CN107850232B - 控制装置 - Google Patents

Abstract

在控制部(1)中，实际电流检测部(40)检测流过电磁阀(104)的实际电流值，一次指令生成部(20)根据由滤波处理部(50)以去除高频振动指令电压值的周期的频率的方式实施滤波处理后的实际电流值，对电流指令值实施反馈并生成一次指令电压值，另一方面，高频振动振幅指令值运算部(83)运算使电压周期性地变动的高频振动指令电压值。高频振动指令重叠部(31)生成使高频振动指令电压值与一次指令电压值重叠而成的二次指令电压值，PWM信号生成部(32)将二次指令电压值变换为PWM信号，施加电压生成部(60)根据PWM信号生成施加于电磁阀(104)的施加电压。

Description

控制装置

技术领域

本技术涉及对电磁阀进行电控制的控制装置。

背景技术

例如在搭载于车辆等的自动变速器等中，通过利用离合器、制动器等摩擦接合构件的接合状态形成传递路径来实现变速挡，摩擦接合构件的接合状态通过供给至它们的油压伺服器的油压来控制。利用油压控制装置所具有的线性电磁阀对该油压进行调压控制是主流。该线性电磁阀具有线圈，通过利用流过该线圈的电流驱动柱塞(可动铁心)来控制对油压进行调压的滑阀的位置，来对上述油压进行调压。

这样的流过线性电磁阀的电流由控制装置(ECU)来控制。即，在控制装置中，例如基于车速、加速踏板开度来判断变速，并基于该判断运算流过线性电磁阀的电流值，进而生成将该电流值调制成PWM信号后的PWM信号，通过利用PWM信号驱动开关元件来控制施加电压，从而控制流过线性电磁阀的电流。

在上述那样的线性电磁阀中，可能存在如下情况，即，若变为恒定的电流流过线圈的状态，则柱塞、滑阀等也停留在恒定的位置，特别地，若对滑阀施加基于静摩擦系数的滑动阻力，则在之后使电流变化而欲使滑阀移动时反应延迟，从而油压响应性变差。因此，提出了如下方案，即，通过以高频振动周期使电流周期性地变动的方式进行控制，即，通过使滑阀的位置以高频振动周期变动，来预防变为静止状态，从而提高油压响应性(参照专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2014-197655号公报

发明内容

发明所要解决的问题

在通过电流指令值控制线性电磁阀的情况下，若不检测流过线性电磁阀的实际电流值来对目标电流指令值进行反馈控制，则难以高精度地控制线性电磁阀。另一方面，在上述专利文献1中，为了使流过线性电磁阀的电流以高频振动周期变动，在运算目标电流指令值时，运算变为高频振动周期的高频振动调制量的电流值并使其与上述目标电流指令值重叠。

然而，在将指令电流和高频振动电流值相加后，使用相对于PWM信号具有90°相位延迟且在重叠高频振动电流值的状态下流过线圈的实际电流值来进行反馈控制，因此，在产生指令电流与相位延迟的实际电流值的偏差的状态下进行反馈控制，由此，难以实现预期目标的高频振动振幅。因此，不能够使滑阀以预期目的的振幅振动，从而妨碍油压响应性的提高，因此，不能够有效地实现预防变为上述那样的静止状态。

为了实现预期目标的高频振动振幅，加入反馈控制中的相位延迟，复杂地运算实现高频振动周期的高频振动振幅的电流值，并与指令电流值相加。因此，运算负荷增大，也产生增大CPU等的芯片尺寸的需要，从而妨碍控制装置的成本降低。

因此，本发明的目的在于，提供一种控制装置，能够减轻运算负荷而不需要使芯片尺寸大型化，从而能够降低成本。

解决问题的手段

本实施方式中的控制装置，对电磁阀进行电控制，其中，具有：实际电流检测部，检测流过所述电磁阀的实际的电流值；一次指令生成部，被输入电流指令值和由所述实际电流检测部检测的实际电流值，根据所述实际电流值对所述电流指令值进行反馈并生成一次指令电压值；高频振动指令运算部，运算使电压周期性地变动的高频振动指令电压值；滤波处理部，对由所述实际电流检测部检测出的实际的电流值以去除所述高频振动指令电压值的周期的频率的方式进行滤波处理，并向所述一次指令生成部输出；高频振动指令重叠部，生成使由所述高频振动指令运算部运算出的高频振动指令电压值与由所述一次指令生成部生成的一次指令电压值重叠而成的二次指令电压值；PWM信号生成部，将由所述高频振动指令重叠部生成的二次指令电压值变换为PWM信号；以及施加电压生成部，根据由所述PWM信号生成部生成的PWM信号生成施加于所述电磁阀的施加电压。

发明效果

由此，根据流过线圈的实际电流值对电流指令值实施反馈并变换为一次指令电压值，并使实现高频振动周期的高频振动调制量的高频振动指令电压值与该一次指令电压值重叠，因此，能够进行高精度的线性电磁阀的控制，并且，能够运算高频振动指令电压值而不加入实际电流值的反馈。因此，能够减轻运算负荷，能够无需增大CPU等的芯片尺寸，从而能够实现成本降低。

附图说明

图1是表示本实施方式的控制装置的框图。

图2是表示重叠了高频振动周期后的电流信号与电压信号的时序图。

图3是表示高频振动指令电压值的时序图。

具体实施方式

下面，按照图1至图3对本实施方式进行说明。首先，按照图1对自动变速器100的概略结构以及自动变速器100的控制装置(下面，称作“控制部”)1的概略结构进行说明。

如图1所示，自动变速器100具有：液力变矩器(T/C)101，与构成驱动源的发动机(E/G)200驱动连结；自动变速机构(T/M)102，对液力变矩器101的输出旋转进行变速并变速输出给车轮300；油压控制装置(V/B)103，对液力变矩器101的循环油压、向液力变矩器101所具有的未图示的锁止离合器供给的工作油压、向自动变速机构102的未图示的摩擦接合构件(离合器、制动器)供给的工作油压、用于向自动变速机构102供给润滑油的润滑油压等进行油压控制；以及控制部(ECU)1，构成后面详细叙述的控制装置。

上述油压控制装置103具有对控制将通过发动机200驱动的油泵(或者也可以是通过电动驱动的油泵)的油压调压为主压的调节阀的控制压进行调压的线性电磁阀、对向锁止离合器供给的工作油压进行调压的线性电磁阀、对向摩擦接合构件的油压伺服器供给的工作油压进行调压的线性电磁阀等多个线性电磁阀。在本实施方式中，为了简化说明，以控制它们中的一个线性电磁阀104为例进行说明。线性电磁阀104具有作为沿轴向移动驱动的可动部件的柱塞(未图示)和滑阀(未图示)，所述柱塞(未图示)在螺线管部分通过被在线圈中流动的电流励磁而被驱动；以及滑阀(未图示)，在阀部分通过被该柱塞按压驱动来变更各口的开闭量。在本实施方式中，以降低可动部件(柱塞以及滑阀)的滑动阻力为目标，尤其以降低滑阀的滑动阻力为目标。

此外，自动变速机构102可以是具有行星齿轮等来实现多级变速的多级式变速机构，也可以是具有带式、环式等的无级变速机构的无级式变速机构，尤其是变速机构，可以是任何形式的。另外，在本实施方式中，将具有自动变速器100的变速机构作为一个例子进行说明，但也可以代替自动变速器100而由具有作为驱动源的马达/发电机等旋转电机的混合驱动装置构成。而且，无论是自动变速器100还是混合驱动装置，以能够使发动机200怠速停止的方式构成即可。

在上述发动机200的附近具有由发动机200驱动的交流发电机(AL)410，由该交流发电机410发出的电被供给至蓄电池400来进行充电。蓄电池400例如是额定电压为12V的蓄电池，但在交流发电机410被驱动的情况下，例如电压大约上升至16V左右，相反，在发动机200因怠速停止等而停止的情况、蓄电池的充电量较多而停止交流发电机410的驱动的情况下，在蓄电池400的充电余量少的状态下等，存在电压大约下降至9V左右的情况。此外，也可以代替蓄电池400，例如利用降压电路使驱动混合驱动装置的高电压降压而使用该电力。

接下来，对控制部(ECU)的结构进行说明。如图1所示，控制部(ECU)1构成为，与检测未图示的加速踏板的开度的加速踏板开度传感器91(也可以是检测节气门的开度的节气门开度传感器)、检测上述自动变速机构102的输出旋转的速度的输出转速传感器92(也可以是检测车辆的车速的车速传感器)、检测蓄电池400的电压的蓄电池电压传感器93等连接，并能够从上述传感器输入信号。

另外，控制部1大致具有变速控制部(电流指令值生成部)81、电源电压运算部82、高频振动振幅指令值运算部(高频振动指令运算部)83、以及驱动控制部10，驱动控制部10具有一次指令生成部20、高频振动指令重叠部31、PWM信号生成部32、实际电流检测部40、滤波处理部50、以及包括开关元件61、62的驱动电路60。此外，其中的变速控制部81、电源电压运算部82以及高频振动振幅指令值运算部83通过利用CPU等执行记录于ROM等的程序来发挥作用。

另一方面，驱动控制部10作为所谓的驱动控制基板构成为一组，以分别与多个线性电磁阀一一对应的方式在控制部1内配设多个，并且从一个高频振动振幅指令值运算部向多个驱动控制部输出信号，但为了简化说明，将一个驱动控制部10作为一个例子进行说明。在本实施方式中，一次指令生成部20、高频振动指令重叠部31、PWM信号生成部32、实际电流检测部40、滤波处理部50、驱动电路60由实现其功能的物理的电气电路(硬件)构成，但不特别地由物理的电气电路构成，对于能够由通过利用CPU等执行记录于ROM等的程序来发挥作用的结构代替的结构，也可以由软件来构成。

接下来，对上述控制部1的各部的功能进行说明。上述变速控制部81基于由加速踏板开度传感器91检测的加速踏板开度、以及由输出转速传感器92检测的车速来进行变速判断，即，判断使哪个摩擦接合构件变为接合状态、或是否进行摩擦接合构件的切换等，并生成流过各线性电磁阀的电流的电流指令值Icmd。此外，由该变速控制部81生成的电流指令值Icmd的更新周期比后述的高频振动指令电压值Vdiz的周期(高频振动周期)长。

上述电源电压运算部82基于由蓄电池电压传感器93检测的蓄电池(电源)400的电压检测值Vbd运算电源电压来作为数字值的电源电压值Vbac。此外，电源电压运算部82在运算电源电压值Vbac的情况下，也可以根据发动机200的转速、交流发电机410的工作状态，以修正蓄电池400的电压检测值Vbd的方式运算并校正电源电压值Vbac。

上述高频振动振幅指令值运算部83输入由上述电源电压运算部82运算出的电源电压值Vbac，并基于该电源电压值Vbac运算振幅(下面，称作高频振动振幅)，并且通过运算其周期(下面，称作高频振动周期)来生成使电压周期性地变动的高频振动指令电压值Vdiz。后面详细叙述该高频振动指令电压值Vdiz中的高频振动振幅和高频振动周期。

另一方面，上述一次指令生成部20具有FB控制部22和FF控制部21，其中，上述FB控制部22根据由实际电流检测部40检测的流过线性电磁阀104的实际的电流值即实际电流值Ir对从变速控制部81输入的电流指令值Icmd进行反馈控制；上述FF控制部21根据从变速控制部81输入的电流指令值Icmd进行前馈控制。FB控制部22在本实施方式中通过PID控制进行，运算比例动作的比例项(P)、积分动作的积分项(I)、微分动作的微分项(D)的和，并将该和乘以将在前次的控制周期计算出的一次指令电压值Vc1除以电流指令值Icmd而推断出的线性电磁阀104的电阻值Ra来作为反馈电压值Vfb输出。另一方面，FF控制部21将从变速控制部81输入的电流指令值Icmd乘以上述那样推断出的线性电磁阀104的电阻值Ra来作为前馈电压值Vff输出。作为一次指令生成部20，将上述的反馈电压值Vfb和前馈电压值Vff合成，生成一个一次指令电压值Vc1并输出。该一次指令电压值Vc1是成为用于按照目标驱动线性电磁阀104的基础的指令电压值。

上述高频振动指令重叠部31将由上述一次指令生成部20生成的一次指令电压值Vc1和由上述高频振动振幅指令值运算部83运算出的高频振动指令电压值Vdiz重叠，换句话说，生成使一次指令电压值Vc1以上述高频振动振幅以及高频振动周期变动而得到的二次指令电压值Vc2。

上述PWM信号生成部32基于由高频振动指令重叠部31生成的二次指令电压值Vc2，生成调制每隔规定的周期输出的脉冲的宽度而得到的PWM信号，并向后述的驱动电路60的开关元件61、62的栅电极输出。在本实施方式中，该PWM信号的周期设定得比高频振动周期小。PWM信号的周期越小，对线性电磁阀104进行指令的周期越小，由此，控制的精度提高，响应提高。

上述驱动电路(施加电压生成部)60具有与蓄电池400连接的电流路径63、设于电流路径63的例如由MOSFIT元件等构成的开关元件61、将上述PWM信号生成部32和开关元件61的栅电极连接的电流路径71、与电流路径63的接地侧连接的电流路径65、设于电流路径65的例如由MOSFIT元件等构成的开关元件62、将上述PWM信号生成部32和开关元件62的栅电极连接的电流路径72、将电流路径65和地连接的电流路径66、从电流路径63与电流路径65的连接部分分支后与线性电磁阀104的未图示的线圈的一端连接，并用于输出施加电压的电流路径64、以及从电流路径65与电流路径66的连接部分分支后与线性电磁阀104的未图示的线圈的另一端连接，并用于接地的电流路径67。另外，在电流路径66中设有分流电阻68。此外，开关元件61、62不限于MOSFIT元件，也可以由双极型晶体管构成，还可以由将它们组合而成的IGBT元件构成。

在该驱动电路60中，在根据来自PWM信号生成部32的PWM信号使得开关元件61导通(连接)，开关元件62断开(切断)时，蓄电池400的电压Vb经由电流路径63、64被施加给线性电磁阀104的线圈，而且，线性电磁阀104的线圈经由电流路径67、66接地，从而在线性电磁阀104的线圈中与施加电压Va以及线性电磁阀104的电阻值Ra相应地流过电动势电流。相反，在根据来自PWM信号生成部32的PWM信号使得开关元件62导通(连接)，开关元件61断开(切断)时，线性电磁阀104的线圈经由电流路径66、65、64接地，从而流过反电动势电流。

上述实际电流检测部40检测流过线性电磁阀104的实际的电流值Ir。具体而言，该实际电流检测部40具有分别与设于上述接地的电流路径66的分流电阻68的两端连接的电流路径48、49、检测电流路径48、49的电压差的运算放大器41、以及A/D转换部42，其中，上述A/D转换部42输入由运算放大器41检测出的模拟值的电压差，根据分流电阻68的电阻值Rs运算流过上述线性电磁阀104的实际电流值Ir，并变换成数字值后输出。

上述滤波处理部50由滤除上述高频振动周期的频率的带阻滤波器构成，对从A/D转换部42输入的实际电流值Ir进行滤波处理，并将去除高频振动调制的频率后的实际电流值Ir输出给FB控制部22。此外，滤波处理部50的结构为至少能够滤除高频振动指令电压值的频率(下面，称作高频振动频率)的结构即可，除此以外，也可以滤除噪声成分，若能够实现这些功能，则也可以是滤除高频振动频率的陷波滤波器、仅使比高频振动频率高的频率通过的高通滤波器、或者滤除高频振动频率且仅使需要的频带通过的带通滤波器等。

接下来，对利用上述高频振动振幅指令值运算部83进行的高频振动指令电压值Vdiz的运算方法进行说明。在本实施方式中，如图3所示，高频振动振幅指令值运算部83针对高频振动指令电压值Vdiz，通过将电源电压Vb除以2来运算其振幅的限制量VdizLim，即，以变为电源电压Vb的一半的方式设定振幅(下面，称作高频振动振幅)。因此，高频振动指令电压值Vdiz中的高频振动调制量为与电源电压Vb相同的幅度。高频振动指令电压值Vdiz作为施加给线性电磁阀104的施加电压，与基于电流指令值Icmd的指令电压值(即，一次指令电压值Vc1)重叠，因此，如图3所示，作为实际施加给线性电磁阀104的电压变为以将线性电磁阀104的电阻值Ra和实际电流值Ir相乘而得到的值为中心，以高频振动振幅为限制量VdizLim(电源电压Vb/2)的方式重叠而成的电压。

此时，例如若高频振动指令电压值Vdiz中的高频振动调制量为电源电压Vb的一半以上，则存在如下情况，即例如在一次指令电压值Vc1变为电源电压Vb的一半时，施加电压Va的指令值变为电源电压Vb以上、或小于0V。在那样的状况下，即使使电流指令值Icmd变化，使一次指令电压值Vc变化，也仅是施加电压Va的指令值在电源电压Vb以上、小于0V的范围内变化，实际上施加电压不在电源电压Vb以上的电压、小于0V的电压的范围内变化，因此，平均的电压不变，实际电流不能变化，即使进行反馈控制，也会变为不能够按照目标对油压进行调压的状态。这样，由于施加电压Va的指令值的幅度超过电源电压Vb的幅度导致不能够进行良好的控制，因此，在本实施方式中，将正确地运算蓄电池400的电压Vb而得到的电源电压值Vbac除以2，高频振动振幅设定为变成电源电压Vb的一半。

若高频振动振幅为电源电压Vb的一半，则例如存在如下情况，即，在一次指令电压值Vc1变得比电源电压Vb的一半高的情况下，施加电压Va的指令值为电源电压Vb以上，相反，在一次指令电压值Vc1变得比电源电压Vb的一半低的情况下，施加电压Va的指令值小于0V。然而，施加电压Va的指令值的振幅的下侧或者上侧处于0V～电源电压Vb的范围内。在那样的状况下，若使电流指令值Icmd变化，使一次指令电压值Vc变化，则振幅的下侧或者上侧的任意一方变化，因此，实际的平均的电压能够变化。此时，振幅的下侧或者上侧的任意另一方不变化，由此，施加电压Va的平均的电压变化的量小，但仅是实际的平均的电压相对于作为目标的平均的电压暂时地偏离，之后被实施反馈控制，施加电压Va的实际的平均的电压被调整为作为目标的平均的电压，即，能够按照目标对油压调压。

这样，为了利用反馈控制按照目标运算施加电压Va，高频振动振幅为电源电压Vb的一半以下即可，但从实现稳定化的意义上说，也考虑使高频振动振幅更小，即，使电压的变动变小。但是，在该情况下，流过线性电磁阀104的电流变小，从而滑阀的移动变小，因此，可能难以得到降低滑阀的滑动阻力的效果。也可以为每次运算能够得到降低滑动阻力的效果的电压值，但考虑到滑阀的位置、基于油温的油的粘性等，运算变得复杂，因此，在本实施方式中，为了能够得到降低滑动阻力的效果，并且能够兼顾反馈控制中的运算的稳定化，高频振动振幅设定为电源电压Vb的一半。

另外，在本实施方式中，如图3所示，高频振动振幅指令值运算部83针对高频振动指令电压值Vdiz，以其周期(下面，称作高频振动周期)为后面详细叙述的PWM信号的周期的规定数倍的方式进行运算并设定，具体而言，例如以为PWM信号的周期的8倍的方式进行运算并设定。另外，高频振动周期被设定为比上述变速控制部81生成的电流指令值Icmd的更新周期短，即，被设定为电流指令值Icmd的更新周期比高频振动周期长。

即，如以往那样，在PWM信号的周期为大至8倍左右时，与高频振动周期大致相同，即使不特意重叠高频振动调制量，在线性电磁阀104中，滑阀也如高频振动周期那样被驱动，从而降低滑动阻力。然而，为了提高线性电磁阀104的响应性，即油压响应性，需要减小PWM信号的周期。在PWM信号的周期变小时，在这样的状态下，滑阀的驱动振幅变小，从而不能够得到降低滑动阻力的效果。因此，在本实施方式中，使PWM信号的周期变小，高频振动周期以变为PWM信号的规定数倍的方式进行设定。

另外，电流指令值Icmd的更新周期设定为比高频振动周期长。由此，在电流指令值Icmd变化时，必定能够使线性电磁阀104的柱塞以及滑阀轻微地移动，从而实现响应性的提高。

如上所述，高频振动指令电压值Vdiz由高频振动振幅指令值运算部83来运算，并与基于输入的电流指令值Icmd运算出的一次指令电压值Vcl重叠而生产PWM信号，基于该PWM信号施加给线性电磁阀104的电压的波形(线性电磁阀电压波形)为图2所示那样的被实施脉冲宽度调制后的电压波形。由此，如图2所示，流过线性电磁阀104的实际电流值Ir的波形(线性电磁阀电流波形)为以电流指令值Icmd为平均(中心)并以高频振动调制量和高频振动周期变动的波形，并且为以PWM周期振动的波形。

如上所述，在本实施方式的控制部1中，由一次指令生成部20生成利用实际电流值Ir对电流指令值Icmd实施反馈并对电流指令值Icmd实施前馈而得到的一次指令电压值Vc1，然后，将由高频振动振幅指令值运算部83运算出的高频振动指令电压值Vdiz与电压值(并非电流值)重叠。由此，例如在变速控制部81中不需要运算加入高频振动调制量的电流指令值，从而能够降低电流指令值的比特宽度(比特数)。而且，例如在变速控制部81中也不需要对电流指令值的反馈或者前馈进行逆运算来运算电流指令值，因此，运算量降低，也不需要增大CPU等的芯片尺寸，从而能够实现成本降低。

[本实施方式的总结]

本实施方式的控制装置(1)，对电磁阀(104)进行电控制，其中，具有：实际电流检测部(40)，检测流过所述电磁阀(104)的实际的电流值；一次指令生成部(20)，被输入电流指令值和由所述实际电流检测部(40)检测的实际电流值，根据所述实际电流值对所述电流指令值进行反馈并生成一次指令电压值；高频振动指令运算部(83)，运算使电压周期性地变动的高频振动指令电压值；滤波处理部(50)，对由所述实际电流检测部(40)检测出的实际的电流值以去除所述高频振动指令电压值的周期的频率的方式进行滤波处理，并向所述一次指令生成部输出；高频振动指令重叠部(31)，生成使由所述高频振动指令运算部(83)运算出的高频振动指令电压值与由所述一次指令生成部(20)生成的一次指令电压值重叠而成的二次指令电压值；PWM信号生成部(32)，将由所述高频振动指令重叠部(31)生成的二次指令电压值变换为PWM信号；以及施加电压生成部(60)，根据由所述PWM信号生成部(32)生成的PWM信号生成施加于所述电磁阀(104)的施加电压。

由此，根据流过线圈的实际电流值对电流指令值Icmd实施反馈并变换为一次指令电压值，并使实现高频振动周期的高频振动调制量的高频振动指令电压值与该一次指令电压值重叠，因此，能够进行高精度的线性电磁阀的控制，并且，能够运算高频振动指令电压值Vdiz而不加入实际电流值Ir的反馈。因此，能够减轻运算负荷，能够无需增大控制部1的CPU等的芯片尺寸，从而能够实现成本降低。

另外，本实施方式的控制装置(1)具有运算电源(400)的电压的电源电压运算部(82)，所述高频振动指令电压值由所述高频振动指令运算部(83)以电压的振幅变为所述电源的电压的一半以下的方式进行运算。

由此，由于高频振动指令电压值Vdiz变为电源电压Vb的一半以下，因此，能够防止与一次指令电压值Vc1重叠而成的二次指令电压值Vc2的振幅超过电源电压Vb的幅度(0～Vb)，从而能够实现反馈控制中的运算的稳定化。

另外，在本实施方式的控制装置(1)中，所述高频振动指令电压值由所述高频振动指令运算部(83)以周期比上述PWM信号的周期长的方式进行运算。

由此，即使减小PWM信号的周期来提高线性电磁阀104中的响应性，也能够得到滑阀的滑动阻力降低的效果。

具体而言，在本实施方式的控制装置(1)中，所述高频振动指令电压值由所述高频振动指令运算部(83)以周期为所述PWM信号的周期的规定数倍的方式进行运算。

另外，本实施方式的控制装置(1)具有生成所述电流指令值的电流指令值生成部(81)，所述电流指令值由上述电流指令值生成部(81)以周期比运算所述高频振动指令电压值的周期长的方式进行运算。

由此，电流指令值的更新定时比高频振动周期长，从而在电流指令值变化时必定能够使线性电磁阀104轻微地移动，因此，能够提高响应性。

另外，本实施方式的控制装置(1)具有包括电气电路的驱动控制基板(10)，所述电气电路使所述实际电流检测部(40)、所述一次指令生成部(20)、所述高频振动指令重叠部(31)、所述滤波处理部(50)、所述PWM信号生成部(32)以及所述施加电压生成部(60)发挥作用，该控制装置(1)执行作为所述高频振动指令运算部(83)发挥作用的程序，向所述驱动控制基板(10)输出所述高频振动指令电压值。

[其他实施方式的可能性]

此外，在以上说明的本实施方式中，说明了线性电磁阀用于自动变速器的控制装置，但并不局限于此，若是控制电磁阀的控制装置，则无论何种控制装置均可适用。

另外，在本实施方式中，说明了对电流指令值实施前馈并生成指令电压值的控制装置，但也可以是仅实施反馈而不实施前馈的控制装置。另外，说明了在反馈控制中进行PID控制的控制装置，但并不局限于此，也可以仅进行PI控制，若能够针对电流指令值反馈实际电流值，则可以是任何的方式。

工业上的可利用性

本控制装置能够用于对控制油压的电磁阀进行电控制的装置，特别地，适用于不需要使CPU等的芯片尺寸大型化而要求降低成本的装置。

附图标记的说明：

1 控制装置(控制部)

10 驱动控制基板(驱动控制部)

20 一次指令生成部

31 高频振动指令重叠部

32 PWM信号生成部

40 实际电流检测部

50 滤波处理部

60 施加电压生成部(驱动电路)

81 电流指令值生成部(变速控制部)

82 电源电压运算部

83 高频振动指令运算部(高频振动振幅指令值运算部)

104 电磁阀(线性电磁阀)

Claims (9)

1.一种控制装置，对电磁阀进行电控制，其中，

具有：

实际电流检测部，检测流过所述电磁阀的实际的电流值；

一次指令生成部，被输入电流指令值和对由所述实际电流检测部检测的实际的电流值进行滤波处理后所得的实际电流值，根据所述实际电流值对所述电流指令值进行反馈并生成一次指令电压值；

电源电压运算部，运算电源的电压；

高频振动指令运算部，基于由所述电源电压运算部运算出的电源的电压，运算出使电压周期性地变动的高频振动指令电压值；

滤波处理部，对由所述实际电流检测部检测出的实际的电流值以去除所述高频振动指令电压值的周期的频率的方式进行滤波处理，并向所述一次指令生成部输出；

高频振动指令重叠部，生成使由所述高频振动指令运算部运算出的高频振动指令电压值与由所述一次指令生成部生成的一次指令电压值重叠而成的二次指令电压值；

PWM信号生成部，将由所述高频振动指令重叠部生成的二次指令电压值变换为PWM信号；以及

施加电压生成部，根据由所述PWM信号生成部生成的PWM信号生成施加于所述电磁阀的施加电压。

2.根据权利要求1所述的控制装置，其中，

所述高频振动指令电压值由所述高频振动指令运算部以电压的振幅变为所述电源的电压的一半以下的方式进行运算。

3.根据权利要求1所述的控制装置，其中，

所述高频振动指令电压值由所述高频振动指令运算部以周期比所述PWM信号的周期长的方式进行运算。

4.根据权利要求2所述的控制装置，其中，

所述高频振动指令电压值由所述高频振动指令运算部以周期比所述PWM信号的周期长的方式进行运算。

5.根据权利要求3所述的控制装置，其中，

所述高频振动指令电压值由所述高频振动指令运算部以周期为所述PWM信号的周期的规定数倍的方式进行运算。

6.根据权利要求4所述的控制装置，其中，

所述高频振动指令电压值由所述高频振动指令运算部以周期为所述PWM信号的周期的规定数倍的方式进行运算。

7.根据权利要求3～6中任一项所述的控制装置，其中，

该控制装置具有生成所述电流指令值的电流指令值生成部，

所述电流指令值由所述电流指令值生成部以周期比运算所述高频振动指令电压值的周期长的方式进行运算。

8.根据权利要求1～6中任一项所述的控制装置，其中，

该控制装置具有包括电气电路的驱动控制基板，所述电气电路使所述实际电流检测部、所述一次指令生成部、所述高频振动指令重叠部、所述滤波处理部、所述PWM信号生成部以及所述施加电压生成部发挥作用，

该控制装置执行作为所述高频振动指令运算部发挥作用的程序，向所述驱动控制基板输出所述高频振动指令电压值。

9.根据权利要求7所述的控制装置，其中，

该控制装置具有包括电气电路的驱动控制基板，所述电气电路使所述实际电流检测部、所述一次指令生成部、所述高频振动指令重叠部、所述滤波处理部、所述PWM信号生成部以及所述施加电压生成部发挥作用，

该控制装置执行作为所述高频振动指令运算部发挥作用的程序，向所述驱动控制基板输出所述高频振动指令电压值。