WO2016208202A1 - 高周波線路 - Google Patents

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WO2016208202A1
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optical waveguide
frequency line
line
frequency
signal electrode
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菊池　順裕
英一 山田
義弘 小木曽
常祐 尾崎
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日本電信電話株式会社
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    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
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    • H01P3/02—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type with two longitudinal conductors
    • H01P3/08—Microstrips; Strip lines
    • H01P3/081—Microstriplines

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency line that applies an electric signal to a modulation electrode such as an optical modulator.
  • This polarization multiplexed optical I / Q modulator can generate a 100 Gbit / s-class optical modulation signal.
  • each Mach-Zehnder modulator in the chip has a symbol rate of several tens of GHz. It becomes necessary to input an electrical signal.
  • a high frequency signal input via the RF interface of the polarization multiplexed optical I / Q modulator module package passes through the high frequency wiring board in the module package, and finally the polarization multiplexed optical I / Q optical modulator chip. To be supplied.
  • FIG. 1 shows a configuration of a polarization multiplexed optical I / Q modulator in which a 50 ⁇ microstrip line formed on an SI-InP substrate intersects an InP optical waveguide.
  • FIGS. 2A and 2B show models of a microstrip line having no optical waveguide intersection and a microstrip line having an optical waveguide intersection, respectively, used in the simulation.
  • the length of the line is 1.4 mm and a polarization multiplexed optical I / Q modulator composed of four Mach-Zehnder modulators is used, it intersects with the maximum of seven optical waveguides. The number was estimated as 7 times.
  • FIG. 3A and FIG. 3B show simulation results of electrical loss (S21 characteristic, 50 ⁇ system) and characteristic impedance, respectively, with and without crossing between the microstrip line and the optical waveguide.
  • electrical loss S21 characteristic, 50 ⁇ system
  • characteristic impedance S21 characteristic, 50 ⁇ system
  • the insertion loss S21
  • characteristic impedance is increased as compared with the case without the optical waveguide.
  • the conventional high-frequency wiring such as the polarization multiplexed optical I / Q modulator has a problem that the characteristics of the high-frequency line are greatly deteriorated due to the intersection with the optical waveguide.
  • the present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to provide a high-frequency line having a structure that suppresses impedance fluctuations and generation of excess loss of electricity in a high-frequency wiring intersecting with an optical waveguide. There is to do.
  • the present invention provides a high-frequency line that transmits a high-frequency electric signal, and includes a dielectric, a signal electrode, and a ground electrode.
  • the high-frequency line has a length shorter than the wavelength of the high-frequency electric signal.
  • Another aspect of the present invention is characterized in that the signal electrodes of the segment including the intersection of the high-frequency line and the optical waveguide have two or more different widths.
  • Another aspect of the present invention is characterized in that the signal electrode of the segment including the intersection of the high-frequency line and the optical waveguide has two or more different thicknesses.
  • Another aspect of the present invention is characterized in that an interval between the signal electrode and the ground electrode in a segment including an intersection of the high-frequency line and the optical waveguide has two or more different distances.
  • Another aspect of the present invention is characterized in that the dielectric of the segment including the intersection of the high-frequency line and the optical waveguide has two or more different dielectric constants.
  • Another aspect of the present invention is characterized in that the dielectric of the segment including the intersection of the high-frequency line and the optical waveguide has two or more different thicknesses.
  • the high-frequency line is a microstrip line.
  • Another aspect of the present invention is characterized in that the high-frequency line is a coplanar line.
  • the high-frequency line is a coplanar line with a ground.
  • the present invention it is possible to suppress impedance fluctuations and excessive electrical loss in the high-frequency wiring intersecting with the optical waveguide.
  • 4B is a cross-sectional view of the high-frequency line according to the first embodiment of the present invention, taken along the line IVB-IVB in FIG. 4A.
  • 4B is a cross-sectional view of the high-frequency line according to the first embodiment of the present invention, taken along the line IVC-IVC in FIG. 4A.
  • 4B is a cross-sectional view of the high-frequency line according to the first embodiment of the present invention, taken along the line IVD-IVD in FIG. 4A.
  • FIG. 7B is a cross-sectional view of the high frequency line according to the second embodiment of the present invention, taken along the line VIIB-VIIB in FIG. 7A.
  • 7B is a cross-sectional view of the high frequency line according to the second embodiment of the present invention, taken along VIIC-VIIC in FIG. 7A.
  • FIG. 7B is a cross-sectional view of the high frequency line according to the second embodiment of the present invention, taken along the VIID-VID in FIG. 7A. It is a figure which shows the example which simulated the difference in the characteristic by the presence or absence of an optical waveguide crossing regarding the electrical loss (S21 characteristic) of a coplanar transmission line with a ground of 50 ohm design. It is a figure which shows the example which simulated the difference in the characteristic by the presence or absence of optical waveguide crossing regarding the characteristic impedance of the coplanar transmission line with a ground of 50 ohm design. It is a top view of another coplanar track with a ground concerning a 3rd embodiment of the present invention.
  • FIG. 9B is a cross-sectional view of another grounded coplanar line according to the third embodiment of the present invention, taken along line IXB-IXB in FIG. 9A.
  • 9B is a cross-sectional view of another grounded coplanar line according to the third embodiment of the present invention, taken along line IXC-IXC in FIG. 9A.
  • FIG. 9B is a cross-sectional view of another grounded coplanar line according to the third embodiment of the present invention, taken along line IXD-IXD in FIG. 9A.
  • FIG. It is a top view of the compromise structure of another microstrip line and a coplanar line with a ground concerning the 4th Embodiment of this invention.
  • FIG. 10B is a cross-sectional view taken along the line XB-XB in FIG. 10A of a compromise structure of another microstrip line and a grounded coplanar line according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10C is a cross-sectional view taken along the line XC-XC in FIG. 10A of a compromise structure of another microstrip line and a grounded coplanar line according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10D is an XD-XD cross-sectional view of FIG. 10A showing a compromise structure of another microstrip line and a grounded coplanar line according to the fourth embodiment of the present invention.
  • 10E is a cross-sectional view taken along the line XE-XE in FIG. 10A of a compromise structure of another microstrip line and a grounded coplanar line according to the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 4A is a top view of a segment unit of the high-frequency line according to the first embodiment of the present invention
  • FIG. 4B is a sectional view of the IVB-IVB
  • FIG. 4C is a transverse sectional view of the IVC-IVC
  • FIG. Each IVD cross-sectional view is shown.
  • the high-frequency line according to the present embodiment is a microstrip line, and has a basic configuration in which a ground electrode 302, a dielectric layer 304, and a signal electrode 305 are sequentially stacked on an SI-InP substrate 301. Further, as shown in the cross-sectional view, the optical waveguide cores 303 of InP-based semiconductors intersect with each other so as to cross the high-frequency line 305.
  • the ground electrode 302 of the high-frequency line is partially interrupted along the propagation direction as shown in the cross-sectional view of FIG. 4B and the cross-sectional view of FIG. Is replaced with an InP-based material, and the dielectric constant between the ground electrode 302 and the signal electrode 305 changes partially.
  • the characteristic impedance of the high-frequency line changes in the optical waveguide crossing region.
  • the S21 characteristic deteriorates (electric loss increases), and the characteristic impedance greatly increases. If the characteristic impedance deviates from the design, the electric signal is reflected and the characteristic deteriorates.
  • the width of the signal electrode 305 in a certain region including the optical waveguide crossing along the propagation direction of the high-frequency line in segment units obtained by equally dividing the high-frequency line. Is partially widened. If the width of the signal electrode 305 is partially increased from w 1 to w 2 in the microstrip line, there is an effect of lowering the characteristic impedance as compared with a uniform width w 1 .
  • each segment (l 1-1 + l 2 + l 1-2 ) is set to a sufficiently short length (generally about 1/10 or less) compared to the wavelength of the input high-frequency electric signal.
  • the overall characteristic impedance, including before and after the high-frequency line is added in accordance with the ratio of the length of the second first signal electrode portion 315 of the signal electrode 325 and the front and rear width w 1 of width w 2 It can be regarded as the characteristic impedance averaged together. Therefore, the electrode width w 2 of the second signal electrode portion 325 may be set according to the desired characteristic impedance and the allowable length l 2 of the second signal electrode portion 325.
  • FIG. 5A to FIG. 5C show the compensation structure using the second signal electrode portion 325 when there is a microstrip line without an optical waveguide intersection, a microstrip line with an optical waveguide intersection, and an optical waveguide intersection.
  • Each model of a microstrip line is shown.
  • 6A and 6B when there is no crossing between the microstrip line and the optical waveguide with respect to the electrical loss (S21 characteristic, 50 ⁇ system) and the characteristic impedance
  • a simulation result in a case where there is a waveguide crossing and a compensation structure using the second signal electrode portion 325 is shown. 6A and 6B that the compensation structure using the second signal electrode portion 325 is present, it is possible to confirm the effect of suppressing an increase in electrical loss (S21) and an increase in characteristic impedance due to the crossing of the optical waveguide.
  • the width w 2 of the second signal electrode portion 325 including the optical waveguide crossing region of the signal electrode 305 of the microstrip line is increased, but in a certain region, for example, a segment of 200 ⁇ m.
  • the width w 1 of the signal electrode of the first signal electrode portion 315 before and after the optical waveguide crossing region is set to be larger than the width w 2 of the second signal electrode portion 325 because the desired characteristic impedance can be obtained on average. You can make it thicker.
  • FIG. 7A is a top view of a segment unit of the high-frequency line according to the second embodiment of the present invention
  • FIG. 7B is a VIIB-VIIB sectional view
  • FIG. 7C is a VIIC-VIIC transverse sectional view
  • FIG. 7D is a VIID- VID cross-sectional views are shown respectively.
  • the high-frequency line according to the present embodiment is a grounded coplanar line, and has a basic configuration in which a lower layer ground electrode 702, a dielectric layer 704, a signal electrode 705, and an upper layer ground electrode 706 are sequentially stacked on an SI-InP substrate 701. It has become. Further, as shown in the cross-sectional view, the optical waveguide cores 703 of the InP semiconductor intersect with each other so as to cross the high-frequency line.
  • this optical waveguide intersection partially changes the dielectric constant between the lower ground electrode 702 and the signal electrode 705 as described in the first embodiment. This means that the characteristic impedance of the high-frequency line changes in the optical waveguide crossing region.
  • the signal electrode has a uniform structure in the propagation direction as in the prior art, an excessive loss of electricity is induced.
  • FIG. 8A and FIG. 8B show examples in which the difference in characteristics with and without optical waveguide crossing is simulated with respect to the electrical loss (S21 characteristics) and characteristic impedance of a grounded coplanar line of 50 ⁇ design.
  • the length of the line was set to 1.4 mm, and the number of intersections when there was an intersection was estimated as seven.
  • the S21 characteristic is deteriorated (electrical loss is increased) and the characteristic impedance is higher in the case where the optical waveguide crossing is present and the compensation structure is not present (uniform structure in the propagation direction) compared to the case where the optical waveguide crossing is not present. It can be confirmed that it is rising.
  • the width of the signal electrode 705 in a certain region including the crossing of the optical waveguide along the propagation direction of the high-frequency line in segment units obtained by equally dividing the high-frequency line. Is partially widened.
  • the width of the signal electrode 705 is partially increased from w 1 to w 2 , there is an effect of lowering the characteristic impedance as compared with a uniform width w 1 .
  • the length of this segment (l 1-1 + l 2 + l 1-2 ) is set to a sufficiently short length (generally about 1/10 or less) compared to the wavelength of the input high-frequency electric signal.
  • the overall characteristic impedance including before and after the high-frequency line is added in accordance with the ratio of the length of the second first signal electrode portion 715 of the signal electrode 725 and the front and rear width w 1 of width w 2 It can be regarded as the characteristic impedance averaged together. Therefore, the electrode width w 2 of the second signal electrode portion 725 may be set according to the desired characteristic impedance and the allowable length l 2 of the second signal electrode portion 725.
  • the width w 2 of the second signal electrode portion 725 including the optical waveguide crossing region of the signal electrode 705 of the grounded coplanar line including the optical waveguide crossing region is increased. Since it is sufficient that the desired characteristic impedance can be averaged in a region, for example, a 200 ⁇ m segment, the width w 1 of the signal electrode of the first signal electrode portion 715 before and after the optical waveguide crossing region is conversely changed to the second signal electrode portion. It may be thicker than the width w 2 of 725.
  • FIG. 9A is a top view of a grounded coplanar line according to the third embodiment of the present invention
  • FIG. 9B is a IXB-IXB sectional view thereof
  • FIG. 9C is a IXC-IXC transverse sectional view thereof
  • FIG. -IXD cross-sectional views are shown respectively.
  • the signal electrode width 905 is uniform
  • the width of the upper ground electrode 906 is widened in the optical waveguide crossing region
  • the distance between the signal electrode 905 and the upper ground electrode 906 is changed, specifically, narrowed. May be.
  • this compensation structure dashex electrode
  • FIG. 10A is a top view of a folded structure of a microstrip line and a coplanar line with a ground
  • FIG. 10B is a cross-sectional view of the XB-XB
  • FIG. 10C is a cross-sectional view of the XC-XC
  • FIG. 10D is a cross-sectional view of the XD-XD
  • FIG. 10E shows a cross-sectional view of the XE-XE.
  • this structure has a ground electrode 1002 at the same position as the upper ground electrodes 706 and 906 in the grounded coplanar line as shown in FIG. 10E.
  • the characteristic impedance is increased and the electrical excess loss is provided by providing a compensation structure for the signal electrode 1005 as in the first and second embodiments. The increase can be suppressed.
  • the configuration in which the compensation structure is provided in the signal electrode and the ground electrode is exemplified.
  • the electrode thickness, the signal which are parameters that can change the characteristic impedance
  • a compensation structure in which the distance between the electrode and the ground electrode and the dielectric constant and thickness of the dielectric layer are changed may be used.
  • examples of the high-frequency line including only the structures of the microstrip line and the grounded coplanar line are shown, but the basic configuration of the high-frequency line may be changed midway.
  • the signal electrode and the ground electrode are formed so as to be in contact with the dielectric, but some of them may be a hollow wiring.
  • impedance variation and generation of excess loss of electricity can be suppressed by partially changing the structure of the high-frequency line according to the intersection with the optical waveguide.

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Abstract

本発明は、光導波路と交差する高周波配線においてインピーダンス変動や電気の過剰損失発生を抑制する構造を備えた高周波線路を提供する。高周波線路は、マイクロストリップ線路となっており、ＳＩ－ＩｎＰ基板（３０１）上にグラウンド電極（３０２）、誘電体層（３０４）、シグナル電極（３０５）と順次積層された基本構成となっている。また、横断面図で示したように高周波線路（３０５）を横切る形でＩｎＰ系半導体の光導波路コア（３０３）が交差している。高周波線路の伝搬方向に沿って、光導波路交差を含む一定領域においてシグナル電極（３０５）の幅を部分的に広くしている。マイクロストリップ線路においてシグナル電極（３０５）の幅を一部ｗ1からｗ2に広くし、幅がｗ1で均一なものより特性インピーダンスを低下させる。この幅ｗ2の第２のシグナル電極部（３２５）の長さｌ2は、入力される高周波電気信号の波長に比べ十分短い長さに設定されている。

Description

高周波線路
　本発明は、光変調器等の変調電極に電気信号を印加する高周波線路に関する。
　近年の爆発的なデータ通信量の増大に伴い光通信システムの大容量化が求められており、使われる光部品の集積化、複雑化、信号の高速化が進められている。そういった光部品の中には、例えば、光変調器が挙げられる。最近では、伝送容量を増大するため、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や１６ＱＡＭ（16 Quadrature Amplitude Modulation）などの多値変調に対応するマッハ・ツェンダ（MZ: Mach-Zehnder）変調器をベースとした光Ｉ／Ｑ変調器（例えば、非特許文献１参照）が２つの光偏波用に２個集積された偏波多重光Ｉ／Ｑ変調器（都合４つのマッハ・ツェンダ変調器が集積された構成）が用いられるようになってきている。
　この偏波多重光Ｉ／Ｑ変調器は、１００Ｇｂｉｔ／ｓ級の光変調信号を生成することができるが、そのときチップ内のそれぞれのマッハ・ツェンダ変調器に数十ＧＨｚのシンボルレートの高速な電気信号を入力する必要が出てくる。通常、偏波多重光Ｉ／Ｑ変調器モジュールパッケージのＲＦインターフェースを介して入力される高周波信号は、モジュールパッケージ内の高周波配線基板を通り、最終的に偏波多重光Ｉ／Ｑ光変調器チップに供給される。このとき、電気ロスやクロストークを抑制するため、高周波配線基板と偏波多重光Ｉ／Ｑ光変調器チップの間の接続のワイヤリングは極力短くすることが肝要である。
　そのためには、偏波多重光Ｉ／Ｑ光変調器チップ内で高周波配線を引き回しチップのＲＦインターフェースをチップの端にもってくる必要がある。図１に、ＳＩ－ＩｎＰ基板上に形成された５０Ω系のマイクロストリップ線路がＩｎＰ系の光導波路と交差する偏波多重光Ｉ／Ｑ変調器の構成を示す。その結果、変調電極１０２に接続された高周波配線１０３と光信号が伝搬する光導波路１０１とは必然的に交差することになる。
Nobuhiro Kikuchi, et al., "80-Gb/s Low-Driving-Voltage InP DQPSK Modulator With an n-p-i-n Structure", IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS, Vol. 21, No. 12, JUNE 15, 2009,
　ここで、高周波配線と光導波路とが交差する状況をシミュレーションした結果に基づき、高周波配線と光導波路との交差の電気ロスと特性インピーダンスへの影響について説明する。図２Ａ、図２Ｂに、シミュレーションで用いた、光導波路交差が無いマイクロストリップ線路と光導波路交差が有るマイクロストリップ線路のモデルをそれぞれ示す。シミュレーションでは、線路の長さを１．４ｍｍとし、４つのマッハ・ツェンダ変調器で構成される偏波多重光Ｉ／Ｑ変調器を想定して、最大の７回光導波路と交差することから交差数は７回として試算した。シミュレーション方法としては、１．４ｍｍの線路を７等分して出来た２００μｍのセグメント１つについて、光導波路交差無しの場合、光導波路交差有りの場合を計算し、得られた結果（マトリックス）を掛け合わせることで１．４ｍｍの線路全体について計算した。
　図３Ａ、図３Ｂに、マイクロストリップ線路と光導波路との交差の有無それぞれにおいて、電気ロス（Ｓ２１特性、５０Ω系）と特性インピーダンスのシミュレーション結果をそれぞれ示す。光導波路と高周波配線との交差が有るものは、それが無いものと比較して、インサーションロス（Ｓ２１）が増大し、特性インピーダンスが上昇していることを示している。
　このように、偏波多重光Ｉ／Ｑ変調器等の従来の高周波配線では、光導波路との交差により、高周波線路の特性が大きく劣化することが課題であった。
　本発明は、このような課題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、光導波路と交差する高周波配線においてインピーダンス変動や電気の過剰損失発生を抑制する構造を備えた高周波線路を提供することにある。
　上記の課題を解決するために、本発明は、誘電体、シグナル電極およびグラウンド電極から成る、高周波電気信号を伝送する高周波線路であって、前記高周波線路を前記高周波電気信号の波長よりも短い長さのセグメントに分割したとき、前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記シグナル電極、前記グラウンド電極および前記誘電体は、前記高周波線路と光導波路との交差を含まないセグメントの特性インピーダンスと同じ前記特性インピーダンスとなる構造であることを特徴とする。
　本発明の別の態様は、前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記シグナル電極は、異なる２以上の幅を有することを特徴とする。
　本発明の別の態様は、前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記シグナル電極は、異なる２以上の厚さを有することを特徴とする。
　本発明の別の態様は、前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記シグナル電極と前記グラウンド電極の間隔は、異なる２以上の距離を有することを特徴とする。
　本発明の別の態様は、前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記誘電体は、異なる２以上の誘電率を有することを特徴とする。
　本発明の別の態様は、前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記誘電体は、異なる２以上の厚さを有することを特徴とする。
　本発明の別の態様は、前記高周波線路は、マイクロストリップ線路であることを特徴とする。
　本発明の別の態様は、前記高周波線路は、コプレーナ線路であることを特徴とする。
　本発明の別の態様は、前記高周波線路は、グラウンド付コプレーナ線路であることを特徴とする。
　本発明によれば、光導波路と交差する高周波配線において、インピーダンス変動や電気の過剰損失発生を抑制することができる。
マイクロストリップ線路を有する偏波多重光Ｉ／Ｑ変調器の構成を示す図である。 シミュレーションで用いた、光導波路交差が無いマイクロストリップ線路のモデルを示す図である。 シミュレーションで用いた、光導波路交差が有るマイクロストリップ線路のモデルを示す図である。 マイクロストリップ線路と光導波路との交差の有無それぞれにおいて、電気ロス（Ｓ２１特性、５０Ω系）のシミュレーション結果を示す図である。 マイクロストリップ線路と光導波路との交差の有無それぞれにおいて、特性インピーダンスのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第１の実施形態に係る高周波線路の上面図である。 本発明の第１の実施形態に係る高周波線路の図４ＡのＩＶＢ－ＩＶＢ断面図である。 本発明の第１の実施形態に係る高周波線路の図４ＡのＩＶＣ－ＩＶＣ横断面図である。 本発明の第１の実施形態に係る高周波線路の図４ＡのＩＶＤ－ＩＶＤ横断面図である。 シミュレーションで用いた、光導波路交差が無いマイクロストリップ線路のモデルを示す図である。 シミュレーションで用いた、光導波路交差が有るマイクロストリップ線路のモデルを示す図である。 シミュレーションで用いた、光導波路交差が有る場合で第２のシグナル電極部３２５を用いた補償構造が有るマイクロストリップ線路のモデルを示す図である。 マイクロストリップ線路と光導波路との交差が無い場合、マイクロストリップ線路と光導波路との交差が有る場合、光導波路交差が有る場合で第２のシグナル電極部３２５を用いた補償構造が有る場合の電気ロス（Ｓ２１特性、５０Ω系）のシミュレーション結果を示す図である。 マイクロストリップ線路と光導波路との交差が無い場合、マイクロストリップ線路と光導波路との交差が有る場合、光導波路交差が有る場合で第２のシグナル電極部３２５を用いた補償構造が有る場合の特性インピーダンスのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係る高周波線路の上面図である。 本発明の第２の実施形態に係る高周波線路の図７ＡのＶＩＩＢ－ＶＩＩＢ断面図である。 本発明の第２の実施形態に係る高周波線路の図７ＡのＶＩＩＣ－ＶＩＩＣ横断面図である。 本発明の第２の実施形態に係る高周波線路の図７ＡのＶＩＩＤ－ＶＩＩＤ横断面図である。 ５０Ω設計のグラウンド付コプレーナ線路の電気ロス（Ｓ２１特性）に関して、光導波路交差の有無での特性の違いをシミュレーションした例を示す図である。 ５０Ω設計のグラウンド付コプレーナ線路の特性インピーダンスに関して、光導波路交差の有無での特性の違いをシミュレーションした例を示す図である。 本発明の第３の実施形態に係る別のグラウンド付コプレーナ線路の上面図である。 本発明の第３の実施形態に係る別のグラウンド付コプレーナ線路の図９ＡのＩＸＢ－ＩＸＢ断面図である。 本発明の第３の実施形態に係る別のグラウンド付コプレーナ線路の図９ＡのＩＸＣ－ＩＸＣ横断面図である。 本発明の第３の実施形態に係る別のグラウンド付コプレーナ線路の図９ＡのＩＸＤ－ＩＸＤ横断面図である。 本発明の第４の実施形態に係る別のマイクロストリップ線路とグラウンド付コプレーナ線路の折衷構造の上面図である。 本発明の第４の実施形態に係る別のマイクロストリップ線路とグラウンド付コプレーナ線路の折衷構造の図１０ＡのＸＢ－ＸＢ断面図である。 本発明の第４の実施形態に係る別のマイクロストリップ線路とグラウンド付コプレーナ線路の折衷構造の図１０ＡのＸＣ－ＸＣ断面図である。 本発明の第４の実施形態に係る別のマイクロストリップ線路とグラウンド付コプレーナ線路の折衷構造の図１０ＡのＸＤ－ＸＤ横断面図である。 本発明の第４の実施形態に係る別のマイクロストリップ線路とグラウンド付コプレーナ線路の折衷構造の図１０ＡのＸＥ－ＸＥ横断面図である。
　以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
　（第１の実施形態）
　図４Ａに、本発明の第１の実施形態に係る高周波線路のセグメント単位の上面図、図４ＢにそのＩＶＢ－ＩＶＢ断面図、図４ＣにそのＩＶＣ－ＩＶＣ横断面図、図４ＤにそのＩＶＤ－ＩＶＤ横断面図をそれぞれ示す。本実施形態に係る高周波線路は、マイクロストリップ線路となっており、ＳＩ－ＩｎＰ基板３０１上にグラウンド電極３０２、誘電体層３０４、シグナル電極３０５と順次積層された基本構成となっている。また、横断面図で示したように高周波線路３０５を横切る形でＩｎＰ系半導体の光導波路コア３０３が交差している。
　この光導波路交差があることで、図４Ｂの断面図、図４Ｄの横断面図に示すように高周波線路のグラウンド電極３０２が伝搬方向に沿って一部途切れ、また、誘電体層３０４の一部がＩｎＰ系材料に置き換わることになり、グラウンド電極３０２とシグナル電極３０５との間の誘電率が一部変化することになる。このことは、高周波線路の特性インピーダンスが光導波路交差領域において変化することを意味し、従来のようにシグナル電極が伝搬方向に均一な構造の場合、電気の過剰損失を誘発する。
　前述の通り、光導波路交差無しに比べ、補償構造無く光導波路交差有りの場合（伝搬方向に均一な構造）では、Ｓ２１特性が劣化（電気ロス増大）し、特性インピーダンスが大きく上昇する。特性インピーダンスが設計からずれると、電気信号の反射を起こし特性が劣化する。
　そこで、本実施形態においては、図４Ａ～図４Ｄに示すように、高周波線路を等分割したセグメント単位で、高周波線路の伝搬方向に沿って、光導波路交差を含む一定領域においてシグナル電極３０５の幅を部分的に広くしている。マイクロストリップ線路においてシグナル電極３０５の幅を一部ｗ1からｗ2に広くすると、幅がｗ1で均一なものよりも特性インピーダンスを低下させる効果がある。
　各セグメントの長さ（ｌ1-1＋ｌ2＋ｌ1-2）は、入力される高周波電気信号の波長に比べ十分短い長さ（一般的には１／１０程度以下）に設定されている。これにより、前後の高周波線路を含む全体の特性インピーダンスは、幅ｗ2の第２のシグナル電極部３２５と前後の幅ｗ1の第１のシグナル電極部３１５との長さの比に応じて足し合わせて平均化した特性インピーダンスと見なすことができる。よって、第２のシグナル電極部３２５の電極幅ｗ2は、所望の特性インピーダンスと許容される第２のシグナル電極部３２５の長さｌ2に応じて設定すれば良い。
　図５Ａ～図５Ｃに、シミュレーションで用いた、光導波路交差が無いマイクロストリップ線路、光導波路交差が有るマイクロストリップ線路、光導波路交差が有る場合で第２のシグナル電極部３２５を用いた補償構造が有るマイクロストリップ線路のモデルをそれぞれ示す。また、図６Ａ、図６Ｂに、電気ロス（Ｓ２１特性、５０Ω系）と特性インピーダンスに関して、マイクロストリップ線路と光導波路との交差が無い場合、マイクロストリップ線路と光導波路との交差が有る場合、光導波路交差が有る場合で第２のシグナル電極部３２５を用いた補償構造が有る場合のシミュレーション結果を示す。図６Ａ、図６Ｂからは、第２のシグナル電極部３２５を用いた補償構造が有ることで、光導波路交差による電気ロス（Ｓ２１）上昇や特性インピーダンス上昇の抑制効果が確認できる。
　尚、本実施形態では、マイクロストリップ線路のシグナル電極３０５の光導波路交差領域を含む第２のシグナル電極部３２５の幅ｗ2を太くした例を示したが、ある一定領域、例えば２００μｍのセグメントで平均的に所望の特性インピーダンスにできればよいので、逆に光導波路交差領域前後の第１のシグナル電極部３１５の方のシグナル電極の幅ｗ1を第２のシグナル電極部３２５の幅ｗ2よりも太くしても良い。
　（第２の実施形態）
　図７Ａに、本発明の第２の実施形態に係る高周波線路のセグメント単位の上面図、図７ＢにそのＶＩＩＢ－ＶＩＩＢ断面図、図７ＣにそのＶＩＩＣ－ＶＩＩＣ横断面図、図７ＤにそのＶＩＩＤ－ＶＩＩＤ横断面図をそれぞれ示す。本実施形態に係る高周波線路は、グラウンド付コプレーナ線路となっており、ＳＩ－ＩｎＰ基板７０１上に下層グラウンド電極７０２、誘電体層７０４、シグナル電極７０５と上層グラウンド電極７０６が順次積層された基本構成となっている。また、横断面図で示したように高周波線路を横切る形でＩｎＰ系半導体の光導波路コア７０３が交差している。
　この光導波路交差があることで、第１の実施形態で説明したように、下層グラウンド電極７０２とシグナル電極７０５との間の誘電率が一部変化することになる。このことは、高周波線路の特性インピーダンスが光導波路交差領域において変化することを意味し、従来のようにシグナル電極が伝搬方向に均一な構造の場合、電気の過剰損失を誘発する。
　図８Ａ、図８Ｂに、５０Ω設計のグラウンド付コプレーナ線路の電気ロス（Ｓ２１特性）と特性インピーダンスに関して、光導波路交差の有無での特性の違いをシミュレーションした例を示す。計算では、第１の実施形態と同様に、線路の長さを１．４ｍｍとし、交差有りの場合の交差数は７回として試算した。
　図８Ａ、図８Ｂに示す通り、光導波路交差無しに比べ、光導波路交差有りで補償構造無しの場合（伝搬方向に均一な構造）では、Ｓ２１特性が劣化（電気ロス増大）し、特性インピーダンスが上昇していることが確認できる。
　そこで、本実施形態においては、図７Ａ～図７Ｄに示すように、高周波線路を等分割したセグメント単位で、高周波線路の伝搬方向に沿って、光導波路交差を含む一定領域においてシグナル電極７０５の幅を部分的に広くしている。グラウンド付コプレーナ線路においてシグナル電極７０５の幅を一部ｗ1からｗ2に広くすると、幅がｗ1で均一なものよりも特性インピーダンスを低下させる効果がある。
　このセグメントの長さ（ｌ1-1＋ｌ2＋ｌ1-2）は、入力される高周波電気信号の波長に比べ十分短い長さ（一般的には１／１０程度以下）に設定されている。これにより、前後の高周波線路を含む全体の特性インピーダンスは、幅ｗ2の第２のシグナル電極部７２５と前後の幅ｗ1の第１のシグナル電極部７１５との長さの比に応じて足し合わせて平均化した特性インピーダンスと見なすことができる。よって、第２のシグナル電極部７２５の電極幅ｗ2は、所望の特性インピーダンスと許容される第２のシグナル電極部７２５の長さｌ2に応じて設定すれば良い。
　幅ｗ2の第２のシグナル電極部７２５を用いた補償構造有り（幅広シグナル電極）の場合、図８Ｂに示す通り、特に特性インピーダンス上昇の抑制効果が確認できる。
　尚、本実施形態では、光導波路交差領域を含むグラウンド付コプレーナ線路のシグナル電極７０５の光導波路交差領域を含む第２のシグナル電極部７２５の幅ｗ2を太くした例を示したが、ある一定領域、例えば２００μｍのセグメントで平均的に所望の特性インピーダンスにできればよいので、逆に光導波路交差領域前後の第１のシグナル電極部７１５の方のシグナル電極の幅ｗ1を第２のシグナル電極部７２５の幅ｗ2よりも太くしても良い。
　（第３の実施形態）
　さらに、図９Ａに、本発明の第３の実施形態に係るグラウンド付コプレーナ線路の上面図、図９ＢにそのＩＸＢ－ＩＸＢ断面図、図９ＣにそのＩＸＣ－ＩＸＣ横断面図、図９ＤにそのＩＸＤ－ＩＸＤ横断面図をそれぞれ示す。図９Ａに示すように、シグナル電極幅９０５は一様で、上層グラウンド電極９０６の幅を光導波路交差領域において広くし、シグナル電極９０５と上層グラウンド電極９０６の間隔を変化、具体的には狭くしても良い。この補償構造有り（狭ＳＧギャップ電極）の場合も、図８Ｂに示すように、特性インピーダンス上昇抑制効果、及び、電気過剰損増大抑制効果が確認できる。
　（第４の実施形態）
　図１０Ａに、マイクロストリップ線路とグラウンド付コプレーナ線路の折衷構造の上面図、図１０ＢにそのＸＢ－ＸＢ断面図、図１０ＣにそのＸＣ－ＸＣ断面図、図１０ＤにそのＸＤ－ＸＤ横断面図、図１０ＥにそのＸＥ－ＸＥ横断面図をそれぞれ示す。この構造は、光導波路交差領域では図１０Ｅに示すようにグラウンド付コプレーナ線路の上層グラウンド電極７０６、９０６と同じ位置にグラウンド電極１００２があり、光導波路交差領域前後では図１０Ｄに示すようにマイクロストリップ線路のようにＳＩ－ＩｎＰ基板１００１上にのみグラウンド電極１００２がある。このような図１０Ａ～図１０Ｅに示した高周波線路に対しても、第１、第２の実施形態と同様にシグナル電極１００５に対して補償構造を設けることにより特性インピーダンス上昇、及び、電気過剰損増大を抑制することができる。
　尚、第１～第４の実施形態では、シグナル電極、グラウンド電極に補償構造を設ける構成を例示したが、それらに代えて、特性インピーダンスを変化させることができるパラメータである電極の厚さ、シグナル電極とグラウンド電極の間隔、誘電体層の誘電率や厚さを変化させた補償構造を用いても良い。
　また、第１～第４の実施形態ではマイクロストリップ線路とグラウンド付コプレーナ線路それぞれの構造のみからなる高周波線路の例を示したが、もちろん途中で高周波線路の基本構成が変化しても構わない。また、シグナル電極、グラウンド電極は、誘電体上に接するよう形成されているが、それらは一部中空配線にしても良い。
　以上説明したように、高周波線路を光導波路との交差に応じて部分的に構造を変化させることにより、インピーダンス変動や電気の過剰損失発生を抑制することができる。
　１０１　光導波路
　１０２　変調電極
　１０３　高周波配線
　３０１、７０１、９０１、１００１　ＳＩ－ＩｎＰ基板
　３０２、７０２、７０６、９０２、１００２　グラウンド電極
　３０３、７０３、９０３、１００３　光導波路コア
　３０４、７０４、９０４、１００４　誘電体層
　３０５、７０５、９０５、１００５　シグナル電極

Claims (9)

  1. 　誘電体、シグナル電極およびグラウンド電極から成る、高周波電気信号を伝送する高周波線路であって、
    　前記高周波線路を前記高周波電気信号の波長よりも短い長さのセグメントに分割したとき、前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記シグナル電極、前記グラウンド電極および前記誘電体は、前記高周波線路と光導波路との交差を含まないセグメントの特性インピーダンスと同じ前記特性インピーダンスとなる構造であることを特徴とする高周波線路。
  2. 　前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記シグナル電極は、異なる２以上の幅を有することを特徴とする請求項１に記載の高周波線路。
  3. 　前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記シグナル電極は、異なる２以上の厚さを有することを特徴とする請求項１に記載の高周波線路。
  4. 　前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記シグナル電極と前記グラウンド電極の間隔は、異なる２以上の距離を有することを特徴とする請求項１に記載の高周波線路。
  5. 　前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記誘電体は、異なる２以上の誘電率を有することを特徴とする請求項１に記載の高周波線路。
  6. 　前記高周波線路と光導波路との交差を含むセグメントの前記誘電体は、異なる２以上の厚さを有することを特徴とする請求項１に記載の高周波線路。
  7. 　前記高周波線路は、マイクロストリップ線路であることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の高周波線路。
  8. 　前記高周波線路は、コプレーナ線路であることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の高周波線路。
  9. 　前記高周波線路は、グラウンド付コプレーナ線路であることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の高周波線路。
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