TW201707272A - 高頻線路 - Google Patents

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TW201707272A
TW201707272A TW105120051A TW105120051A TW201707272A TW 201707272 A TW201707272 A TW 201707272A TW 105120051 A TW105120051 A TW 105120051A TW 105120051 A TW105120051 A TW 105120051A TW 201707272 A TW201707272 A TW 201707272A
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Nobuhiro Kikuchi
Eiichi Yamada
Yoshihiro Ogiso
Josuke Ozaki
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Nippon Telegraph & Telephone
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Abstract

本發明提供一種高頻線路，其於與光波導交叉之高頻配線中具備抑制阻抗變動及電氣之過量損耗發生之構造。高頻線路為微帶線路，其為於SI-InP基板(301)上依序積層接地電極(302)、介電層(304)及信號電極(305)之基本構成。又，如於橫剖視圖所示，InP系半導體之光波導芯(303)以橫穿高頻線路(305)之姿態與之交叉。沿著高頻線路之傳播方向，於包含光波導交叉之固定區域中將信號電極(305)之寬度局部地擴大。於微帶線路中將信號電極(305)之寬度一部分自w1擴大至w2，且相較於寬度以w1而均一者，降低特性阻抗。該寬度w2之第2信號電極部(325)之長度l2係設定為與輸入之高頻電氣信號之波長相比充分短之長度。

Description

高頻線路
本發明係關於一種對光調變器等之調變電極施加電氣信號之高頻線路。
隨著近年來爆發性之資料通信量之增大而謀求光通信系統之大容量化，且推進所使用之光學零件之積體化、複雜化、信號之高速化。於如此之光學零件之中，例如可例舉光調變器。最近，為了增大傳輸容量，使用以對應於QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：正交相移鍵控)或16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation：16進位正交調幅)等多值調變之馬赫‧曾德爾(MZ：Mach-Zehnder)調變器為基礎之光I/Q調變器(例如，參照非專利文獻1)各集成2個以用於2種光極化而成的極化多重光I/Q調變器(集成共4個馬赫‧曾德爾調變器之構成)。
該極化多重光I/Q調變器雖可產生100Gbit/s級之光調變信號，但此時有必要對晶片內之各馬赫‧曾德爾調變器輸入數十GHz之符號率之高速之電氣信號。通常，經由極化多重光I/Q調變器模組封裝之RF介面輸入之高頻信號係通過模組封裝內之高頻配線基板，最終供給至極化多重光I/Q光調變器晶片。此時，為了抑制電氣損耗或串擾，關鍵在於使高頻配線基板與極化多重光I/Q光調變器晶片間之連接之佈線儘可能短。
為此，有必要於極化多重光I/Q光調變器晶片內引繞高頻配線且 將晶片之RF介面移至晶片之端。圖1中表示形成於SI-InP基板上之50Ω系之微帶線路與InP系之光波導交叉之極化多重光I/Q調變器之構成。其結果，連接於調變電極102之高頻配線103與供光信號傳播之光波導101必然交叉。
[先前技術文獻] [非專利文獻]
[非專利文獻1]Nobuhiro Kikuchi, et al., “80-Gb/s Low-Driving-Voltage InP DQPSK Modulator With an n-p-i-n Structure” , IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, Vol. 21, No. 12, JUNE 15, 2009.
此處，基於模擬高頻配線與光波導交叉之狀況之結果，就對高頻配線與光波導之交叉之電氣損耗與特性阻抗之影響進行說明。圖2A、圖2B分別表示於模擬使用之無光波導交叉之微帶線路與有光波導交叉之微帶線路之模型。於模擬中，線路之長度採用1.4mm，假定以4個馬赫‧曾德爾調變器構成之極化多重光I/Q調變器，因最多7次與光波導交叉，故將交叉數設為7次進行試算。作為模擬方法，針對將1.4mm之線路均等地分成7個部分而獲得之200μm之1個區段，計算無光波導交叉之情形、有光波導交叉之情形，將獲得之結果(矩陣)相乘，藉此針對1.4mm之線路整體進行計算。
圖3A、圖3B分別表示於微帶線路與光波導之交叉之有無各者中電氣損耗(S21特性、50Ω系)與特性阻抗之模擬結果。表示有光波導與高頻配線之交叉者與無交叉者相比較，插入損耗(S21)增大，特性阻抗上升。
如此，於極化多重光I/Q調變器等之先前之高頻配線中，存在因與光波導之交叉，高頻線路之特性大幅劣化之問題。
本發明係鑒於如此之問題而完成者，且其目的在於提供一種於與光波導交叉之高頻配線中具備抑制阻抗變動或電氣之過量損耗發生之構造之高頻線路。
為了解決上述問題，本發明之特徵在於：其係包含介電體、信號電極及接地電極，且傳輸高頻電氣信號之高頻線路；且於將上述高頻線路分割成較上述高頻電氣信號之波長更短之長度之區段時，包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述信號電極、上述接地電極及上述介電體為與不包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之特性阻抗相同之上述特性阻抗之構造。
本發明之另一態樣之特徵在於：包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述信號電極具有2種以上不同之寬度。
本發明之另一態樣之特徵在於：包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述信號電極具有2種以上不同之厚度。
本發明之另一態樣之特徵在於：包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述信號電極與上述接地電極之間隔具有2種以上不同之距離。
本發明之另一態樣之特徵在於：包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述介電體具有2種以上不同之介電率。
本發明之另一態樣之特徵在於：包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述介電體具有2種以上不同之厚度。
本發明之另一態樣之特徵在於：上述高頻線路係微帶線路。
本發明之另一態樣之特徵在於：上述高頻線路係共面線路。
本發明之另一態樣之特徵在於：上述高頻線路係帶地線之共面線路。
根據本發明，於與光波導交叉之高頻配線中，可抑制阻抗變動 或電氣之過量損耗發生。
101‧‧‧光波導
102‧‧‧調變電極
103‧‧‧高頻配線
301‧‧‧SI-InP基板
302‧‧‧接地電極
303‧‧‧光波導芯
304‧‧‧介電層
305‧‧‧信號電極
315-1‧‧‧第1信號電極部
315-2‧‧‧第1信號電極部
325‧‧‧第2信號電極部
701‧‧‧SI-InP基板
702‧‧‧接地電極
703‧‧‧光波導芯
704‧‧‧介電層
705‧‧‧信號電極
706‧‧‧接地電極
715-1‧‧‧第1信號電極部
715-2‧‧‧第1信號電極部
725‧‧‧第2信號電極部
901‧‧‧SI-InP基板
902‧‧‧接地電極
903‧‧‧光波導芯
904‧‧‧介電層
905‧‧‧信號電極
906‧‧‧接地電極
1001‧‧‧SI-InP基板
1002‧‧‧接地電極
1003‧‧‧光波導芯
1004‧‧‧介電層
1005‧‧‧信號電極
l1-1‧‧‧長度
l1-2‧‧‧長度
l2‧‧‧長度
w1‧‧‧寬度
w2‧‧‧寬度
圖1係表示具有微帶線路之極化多重光I/Q調變器之構成之圖。
圖2A係表示於模擬使用之無光波導交叉之微帶線路之模型之圖。
圖2B係表示於模擬使用之有光波導交叉之微帶線路之模型之圖。
圖3A係表示於微帶線路與光波導之交叉之有無各者中電氣損耗(S21特性、50Ω系)之模擬結果之圖。
圖3B係表示於微帶線路與光波導之交叉之有無各者中特性阻抗之模擬結果之圖。
圖4A係本發明之第1實施形態之高頻線路之俯視圖。
圖4B係本發明之第1實施形態之高頻線路之圖4A之IVB-IVB剖視圖。
圖4C係本發明之第1實施形態之高頻線路之圖4A之IVC-IVC橫剖視圖。
圖4D係本發明之第1實施形態之高頻線路之圖4A之IVD-IVD橫剖視圖。
圖5A係表示於模擬使用之無光波導交叉之微帶線路之模型之圖。
圖5B係表示於模擬使用之有光波導交叉之微帶線路之模型之圖。
圖5C係表示於模擬使用之於有光波導交叉之情形時具有使用第2信號電極部325之補償構造之微帶線路之模型之圖。
圖6A係表示無微帶線路與光波導之交叉之情形、有微帶線路與光波導之交叉之情形、於有光波導交叉之情形時具有使用第2信號電 極部325之補償構造之情形之電氣損耗(S21特性、50Ω系)之模擬結果的圖。
圖6B係表示無微帶線路與光波導之交叉之情形、有微帶線路與光波導之交叉之情形、於有光波導交叉之情形時具有使用第2信號電極部325之補償構造之情形之特性阻抗之模擬結果的圖。
圖7A係本發明之第2實施形態之高頻線路之俯視圖。
圖7B係本發明之第2實施形態之高頻線路之圖7A之VIIB-VIIB剖視圖。
圖7C係本發明之第2實施形態之高頻線路之圖7A之VIIC-VIIC橫剖視圖。
圖7D係本發明之第2實施形態之高頻線路之圖7A之VIID-VIID橫剖視圖。
圖8A係表示關於設計成50Ω之帶地線之共面線路之電氣損耗(S21特性)模擬光波導交叉之有無時之特性之差異之例的圖。
圖8B係表示關於設計成50Ω之帶地線之共面線路之特性阻抗模擬光波導交叉之有無時之特性之差異之例的圖。
圖9A係本發明之第3實施形態之另一帶地線之共面線路之俯視圖。
圖9B係本發明之第3實施形態之另一帶地線之共面線路之圖9A之IXB-IXB剖視圖。
圖9C係本發明之第3實施形態之另一帶地線之共面線路之圖9A之IXC-IXC橫剖視圖。
圖9D係本發明之第3實施形態之另一帶地線之共面線路之圖9A之IXD-IXD橫剖視圖。
圖10A係本發明之第4實施形態之另一微帶線路與帶地線之共面線路之折中構造之俯視圖。
圖10B係本發明之第4實施形態之另一微帶線路與帶地線之共面線路之折中構造之圖10A之XB-XB剖視圖。
圖10C係本發明之第4實施形態之另一微帶線路與帶地線之共面線路之折中構造之圖10A之XC-XC剖視圖。
圖10D係本發明之第4實施形態之另一微帶線路與帶地線之共面線路之折中構造之圖10A之XD-XD橫剖視圖。
圖10E係本發明之第4實施形態之另一微帶線路與帶地線之共面線路之折中構造之圖10A之XE-XE橫剖視圖。
以下針對本發明之實施形態進行詳細說明。
(第1實施形態)
分別於圖4A表示本發明之第1實施形態之高頻線路之區段單位之俯視圖，圖4B表示其IVB-IVB剖視圖，圖4C表示其IVC-IVC橫剖視圖，圖4D表示其IVD-IVD橫剖視圖。本實施形態之高頻線路為微帶線路，且為於SI-InP基板301上依序積層接地電極302、介電層304及信號電極305之基本構成。又，如於橫剖視圖所示，InP系半導體之光波導芯303以橫穿高頻線路305之姿態交叉。
藉由存在該光波導交叉，如圖4B之剖視圖、圖4D之橫剖視圖所示，高頻線路之接地電極302沿著傳播方向一部分中斷，又，介電層304之一部分置換為InP系材料，接地電極302與信號電極305之間之介電率一部分變化。該情況意味著高頻線路之特性阻抗於光波導交叉區域中變化，於如先前般信號電極於傳播方向均一之構造之情形時，誘發電氣之過量損耗。
如上所述，相比於無光波導，於無補償構造而有光波導交叉之情形(於傳播方向均一之構造)時，S21特性劣化(電氣損耗增大)，特性阻抗大幅上升。若特性阻抗偏離設計，則引起電氣信號之反射而特性 劣化。
因此，於本實施形態中，如圖4A~圖4D所示，於平均分割高頻線路而成之區段單位，沿著高頻線路之傳播方向，於包含光波導交叉之固定區域中，將信號電極305之寬度局部地擴大。若於微帶線路中將信號電極305之寬度一部分自w1擴大至w2，則有較寬度以w1均一者更加降低特性阻抗之效果。
各區段之長度(l1-1+l2+l1-2)設定為與要輸入之高頻電氣信號之波長相比充分短之長度(一般而言大約1/10以下)。藉此，包含前後之高頻線路之整體之特性阻抗係可認為根據寬度w2之第2信號電極部325與前後之寬度w1之第1信號電極部315之長度之比進行合計且平均化所得之特性阻抗。因此，第2信號電極部325之電極寬度w2根據期望之特性阻抗與容許之第2信號電極部325之長度l2設定即可。
圖5A~圖5C中分別表示於模擬所使用之無光波導交叉之微帶線路、有光波導交叉之微帶線路、於有光波導交叉之情形時具有使用第2信號電極部325之補償構造之微帶線路之模型。又，圖6A、圖6B中表示關於電氣損耗(S21特性、50Ω系)與特性阻抗，無微帶線路與光波導之交叉之情形、有微帶線路與光波導之交叉之情形、於有光波導交叉之情形時具有使用第2信號電極部325之補償構造之情形之模擬結果。自圖6A、圖6B可確認，藉由具有使用第2信號電極部325之補償構造，而有因光波導交叉所致之電氣損耗(S21)上升或特性阻抗上升之抑制效果。
再者，於本實施形態中，雖表示使包含微帶線路之信號電極305之光波導交叉區域之第2信號電極部325之寬度w2變粗之例，但因只要可於某固定區域、例如200μm之區段平均地實現期望之特性阻抗，故亦可相反地使光波導交叉區域前後之第1信號電極部315之信號電極之寬度w1，變得較第2信號電極部325之寬度w2粗。
(第2實施形態)
分別於圖7A表示本發明之第2實施形態之高頻線路之區段單位之俯視圖，圖7B表示其VIIB-VIIB剖視圖，圖7C表示其VIIC-VIIC橫剖視圖，圖7D表示其VIID-VIID橫剖視圖。本實施形態之高頻線路為帶地線之共面線路，且為於SI-InP基板701上依序積層下層接地電極702、介電層704、信號電極705及上層接地電極706之基本構成。又，如於橫剖視圖所示般，InP系半導體之光波導芯703以橫穿高頻線路之形態交叉。
藉由該光波導交叉存在，如於第1實施形態所說明，下層接地電極702與信號電極705之間之介電率一部分變化。此意味著高頻線路之特性阻抗於光波導交叉區域中變化，且於如先前般信號電極於傳播方向均一之構造之情形時，會誘發電氣之過量損耗。
圖8A、圖8B中表示關於設計成50Ω之帶地線之共面線路之電氣損耗(S21特性)與特性阻抗，模擬光波導交叉之有無時之特性之差異的例。計算係與第1實施形態相同，線路之長度採用1.4mm，將有交叉之情形之交叉數設為7次進行試算。
如圖8A、圖8B所示，可確認相比於無光波導交叉，於有光波導交叉而無補償構造之情形(於傳播方向均一之構造)時，S21特性劣化(電氣損耗增大)，特性阻抗上升。
因此，於本實施形態中，如圖7A~圖7D所示，於平均分割高頻線路而成之區段單位，沿著高頻線路之傳播方向，於包含光波導交叉之固定區域中將信號電極705之寬度局部地擴大。若於帶地線之共面線路中將信號電極705之寬度一部分自w1擴大至w2，則有較寬度以w1均一者降低特性阻抗之效果。
該區段之長度(l1-1+l2+l1-2)係設定為與輸入之高頻電氣信號之波長相比充分短之長度(一般而言大約1/10以下)。藉此，包含前後之高頻 線路之整體之特性阻抗，係可視為根據寬度w2之第2信號電極部725與前後之寬度w1之第1信號電極部715之長度之比，進行合計且平均化所得之特性阻抗。因此，第2信號電極部725之電極寬度w2係根據期望之特性阻抗與容許之第2信號電極部725之長度l2設定即可。
於具有使用寬度w2之第2信號電極部725之補償構造(寬幅信號電極)之情形時，如圖8B所示，尤其可確認特性阻抗上升之抑制效果。
再者，於本實施形態中，雖表示將包含光波導交叉區域之帶地線之共面線路之信號電極705的包含光波導交叉區域之第2信號電極部725之寬度w2變粗之例，但因只要可於某固定區域、例如200μm之區段平均地實現期望之特性阻抗即可，故亦可相反地將光波導交叉區域前後之第1信號電極部715之信號電極之寬度w1，變得較第2信號電極部725之寬度w2粗。
(第3實施形態)
進而，分別於圖9A表示本發明之第3實施形態之帶地線之共面線路之俯視圖，圖9B表示其IXB-IXB剖視圖，圖9C表示其IXC-IXC橫剖視圖，圖9D表示其IXD-IXD橫剖視圖。如圖9A所示，亦可為信號電極寬度905相同，將上層接地電極906之寬度於光波導交叉區域中擴大，使信號電極905與上層接地電極906之間隔變化，具體而言縮窄。於具有該補償構造(窄SG間隙電極)之情形時，如圖8B所示，亦可確認特性阻抗上升抑制效果及電氣過量損耗增大抑制效果。
(第4實施形態)
分別於圖10A表示微帶線路與帶地線之共面線路之折中構造之俯視圖，於圖10B表示其XB-XB剖視圖，於圖10C表示其XC-XC剖視圖，於圖10D表示其XD-XD橫剖視圖，於圖10E表示其XE-XE橫剖視圖。該構造於光波導交叉區域中如圖10E所示，於與帶地線之共面線路之上層接地電極706、906相同位置具有接地電極1002，於光波導交 叉區域前後如圖10D所示，如微帶線路般僅於SI-InP基板1001上具有接地電極1002。對於如此之圖10A~圖10E所示之高頻線路，亦可與第1、第2實施形態同樣地，藉由相對於信號電極1005設置補償構造，而抑制特性阻抗上升及電氣過量損耗增大。
再者，於第1~第4實施形態中，雖例示於信號電極、接地電極設置補償構造之構成，但亦可取代該等，使用讓能夠使特性阻抗變化之參數即電極之厚度、信號電極與接地電極之間隔、介電層之介電率或厚度變化之補償構造。
又，於第1~第4實施形態中雖表示僅由微帶線路與帶地線之共面線路各自之構造所構成之高頻線路之例，但當然於中途高頻線路之基本構成亦可變化。又，信號電極、接地電極雖以連接於介電體上之方式形成，但該等亦可為一部分中空配線。
如以上所說明，根據與光波導之交叉使高頻線路局部構造變化，藉此可抑制阻抗變動或電氣之過量損耗發生。
304‧‧‧介電層
305‧‧‧信號電極
315-1‧‧‧第1信號電極部
315-2‧‧‧第1信號電極部
325‧‧‧第2信號電極部
l1-1‧‧‧長度
l1-2‧‧‧長度
l2‧‧‧長度
w1‧‧‧寬度
w2‧‧‧寬度

Claims (9)

  1. 一種高頻線路，其特徵在於：其係包含介電體、信號電極及接地電極，並傳輸高頻電氣信號者，且於將上述高頻線路分割成較上述高頻電氣信號之波長短之長度之區段時，包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述信號電極、上述接地電極及上述介電體，係成為與不包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之特性阻抗相同之上述特性阻抗之構造。
  2. 如請求項1之高頻線路，其中包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述信號電極，具有2種以上不同之寬度。
  3. 如請求項1之高頻線路，其中包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述信號電極，具有2種以上不同之厚度。
  4. 如請求項1之高頻線路，其中包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述信號電極與上述接地電極之間隔，具有2種以上不同之距離。
  5. 如請求項1之高頻線路，其中包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述介電體，具有2種以上不同之介電率。
  6. 如請求項1之高頻線路，其中包含上述高頻線路與光波導之交叉之區段之上述介電體，具有2種以上不同之厚度。
  7. 如請求項1至6中任一項之高頻線路，其中上述高頻線路係微帶線路。
  8. 如請求項1至6中任一項之高頻線路，其中上述高頻線路係共面線路。
  9. 如請求項1至6中任一項之高頻線路，其中上述高頻線路係帶地線之共面線路。
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