JP2019519816A - Ｒｆ導波路アレイの接地構造 - Google Patents

Abstract

無線周波（ＲＦ）導波路アレイが提供される。アレイは基板と電気的なＲＦ伝送線路アレイとを備える。基板は複数の光学的な導波路を備え、各導波路は第一方向に細長である。電気的なＲＦ伝送線路アレイは基板の面上に配置され、複数のＲＦ伝送線路備える。各伝送線路は信号電極と、その信号電極の両側に位置する少なくとも二つの接地電極とを備える。各電極は第一方向に延伸する。各信号電極はそれぞれ二つの導波路に信号を提供するように位置し、つまり、各ＲＦ伝送線路はそれぞれ二つの導波路に隣接して位置する。接地電極は、各対の信号電極の間に位置する少なくとも二つの中間接地電極を含む。異なるＲＦ伝送線路の中間接地電極はチャネルによって互いに分離される。

Description

本発明はＲＦ光学装置用の部品に関する。特に、本発明は、例えば二重平行（デュアルパラレル）変調器用の、導波路アレイに関する。

二重平行Ｉ／Ｑ（ｉｎ‐ｐｈａｓｅ／ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ，同相／直交位相）変調器は典型的には図１に模式的に示される構造を有する。信号は分配器１０１に入り、分配器がその信号を四つのマッハ・ツェンダー変調器１１０の各チャネルに分配し、各変調器は、二つの導波路１１１と、電気ＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，無線周波）伝送線路１１２とを有する。変調器が所要の変調を適用して、信号が結合器１０２によって再結合される。

マッハ・ツェンダー変調器は図２に示されるような線Ａに沿った断面図を有する。マッハ・ツェンダー変調器の導波路部は基板２０１を備え、その基板が導波路２０２を含む。ＲＦ伝送線路アレイ２０３が基板の一方の面上に配置される。各ＲＦ伝送線路は信号電極２０４を備える。各信号電極２０４はその両側に接地電極２０５を有する。変調器は、信号電極と接地電極との間の空隙の下に導波路が位置するＸカット２１０（信号電極周りで対称）、又は、一方の導波路が信号電極の下に位置し且つ他方の導波路が接地電極の下に位置するＺカット２２０のいずれかで配置構成される。図２では例示のためにＺカットとＸカットの両方を有する変調器が図示されているが、通常はアレイ内の全ての変調器は同じ種類となる。中間接地電極（つまり、二つの信号電極の間の接地電極）は、隣接するＲＦ伝送線路同士の間で共有される。

本発明の第一態様では、大まかに言うと、各対の信号電極の間に複数の接地電極が存在するようにすることが提案される。この配置構成は、ＲＦ伝送線路内で各信号電極によって生成される電気力線の閉じ込めを改善することが分かった。連続する接地電極がチャネルによって分離される。

特に、第一態様は、無線周波（ＲＦ）導波路アレイを提案する。アレイは基板と電気ＲＦ伝送線路アレイとを備える。基板は複数の光学的な導波路を備え、各導波路は第一方向に細長である。電気的なＲＦ伝送線路アレイは基板の面上に位置し、複数のＲＦ伝送線路を備える。各伝送線路は信号電極と、その信号電極の両側に位置する少なくとも二つの接地電極とを備える。各電極は第一方向に延伸する。各信号電極はそれぞれ二つの導波路に信号を提供するように位置し、つまり、各ＲＦ伝送線路がそれぞれ二つの導波路に隣接して位置する。接地電極は各対の信号電極の間に位置する少なくとも二つの中間接地電極を含む。異なるＲＦ伝送線路の中間接地電極はチャネルによって互いに分離される。

接地線の多様な配置構成については以下で説明する。

本発明の第二態様では、接地電極が、信号電極から比較的離れた領域において薄くなった厚さ（つまり、基板の表面に垂直な方向の高さ）を有することが提案される。これは、ＲＦ伝送線路の品質を許容可能な程度で減少させながら（又は減少させずに）、接地電極を形成するのに必要な物質（典型的には金）の量を減らす。各接地電極は、典型的には実質的に均一な化学的組成を有するものであって、厚さが薄くなった領域と、信号電極近くの厚さが厚い領域とを形成する単一の工程で形成可能である。

特に、第二態様は、無線周波（ＲＦ）導波路アレイを提案する。アレイは基板と電気的なＲＦ伝送線路アレイとを備える。基板は複数の光学的な導波路を備え、各導波路は第一方向に細長である。電気的なＲＦ伝送線路アレイは基板の面上に位置し、複数の信号電極と複数の接地電極とを備える。各電極は第一方向に延伸する。各信号電極はそれぞれ二つの導波路に信号を提供するように位置する。接地電極は、各対の信号電極の間に位置する少なくとも一つの中間接地電極を含む。中間接地電極は、一つ以上の第一領域における第一高さと、少なくとも一つの第二領域における第二高さとを有し、高さは基板の面に垂直な方向において測定される。各中間電極に対して、各第一領域は第二領域よりも各信号電極に近い。第二高さは第一高さの７５％未満である。

本発明の更なる態様によると、第一態様又は第二態様のいずれかの態様に係るＲＦ導波路アレイを備える二重平行同相／直交位相（Ｉ／Ｑ）変調器が提供される。

本発明の他の実施形態は請求項２以降に与えられている。

二重平行Ｉ／Ｑ（同相／直交位相）変調器の模式図である。 図１の線Ａに沿った導波路アレイの断面図である。 図１に示される種類のＲＦ伝送線路アレイの信号電極からの電場分布を示す。 例示的な導波路アレイの断面図である。 図２と図４の導波路アレイの性能を比較するグラフである。 例示的な導波路アレイの性能を比較するグラフである。 例示的な導波路アレイの信号電極からの電場分布を示す。 更なる例示的な導波路アレイの平面図及び断面図を示す。 例示的な導波路アレイの性能を示すグラフである。 例示的な導波路アレイの電場分布を示す。 例示的な導波路アレイ用の接地電極の例示的な配置構成を示す。 更に他の例示的な導波路アレイの断面図である。 更に他の例示的な導波路アレイの断面図である。 更に他の例示的な導波路アレイの断面図である。 更に他の例示的な導波路アレイの断面図である。 更に他の例示的な導波路アレイの平面図及び断面図である。

本願において「長さ」とは、ＲＦ伝送線路内のＲＦ信号の伝播方向における、つまり図２において「紙面外」に向かう距離を称するものとして使用される。
本願において「高さ」とは、ＲＦ伝送線路が取り付けられる基板の面に垂直な方向における、つまり図２において鉛直方向の距離を称するものとして使用される。
本願において「幅」とは、特に断らない限りは、高さ及び長さの両方に垂直な方向における、つまり図２において水平方向の距離を称するものとして使用される。

図３は、図２に示されるＲＦ伝送線路アレイの電場の電気力線の分布を示す（明確にするため基板と導波路は省略）。信号電極には左から右に３１１、３１２、３１３、３１４の符号が付され、接地電極には左から右に３２１、３２２、３２３、３２４、３２５の符号が付されている。３２１及び３２５が端部接地電極であり、３２２、３２３及び３２４が中間接地電極である。電気力線３００から見て取れるように、信号電極３１２からの信号は、接地電極３２２及び３２３を通って、隣接する他の信号電極３１１及び３１３に向かっている。広範な電場分布は、単一の伝送線路の場合であっても大きな周波数損失を生じさせ、隣接する線路への電場の広がりは、望ましくない「クロストーク」、つまり一つの伝送線路に起因する他の伝送線路への干渉を生じさせる。

典型的には、接地電極は１００マイクロメートルを超える幅を有する。単一の伝送線路の場合、幅狭の接地電極の使用が高周波における伝送線路の性能を改善することが分かっている。これは、伝送線路の構造をコプレーナ導波路の「理想的な」場合（接地電極が無限幅を有する）から変更するものであるので、予想外のものである。理論的には、この改善は電場のより強い閉じ込めに起因するものであるとされている。

図２に示されるようなＲＦ伝送線路のアレイの現状の構造では、このような幅狭の接地電極を使用することはできない。接地電極の幅が１００マイクロメートル未満になると、信号電極同士の間の距離が、クロストークが顕著になる程度に小さくなる。そこで代わりに、本願では、図４に示されるように、各中間接地電極を少なくとも二つに分離することを提案する。図４では、各信号電極４１１、４１２、４１３、４１４は二つの接地電極４２１、４２２、４２３、…４２８に隣接している。例えば、信号電極４１２は接地電極４２３と４２４に隣接している。中間接地電極４２２、４２３、４２４、４２５、４２６、４２７はチャネル４３１、４３２、４３３によって分離されている。各接地電極は、好ましくは１５０マイクロメートル未満、より好ましくは１００マイクロメートル以下の幅を有する。この分離は幅狭の接地電極を提供して高周波性能を改善するだけではなく、ＲＦ信号線路同士の間のいくらかの分離を提供してクロストークも低減する。

図５がこうした改善を示す。図５は、一つの線路に対する伝送（Ｓ_２１）の理想的な場合からの逸脱のグラフであり、下方の曲線が従来技術の伝送線路アレイを示し、上方の曲線が図４の伝送線路アレイを示し、高周波において伝送パラメータＳ_２１が理想的な場合に近くなっている。

接地電極がより幅狭になるにつれて、Ｓ_２１曲線は改善し続けていくものであり、図６は、標準的な接地電極を有するＲＦ伝送線路（下）、標準的な接地電極の１／３の幅の接地電極を有するＲＦ伝送線路（中）、標準的な接地電極の１／５の幅の接地電極を有するＲＦ伝送線路（上）についての理想的なＳ_２１曲線からの逸脱を示す。

幅狭の接地電極の更なる利点は、伝送線路と導波路との間の電気光学効率を改善することである。図７に示されるように、信号電極７１２、７２２からの電場７１１、７２１はより集束していて、電場の大部分が導波路７１３（Ｚカットで示す）と７２３（Ｘカットで示す）とを通過している。この利点は、接地電極の幅が、導波路の幅と同等になる、例えば導波路の幅の二倍よりは小さくなる場合に最大となる。この利点はＺカット構成において最大となる。Ｚカット構成では、導波路の上方に存在する接地電極を幅狭にするだけで、電気光学効率に対する利点が得られる。

接地電極が非常に幅狭の場合、幅狭の電極に起因するとみられるＳ_２１曲線の著しい非平滑性が現れるが、これは、非対称性がはるかに大きな変動を生じさせることを意味する。この影響は、図８に示されるような構造を用いることで電気光学効率の利得を保持しながら、軽減可能なものである。信号電極、導波路、Ｚカットの場合に導波路の上方に存在しない接地電極８１０については変更無しである。Ｚカットの場合に導波路の上方に位置する接地電極８００、またＸカットの場合の両側の接地電極はいずれも複数のスロット（溝）８０１を内部に有する。スロットは接地電極の長さに沿って細長であり、電極を、導波路の上方に存在する領域と、導波路の上方に存在しない領域とに分割する。導波路の上方の領域は、電気光学効率を改善するために幅狭にすることができ、導波路の上方に存在しない領域と、スロットを有さない接地電極の領域とはＳ_２１曲線を平滑にするように機能する。接地電極毎に二つのスロットのみが示されているが、接地電極毎にあらゆる数のスロットが存在し得て、好ましくは全て同一直線上にあって同じ方向に延伸する。

スロットの長さは複数の制約に基づいて選択され得る。スロットが短過ぎると、変調器の性能に影響を与えない。スロットが長過ぎると、線路内にキャビティを形成して、Ｓ_２１曲線にノッチが生じ得る。可能な長さ値は５０マイクロメートルを超え、３５０マイクロメートル未満である。３５０マイクロメートルを超える長さ値では、Ｓ_２１曲線に共振が現れてしまうが、一部応用ではより長い長さにおいても共振が許容可能となる。例えば、スロットは８０マイクロメートルの長さを有し得て、スロット同士の間の距離が４０マイクロメートルとなり、線路に沿って繰り返される１２０マイクロメートルの「単位格子」が得られる。スロットは周期的（つまり、全てのスロットが同じ長さを有し、対となるスロットが一定の距離で間隔が空けられる）又は非周期的に配置され得る。スロットを周期的に配置すると線路内で共振が生じ得るが、これは他の手段で補償可能である。

図９Ａ及び図９Ｂは、図４に係る伝送線路の低周波挙動を示す。図５Ａのグラフは、接地電極がプローブステーションに接続されている（つまり、互いに電気的に絶縁されている）場合を実証するものであった一方、図９Ａのグラフは、接地電極が或る点において電気的に接続されるか、又は伝送線路の始点又は終点を超えた点において電気的に接続される場合（例えば、パッケージが接地として機能するようなパッケージング済み製品において一般的な場合であるように共通接地に接続される場合）を示す。グラフから見て取れるように、低周波領域に多量の歪みが存在する。これは、接地電極が分離されていない伝送線路アレイや、幅狭の接地電極を有する単一の伝送線路には見られないものであり、その発見は驚くべきものである。

この効果は、図９Ｂに示される電場分布に起因して生じる。低周波では、隣接する伝送線路の中間電極同士の間に顕著な電場を有するモードが現れる。これは、線路同士の間の結合と、Ｓ_２１曲線の不安定性とを生じさせる。高周波では、この効果は存在しない。従って、伝送線路の低ＲＦ周波数で機能することが必要とされる変調器（又は伝送線路アレイの他の応用）については、このモードは望ましくない。

本願では、この望ましくないモードを除去するために大きく分けて二つの手法を提案する。第一の手法では、伝送線路アレイが、図４の設計と比較してそのモードに対する損失を増大させるように構成され、モードの損失が大きくなるほど、そのモードが顕著になる周波数が低くなり、導波路を、導波路の動作周波数の下にそのモードを「押し出す」ように構成することができる。第二の手法では、隣接する中間接地電極が、低周波では単一の共有電極として機能し、高周波では別々の電極として機能するように接続される。

第一の手法の一例は、中間電極同士の間のチャネルを幅狭にすることである。チャネルが幅狭になるほど、低周波モードの損失が大きくなる。この効果は、チャネルの幅が２０マイクロメートル未満の場合に顕著となり、チャネルが幅狭になるにつれて曲線がより平滑になる。しかしながら、非常に幅狭のチャネルは製造誤差に起因する悪影響を有し得て、中間接地電極同士の接触を生じさせる。これは、現状の技術では、幅５マイクロメートル未満のチャネルで発生すると想定されるが、将来的な製造方法の改善によって、より幅狭のチャネルが可能となるものである。接地電極同士の好ましい間隔は１０マイクロメートルである。

第一の手法の他の例は、中間接地電極の幅をその長さに沿って変動させることである。これは、チャネル内の電場分布を強制的に変更して、望ましくないモードを高損失性にする。これは、各中間接地電極の幅を独立的に変動させること（つまり、中間接地電極が分離されたままであることを保証しながらチャネルの幅を変動させること）によって達成可能である。代わりに、これは、各中間接地電極の幅を協調的に変動させて、隣接する中間接地電極が交互配置されるようにすることによっても達成可能である。チャネル幅は、電極の長さに垂直に、又はチャネルの壁に垂直に測定して、一定に維持され得る。各接地電極の最小幅は、好ましくは１０マイクロメートル以上であって、８０マイクロメートル未満である。

例示的な構造が図１０に示されている。図示されている各構造では、幅の変動が接地電極の長さにわたる「波状」の形となっていて、つまり、幅が、最小幅と最大幅との間で周期的に又は変調した周期で変動する。他の波状の幅の変動や波状ではない幅の変動のいずれも可能であることを理解されたい。最も大きな利点を示す構造は、チャネルが「方形波」１００１を形成するものであり、つまり、各接地電極がその長さに沿って方形波に従って変動して、二つの方形波が、接地電極を接触させないように交互配置され得るようにする。しかしながら、「方形波」パターンは製造が難しいものとなり得ることが想定されるので、代替案として、チャネルの形状（及び、中間接地電極の幅の変動）が、三角波１００２、正弦波１００３、又は電極に沿った距離の関数として変動する他の形状となるようにしてもよい。幅が周期関数で変動する場合、その関数の波長を電極の長さにわたって変化（つまり、変調）させ得る。そうする理由は、一定波長の周期関数を用いると、共振が生じて、導波路内にキャビティが形成され得るからである。その一例が正弦波１００４の場合について示されている。導波路内のキャビティを回避するために、低波長、例えば、６００マイクロメートル未満、より好ましくは５００マイクロメートル未満、例えば４５０マイクロメートル、より好ましくは２５０マイクロメートル未満、例えば２５０マイクロメートルの波長の周期関数を提供し得る。

幅の変動を用いる場合、その幅が、導波路の幅の二倍未満の幅とそれよりも大きな幅との間で変動するようにして、図７を参照して上述した幅狭の導波路の利点をいくつか提供し得る。

第一の手法の更に他の例は、図１１に示されるように、望ましくないモードが問題となる周波数において高ＲＦ損失を生じさせる物質１１０１、１１０２、１１０３、例えば、高吸収性及び／又は高損失正接（例えば、０．１よりも大きい）を有する物質、例えば磁性体をチャネル内に導入することである。望ましくないモードのみがチャネル内を顕著に伝播するので、これが望ましくないモードに対する損失を好適に生じさせる。物質はチャネルを完全に充填するもの（１１０１）となり得て、又は、物質は、チャネルを、その高さに沿って部分的に充填するもの（１１０２）、その幅に沿って部分的に充填するもの（１１０３）、及び／又はその長さに沿って部分的に充填するものとなり得る。損失が必要とされる周波数は、（ａ）望ましくないモードが顕著になる周波数（例えば、１０ＧＨｚ未満、又は５ＧＨｚ未満）、及び、（ｂ）その周波数において導波路の性能が重要となる周波数（例えば、０．５ＧＨｚよりも大きい、１ＧＨｚよりも大きい、又はその応用における性能要求に従った他の周波数）である。

第二の手法は、図１２に示されるように、隣接する中間接地電極同士をローパスフィルタ１０２１（模式的に図示）、又はローパスフィルタと等価に機能する他の構造体に接続することで達成され得る。例えば、隣接する中間接地電極同士が薄い（例えば、１マイクロメートル未満）の金属層１２０２（例えば、基板上に直接形成される）によって接続され、中間接地電極が低周波では有効に接続され、高周波では有効に遮断されるようにする。これは、個々の接地電極に対してのみ生じる望ましくないモードが低周波では生じることができないということを意味する。個々の分離した接地電極の利点は高周波（例えば、２５ＧＨｚを超える）においてのみ顕著であるので、低周波では接地電極を接続することの欠点が少ない。

ＲＦ伝送線路アレイに対して可能な更なる改善は、必要とされる金の量を減らすことである。従来技術のＲＦ伝送線路では、接地電極が信号電極と同じ高さを有する。しかしながら、伝送線路の挙動は、信号電極に最も近い接地電極の領域によってほぼ支配されるものである。そこで、図１３に示されるような接地電極構造を用いて、必要とされる金の量を減らすことができる。各接地電極１３００は、各信号電極に近くて信号電極と同じ高さの第一領域１３０１と、信号電極から遠くて高さが低くなっている第二領域１３０２とを有する。このようにして、接地電極を形成するのに必要な金の量を大幅に減らすことができる。その低くなった高さは、信号電極の高さの７５％以下、例えば、信号電極の高さの５０％、２５％、１０％又は５％未満、又は、１０マイクロメートル、５マイクロメートル、２マイクロメートル又は１マイクロメートル未満となり得る。接地電極はＵ字型形状を有し得る。

上記複数の改善点は例えば以下のように組み合わせ可能である：
‐ 幅狭のチャネル及び幅が変動している接地電極の両方を用いて、低周波における望ましくないモードを更に抑制することができる。
‐ 図８に示される中間接地電極の「スロット」を、幅が変動している接地電極と組み合わせることができる。これは、接地電極の最小幅部内に、又は最小幅と最大幅との間の接地電極の領域内のいずれかにスロットを設けることによって行われ得る。
‐ 高さを低くした接地電極を、分離された中間接地電極を有する構造に設けることができる。

最後の点が図１４に示されている。中間接地電極１４００に、信号電極と同じ高さを有する第一領域１４０１と、高さを低くした第二領域１４０２とを設け得て、第二領域が信号電極から遠い。一例として、各中間接地電極はＬ字型形状を有し得る。こうした実施形態において接地電極の高さを低くすることはチャネル内の短絡の危険性を減らすのにも役立ち、チャネルに隣接する接地電極の高さがチャネルの幅と同程度又はそれ以下となり、短絡させずにチャネルを製造し易くなる。

その低くされた高さは、信号電極の高さの７５％未満、より好ましくは５０％未満、より好ましくは１０％未満、より好ましくは３％未満であり得る。マイクロメートル単位では、低くされた高さは、５マイクロメートル以下、より好ましくは３マイクロメートル以下、より好ましくは１．５マイクロメートル以下であり得る。

これは、接地電極の幅がその長さに沿って変動する場合に更なる利点を与え、そのような変動は、全体にわたって信号電極と同じ高さの接地電極の場合よりも接地電極の高さが低くなった部分において製造し易い。従って、幅の変動を第二領域内全体にわたって生じさせることが提案され、等価には、第一領域全体が接地電極の最小幅部内に存在するようにすることが提案される。その一例が図１５に示されていて、中間接地電極１５０１、１５０２の各々が、第一領域１５０３において信号電極と同じ高さを有し、第二領域１５０４において低くなった高さを有する。各中間接地電極１５０１、１５０２の幅は変動していて、その変動は第二領域１５０４内において生じている。

上記例に係る導波路アレイの設計はいずれも多様な要因とトレードオフの関係にあり、要求される性能はその応用に依存する。従って、利点であるとして説明されている特徴は、その特徴が必須であることを意味するものではなく、多くの応用において、Ｓ_２１曲線の或る程度のクロストークや非平滑性が許容可能となる程度の許容範囲が存在し、それほど好ましくはない例でも使用可能となる。

本発明を上述のような好ましい実施形態に関して説明してきたが、これら実施形態は単に例示的なものであって、これら実施形態に特許請求の範囲が限定されるものではないことを理解されたい。当業者は、本開示を考慮して修正や変更を行うことができるものであって、それら修正や変更も添付の特許請求の範囲内に落とし込まれるものである。本明細書で開示又は例示されている各特徴は、単独で、又は本明細書で開示又は例示されている他の特徴と適切に組み合わせて組み込むことができるものである。

１０１ 分配器
１０２ 結合器
１１０ 変調器
１１１ 導波路
１１２ ＲＦ伝送線路
２０１ 基板
２０２ 導波路
２０３ ＲＦ伝送線路アレイ
２０４ 信号電極
２０５ 接地電極
４１１、４１２、４１３、４１４ 信号電極
４２１、４２８ 端部接地電極
４２２、４２３、４２４、４２５、４２６、４２７ 中間接地電極
４３１、４３２、４３３ チャネル

Claims (21)

1. 無線周波（ＲＦ）導波路アレイであって、
   複数の光学的な導波路を備える基板であって、各導波路が第一方向に細長である、基板と、
   前記基板の面上に位置し、複数の無線周波伝送線路を備える電気的な無線周波伝送線路アレイとを備え、各無線周波伝送線路が、
   信号電極と、
   前記信号電極の両側に位置する少なくとも二つの接地電極とを備え、
   各信号電極と各接地電極とが前記第一方向に延伸していて、
   各信号電極がそれぞれ二つの導波路に信号を提供するように位置し、
   前記接地電極が各対の信号電極の間に位置する少なくとも二つの中間接地電極を含み、
   異なる無線周波伝送線路の中間接地電極同士がチャネルによって互いに分離されている、無線周波導波路アレイ。
2. 前記中間接地電極が、前記第一方向に垂直であり且つ前記基板の面に平行である第二方向に沿って一定ではない幅を有する、請求項１に記載の無線周波導波路アレイ。
3. 前記中間接地電極の幅が、隣接する中間接地電極が交互配置されるように変動している、請求項２に記載の無線周波導波路アレイ。
4. 各中間接地電極の幅が該中間接地電極の長さ方向に沿って波状に変動している、請求項２又は３に記載の無線周波導波路アレイ。
5. 各中間接地電極の幅が、該中間接地電極の長さ方向に沿って、方形波と正弦波と三角波とのうちいずれか一種の波で変動している、請求項２から４のいずれか一項に記載の無線周波導波路アレイ。
6. 前記波の波長が前記第一方向に沿って変動している、請求項５に記載の無線周波導波路アレイ。
7. 各接地電極の最小幅が１０マイクロメートル以上である、請求項２から６のいずれか一項に記載の無線周波導波路アレイ。
8. 各接地電極の最小幅が８０マイクロメートル未満である、請求項２から７のいずれか一項に記載の無線周波導波路アレイ。
9. 各チャネルの幅が５マイクロメートルから３０マイクロメートルの間である、請求項１から８のいずれか一項に記載の無線周波導波路アレイ。
10. 各チャネルの両側の中間接地電極同士が、ローパスフィルタと、１マイクロメートル未満の厚さを有する金属層とのうち一方によって接続されている、請求項１から９のいずれか一項に記載の無線周波導波路アレイ。
11. １ＧＨｚから５ＧＨｚの間の周波数において０．１よりも大きな損失正接を有する物質を少なくとも一つのチャネル内に備える請求項１から１０のいずれか一項に記載の無線周波導波路アレイ。
12. 各中間接地電極の最大幅が１５０マイクロメートル未満、好ましくは１００マイクロメートル以下である、請求項１から１１のいずれか一項に記載の無線周波導波路アレイ。
13. 各中間接地電極の最大幅が３０マイクロメートル未満である、請求項１から１２のいずれか一項に記載の無線周波導波路アレイ。
14. 前記導波路が各無線周波伝送線路の信号電極と一つの接地電極とにそれぞれ隣接して位置している、請求項１から１３のいずれか一項に記載の無線周波導波路アレイ。
15. 前記導波路に隣接して位置する各中間接地電極が、前記第一方向に垂直であり且つ前記基板の面に平行である第二方向における前記導波路の幅の二倍未満である該第二方向における最大幅を有する、請求項１４に記載の無線周波導波路アレイ。
16. 前記中間接地電極が、前記第一方向に垂直であり且つ前記基板の面に平行である第二方向に沿って一定ではない幅を有し、前記導波路に隣接して位置する各中間接地電極が、該中間接地電極の長さの少なくとも一部に沿って、前記第二方向における前記導波路の幅の二倍未満である前記第二方向における幅を有する、請求項１４に記載の無線周波導波路アレイ。
17. 各中間接地電極の幅が、前記第二方向における前記導波路の幅の二倍未満である幅と、前記第二方向における前記導波路の幅の二倍よりも大きい幅との間で変動している、請求項１６に記載の無線周波導波路アレイ。
18. 前記導波路に隣接して位置する各中間接地電極が複数のスロットを有し、各スロットが前記第一方向に細長である、請求項１４に記載の無線周波導波路アレイ。
19. 各スロットが前記第一方向に沿って５０マイクロメートルから３５０マイクロメートルの長さを有する、請求項１８に記載の無線周波導波路アレイ。
20. 各スロットが、前記導波路に隣接し且つ前記スロットの一方の側にある中間接地電極の領域が前記導波路の幅の二倍未満である幅を有するように、位置している、請求項１８又は１９に記載の無線周波導波路アレイ。
21. 請求項１から２０のいずれか一項に記載の無線周波導波路アレイを備え、各無線周波伝送線路が導波路と共にマッハ・ツェンダー変調器を形成するように構成されている、二重平行同相／直交位相（Ｉ／Ｑ）変調器。