CN113464706B - 线性电磁阀的控制装置和控制方法 - Google Patents

Abstract

本公开涉及线性电磁阀的控制装置以及线性电磁阀的控制方法。线性电磁阀的控制装置构成为计算抖动周期的自然数倍的期间中的励磁电流的平均值作为平均电流值，对PWM信号的控制值进行反馈控制以使励磁电流的目标值和平均电流值一致，对通过反馈控制得到的PWM信号的控制值与平均电流值的比值乘以抖动电流值，计算抖动校正量，该抖动电流值为与抖动校正量相当的电流值，并且，以在抖动周期的1个周期内由抖动校正量引起的励磁电流的增加量通过由抖动校正量引起的励磁电流的减少量抵消的方式计算抖动校正量。

Description

线性电磁阀的控制装置和控制方法

技术领域

本发明涉及线性电磁阀的控制装置和控制方法。

背景技术

如日本特开2014-197655所记载的那样，已知如下控制装置，其执行PWM控制以及抖动控制，上述PWM控制用于控制线性电磁阀的励磁电流，上述抖动控制通过使该励磁电流周期性地增减而使线性电磁阀的线轴振动，从而降低套筒与线轴之间的静摩擦。

发明内容

但是，在上述日本特开2014-197655记载的控制装置中，计算PWM周期的1个周期中的励磁电流的平均值(该文献记载的PWM平均电流值Iave1)，并且根据计算出的该平均电流值进行抖动控制。

在此，有时励磁电流临时重叠有噪声分量，一旦重叠这样的噪声分量，则PWM周期的1个周期中的励磁电流的平均值的计算精度降低，所以存在基于抖动控制的励磁电流的控制性恶化的可能性。因此，本发明提供一种线性电磁阀的控制装置和控制方法，提高基于抖动控制的励磁电流的控制性。

本发明的第1方案涉及包括执行下述各处理的电子控制单元的线性电磁阀的控制装置。该电子控制单元构成为执行PWM控制和抖动控制，所述PWM控制用于控制线性电磁阀的励磁电流，所述抖动控制通过基于抖动校正量进行的校正使所述励磁电流周期性地增减而使所述线性电磁阀的线轴振动。构成为：在将在所述PWM控制中生成的PWM信号的脉冲周期设为PWM周期、将基于所述抖动控制的所述线轴的振动周期设为抖动周期时，连续的多个所述PWM周期构成所述抖动周期的1个周期，所述电子控制单元执行平均化处理，在该平均化处理中：计算所述抖动周期的自然数倍的期间中的所述励磁电流的平均值作为平均电流值。而且，构成为：所述电子控制单元执行目标电流计算处理，该目标电流计算处理用于计算作为所述励磁电流的目标值的目标电流值。而且，构成为：所述电子控制单元执行反馈处理，在该反馈处理中，对所述PWM信号的控制值进行反馈控制以使所述目标电流值与所述平均电流值一致。进而，构成为执行抖动校正量计算处理，该抖动校正量计算处理用于计算针对每个PWM周期而不同的所述抖动校正量。在此，在所述抖动校正量计算处理中，对通过所述反馈控制得到的所述PWM信号的控制值与所述平均电流值的比值乘以抖动电流值而计算所述抖动校正量，并且以在所述抖动周期的1个周期内由所述抖动校正量引起的所述励磁电流的增加量通过由所述抖动校正量引起的所述励磁电流的减少量抵消的方式计算该抖动校正量，其中，所述抖动电流值是与所述抖动校正量相当的电流值。

本发明的第2方案涉及进行以下控制的线性电磁阀的控制方法。即，进行PWM控制和抖动控制，所述PWM控制用于控制线性电磁阀的励磁电流，所述抖动控制通过基于抖动校正量的校正使所述励磁电流周期性地增减而使所述线性电磁阀的线轴振动。而且，在将在所述PWM控制中生成的PWM信号的脉冲周期设为PWM周期、将基于所述抖动控制的所述线轴的振动周期设为抖动周期时，连续的多个所述PWM周期构成所述抖动周期的1个周期，计算所述抖动周期的自然数倍的期间中的所述励磁电流的平均值作为平均电流值。而且，计算作为所述励磁电流的目标值的目标电流值。然后，对所述PWM信号的控制值进行反馈控制以使所述目标电流值和所述平均电流值一致。而且，对通过所述反馈控制得到的所述PWM信号的控制值与所述平均电流值的比值乘以抖动电流值而计算所述抖动校正量，并且以在所述抖动周期的1个周期内由所述抖动校正量引起的所述励磁电流的增加量通过由所述抖动校正量引起的所述励磁电流的减少量抵消的方式，计算针对每个PWM周期而不同的所述抖动校正量，其中，所述抖动电流值是与所述抖动校正量相当的电流值。

根据上述第1方案的控制装置和第2方案的控制方法，由于以在抖动周期的1个周期内由抖动校正量引起的励磁电流的增加量通过由抖动校正量引起的励磁电流的减少量抵消的方式计算该抖动校正量，所以抖动周期的1个周期内的平均电流值与不执行抖动控制的情况下的平均电流值相同。因此，在抑制抖动控制的影响的状态下进行上述反馈控制，由此，励磁电流的控制性提高。

在此，在上述第1方案的控制装置和第2方案的控制方法中，根据上述平均电流值进行抖动控制，上述平均电流值为抖动周期的自然数倍的期间即由多个PWM周期构成的采样期间内的平均值。因此，即使励磁电流临时重叠有噪声分量，这样的噪声分量对平均电流值的计算精度造成的影响比计算PWM周期的1个周期中的励磁电流的平均值时小。因此，基于抖动控制的励磁电流的控制性提高。

另外，在驱动线性电磁阀的电源电压变化、或者由于温度变化而线性电磁阀的电阻值变化时，与PWM信号的控制值(例如，获得现状的平均电流值的PWM信号的占空比、根据该占空比而变化的PWM信号的ON时间等)对应的励磁电流的大小不同，所以关于通过抖动控制进行的励磁电流的控制，存在鲁棒性变低的可能性。对于这一点，在本结构中，对通过反馈控制得到的PWM信号的控制值与上述平均电流值的比值乘以抖动电流值而计算抖动校正量，该抖动电流值为与抖动校正量相当的电流值。

这样的通过反馈控制得到的PWM信号的控制值与上述平均电流值的比值是表示现状的电源电压、线性电磁阀的电阻值下的每单位电流值的PWM信号的控制值的值。因此，对这样的比值乘以抖动电流值而得到的值为表示在现状的电源电压、线性电磁阀的电阻值下为了得到抖动控制用的抖动电流值而所需的PWM信号的控制值的值，在本结构中根据这样的值计算抖动校正量，所以抖动控制中的鲁棒性提高。

另外，在上述第1方案的控制装置中，也可以为：所述电子控制单元计算在所述反馈处理中使用的所述平均电流值时的所述自然数倍的值、和所述电子控制单元计算在所述抖动校正量计算处理中使用的所述平均电流值时的所述自然数倍的值相同。

根据上述结构的控制装置，在反馈处理中使用的平均电流值的采样期间和在抖动校正量计算处理中使用的平均电流值的采样期间相同，所以无需在执行抖动控制以及反馈控制时计算采样期间不同的多个平均电流值。因此，相比于这样的计算采样期间不同的多个平均电流值的情况，能够降低控制装置的运算负荷。

另外，在上述第1方案的控制装置中，也可以为：所述抖动电流值是各PWM周期中的所述励磁电流的平均值与所述平均电流值的差值。

在上述第1方案的控制装置中，也可以构成为：所述抖动电流值为各PWM周期中的励磁电流的峰值与所述平均电流值的差值。根据上述结构的控制装置，由于对各PWM周期中的励磁电流的峰值自身进行控制，所以在抖动控制的执行中，能够抑制在线性电磁阀中流过过剩的电流。

另外，在上述结构的控制装置中，也可以为：在所述抖动周期的1个周期内，使按照经过时间依次产生的所述励磁电流的所述峰值以正弦波的方式波动地增减。根据上述结构的控制装置，由于对各PWM周期中的所述励磁电流的所述峰值自身进行控制，所以在抖动控制的执行中，能够抑制在线性电磁阀中流过过剩的电流。

附图说明

下面将参考附图描述本发明的示例性实施例的特征、优点以及技术和工业意义，在附图中，相同的附图标记表示相同的元件，其中：

图1是示出一个实施方式的线性电磁阀的控制装置的示意图。

图2是示出该实施方式的控制装置执行的处理的框图。

图3A是示出在该实施方式中执行抖动控制时的PWM信号的变化的时序图。

图3B是示出在该实施方式中执行抖动控制时的励磁电流的变化的时序图。

图4A是示出在该实施方式的变更例中执行抖动控制时的PWM信号的变化的时序图。

图4B是示出在该实施方式的变更例中执行抖动控制时的励磁电流的变化的时序图。

具体实施方式

以下，参照图1、2、3A、3B，说明将线性电磁阀的控制装置应用于车辆用的自动变速器的一个实施方式。如图1所示，车辆用的自动变速器10具备变速机构11和液压电路20等，该变速机构11具备离合器、刹车等卡合机构12，该液压电路20具有用于调整供给给卡合机构12的工作油的压力即液压的线性电磁阀30。

线性电磁阀30具备如下部件等：具有多个端口的套筒31；通过在套筒31内在轴向上移动而切换各端口的开闭状态的线轴32；在轴向的一方对线轴32施力的弹簧34；克服弹簧34的施力而使线轴32在轴向上移动的电磁铁33。

对电磁铁33连接有驱动电路40，根据输入到该驱动电路40的信号，电磁铁33的励磁电流I变化。在电磁铁33的励磁电流I变化时，套筒31内的线轴32的位置变化，从而各端口的开闭状态变化，所以从线性电磁阀30供给给卡合机构12的液压变化。另外，对电磁铁33连接有用于检测该电磁铁33的励磁电流I的电流检测电路42。

控制装置具备电子控制单元100。而且，该电子控制单元100具备中央处理装置(以下称为“CPU”)200、存储有控制用的程序及数据的存储器210等。电子控制单元100通过由CPU200执行存储于存储器210的程序而执行与各种控制有关的处理。

对电子控制单元100连接有用于检测搭载于车辆的内燃机的曲柄轴的曲柄角Scr的曲柄角传感器50、用于检测内燃机的吸入空气量GA的空气流量计51、用于检测供给给卡合机构12的工作油的温度即油温Toil的油温传感器52、用于检测车辆的车速的车速传感器等各种传感器。另外，对电子控制单元100还连接有上述电流检测电路42。而且，电子控制单元100根据从上述各种传感器、检测电路等输出的信号来实施各种控制。

作为这样的各种控制之一，电子控制单元100通过将PWM信号Spwm输入给驱动电路40而调整线性电磁阀30的励磁电流，从而进行该线性电磁阀30的驱动控制，该PWM信号为通过脉冲宽度调制控制(Pulse Width Modulation)(以下称为“PWM控制”)生成的脉冲信号。

另外，在这样的励磁电流的控制时，电子控制单元100执行如下抖动控制：通过使PWM信号Spwm的占空比DR周期性地增减来使电磁铁33的励磁电流I变动，使线轴32微振动，由此降低套筒31与线轴32之间的静摩擦。

此外，在执行这样的抖动控制时，线轴32微振动，但这样的线轴32的振动被与线性电磁阀30连接的液压系统缓和了，所以抑制了供给给卡合机构12的工作油的压力由于执行抖动控制而剧烈变动。

另外，以下，将通过PWM控制生成的PWM信号Spwm的脉冲周期称为PWM周期，将基于抖动控制的线轴32的振动周期称为抖动周期。另外，在本实施方式中，连续的5个周期的PWM周期为抖动周期的1个周期。

图2示出电子控制单元100执行的与线性电磁阀30的驱动控制相关的各处理。目标电流计算处理M10是根据目标液压Pt计算作为电磁铁33的励磁电流I的目标值的目标电流值It的处理。目标液压Pt是电子控制单元100根据由各种传感器检测出的车辆的运转状态计算的值，是从线性电磁阀30供给给卡合机构12的液压的目标值。

前馈处理(FF处理)M12是根据目标电流值It计算前馈值DRFF的处理。前馈值DRFF是PWM信号Spwm的占空比，被计算为目标电流值It越大使前馈值DRFF的值越大。

平均化处理M21是关于电流检测电路42检测的励磁电流I计算作为其平均值的平均电流值Iav的处理。该平均电流值Iav为上述抖动周期的自然数倍(在本实施方式中为1倍)的期间中的励磁电流I的平均值。

减法运算处理M11是计算目标电流值It与平均电流值Iav的偏差ΔI的处理。反馈处理(FB处理)M13是通过执行基于偏差ΔI的反馈控制而计算反馈值DRFB的处理。反馈值DRFB也是PWM信号Spwm的占空比，是校正PWM信号Spwm的占空比的值以使得偏差ΔI接近“0”、也就是使目标电流值It与平均电流值Iav一致。在该反馈处理M13中，通过例如PI控制或者PID控制这样的公知的反馈控制计算反馈值DRFB。

第1加法运算处理M15计算基本占空比DRb。该基本占空比DRb是前馈值DRFF与反馈值DRFB之和，是通过反馈控制计算的使得目标电流值It与平均电流值Iav一致的占空比。此外，该基本占空比DRb、由该基本占空比DRb和PWM信号Spwm的脉冲频率决定的PWM信号的ON时间(后述的“基本ON时间τb”)相当于通过反馈控制得到的PWM信号的控制值。

抖动校正量计算处理M14根据油温Toil计算抖动校正量DRDITH。抖动校正量DRDITH是用于为了执行上述抖动控制而校正基本占空比DRb的占空比，在抖动周期的1个周期内针对每个PWM周期计算不同的值。另外，以油温Toil越低使抖动校正量DRDITH越多的方式、亦即使基于抖动校正量DRDITH的励磁电流I的校正量越多的方式，计算该抖动校正量DRDITH。其原因为，油温Toil越低，线轴32越难以活动，所以能够抑制伴随这样的油温降低出现的线轴32的动作速度的降低。另外，抖动校正量DRDITH的详细的计算方案后述。

第2加法运算处理M16计算目标占空比DRt。该目标占空比DRt是基本占空比DRb与抖动校正量DRDITH之和。PWM信号生成处理M17生成根据目标占空比DRt和适当设定的脉冲频率(例如1kHz等)而设定ON时间的PWM信号Spwm，输出给驱动电路40。驱动电路40根据输入的PWM信号Spwm进行电磁铁33的通断，从而将电磁铁33的励磁电流I调整为与目标占空比DRt对应的值。

图3A以及图3B示出通过上述抖动校正量计算处理M14计算抖动校正量DRDITH的计算方案。此外，在本实施方式中，如上所述，连续的5个周期的PWM周期构成抖动周期的1个周期，以下，按照时间经过将这些各PWM周期依次分别称为第1PWM周期、第2PWM周期、第3PWM周期、第4PWM周期、第5PWM周期。

在本实施方式中，如以下所述地计算抖动校正量DRDITH。即，以在抖动周期的1个周期内由抖动校正量DRDITH引起的励磁电流I的增加量通过由抖动校正量DRDITH引起的励磁电流I的减少量抵消的方式，计算该抖动校正量DRDITH。另外，如在后面所示的公式1等所示，对通过反馈控制得到的PWM信号Spwm的上述控制值和上述平均电流值Iav的比值乘以作抖动电流值，从而计算各PWM周期中的抖动校正量DRDITH，该抖动电流值为与抖动校正量DRDITH相当的电流值。

另外，在本实施方式中，各PWM周期中的励磁电流I的平均值与上述平均电流值Iav的差值为抖动电流值DI，该抖动电流值DI为与抖动校正量DRDITH相当的电流值。

更详细而言，在将第1PWM周期中的励磁电流I的平均电流值设为“AVE1”、将第2PWM周期中的励磁电流I的平均电流值设为“AVE2”、将第3PWM周期中的励磁电流I的平均电流值设为“AVE3”、将第4PWM周期中的励磁电流I的平均电流值设为“AVE4”、将第5PWM周期中的励磁电流I的平均电流值设为“AVE5”时，从“AVE1”、“AVE2”、“AVE3”、“AVE4”以及“AVE5”的各个减去平均电流值Iav而得到的值的总和为“0”。另外，在本实施方式中，“AVE3”与平均电流值Iav一致，并且各PWM周期中的励磁电流I的平均电流值的大小关系为“AVE2”>“AVE1”>“AVE3”>“AVE5”>“AVE4”的顺序。这样，在抖动周期的1个周期内每个PWM周期的平均电流值以“AVE3”为振幅的中心值以正弦波的方式波动地增减。

在此，用与抖动校正量DRDITH对应的校正时间τd校正与通过上述方案计算的基本占空比DRb对应的基本ON时间τb，从而设定各PWM周期中的PWM信号的ON时间τt。例如，用与抖动校正量DRDITH对应的第1校正时间τd1校正与通过上述方案计算的基本占空比DRb对应的基本ON时间τb，从而设定第1PWM周期中的PWM信号的ON时间τt1。

基本ON时间τb是为了使目标电流值It和平均电流值Iav一致而所需的ON时间，校正时间τd是用于通过使各PWM周期中的平均电流值不同来执行抖动控制的时间。

而且，根据公式1以及如后所示的公式7，计算与各PWM周期中的校正时间τd对应的抖动校正量DRDITH。

【公式1】

其中，n＝1～5

τb:基本ON时间

Iav:平均电流值

DIb:基本抖动电流值

k:常数

c:常数

式(1)中的基本抖动电流值DIb是抖动电流值DI的基本值。另外，该基本抖动电流值Dib被设定为以油温Toil越低则值越大的方式可变。通过这样设定为基本抖动电流值Dib根据油温Toil而可变，如上所述抖动校正量DRDITH被设定为根据油温Toil而可变。

如上所述，基本ON时间τb是通过反馈控制得到的PWM信号Spwm的控制值。常数k是通过预先的试验等适当设定的值，该值越大则基于抖动控制的线轴32的振幅越大。另外，常数c也是通过预先的试验等适当设定的值，例如，在本实施方式中设定为“2”。

根据上述式(1)，利用公式2计算第1PWM周期中的第1校正时间τd1。

【公式2】

此外，式(2)中的“DIb×(k/c)”的值表示第1PWM周期中的抖动电流值DI1，相当于从上述“AVE1”减去平均电流值Iav而得到的值(正的值)。

另外，根据上述式(1)，利用公式3计算第2PWM周期中的第2校正时间τd2。

【公式3】

此外，式(3)中的“DIb×(k)”的值表示第2PWM周期中的抖动电流值DI2，相当于从上述“AVE2”减去平均电流值Iav而得到的值(正的值)。

另外，根据上述式(1)，利用公式4计算第3PWM周期中的第3校正时间τd3。

此外，式(4)中的“DIb×(0)”的值表示第3PWM周期中的抖动电流值DI3，是从上述“AVE3”减去平均电流值Iav而得到的值，也就是“0”。

【公式4】

另外，根据上述式(1)，利用公式5计算第4PWM周期中的第4校正时间τd4。

此外，式(5)中的“DIb×(-k)”的值表示第4PWM周期中的抖动电流值DI4，相当于从上述“AVE4”减去平均电流值Iav而得到的值(负的值)。

【公式5】

另外，根据上述式(1)，利用公式6计算第5PWM周期中的第5校正时间τd5。

此外，式(6)中的“DIb×(-k/c)”的值表示第5PWM周期中的抖动电流值DI5，相当于从上述“AVE5”减去平均电流值Iav而得到的值(负的值)。

【公式6】

通过将这样计算出的各校正时间τd1～τd5代入到公式7，计算各PWM周期中的抖动校正量DRDITH。

【公式7】

DRDITH＝τd·H/10…(7)

DRDIRH：抖动校正量DRDITH(％)

τd：校正时间(ms)

H：PWM信号的脉冲频率(Hz)

接下来，说明本实施方式的作用以及效果。

(1)以在抖动周期的1个周期内由抖动校正量DRDITH引起的励磁电流I的增加量通过由抖动校正量DRDITH引起的励磁电流I的减少量抵消的方式，计算该抖动校正量DRDITH。因此，抖动周期的1个周期内的平均电流值Iav与不实施抖动控制的情况下的励磁电流I的平均值相同。因此，即使执行抖动控制，通过上述反馈控制，上述平均电流值Iav也收敛于目标电流值It。由于在这样抑制了抖动控制的影响的状态下实施上述反馈控制，所以励磁电流I的控制性提高。

在此，在本实施方式中，根据上述平均电流值Iav进行抖动控制，但上述平均电流值Iav为抖动周期的自然数倍的期间、即由多个PWM周期构成的采样期间内的励磁电流I的平均值。因此，即使励磁电流I临时重叠有噪声分量，这样的噪声分量对平均电流值Iav的计算精度造成的影响也比计算PWM周期的1个周期中的励磁电流I的平均值时更小。因此，基于抖动控制的励磁电流I的控制性提高。

(2)另外，在驱动线性电磁阀30的电源电压变化、或者由于温度变化而线性电磁阀30的电阻值变化时，与PWM信号Spwm的控制值(例如获得现状的平均电流值Iav的PWM信号Spwm的占空比、根据该占空比而变化的PWM信号Spwm的ON时间等)对应的励磁电流I的大小不同。因此，关于通过抖动控制的励磁电流I的控制，存在鲁棒性变低的可能性。

对于这一点，在本实施方式中，如上述式(1)所示，对通过反馈控制得到的PWM信号Spwm的控制值即上述基本ON时间τb与上述平均电流值Iav的比值即式(1)中的“τb/Iav”的值乘以抖动电流值DI即式(1)中的“DIb·(k/c、k、0、-k、-k/c)”的各值，从而计算各PWM周期中的抖动校正量DRDITH，该抖动电流值DI为与抖动校正量相当的电流值。

这样的通过反馈控制得到的PWM信号Spwm的控制值与上述平均电流值Iav的比值为表示现状的电源电压、线性电磁阀30的电阻值下的每单位电流值的PWM信号Spwm的控制值的值。因此，对这样的比值乘以抖动电流值DI而得到的值为表示在现状的电源电压、线性电磁阀30的电阻值下为了得到抖动控制用的抖动电流值DI而所需的PWM信号Spwm的控制值的值，由于根据该值计算抖动校正量DRDITH，所以抖动控制中的鲁棒性提高。

(3)在上述日本特开2014-197655中，为了执行利用反馈控制的抖动控制，计算PWM周期的1个周期中的励磁电流I的平均值和抖动周期的1个周期中的励磁电流I的平均值，求出采样期间不同的2个平均值。

相对于此，在本实施方式中，在反馈处理M13中使用的平均电流值Iav、和在抖动校正量计算处理M14中在上述式(1)中使用的平均电流值Iav为同一值。也就是说，计算在反馈处理中使用的平均电流值时的抖动周期的自然数倍的值、和计算在抖动校正量计算处理中使用的平均电流值时的抖动周期的自然数倍的值相同。这样，由于反馈处理M13中使用的平均电流值的采样期间和抖动校正量计算处理M14中使用的平均电流值的采样期间相同，所以在执行利用反馈控制的抖动控制时，无需计算采样期间不同的多个平均电流值。因此，相比于这样的计算多个平均电流值的以往文献的技术，在本实施方式中，能够降低电子控制单元100的运算负荷。

此外，本实施方式能够以如下方式变更实施。本实施方式以及以下的变更例在技术上不矛盾的范围内能够相互组合实施。

在上述实施方式中，如图3A、图3B所示，将各PWM周期中的励磁电流I的平均值与平均电流值Iav的差值设为计算抖动校正量DRDITH时的抖动电流值DI。另外，如图4A、图4B所示，也可以将作为各PWM周期中的励磁电流I的峰值的峰值电流值PK与平均电流值Iav的差值设为计算抖动校正量DRDITH时的抖动电流值DI。

如图4A以及图4B所示，在该变更例中，例如，将第1PWM周期中的励磁电流I的峰值电流值设为“PK1”，将从该“PK1”减去平均电流值Iav得到的值设为第1抖动电流值DI1。另外，将第2PWM周期中的励磁电流I的峰值电流值设为“PK2”，将从该“PK2”减去平均电流值Iav得到的值设为第2抖动电流值DI2。另外，将第3PWM周期中的励磁电流I的峰值电流值设为“PK3”，将从该“PK3”减去平均电流值Iav得到的值设为第3抖动电流值DI3。另外，将第4PWM周期中的励磁电流I的峰值电流值设为“PK4”，将从该“PK4”减去平均电流值Iav得到的值设为第4抖动电流值DI4。另外，将第5PWM周期中的励磁电流I的峰值电流值设为“PK5”，将从该“PK5”减去平均电流值Iav得到的值设为第5抖动电流值DI5。

而且，以使第3PWM周期中的励磁电流I的平均值AVE3与平均电流值Iav一致的方式设定第3抖动电流值DI3。并且，通过设定为第1抖动电流值DI1、第2抖动电流值DI2、第4抖动电流值DI4以及第5抖动电流值DI5的平均值与第3抖动电流值DI3一致，并且各PWM周期中的峰值电流值PK的大小关系为“PK2”>“PK1”>“PK3”>“PK5”>“PK4”的顺序，从而在抖动周期的1个周期内使各峰值电流值PK以正弦波的方式波动地增减，并且以在抖动周期的1个周期内使由抖动校正量DRDITH引起的励磁电流I的增加量通过由抖动校正量DRDITH引起的励磁电流I的减少量抵消的方式，计算抖动校正量DRDITH。

该变更例中的抖动校正量DRDITH能够根据公式8以及上述公式7计算。

【公式8】

其中，n＝1～5

τb:基本ON时间

Iav:平均电流值

DIb:基本抖动电流值

e：纳皮尔数

R:电磁铁33的线圈的电阻值

L:电磁铁33的线圈的电感

k:常数

c:常数

式(8)中的基本抖动电流值DIb是该变更例中的上述抖动电流值DI的基本值。另外，该基本抖动电流值DIb也优选被设定为以油温Toil越低则值越大的方式可变。另外，式(8)中的基本ON时间τb、平均电流值Iav、常数k以及常数c与在上述实施方式中说明的值相同。

而且，通过将根据该式(8)计算出的各校正时间τd1～τd5代入到上述式(7)，计算各PWM周期中的抖动校正量DRDITH。根据这样的变更例，由于对各PWM周期中的励磁电流I的峰值自身进行控制，所以在抖动控制的执行中，能够抑制在线性电磁阀30中流过过剩的电流。

也可以将上述式(1)、上述式(8)的基本ON时间τb置换为上述基本占空比DRb。在该情况下，根据式(1)、式(8)计算的值并非PWM信号Spwm的ON时间，而是PWM信号Spwm的占空比，所以不再需要用于将PWM信号Spwm的ON时间变换为占空比的基于上述式(7)的变换处理。

虽然将基本抖动电流值DIb设定为根据油温Toil可变，但也可以使基本抖动电流值DIb为固定值。

用于计算上述平均电流值Iav的抖动周期的自然数倍的值是“1倍”，但这样的自然数倍的值能够适当变更。

计算在反馈处理M13中使用的平均电流值时的抖动周期的自然数倍的值以及计算在抖动校正量计算处理M14中使用的平均电流值时的抖动周期的自然数倍的值相同，但也可以不同。即使在该情况下，也能够得到上述(3)以外的作用效果。

构成抖动周期的1个周期的PWM周期的数量是5个周期，但这样的PWM周期的数量能够适当减少。

上述线性电磁阀30是设置于对自动变速器10的卡合机构12供给液压的液压电路20的阀门，但也可以是设置于对其他机构供给液压的液压电路的线性电磁阀。

电子控制单元100具备CPU200和存储器210，不限于执行软件处理的结构。例如，也可以具备处理在上述实施方式中执行的软件处理的至少一部分的专用的硬件电路(例如ASIC等)。即，电子控制单元100是以下的(a)～(c)中的任意一个结构即可。(a)具备：处理装置，依照程序执行上述处理的全部；以及存储器等程序储存装置，存储程序。(b)具备：处理装置及程序储存装置，依照程序执行上述处理的一部分；以及专用的硬件电路，执行剩余的处理。(c)具备执行上述处理的全部的专用的硬件电路。在此，具备处理装置以及程序储存装置的软件处理电路、专用的硬件电路也可以是多个。即，上述处理由具备1个或者多个软件处理电路以及1个或者多个专用的硬件电路中的至少一方的处理电路执行即可。

Claims (6)

1.一种线性电磁阀的控制装置，其特征在于，

包括电子控制单元，该电子控制单元构成为执行PWM控制和抖动控制，所述PWM控制用于控制线性电磁阀的励磁电流，所述抖动控制通过基于抖动校正量进行的校正使所述励磁电流周期性地增减而使所述线性电磁阀的线轴振动，

其中，在将在所述PWM控制中生成的PWM信号的脉冲周期设为PWM周期、将基于所述抖动控制的所述线轴的振动周期设为抖动周期时，连续的多个所述PWM周期构成所述抖动周期的1个周期，所述电子控制单元执行平均化处理，在该平均化处理中：计算所述抖动周期的自然数倍的期间中的所述励磁电流的平均值作为平均电流值，

其中，所述电子控制单元执行目标电流计算处理，该目标电流计算处理用于计算作为所述励磁电流的目标值的目标电流值，

其中，所述电子控制单元执行反馈处理，在该反馈处理中，对所述PWM信号的控制值进行反馈控制以使所述目标电流值与所述平均电流值一致，

其中，所述电子控制单元执行抖动校正量计算处理，该抖动校正量计算处理用于计算针对每个PWM周期而不同的所述抖动校正量，在此，在所述抖动校正量计算处理中，对通过所述反馈控制得到的所述PWM信号的控制值与所述平均电流值的比值乘以抖动电流值而计算所述抖动校正量，并且以在所述抖动周期的1个周期内由所述抖动校正量引起的所述励磁电流的增加量通过由所述抖动校正量引起的所述励磁电流的减少量抵消的方式计算该抖动校正量，其中，所述抖动电流值是与所述抖动校正量相当的电流值。

2.根据权利要求1所述的线性电磁阀的控制装置，其特征在于，

所述电子控制单元计算在所述反馈处理中使用的所述平均电流值时的所述自然数倍的值、和所述电子控制单元计算在所述抖动校正量计算处理中使用的所述平均电流值时的所述自然数倍的值相同。

3.根据权利要求1或者2所述的线性电磁阀的控制装置，其特征在于，

所述抖动电流值是各PWM周期中的所述励磁电流的平均值与所述平均电流值的差值。

4.根据权利要求1或者2所述的线性电磁阀的控制装置，其特征在于，

所述抖动电流值是各PWM周期中的励磁电流的峰值与所述平均电流值的差值。

5.根据权利要求4所述的线性电磁阀的控制装置，其特征在于，

在所述抖动周期的1个周期内，使按照经过时间依次产生的所述励磁电流的所述峰值以正弦波的方式波动地增减。

6.一种线性电磁阀的控制方法，其特征在于，包括：

进行用于控制线性电磁阀的励磁电流的PWM控制，并进行抖动控制，所述抖动控制通过基于抖动校正量进行的校正使所述励磁电流周期性地增减而使所述线性电磁阀的线轴振动；

在将在所述PWM控制中生成的PWM信号的脉冲周期设为PWM周期、将基于所述抖动控制的所述线轴的振动周期设为抖动周期时，连续的多个所述PWM周期构成所述抖动周期的1个周期，计算所述抖动周期的自然数倍的期间中的所述励磁电流的平均值作为平均电流值；

计算作为所述励磁电流的目标值的目标电流值；

对所述PWM信号的控制值进行反馈控制以使所述目标电流值与所述平均电流值一致；以及

对通过所述反馈控制得到的所述PWM信号的控制值与所述平均电流值的比值乘以抖动电流值而计算所述抖动校正量，并且以在所述抖动周期的1个周期内由所述抖动校正量引起的所述励磁电流的增加量通过由所述抖动校正量引起的所述励磁电流的减少量抵消的方式计算针对每个PWM周期而不同的该抖动校正量，其中，所述抖动电流值是与所述抖动校正量相当的电流值。

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