JP2015212769A

JP2015212769A - 半導体マッハツェンダ光変調器

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Publication number: JP2015212769A
Application number: JP2014095363A
Authority: JP
Inventors: 佐藤　里江子; Rieko Satou; 里江子佐藤; 柴田　泰夫; Yasuo Shibata; 泰夫柴田; 菊池　順裕; Nobuhiro Kikuchi; 順裕菊池
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2014-05-02
Filing date: 2014-05-02
Publication date: 2015-11-26

Abstract

【課題】基板の異なる面方位に沿って形成された２つの導波路で形成されたＭＺ変調器では、分波された各分岐光は、２つの光位相変調器によってお互いに逆相の関係でそれぞれ位相変調され、１つの変調信号によってプッシュプル動作が実現される。しかし、電極に静電容量を付加できず、光波とマイクロ波電気信号との間で速度を十分に整合ができなかった。インピーダンス整合が取れない結果、高速かつ広帯域な変調の実現を妨げていた。
【解決手段】本発明のＭＺ光変調器では、メサ構造の光導波路の上部に形成された変調電極に電気的に接続された子電極（分岐電極）を備える。子電極は、変調電極からその長さ方向に対して垂直に分岐して変調電極から離れた後、再び変調電極に概ね平行に沿うように伸びている。子電極の平行部分は、ＭＺ変調器の光導波路と類似の導波路様の静電容量を付加する構造を持つ。子電極の幅、変調電極との距離、長さ等の構成寸法を、光導波路の機能を一切考慮せずに自由に設計できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電気信号を光信号に変換して信号送信する半導体光変調器に関する。より詳細には、マッハツェンダ型光変調素子が集積された半導体光変調回路の構成に関する。

スマートフォンを初めとする新たなインターネット通信端末が幅広く普及する現在、携帯電話やインターネットを支える光通信の利用も爆発的に広がっている。光通信に対してはますますの高速化・大容量化が要請されている。光通信の高速・大容量化に対応するための技術として、波長の異なる複数の光信号を同時に利用することによって光ファイバーを多重利用する、波長分割多重（Wavelength Division Multiplexing：以下ＷＤＭ）光通信が利用されている。

ＷＤＭ光通信システムの大容量化を実現するには、１波長あたりの伝送レートを増加することが有用である。伝送レートを増加するためには、簡単なものとして、光伝送路に送出する変調信号のシンボルレートを上げる方法がある。しかしながら、シンボルレートを上げる場合、変調によって占有周波数帯域幅もシンボルレートに比例して増大することになる。シンボルレートを増大させて行けば、やがては所定のグリッド間隔で並ぶ隣接チャネルとの符号間干渉が発生することなり、伝送特性は劣化する。そのため近年では、シンボルレートを上げることなく、１シンボル当たりの信号多重度を上げることによって、システムの大容量化を実現する研究が盛んに行われている。

信号多重度を上げる方式として、例えば、１シンボルに２値（多重度２）を割り当てることによって伝送容量を２倍にするＱＰＳＫ（quadrature phase shift keying）方式や、１シンボルに４値（多重度４）を割り当てることによって伝送容量を４倍にする１６ＱＡＭ（quadrature amplitude modulation）方式、１６ＡＰＳＫ（Amplitude phase shift keying）方式等の多値変調方式が知られている。

これらの多値変調を実装する場合には、通常、光変調器としてＩ／Ｑ変調器が用いられる。Ｉ／Ｑ変調器は直交変調器とも呼ばれ、お互いに直交する２つのチャネル（Ｉチャンネル、Ｑチャンネル）の光電界成分に独立して情報を付与できる変調器である。具体的な実現方法としては、例えばマッハツェンダ（ＭＺ：Mach-Zehnder）変調器を並列に接続した特殊な構成をとる。

ＭＺ変調器の代表的なものとして、ＬｉＮｂＯ_３（ＬＮ）の誘電体を用いたＬＮ変調器が広く用いられている。ＬＮ変調器では、直流または光周波数に比べて十分低い周波数の電界をＬＮへ印加することによって媒質の屈折率が変化する、電気光学効果を用いて動作する。しかしながら、材料の物理定数からＬＮ変調器では必要な素子長が比較的長いものとなる。このため、ＬＮ変調器を含む光送信器モジュールが大きくなってしまう問題があった。

そこで最近では、光送信器モジュールをより小型化するために、半導体を用いたＭＺ変調器の開発も盛んに行われている。例として、半導体ＭＺ変調器に高速動作が可能な進行波電極を採用したものが提案されている。以下、図５を用いながら、半導体ＭＺ変調器の基本構成と動作の概要を説明する。

図５は、従来技術の半導体マッハツェンダ光変調器の構成例を示す図である（非特許文献１を参照）。図５の（ａ）は、基板上に構成された半導体マッハツェンダ（ＭＺ）光変調器１５０の上面図を示し、図５の（ｂ）は、（ａ）におけるＶｂ−Ｖｂ´の部分を基板面に垂直に切った断面図を示す。図５の（ａ）に示すように、半導体ＭＺ光変調器１５０は、入力導波路１０１および出力導波路１０２、入力導波路１０１を導波してくる光波を２つの導波路１０４、１０５に分波する光分波器１０３、および、２つの導波路１０４、１０５を導波してくる光波を出力導波路１０２へと合波する光合波器１０６から構成される。入力導波路１０１から光合波器１０６までは、ＭＺ光変調器を構成する。２つの導波路１０４、１０５に電圧を印加することによって、半導体コア層において電気光学効果による屈折率変化が発生し、その結果、２つの導波路１０４、１０５を伝搬する光の位相が変化する。このとき２つの導波路１０４、１０５の間で、印加電圧に差をつけることによって、光合波器１０６における光の干渉状態が変わり、変調することができる。すなわち、出力導波路１０２からの出力光がＯＮになったりＯＦＦになったりする。

一方の導波路１０４上にはバイアス電圧を印加するための電極１０７、他方の導波路１０５上にはバイアス電圧を印加するための電極１０８が備えられ、２本の導波路１０４、１０５の各々の初期の光の位相状態を調整用に用いられる。電気信号である変調信号は、２本のコプレーナストリップ線路１０９、１１０によって、２本の導波路１０４、１０５の近くまで供給される。高周波信号源１１７からのマイクロ波電気信号を、互いに逆相でコプレーナストリップ線路１０９、１１０に与えられ、線路上を伝搬する。

図５の（ｂ）を使って、さらに半導体マッハツェンダ光変調器の構成および動作を説明する。図５の（ｂ）は、（ａ）のＶｂ−Ｖｂ´を含む基板面に垂直な面で切った、子電極１１１、１１４を含む変調器の断面図を示す。図５の（ｂ）において、導電性基板１２０の上に、下部クラッド１２１ａ、１２１ｂ、コア層１２２ａ、１２２ｂ、上部クラッド層１２３ａ、１２３ｂが順次形成されている。コプレーナストリップ線路１０９、１１０の下には、例えばＢＣＢ（ベンゾシクロブテン）の層が形成されている。

図５の（ｂ）に示した電極１１０から電極１０９に向かって正の電圧が印加された場合、コア層１２２ａには上側から下側に向かって正の電圧が印加される。さらに印加電圧は、下部クラッド層１２１ａ、導電性基板１２０および下部クラッド層１２１ｂを介してコア層１２２ｂに、今度は下側から上側に向かって正の電圧が印加されることになる。言いかえれば、コア層１２２ｂには上側から下側に向かって負の電圧が掛っていることになる。したがって、コア層１２２ｂには、コア層１２２ａとは逆向きの電圧が自動的に印加されることになる。

したがって、コプレーナストリップ線路１０９が正の電圧のときは、コプレーナストリップ線路１１０が負の電圧に駆動され、コプレーナストリップ線路１０９が負の電圧のときは、コプレーナストリップ線路１１０が正の電圧に駆動される。このような電気信号の駆動形式は、プッシュプル動作と呼ばれている。

コプレーナストリップ線路１０９、１１０を伝搬するマイクロ波電気信号は、さらに複数の子電極１１１〜１１３、１１４〜１１６によって、２本の光導波路１０４、１０５にそれぞれ印加される。子電極１１１〜１１３、１１４〜１１６は、２本の光導波路１０４、１０５にお互いに逆相の電圧を印加するよう動作する。子電極１１１〜１１３、１１４〜１１６は、コプレーナストリップ線路１０９、１１０を含めて、全体として進行波型電極を形成する。すなわち２本の導波路１０４、１０５を導波する光波の速度と、子電極１１１〜１１３を伝搬するマイクロ波電気信号の速度とをできるだけ一致させ、両者の位相整合をとることによって、変調帯域を拡げることができる電極構造である。

なお、マイクロ波電気信号のロスがなく、光波およびマイクロ波電気信号の間で速度整合条件が完全に満足されれば、変調帯域は無限大になる。実際には、位相ずれが起こるため、これによって変調帯域が制限される。上述のように、図５の（ａ）のＭＺ光変調器１５０は、２本の光導波路１０４、１０５にはお互いに逆相の電圧が印加される、いわゆるプッシュプル型の構成である。このため、２本の光導波路１０４、１０５の一方にのみ電圧を印加する構造に比べて、印加電圧は半分で良い。またコプレーナストリップ線路１０９、１１０の特性インピーダンスは５０Ωに設計される。特性インピーダンスが５０Ωからずれると、高周波信号源１１７との接続点において電気的な反射が起こり、マイクロ波電気信号を効率的にコプレーナストリップ線路１０９、１１０に印加できなくなる。

既に説明をしたように、図５の（ｂ）は、（ａ）のＶｂ−Ｖｂ´線を含む基板面に垂直な面で切った、子電極１１１、１１４を含む変調器の断面図を示している。マイクロ波電気信号は、コプレーナストリップ線路１０９、１１０を伝搬して、さらに子電極１１１、１１４を介して、各々のコア層１２２ａ、１２２ｂに電圧印加される。上述のように、プッシュプル形式で変調信号が各々の光導波路のコアに印加されて、光変調器として作用する。

図５の（ｂ）の導波路構造からわかるように、子電極１１１、１１４の下には、上部クラッド１２３ａ、１２３ｂ、コア層１２２ａ、１２２ｂ、下部クラッド層１２１ａ、１２１ｂが存在するため、一定の素子静電容量が存在する。すなわち、図１の（ａ）において、子電極１１１〜１１３、１１４〜１１６は、それぞれ、コプレーナストリップ線路を形成する１０９、１１０に対して静電容量を付加することになる。したがって、子電極の数、子電極の配置間隔、および導波路との接触長などの子電極構成パラメータを最適に設計することによって、コプレーナストリップ線路へ付加される静電容量を自由に設計することができるようになる。より具体的には、以下のように設計が可能である。

高速なマッハツェンダ変調器の実現には、例えば、図１のようにコプレーナストリップ線路および子電極で構成される進行波型電極構造が有用である。進行波型電極構造では、インピーダンス整合および光変調器における光と電気信号との間の速度整合が重要となる。電気信号に対する伝送線路モデルでは、特性インピーダンスＺ_０および伝播定数γは次式によって表される。

ここで、Ｒ、Ｇ、Ｌ、Ｃはそれぞれ単位長さ当たりの抵抗、コンダクタンス、インダクタンス、キャパシタンスを表しており、ωＬ≫Ｒ, ωＣ≫Ｇの場合、特性インピーダンスＺ_０および伝播定数γはさらに次式で表される。

この時、電気信号の速度ｖは、次式によって表される。

式（６）は、光変調器の高周波配線部におけるインダクタンス成分Ｌや容量成分Ｃを制御することによって、特性インピーダンスＺ_０および電気信号の速度ｖを調整することができることを定性的に示している。

具体的なインピーダンス整合条件としては、進行波型電極構造のインピーダンスＺ_０が外部電気回路のインピーダンスである５０Ωに近い値になることが望ましい。具体的なインピーダンス整合条件としては、外部電気回路の特定インピーダンスである５０Ωから±１０Ω程度の範囲の誤差であれば許容できる。進行波型電極構造のインピーダンスＺ_０が５０Ωからずれると、電気信号の反射が起こり、進行波型電極へ効率的に電圧を印加できなくなる。

また、光と電気信号との間の速度差による制限を受ける場合の、変調信号の周波数帯域Δｆは、光速をｃ、光導波路を伝搬する光の群速度をｖ_０、電極長をｌとして、次のように表される。

式（７）から、光の群速度ｖ_０と電気信号の速度ｖとが一致した時に最大の周波数帯域を得ることができることがわかる。光の群屈折率ｎ_ｏｐｔは、３．４〜３．７程度であり、所望の周波数帯域および電極長により、許容される電気の屈折率の範囲は決定される。例えば、帯域を４０ＧＨｚで電極長３ｍｍとすると、許容される光の群屈折率と電気の屈折率との間の差は、±１．１程度の範囲内となる。尚、先の式（６）より定性的に半導体光導波層の容量を大きくすると、電気信号の速度は遅くなる、すなわち、電気の屈折率は大きくなる。

上述のように、進行波型電極へ最適な容量成分Ｃの付加量を設計することで、光波とマイクロ波電気信号の速度整合を向上させることができる。外部電気回路の特定インピーダンス（例えば５０Ω）へのインピーダンス整合も良好となり、その結果、高速で広帯域な光変調が可能になっている。

特開２００９−２５１３７７号明細書

L. Morl et al., "A travelling wave electrode Mach-Zehnder 40 Gb/s demultiplexer based on strain compensated GaInAs/AlInAs tunnelling barrier MQW structure," 1998 International Conference on Indium Phosphide and Related Materials, pp. 403-406, 1998）

しかしながら図５に示した従来技術のＭＺ変調器における進行波電極の構成は、変調信号に対してプッシュプル動作を行うために、コプレーナストリップ線路での電気信号の差動伝送が必要である。したがって、一対の電極として、コプレーナストリップ線路１０９、１１０を変調器の構成面上に引き回す必要がある。またこれにともなって、入力電気信号の位相調整用の回路等の駆動回路の構成および回路面上での配線が複雑になる。具体的には、図５においてコプレーナストリップ線路１０９、１１０上のｂ−ｂ´線の位置で、高周波信号が同じタイミングで到達するように等長化するための処理が大変になる問題が生じていた。ここで、変調信号である高周波電気信号をより簡単な方法で印加する構成が提案されている。

図６は、従来技術のより簡単な駆動系でプッシュプル動作を可能にするＭＺ変調器の構成を示す図である。図５示した構成のＭＺ変調器と比べて、入力電気信号の位相調整回路等を省いた構成となっている（特許文献１を参照）。半導体ＭＺ光変調装置２００は、ＩｎＰから成り、（１００）面方位を有する半導体基板２０１上に構成されている。半導体基板２０１上に、入力光を導波する入力導波路２１０と、入力光を第１の光線および第２の光線とに分波する分波器２２１と、第１の光線が導波する第１の導波路２２２ａと、第２の光線が導波する第２の導波路２２２ｂとを備える。さらに半導体マッハツェンダ光変調装置２００では、半導体基板２０１上に、第１の光線の位相を変調する第１の光位相変調器２２０ａと、第２の光線の位相を変調する第２の光位相変調器２２０ｂと、第１の光線および第２の光線を合波する合波器２２３と、合波した光を出力光として導波する出力導波路２１１とを備える。

一方の光位相変調器２２０ａは、［０１１］方向と平行になるように形成されている。他方の光位相変調器２２０ｂは、［０１−１]方向と平行になるように形成されている。ここで、［０１−１］方向は、結晶中の各結晶軸Ｋ，Ｌ，Ｍを用いたときに、Ｋ＝０、Ｌ＝１、Ｍ＝−１に対応する方向であることを示す。一般に、負の成分を持つ方向は数字の上にバーを付けて表記するが、以下の説明では簡単のため、−（マイナス）を付けて表記する。

光位相変調器２２０ａおよび光位相変調器２２０ｂは、図６に示したように、互いに直交する方向に形成されている。分波器２２１および合波器２２３としては、それぞれマルチモード干渉型結合器（ＭＭＩカプラ）が用いられる。変調電極２０６ａは、光位相変調器２２０ａに変調電圧を印加するための変調電極であり、変調電極２０６ｂは、光位相変調器２２０ｂに変調電圧を印加するための変調電極である。接地電極２０７は接地されている。

［０１１］方向と［０１−１］方向とでは、結晶方位が異なるために、半導体としての特性が異なる。例えば、導波路を作成する際のエッチングを考えると、導波路が［０１１］方向に形成されている場合、逆メサのストライプが形成される。この場合、図６において破線で示した位置２２４ａのメサの断面形状は、上部が下部よりも広い逆台形になる。一方で導波路が［０１−１］方向に形成されている場合、順メサのストライプが形成される。この場合、図６において破線で示した位置２２４ｂのメサの断面形状は、上部が下部よりも狭い台形になる。

図７は、光導波路への印加電圧とポッケルス効果によって生じる屈折率変化との関係を示す図である。図７の（ａ）は順メサの場合の屈折率変化を、（ｂ）は逆メサの場合の屈折率変化を示す。図７の（ｂ）に示すように、逆メサ構造の光位相変調器２２０ａに変調電極２０６ａから電圧が印加された場合、負の屈折率変化が生じる。一方、図７の（ａ）に示すように、順メサ構造の光位相変調器２２０ｂに変調電極２０６ｂから電圧が印加された場合には、正の屈折率変化が生じる。

上述の図７の（ａ）および（ｂ）の屈折率変化の特性から、図６に示した変調電極２０５ａ、２０６ｂに対し、同一信号源からの信号を介して同じ電圧が印加された場合、半導体マッハツェンダ光変調装置２００では、２つの光導波路間で逆の屈折率変化が誘起される。すなわち、分波器２２１によって分波された２つの分岐光は、第１の光位相変調器２２０ａおよび第２の光位相変調器２２０ｂによって、それぞれ逆相で位相変調されることになる。つまり、図６に示した光変調装置２００では、第１の導波路２２２ａで構成される光位相変調器２２０ａと、第２の導波路２２２ｂで構成される光位相変調器２２０ｂとに対して、同じ電気信号が与えられることによって、自ずとプッシュプル動作が実現される。

図８は、図６のＭＺ変調器を変形して、第１の光位相変調器および第２の光位相変調器を接続電極で接続した構成を示す図である。図８のＭＺ変調装置３００は、ＩｎＰからなり（１００）面方位を有する半導体基板の上に形成されている。このＭＺ変調装置３００では、半導体基板上に、入力光を導波する入力導波路３０１と、入力光を第１の光信号および第２の光信号とに分波する分波器３０２と、第１の光信号を伝播する第１の導波路３０３ａと、第２の光信号を伝播する第２の導波路３０３ｂとが形成される。さらに半導体基板上には、第１の光信号の位相を変調する第１の光位相変調器３０４ａと、第２の光信号の位相を変調する第２の光位相変調器３０４ｂと、第１の光信号と第２の光信号とを合波する合波器３０５と、合波した光信号を出力光として伝播する出力導波路３０６とが形成されている。

図８において、一方の光位相変調器３０４ａは、［０１１］方向と平行になるようにその光導波路３０３ａが形成され、他方の光位相変調器３０４ｂは、［０１−１］方向と平行になるようにその光導波路３０３ｂが形成される。したがって、ＭＺ変調装置３００では、光位相変調器３０４ａおよび光位相変調器３０４ｂは、互いに直交する方向に形成されている。既に述べたように、［０１１］方向および［０１−１］方向の間では、結晶方位が異なるのでその半導体の特性は異なる。このＭＺ変調装置３００では、例えば、導波路３０３ａを作製する際のエッチングによって、［０１１］方向には逆メサのストライプが形成される。一方で、３０３ｂを作製する際のエッチングにより、［０１−１］方向には順メサのストライプが形成される。分波器３０２および合波器３０５としては、例えばマルチモード干渉型結合器（ＭＭＩカプラ）が用いられる。

変調電極３０９ａは、光位相変調器３０４ａに対して変調電圧を印加するとともに、変調電極３０９ｂは、光位相変調器３０４ｂに対して変調電圧を印加する。変調電極３０９ａの一端は電極端子３０８ａと接続され、変調電極３０９ｂの一端は電極端子３０８ｂと接続される。図８に示した光位相変調器３０４ａ、３０４ｂの領域は、幅＝２．０μｍ、高さ＝３．５μｍ、長さ＝１．５ｍｍを有するハイメサ導波路構造により形成される。上述のハイメサ構造の幅は、コアの中央付近の高さにおけるコア幅に対応する。したがって、メサ構造の上面および底面におけるコア幅は、メサ構造の向き（順メサまたは逆メサ）に応じて異なっている。

図８のＭＺ変調装置３００では、２つの変調電極３０９ａ、３０９ｂは、接続用電極３０７ｂによって相互に接続されており、さらに接続用電極３０７ａ、３０７ｃによって一方の電極端子３０８ａから他方の電極端子３０８ｂまでが電気的に１つに接続される。ここで、不図示の変調信号発生器によって一方の電極端子３０８ａに電気変調信号が印加されると、その電気変調信号は、光位相変調器３０４ａおよび光位相変調器３０４ｂの両方に印加されることになる。つまり、２つの変調電極３０９ａ、３０９ｂには、同一の電圧が印加される。このとき、光位相変調器３０４ａでは負の屈折率変化（逆方向）が誘起され、光位相変調器３０４ｂでは正の屈折率変化が誘起される。したがって、分波器３０２によって分波された各分岐光は、光位相変調器３０４ａおよび光位相変調器３０４ｂによって、お互いに逆相の関係でそれぞれ位相変調される。これにより、ＭＺ変調装置３００においては、１つの変調信号によってプッシュプル動作が実現される。

図８に示したＭＺ変調装置の構造は、コプレーナストリップ線路を用いた高周波変調信号の差動伝送が不要になり、一対となる電極を引き回して構成する必要が無い。したがって、図５に示した変調器と比べると、入力信号の位相調整回路等の駆動回路がより簡単となり、等長化のための構成をより簡単なものとして、変調信号である高周波電気信号をより簡単な方法で印加することができる。

しかしながら、図８のＭＺ変調装置における変調電極の構造では、電極に静電容量を付加することができず、このために光波とマイクロ波電気信号との間で速度を整合させることができなかった。この結果、変調電極は、例えば特性インピーダンスである５０Ωに対して十分にインピーダンス整合が取れない結果、高速で広帯域な変調を実現するための妨げとなっていた。

本発明はこのような問題に鑑みてなされたものであって、インピーダンス整合、および、マイクロ波電気信号と光波との間の位相整合条件を満たし、かつ簡単な構成でプッシュプル動作を実現する高速広帯域な半導体光変調器を提供することにある。

上述の課題を解決するために、請求項１の発明は、所定の面方位を有する半導体基板上に、第１の導電性半導体クラッド層と、ノンドープ半導体コア層と、第２の導電性半導体クラッド層とが順次積層して形成された導波路構造を備えた２つの光導波路によってマッハツェンダ干渉計が形成され、単一の変調電気信号を用いて、第１の光導波路および第２の光導波路の各々のコア層に屈折率の変化を生じさせることによって、前記各コア層を伝搬する光信号の位相を変調するマッハツェンダ型光変調器において、前記基板の第１の面方位方向に形成され、前記第１の導波路を伝搬する光信号を変調する第１の変調電極と、前記第１の面方位方向とは異なる第２の面方位方向に形成され、前記第２の導波路を伝搬する光信号を変調する第２の変調電極と、前記第１の変調電極および前記第２の変調電極を接続する電極と、前記第１の変調電極から分岐し、前記第１の導波路から光学的に結合しない位置において静電容量を付加する構造を持つ１つ以上の第１の分岐電極と、前記第２の変調電極から分岐し、前記第２の導波路から光学的に結合しない位置において静電容量を付加する構造を持つ１つ以上の第２の分岐電極とを備えたことを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器である。

請求項２の発明は、請求項１の半導体マッハツェンダ光変調器であって、前記第１の分岐電極は、前記第１の変調電極に沿って離間して配置された複数の分岐電極から構成され、前記第２の分岐電極は、前記第２の変調電極に沿って離間して配置された複数の分岐電極から構成されることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１の半導体マッハツェンダ光変調器であって、前記第１の分岐電極は、前記第１の変調電極の両側に、前記第１の変調電極に沿って離間して配置された複数の分岐電極から構成され、前記第２の分岐電極は、前記第２の変調電極の両側に、前記第２の変調電極に沿って離間して配置された複数の分岐電極から構成される特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至３いずれかの半導体マッハツェンダ光変調器であって、記変調電極の各々から概ね垂直に分岐する分岐部分と、前記分岐部分から前記変調電極に概ね平行に沿って伸び、その下に、前記第１の導電性半導体クラッド層、前記ノンドープ半導体コア層および前記第２の導電性半導体クラッド層が順次積層して形成された導波路構造を有し、前記第１の導波路および前記第２の導波路と光学的に結合しない静電容量付加部分とを有することを特徴とする。

ここで、第１の分岐電極および第２の分岐電極は、各実施形態における子電極に対応する。また、分岐部分は、子電極の実施形態における変調電極から垂直に分岐する部分に対応する。また、静電容量付加部分は、実施形態における変調電極に沿って概ね平行に形成された子電極の部分に対応する。

請求項５の発明は、請求項１乃至４いずれかの半導体マッハツェンダ光変調器であって、前記第１の導電性半導体クラッド層および前記第２の導電性半導体クラッド層は、一方がｎ型半導体であって、他方がｐ型半導体であることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項１乃至４いずれかの半導体マッハツェンダ光変調器であって、前記第１の導電性半導体クラッド層および前記第２の導電性半導体クラッド層の両方がｎ型半導体であって、前記ノンドープ半導体コア層と前記第１の導電性半導体クラッド層との間、または、前記ノンドープ半導体コア層と前記第２の導電性半導体クラッド層との間の少なくともいずれかに、ｐ型の第３の導電性半導体クラッド層が挿入されていることを特徴とする。

請求項７の発明は、請求項１乃至６いずれかの半導体マッハツェンダ光変調器であって、前記半導体基板は、（１００）の面方位を有し、前記第１の面方位方向は、前記半導体基板の［０１１］方向であり、前記第２の面方位方向は、前記半導体基板の［０１−１］方向であることを特徴とする。

請求項８の発明は、（１００）の面方位を有する半導体基板上に、第１の導電性半導体クラッド層と、ノンドープ半導体コア層と、第２の導電性半導体クラッド層とが順次積層して形成された導波路構造を備えた２つの光導波路によってマッハツェンダ干渉計が形成され、単一の変調電気信号を用いて、第１の光導波路および第２の光導波路の各々のコア層に屈折率の変化を生じさせることによって、前記各コア層を伝搬する光信号の位相を変調するマッハツェンダ型光変調器において、前記半導体基板の［０１１］方向に形成され、前記第１の導波路を伝搬する光信号を変調する第１の変調電極と、前記半導体基板の［０１−１］方向に形成され、前記第２の導波路を伝搬する光信号を変調する第２の変調電極と、前記第１の変調電極および前記第２の変調電極を接続する電極と、前記第１の変調電極から分岐し、前記第１の導波路から光学的に結合しない位置において静電容量を付加する構造を持つ１つ以上の第１の分岐電極と、前記第２の変調電極から分岐し、前記第２の導波路から光学的に結合しない位置において静電容量を付加する構造を持つ１つ以上の第２の分岐電極とを備え、前記第１の分岐電極および前記第２の分岐電極は、それぞれ、前記変調電極の各々から垂直に分岐する分岐部分と、前記分岐部分から前記変調電極に概ね平行に沿って伸び、その下に、前記第１の導電性半導体クラッド層、前記ノンドープ半導体コア層および前記第２の導電性半導体クラッド層が順次積層して形成された導波路構造を有し、前記第１の導波路および前記第２の導波路と光学的に結合しない静電容量付加部分とを有することを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器である。

本発明による光変調器によって、インピーダンス整合、および、マイクロ波電気信号と光波との間の位相整合条件を満たし、かつ簡単な構成でプッシュプル動作を実現する、高速で広い変調帯域を持った半導体光変調器を提供することができる。

図１は、本発明の半導体マッハツェンダ光変調器の第１の実施形態の構成を示す図である。図２は、本発明のＭＺ光変調器の電極部分を斜め上からみた構成図である。図３は、本発明のＭＺ光変調器の電極部分の各部の断面を示す図である。図４は、本発明の半導体ＭＺ光変調器の第２の実施形態の構成を示す図である。図５は、従来技術の半導体ＭＺ光変調器の構成例を示す図である。図６は、従来技術のより簡単な駆動系でプッシュプル動作を可能にするＭＺ変調器の構成を示す図である。図７は、光導波路への印加電圧とポッケルス効果によって生じる屈折率変化との関係を示す図である。図８は、図６のＭＺ変調器を変形し、２つの光位相変調器を接続電極で接続した構成を示す図である。

本発明の半導体マッハツェンダ（ＭＺ）光変調器は、半導体基板上の特定の面方位方向に構成された２つの導波路上の変調電極に加えて、２つの変調電極から分岐して構成された静電容量を付加する子電極（分岐電極）を備えている。この子電極は、静電容量付加部として半導体ＭＺ光変調器の上記２つの光導波路とは光学的に結合していない導波路状の構成を持つことができる。子電極は、これに限定されないが、例えばＴ字状またはＬ字状の形状のものとすることが可能であって、２つの変調電極の片側にまたは両側に、離間して複数個を備えることができる。２つの変調電極および子電極には、単一の変調電気信号が印可される。２本以上の光導波路を持った光変調器においても、上述の子電極を適用することができる。

子電極の数、配置する間隔、分岐する部分の長さ、導波路への接触長などを最適に設計することで、静電容量の付加量を自由に設計することができる。光波とマイクロ波電気信号との間の位相整合を向上させることができるとともに、特性インピーダンスの５０Ωに対して良好なインピーダンス整合も実現可能となる。その結果、簡単な駆動回路の構成のままで、高速で広帯域な変調が可能になる。以下に、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の半導体マッハツェンダ（ＭＺ）光変調器の第１の実施形態の構成を説明する図である。半導体ＭＺ変調器１００−１は、図８に示した２つの変調電極を接続した構成の変調器３００と比べて、子電極１０〜１２、１３〜１５を持つことを除いて基本的に同じ構造である。したがって、以下の説明では、入力導波路１から出力導波路６までの変調器の基本構成の説明は省く。本発明の半導体ＭＺ光変調器は、図８に示した変調器と同様に、光導波路３ａ、３ｂに高周波変調信号を印加するために、２つのコプレーナストリップ線路を経由した差動伝送が不要になり、一対となる電極を引き回して構成する必要が無い。したがって、図５に示した従来技術の変調器と比べれば、入力信号の位相調整回路等の駆動回路がより簡単となり、等長化のための構成をより簡単なものとして、変調信号である高周波電気信号をより簡単な方法で印加することができる。

本発明の半導体ＭＺ光変調器では、さらに、変調電極９ａ、９ｂから分岐し、分岐後に再び変調電極９ａ、９ｂに沿うように構成された子電極１０〜１２、１３〜１５を設ける。子電極１０〜１２、１３〜１５は、変調電極９ａ、９ｂに対して静電容量を付加するよう動作する。子電極の数、配置する間隔、分岐する部分の長さ、導波路への接触長などを最適に設計することで、静電容量の付加量を自由に設計することができる。光波とマイクロ波電気信号との間の位相整合を向上させることができるとともに、特性インピーダンスの５０Ωに対して良好なインピーダンス整合も実現可能となる。その結果、簡単な駆動回路の構成のままで、高速で広帯域な変調が可能になる。

図１では子電極は、図面の上では、変調電極９ａ、９ｂのそれぞれに対して３個ずつ形成した例を示したが、その数は３個に限定されない。１個でも、２個でも、または３個より多くても構わない。また２つの変調電極９ａと変調電極９ｂとの間で、子電極の数が違っても良い。

図２は、本発明のＭＺ光変調器における電極部分を斜め上からみた構成を示す図である。図２で、変調電極９ａは、図面の手前の断面で示されたメサ構造の光導波路の上部に形成されている。子電極１０は、変調電極９ａからその長さ方向に垂直に分岐して変調電極９ａから離れた後（分岐部分１０ｂ）、再び変調電極に平行に沿うように伸びている（静電容量付加部分１０ａ）。変調電極および子電極（分岐電極）の構造をさらにその断面について説明する。

図３は、本発明のＭＺ光変調器における電極部分の各部の断面を示す図である。図３の（ａ）は図２のａ−ａ´の断面を、（ｂ）は図２のｂ−ｂ´の断面を、（ｃ）は図２のｃ−ｃ´の断面をそれぞれ示す。図３の（ａ）を参照すると、ａ−ａ´の断面では、変調電極９ａのみが存在している状態が示されている。ただし、子電極は変調電極９ａの右側に、図面の奥にあるものとして描かれていることに注意されたい。図２に示した変調器１００は、下部クラッド層２９、コア層２３、上部クラッド層２６が順次形成され、メサ構造を持っている。メサの両側は絶縁層２０８で埋め込まれ、メサ構造に沿って絶縁層２０８の上には変調電極９ａが形成されている。光波は、９ａの下のコア層２０３を伝搬する。上部クラッド層は、例えばｐ−ＩｎＰによって作製され、コア層はノンドープの多重量子井戸（ｉ−ＭＱＷ）によって、下部クラッド層はｎ−ＩｎＰによって作製することができる。これらの材料は、ＩｎＰ系だけでなくＧａＡｓ系も適用可能である。

次に図３の（ｂ）を参照すると、変調電極９ａから子電極が分岐する部分にあるコア層２３に加え、子電極１０ａの直下にもコア層２５およびその上部クラッド層２７が形成されている。さらに（ｃ）を参照すれば、子電極は、変調電極９ａから子電極が分岐する分岐部分１０ｂと、変調電極９ａから離れるまで伸びた後で、変調電極９ａに沿って概ね平行に子電極をさらに形成させる領域１０ａ（静電容量付加部分）を持っている。子電極１０ａの直下には、変調電極９ａの下にあるメサ構造と同様の導波路構造が形成されている。

図３の（ｃ）に示したように、子電極１０の下にも下部クラッド層２９、コア層２５、上部クラッド層２７が形成されている。子電極の下に、メサ構造の光導波路と同様の構成を持つことによって、子電極１０ａ（静電容量付加部分）は一定の素子容量を持つことができる。通常、下部クラッド２９は導電性を持っているので、変調電極９ａと下部クラッド２９の間には、導電性の無いコア層２３および上部クラッド２６を介して第１の容量素子が構成される。同様に、子電極１０ａと下部クラッド２９の間には、導電性の無いコア層２５および上部クラッド２７を介して第２の容量素子が構成される。下部クラッド層２９は、通常接地されることになるので、等価的には、変調電極９ａ下のコア層２３で構成されるコンデンサと、子電極（静電容量付加部分）１０ａ下のコア層２５で構成されるコンデンサとが直列接続された静電容量が、変調電極９ａに並列に付加されることになる。なお、子電極１０ａの下のコア層２５には光波が導波することはない。子電極１０ａの下のコア層２５は、２つの導波路３ａ、３ｂから光学的に結合しない位置において静電容量を付加するように機能する。

子電極１０ａ、１０ｂによって、変調電極９ａに静電容量を付加する導波路構造は、本発明のＭＺ光変調器において光導波路の機能を果たす必要はない。このため、子電極の幅、変調電極との距離、長さ等の構成寸法を、光導波路としての機能を一切考慮せずに自由に設計できることになる。さらに、光導波路と相互作用をする主線路（変調電極）は全域にわたって光導波路上にあるため、子電極によって付加する静電容量の大きさに影響を受けて、変調効率が劣化することもない。

したがって本発明の半導体マッハツェンダ光変調器は、所定の面方位を有する半導体基板上に、第１の導電性半導体クラッド層と、ノンドープ半導体コア層と、第２の導電性半導体クラッド層とが順次積層して形成された導波路構造を備えた２つの光導波路によってマッハツェンダ干渉計が形成され、単一の変調電気信号を用いて、第１の光導波路および第２の光導波路の各々のコア層に屈折率の変化を生じさせることによって、前記各コア層を伝搬する光信号の位相を変調するマッハツェンダ型光変調器において、前記基板の第１の面方位方向に形成され、前記第１の導波路を伝搬する光信号を変調する第１の変調電極３ａと、前記第１の面方位方向とは異なる第２の面方位方向に形成され、前記第２の導波路を伝搬する光信号を変調する第２の変調電極３ｂと、前記第１の変調電極および前記第２の変調電極を接続する電極７ｂと、前記第１の変調電極から分岐し、前記第１の導波路から光学的に結合しない位置において静電容量を付加する構造を持つ１つ以上の第１の分岐電極（子電極１０、１１、１２）と、前記第２の変調電極から分岐し、前記第２の導波路から光学的に結合しない位置において静電容量を付加する構造を持つ１つ以上の第２の分岐電極（子電極１３、１４、１５）とを備えたものとして構成できる。

また、上述の第１の分岐電極および第２の分岐電極は、それぞれ、前記変調電極の各々から概ね垂直に分岐する分岐部分１０ｂと、前記分岐部分から前記変調電極に概ね平行に沿って伸び、その下に、前記第１の導電性半導体クラッド層、前記ノンドープ半導体コア層および前記第２の導電性半導体クラッド層が順次積層して形成された導波路構造を有し、前記第１の導波路および前記第２の導波路と光学的に結合しない静電容量付加部分１０ａとを有するように構成できる。

子電極の形状は、図１および図２で示したようにＴ字型形状のものとすることができるが、この形状だけに限定されない。変調電極に平行な部分が片方だけのＬ字型構成でも良い。子電極の各部の幅も一様である必要はない。また、変調電極に平行でない構成も取り得る。さらには、子電極に容量を与える部分の構成は、図３の（ｂ）および（ｃ）に示した上部クラッド２７およびコア層２５のように、必ずしも変調電極９ａの下の光導波路と同一の構造でなくても良い。光変調器の作製工程に適合する限り、下部クラッド層２９と子電極との間で静電容量を生じ得る材料および構造であれば、メサ構造の光導波路の構成に限られない。

（第２の実施形態）
図４は、本発明の半導体マッハツェンダ光変調器の第２の実施形態の構成を示す図である。図４に示した半導体ＭＺ変調器１００−２は、基本的に図１の半導体ＭＺ変調器１００−１と同じ構成であるが、変調電極の両側に子電極を持つ点で相違している。本実施形態のように変調電極の両側に子電極を持つことより、従来技術よりも入力信号の位相調整回路等の駆動回路および等長化のための構成をより簡単なものとして、同時にインピーダンス整合、および、マイクロ波電気信号と光波との間の位相整合条件を満足することができる。マッハツェンダ変調器の外側に子電極１６〜１８、１９〜２１を設けることで、子電極の幅や長さ等の自由度が増え、より変調器の本体を含めてより自由に構成を設計できるようになる。

なお図４に示した構成においては、変調電極の両側にある子電極の数や形状は同一のものを規則的に並べて配置したものとして描いてあるが、変調電極の両側の間で分岐する位置がずれていたり、数が異なっていたりしも構わないし、形状が異なっても構わない。また、個々の子電極の形状が異なるものであっても良い。

また、上述の実施形態では、導波路の各層を様々な半導体材料によって構成できる。例えば、下部クラッド層２９、コア層２３、上部クラッド層２６が順次形成された導波路では、第１の導電性半導体クラッド層（下部クラッド層）および第２の導電性半導体クラッド層（上部クラッド層）は、一方がｎ型半導体であって、他方がｐ型半導体であり得る。また、第１の導電性半導体クラッド層および第２の導電性半導体クラッド層の両方がｎ型半導体であって、ノンドープ半導体コア層と第１の導電性半導体クラッド層との間、または、ノンドープ半導体コア層と第２の導電性半導体クラッド層との間の少なくともいずれかに、ｐ型の第３の導電性半導体クラッド層が挿入されても良い。

以上詳細に述べたように、本発明による光変調器は、インピーダンス整合、および、マイクロ波電気信号と光波との間の位相整合条件を満たし、かつ簡単な構成でプッシュプル動作を実現する半導体光変調器を提供することができる。

本発明は、一般的に通信システムに利用することができる。特に、光通信システムの送光信装置などに利用できる。

１、１０１、２１０、３０１入力導波路
２、１０３、２２１、３０２分波器
３ａ、３ｂ、１０４、１０５、２２２ａ、２２２ｂ、３０３ａ、３０３ｂ光導波路
４ａ、４ｂ、３０４ａ、３０４ｂ光変調器
５、３０５、１０６、２２３光合波器
６、１０２、２１１、３０６出力導波路
７ａ、７ｂ、７ｃ、３０７ａ、３０７ｂ、３７７ｃ接続用電極
８ａ、８ｂ、３０８ａ、３０８ｂ電極端子
９ａ、９ｂ、２２０ａ、２２０ｂ３０９ａ、３０９ｂ変調電極
１０〜２１、１０ａ、１０ｂ、１１１〜１１６子電極
２３、２５、１２２ａ、１２２ｂコア層
２６、２７、１２３ａ、１２３ｂ上部クラッド
２９、１２１ａ、１２１ｂ下部クラッド
１００−１、１００−２、１５０、２００、３００ＭＺ光変調器
１０９、１１０コプレーナストリップライン
１１７高周波信号源
１１８終端抵抗

Claims

所定の面方位を有する半導体基板上に、
第１の導電性半導体クラッド層と、ノンドープ半導体コア層と、第２の導電性半導体クラッド層とが順次積層して形成された導波路構造を備えた２つの光導波路によってマッハツェンダ干渉計が形成され、
単一の変調電気信号を用いて、第１の光導波路および第２の光導波路の各々のコア層に屈折率の変化を生じさせることによって、前記各コア層を伝搬する光信号の位相を変調するマッハツェンダ型光変調器において、
前記基板の第１の面方位方向に形成され、前記第１の導波路を伝搬する光信号を変調する第１の変調電極と、
前記第１の面方位方向とは異なる第２の面方位方向に形成され、前記第２の導波路を伝搬する光信号を変調する第２の変調電極と、
前記第１の変調電極および前記第２の変調電極を接続する電極と、
前記第１の変調電極から分岐し、前記第１の導波路から光学的に結合しない位置において静電容量を付加する構造を持つ１つ以上の第１の分岐電極と、
前記第２の変調電極から分岐し、前記第２の導波路から光学的に結合しない位置において静電容量を付加する構造を持つ１つ以上の第２の分岐電極と
を備えたことを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器。
前記第１の分岐電極は、前記第１の変調電極に沿って離間して配置された複数の分岐電極から構成され、
前記第２の分岐電極は、前記第２の変調電極に沿って離間して配置された複数の分岐電極から構成されることを特徴とする請求項１に記載の半導体マッハツェンダ光変調器。
前記第１の分岐電極は、前記第１の変調電極の両側に、前記第１の変調電極に沿って離間して配置された複数の分岐電極から構成され、
前記第２の分岐電極は、前記第２の変調電極の両側に、前記第２の変調電極に沿って離間して配置された複数の分岐電極から構成される特徴とする請求項１に記載の半導体マッハツェンダ光変調器。
前記第１の分岐電極および前記第２の分岐電極は、それぞれ、
前記変調電極の各々から概ね垂直に分岐する分岐部分と、
前記分岐部分から前記変調電極に概ね平行に沿って伸び、その下に、前記第１の導電性半導体クラッド層、前記ノンドープ半導体コア層および前記第２の導電性半導体クラッド層が順次積層して形成された導波路構造を有し、前記第１の導波路および前記第２の導波路と光学的に結合しない静電容量付加部分と
を有することを特徴とする請求項１乃至３いずれかに記載の半導体マッハツェンダ光変調器。
前記第１の導電性半導体クラッド層および前記第２の導電性半導体クラッド層は、一方がｎ型半導体であって、他方がｐ型半導体であることを特徴とする請求項１乃至４いずれかに記載の半導体マッハツェンダ光変調器。
前記第１の導電性半導体クラッド層および前記第２の導電性半導体クラッド層の両方がｎ型半導体であって、
前記ノンドープ半導体コア層と前記第１の導電性半導体クラッド層との間、または、前記ノンドープ半導体コア層と前記第２の導電性半導体クラッド層との間の少なくともいずれかに、ｐ型の第３の導電性半導体クラッド層が挿入されていることを特徴とする請求項１乃至４いずれかに記載の半導体マッハツェンダ光変調器。
前記半導体基板は、（１００）の面方位を有し、
前記第１の面方位方向は、前記半導体基板の［０１１］方向であり、
前記第２の面方位方向は、前記半導体基板の［０１−１］方向であること
を特徴とする請求項１乃至６いずれかに記載の半導体マッハツェンダ光変調器。
（１００）の面方位を有する半導体基板上に、
第１の導電性半導体クラッド層と、ノンドープ半導体コア層と、第２の導電性半導体クラッド層とが順次積層して形成された導波路構造を備えた２つの光導波路によってマッハツェンダ干渉計が形成され、
単一の変調電気信号を用いて、第１の光導波路および第２の光導波路の各々のコア層に屈折率の変化を生じさせることによって、前記各コア層を伝搬する光信号の位相を変調するマッハツェンダ型光変調器において、
前記半導体基板の［０１１］方向に形成され、前記第１の導波路を伝搬する光信号を変調する第１の変調電極と、
前記半導体基板の［０１−１］方向に形成され、前記第２の導波路を伝搬する光信号を変調する第２の変調電極と、
前記第１の変調電極および前記第２の変調電極を接続する電極と、
前記第１の変調電極から分岐し、前記第１の導波路から光学的に結合しない位置において静電容量を付加する構造を持つ１つ以上の第１の分岐電極と、
前記第２の変調電極から分岐し、前記第２の導波路から光学的に結合しない位置において静電容量を付加する構造を持つ１つ以上の第２の分岐電極と
を備え、
前記第１の分岐電極および前記第２の分岐電極は、それぞれ、
前記変調電極の各々から垂直に分岐する分岐部分と、
前記分岐部分から前記変調電極に概ね平行に沿って伸び、その下に、前記第１の導電性半導体クラッド層、前記ノンドープ半導体コア層および前記第２の導電性半導体クラッド層が順次積層して形成された導波路構造を有し、前記第１の導波路および前記第２の導波路と光学的に結合しない静電容量付加部分とを有することを特徴とする半導体マッハツェンダ光変調器。