が構成され、ポイントＰ０〜Ｐ４で谷領域が形成され、ポイントＰ４〜Ｐ０で山領域が形成されている。そして、目標電流値Ｉ^*が１／４周期で分割されて１／４周期目のポイントＰ２、１／２の周期目のポイントＰ２、３／４周期目のポイントＰ４、及び１周期目のポイントＰ０がそれぞれ設定電流値情報ＦＩの変化時の開始位相として設定されている。これらの開始位相がディザー制御開始位相設定レジスタ３６に、下記表１に示すように、２ビットの「１」，「０」で設定されている。

そして、ディザー制御開始位相設定レジスタ３６には、目標変化時位相制御情報生成部３７からの設定電流値情報ＦＩの変化時の開始位相を設定する目標変化時位相制御情報が入力され、この目標変化時位相制御情報に基づいて設定電流値情報ＦＩの変化時における制御電流量の開始位相を信号発生回路３５に入力する。
目標変化時位相制御情報生成部３７は、設定電流値情報保持部３３に保持されている設定電流値情報ＦＩが入力されていて、この設定電流値情報ＦＩの変化に基づいて目標変化時位相制御時情報を生成する。すなわち、目標変化時位相制御情報生成部３７は、例えばマイクロコンピュータ等の演算処理装置を含んで構成され、設定電流値情報ＦＩに基づいて図８に示す制御情報生成処理を実行する。

この制御情報生成処理は、所定時間（例えばＰＷＭ制御の制御周期Ｔｐ）毎のタイマ割込処理として実行され、先ず、ステップＳ１で、設定電流値情報保持部３３に保持されている現在の設定電流値情報ＦＩ(n)を読込み、次いでステップＳ２に移行して、読込んだ現在の設定電流値情報ＦＩ(n)から前回読込んだ設定電流値情報ＦＩ(n-1)を減算して設定電流値変化量ΔＦＩを算出する。
次いで、ステップＳ３に移行して、上記ステップＳ２で算出した設定電流値変化量ΔＦＩの絶対値が予め設定された設定値ΔＦＩｓ以上であるか否かを判定し、｜ΔＦＩ｜＜ΔＦＩｓであるときには設定電流値変化量ΔＦＩが小さいか又は“０”であり、ディザー制御開始位相を設定する必要がないものと判断してそのままタイマ割込処理を終了して、所定のメインプログラムに復帰する。

一方、ステップＳ３の判定結果が｜ΔＦＩ｜≧ΔＦＩｓであるときには、設定電流値変化量ΔＦＩが大きく、目標電流値Ｉ^*の生成において考慮すべき事象が発生したと判断してステップＳ４に移行し、設定電流値変化量ΔＦＩが正であるか否かを判定する。この判定は、設定電流値情報ＦＩが増加方向に変化したか減少方向に変化したかを判定するものであり、ΔＦＩ＞０であるときには、設定電流値情報ＦＩが増加方向に変化したものと判断してステップＳ５に移行する。

このステップＳ５では、設定電流値変化量ΔＦＩが前記設定値ΔＦＩｓより大きな設定値ΔＦＩｓ１以上であるか否かを判定し、ΔＦＩ＜ΔＦＩｓ１であるときにはステップＳ６に移行して、ディザー制御開始位相設定レジスタ３６に対して「００」の目標変化時位相制御情報を出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
また、前記ステップＳ５の判定結果がΔＦＩ≧ΔＦＩｓ１であるときにはステップＳ７に移行して、ディザー制御開始位相設定レジスタ３６に対して「０１」の目標変化時位相制御情報を出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

また、前記ステップＳ４の判定結果がΔＦＩ＜０であるときには、設定電流値情報ＦＩが減少方向に変化したものと判断してステップＳ８に移行する。このステップＳ８では、設定電流値変化量ΔＦＩの絶対値が前記設定値ΔＦＩｓより大きな設定値ΔＦＩｓ１以上であるか否かを判定し、｜ΔＦＩ｜＜ΔＦＩｓ１であるときにはステップＳ９に移行して、ディザー制御開始位相設定レジスタ３６に対して「１０」の目標変化時位相制御情報を出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。
また、前記ステップＳ８の判定結果が｜ΔＦＩ｜≧ΔＦＩｓ１であるときにはステップＳ１０に移行して、ディザー制御開始位相設定レジスタ３６に対して「１１」の目標変化時位相制御情報を出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

また、信号発生回路３５は、例えばマイクロコンピュータ等の演算処理装置を含んで構成され、図９に示す目標電流値生成処理を実行する。この目標電流値生成処理は、前述したＰＷＭ制御信号の制御周期Ｔｐに同期した割込処理として実行され、先ず、ステップＳ１１で、設定電流値情報保持部３３に保持されている現在の設定電流値情報ＦＩ(n)を読込み、次いでステップＳ１２に移行して、読込んだ現在の設定電流値情報ＦＩ(n)から前回読込んだ設定電流値情報ＦＩ(n-1)を減算して設定電流値変化量ΔＦＩを算出してからステップＳ１３に移行する。

このステップＳ１３では、ステップＳ１２で算出した設定電流値変化量ΔＦＩの絶対値が予め設定した設定値ΔＦＩｓ以上であるか否かを判定し、｜ΔＦＩ｜＜ΔＦＩｓであるときには、ステップＳ１４に移行して、電流リップル情報保持部３２に保持されている電流リップル情報とタイミング発生回路３４から入力されるタイミング信号に基づいて電流リップル情報の読出ポイントを順次ポイントＰ０からポイントＰ７までインクリメントし、ポイントＰ７に達したらポイントＰ０に戻ることを繰り返して制御電流量としてのディザー制御電流量ＤＩを決定してからステップＳ１５に移行する。
このステップＳ１５では、ステップＳ１４で設定されたディザー制御電流量ＤＩを設定電流値情報ＦＩに加算して目標電流値となるディザー制御目標電流値Ｉ^*を算出し、これを駆動制御回路１２に出力してから割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。

また、前記ステップＳ１４の判定結果が｜ΔＦＩ｜≧ΔＦＩｓであるときには、ステップＳ１６に移行して、ディザー制御開始位相設定レジスタ３６の設定値を読込み、次いでステップＳ１７に移行して、電流リップル情報保持部３２に保持されている電流リップル情報からディザー制御開始位相設定レジスタ３６の設定値に応じた位相位置すなわちポイントＰｉ（ｉ＝０，２，４，６）の電流リップル情報を読込開始ディザー制御電流量ＤＩとして決定してから前記ステップＳ１５に移行する。
また、ステップＳ１６の処理が必ずステップＳ６〜Ｓ１０の処理の後になるよう、マイクロコンピュータの処理タイミングを調整しておく。
なお、上述したディザー制御開始位相設定レジスタ３６、目標変化時位相制御情報生成部３７及び信号発生回路３５で実行する目標値生成処理のステップＳ１４〜Ｓ１７の処理で電流制御量負荷制御手段を構成している。

次に、上記実施形態の動作を説明する。
図１の閉ループ系の全体動作としては、前述した図４に示すタイムチャートについて説明した場合と同様に、設定電流値情報ＦＩの値を基に生成される目標電流値Ｉ^*に応じてＰＷＭ制御信号のパルス幅が制御され、これに応じて誘導性負荷１５のインダクタンスＬを流れる電流波形が図４（ｃ）のように変化し、これに応じてインダクタンスＬを流れる平均電流が図４（ｄ）と同様に目標電流値Ｉ^*に追従するように制御される。
このとき、目標値制御部１１に入力される設定電流値情報ＦＩが変化しないか又は変化したとしてもその変化量ΔＦＩの絶対値が設定値ΔＦＩｓ未満であるときには、目標変化時位相制御情報生成部３７で新たな目標変化時位相制御情報がディザー制御開始位相設定レジスタ３６に出力されることはない。

一方、信号発生回路３５では、図９の目標電流値生成処理を実行しており、設定電流値情報ＦＩの変化量がないか又は変化したとしてもその変化量ΔＦＩの絶対値が設定値ΔＦＩｓ未満であるので、ステップＳ１３からステップＳ１４に移行して、ポイントＰｉをインクリメントしてインリメンとしたポイントＰ(i+1)に対応する電流リップル情報を読込んでディザー制御電流量ＤＩとして決定し（ステップＳ１４）、このディザー制御電流量ＤＩを設定電流値情報ＦＩに加算してディザー制御目標電流値Ｉ^*を算出し、算出したディザー制御目標電流値Ｉ^*を駆動制御回路１２に出力する。このときのディザー制御目標電流値Ｉ^*は、図７の特性線Ｌ１で示すように、設定電流値情報ＦＩを挟んで上下する三角波状となる。

この設定電流値情報ＦＩが変化しないか又は変化量ΔＦＩの絶対値が設定値ΔＦＩｓ未満である状態から、図４の時点ｔ１及びｔ２間で設定電流値情報ＦＩが例えば２００ｍＡから３００ｍＡに増加して、その設定電流値変化量ΔＦＩ＝１００ｍＡとなって、設定値ΔＦＩｓ以上で且つ設定値ΔＦＩｓ１未満の増加量となると、目標変化時位相制御情報生成部３７で、図８に示す制御情報生成処理を実行したときに、ステップＳ３からステップＳ４に移行し、設定電流値変化量ΔＦＩが正であるので、ステップＳ５に移行し、設定電流値変化量ΔＦＩが設定値ΔＦＩｓ１未満であるので、ステップＳ６に移行する。
このため、「００」の目標変換時位相制御情報をディザー制御開始位相設定レジスタ３６に「００」が格納される。

一方、信号発生回路３５では、図９に示す目標電流生成処理を実行しているので、設定電流値変化量ΔＦＩが設定値ΔＦＩｓ以上であるので、ステップＳ１３からステップＳ１６に移行し、ディザー制御開始位相設定レジスタ３６の設定値を読込み、次いで、レジスタ３６の設定値に対応するポイントの電流リップ情報を読込開始ディザー制御電流量ＤＩとして設定する。

このとき、ディザー制御開始位相設定レジスタ３６に「００」が格納されているので、図１０（ａ）〜（ｄ）に示すように設定電流値情報ＦＩの変化時点にかかわらず設定電流値情報ＦＩが変化した後の時点で、電流リップル情報の１周期目のポイントＰ０が読出されることになる。したがって、前述した従来例における図１４のように設定電流値情報ＦＩが変化したときの電流リップル情報の開始位相がバラバラとなることがないとともに、ディザー制目標電流値の変化量を抑制することができる。このため、設定電流値情報ＦＩが変化したときの目標電流値への収束時間を短縮することができるとともに、オーバーシュート電流やアンダーシュート電流を低減することができ、応答特性を改善することができる。また、目標電流値Ｉ^*の変化幅を一定範囲に抑えることができるので、ラジオノイズを低減することができる。

また、図４における時点ｔ４及びｔ５間で設定電流値情報ＦＩが例えば３００ｍＡから５００ｍＡへと変化し、設定電流値変化量ΔＦＩが２００ｍＡに達して、設定値ΔＦＩｓ１以上となると、目標変化時位相制御情報生成部３７で図８の制御情報生成処理を実行したときに、ステップＳ３からステップＳ４を経てステップＳ５へ移行し、ΔＦＩ≧ΔＦＩｓ１であるので、ステップＳ７に移行する。このステップＳ７では、「０１」の目標変化時位相制御情報をディザー制御開始位相設定レジスタ３６に出力する。

このため、信号発生回路３５で図９の目標電流値生成処理を実行したときに、前述した場合と同様にステップＳ１３からステップＳ１６に移行することにより、ディザー制御開始位相設定レジスタ３６に設定されている設定値「０１」を読込み、この設定値「０１」に対応した谷底のポイントＰ２の電流リップル情報を読込開始ディザー制御電流量ＤＩとして決定し、この読込開始ディザー制御電流量ＤＩを設定電流値情報ＦＩに加算してディザー制御目標電流値Ｉ^*を算出して、これを駆動制御回路１２に出力する。

このため、ディザー制御目標電流値Ｉ^*は、図１１（ａ）〜（ｄ）に示すように、設定電流値情報ＦＩの変化時点にかかわらず設定電流値情報ＦＩが変化した後の時点で、電流リップル情報の１／４周期目の谷底のポイントＰ２が読出されることになる。したがって、前述した従来例における図１４のように設定電流値情報ＦＩが変化したときの電流リップル情報の開始位相がバラバラとなることがないとともに、ディザー制目標電流値の変化量を最小値に抑制することができる。このため、設定電流値情報ＦＩが変化したときの目標電流値への収束時間を短縮することができるとともに、オーバーシュート電流やアンダーシュート電流を低減することができ、応答特性を改善することができる。また、目標電流値Ｉ^*の変化幅を一定範囲に抑えることができるので、ラジオノイズを確実に低減することができる。

さらに、図４における時点ｔ７及びｔ８間で設定電流値情報ＦＩが例えば５００ｍＡから１００ｍＡまで急激に減少した場合には、目標変化時位相制御情報生成部３７で図８の制御情報生成処理を実行することにより、設定電流値変化量ΔＦＩの絶対値が設定値ΔＦＩｓ以上となり且つ設定値ΔＦＩｓ１以上となるとともに、設定電流値変化量ΔＦＩが負値となるので、ステップＳ３からステップＳ４を経てステップＳ８からステップＳ１０に移行して「１１」の目標変化時位相制御情報をディザー制御開始位相設定レジスタ３６に出力し、このレジスタ３６に設定値「１１」が格納される。

このため、信号発生回路３５で図９の目標電流値生成処理が実行されたときに、図１２（ａ）〜（ｄ）に示すように、電流リップル情報の３／４周期目となるポイントＰ６の電流値が読込開始ディザー制御電流量ＤＩとして決定され、この読込開始ディザー制御電流量ＤＩが設定電流値情報ＦＩに加算されて特性線Ｌ３で表されるディザー制御目標電流値Ｉ^*が算出され、この目標電流値Ｉ^*が駆動制御回路１２に出力される。

この場合も、前述した図１０，１１と同様に、ディザー制御目標電流値Ｉ^*は、図１２（ａ）〜（ｄ）に示すように、設定電流値情報ＦＩの変化時点にかかわらず設定電流値情報ＦＩが変化した後の時点で、電流リップル情報の３／４周期目の山頂のポイントＰ６が読出されることになる。したがって、前述した従来例における図１４のように設定電流値情報ＦＩが変化したときの電流リップル情報の開始位相がバラバラとなることがないとともに、ディザー制目標電流値の変化量を最小値に抑制することができる。このため、設定電流値情報ＦＩが変化したときの目標電流値への収束時間を短縮することができるとともに、オーバーシュート電流やアンダーシュート電流を低減することができ、応答特性を改善することができる。また、目標電流値Ｉ^*の変化幅を一定範囲に抑えることができるので、ラジオノイズを確実に低減することができる。

なお、上記実施形態においては、電流リップル情報を４分割して１／４周期、１／２周期、３／４周期及び１周期の４つの位相位置を設定し、設定電流値情報ＦＩの変化方向及び変化量に応じて開始位相を決定する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電流リップル情報を図７に示すように８分割して設定電流値情報Ｆ１の変化方向及び変化量と、設定電流値情報ＦＩの変化前の電流リップル情報の位相を表すポイントとに基づいて位相開始位置をきめ細かく設定することもできる。さらには、ＰＷＭ制御の制御周期Ｔｐをより短く設定することにより、電流リップル情報の分割数を任意数に設定することができる。

また、上記実施形態においては、電流リップル情報が三角波状に形成されている場合について説明したが、これに限定されるものではなく、正弦波状に形成することもできる。
さらに、上記実施形態においては、目標値制御部１１を周期・時刻情報保持部３１、電流リップル情報保持部３２、設定電流値情報保持部３３、タイミング発生回路３４、信号発生回路３５、ディザー制御開始位相設定レジスタ３６、目標変化時位相制御情報生成部３７で構成する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、目標値制御部１１自体をマイクロコンピュータ等の演算処理装置を含んで構成し、図８に示す位相制御情報生成処理、図９に示す目標値生成処理を含む処理を実行して、設定電流値情報ＦＩに基づいてディザー制御目標電流値Ｉ^*を算出して、これを駆動制御回路１２に出力するようにしてもよい。

また、上記実施形態においては、目標値制御部１１内に目標変化時位相制御情報生成部３７を設けた場合について説明したが、これに限定されるものではなく、目標変化時位相制御情報生成部３７を目標値制御部１１の外部に形成し、この目標変化時位相制御情報生成部３７で生成した目標変化時位相制御情報を目標値制御部１１内のディザー制御開始位相設定レジスタ３６に設定するようにしてもよい。

また、上記実施形態においては、目標値制御部１１で、周期・時刻情報保持部３１で周期・時刻情報でなる波形制御情報を固定保持し、電流リップル情報保持部３２で電流リップル情報を固定保持する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、周期・時刻情報保持部３１に目標電流値Ｉ^*の波形制御情報ＦＲ１を外部から設定し、電流リップル情報保持部３２に電流リップル情報ＦＲ２を外部から設定するようにしてもよい。

１１…目標値制御部、１２…駆動制御回路、１３…駆動回路、１４…平均電流検出回路、１５…誘導性負荷、１７…電流検出抵抗、２１…三角波発振器、２２…Ｄ／Ａコンバータ、２３…オペアンプ、２４…コンパレータ、２５…電界効果トランジスタ、Ｄｉ…ダイオード、Ｌ…インダクタンス、Ｒ_L…ソレノイド抵抗、Ｒ_ON…オン抵抗、ＳＷ…スイッチング素子、Ｖｂａｔ…電源、３１…周期・時刻情報保持部、３２…電流リップル情報保持部、３３…設定電流値情報保持部、３４…タイミング発生回路、３５…信号発生回路、３６…ディザー制御開始位相設定レジスタ、３７…目標変化時位相制御情報生成部

Claims (7)

1. 誘導性負荷に流れる電流が目標電流値に近づくようＰＷＭ制御により前記誘導性負荷の駆動制御を行う駆動制御手段と、
   設定電流値に、前記ＰＷＭ制御の周期よりも大きくな周期を有する所定振幅の電流制御量を付加して前記目標電流値を生成する目標値制御手段と、
   前記設定電流値の変化時に前記電流制御量の付加を前記電流制御量の特定の位相状態から開始させる電流制御量付加制御手段と
   を備えていることを特徴とする誘導性負荷駆動制御装置。
2. 前記電流制御量は三角波及び正弦波の何れか一方の電流波形を有することを特徴とする請求項１に記載の誘導性負荷駆動制御装置。
3. 前記電流制御量付加制御手段は、前記電流制御量の一周期を複数に分割した複数の分割位相から位相状態を選択するように構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導性負荷駆動制御装置。
4. 前記電流制御量付加制御手段は、前記設定電流値の変化方向に応じて選択する前記電流制御量の特定の位相状態を変更することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の誘導性負荷駆動制御装置。
5. 前記電流制御量付加制御手段は、前記設定電流値の変化量が所定値以上であるときに、前記設定電流値の変化方向に応じて選択する前記電流制御量の特定の位相状態を変更することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の誘導性負荷駆動制御装置。
6. 前記電流制御量付加制御手段は、前記設定電流量が増加方向に変化したときに、前記電流制御量の谷底となる位相状態を選択し、前記設定電流量が減少方向に変化したときに、前記電流制御量の山頂となる位相状態を選択することを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項に記載の誘導性負荷駆動制御装置。
7. 誘導性負荷に流れる電流が目標電流値に近づくようＰＷＭ制御により前記誘導性負荷の駆動制御を行うステップと、
   設定電流値に、前記ＰＷＭ制御の周期よりも大きくな周期を有する所定振幅の電流制御量を付加して前記目標電流値を生成するステップと、
   前記設定電流値の変化時に前記電流制御量の付加を前記電流制御量の特定の位相状態から開始させるステップと
   を備えることを特徴とする誘導性負荷駆動制御方法。

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