JP2017032531A - レーダ装置及びそのレーダ信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】送受信ビームにペンシルビームを使用して観測範囲を走査する場合に、観測時間の増加または観測範囲の限定を抑制する。【解決手段】送信レーダは、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイに対応させて変調した信号を送信し、受信レーダは、送信アンテナの開口面をＭ個のサブアレイに分割し、サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＭＩＭＯビーム出力を得て、各ビーム出力から目標が存在する範囲を選定し、選定された範囲に向けてＳＩＭＯビームを形成して、ＳＩＭＯビームの受信出力から目標を観測出力する。【選択図】図４

Description

本実施形態は、レーダ装置及びそのレーダ信号処理方法に関する。

レ−ダ装置では、システム利得を向上させるために、送信ペンシルビームを観測範囲に向けて、その方向に受信ペンシルビームを向ける手法がある。この手法では、所定の観測範囲内で送信ペンシルビームを走査させ、それに合わせて受信ペンシルビームも走査させる。この場合、観測範囲を広げる場合には観測時間が増大してしまい、観測時間に制約がある場合には観測範囲が制限されてしまうという問題があった。また、目標方向に送信ペンシルビームを向けるため、目標からレーダの送信を検知されやすいという問題があり、送信方向に電波干渉の影響を与える問題もあった。また、例えば偏波や周波数帯の異なるアンテナを同じ開口に配置して、ダイバーシティ効果を得ることもあるが、アンテナの設置スペースに制約がある場合には、その実施は困難であった。

ＭＩＭＯ処理、JIAN LI, PETER STOICA, ‘MIMO RADAR SIGNAL PROCESSING’, WILEY, pp.1-5(2009) 位相モノパルス（位相比較モノパルス）方式、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.262-264(1996) テイラー分布、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.134-135(1996) パルス圧縮、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.278-280(1996) ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）処理、吉田、‘改訂レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.87-89(1996) ＭＵＳＩＣ、ＥＳＰＲＩＴ、菊間、‘アダプティブアンテナ技術’、オーム社、pp.137-164(2003) ＥＳＰＲＩＴ、菊間、‘アレーアンテナによる適応信号処理’、科学技術出版、pp.211-220(1999) 位相によるパターン成形、Robert C. Voges, ‘Phase Optimization of Antenna Array Gain with Constrained Amplitude Excitation’, IEEE Trans. Antennas & Propagation, AP-20, No.4, pp.432-436(1972)

以上述べたように、送受信ビームにペンシルビームを多用するレーダ装置あっては、観測時間の増加または観測範囲の限定を招くことがあった。また、アンテナ設置スペースの制約により、異なるアンテナを同じ開口に配置して、ダイバーシティ効果を得ることは、構成上困難であった。

本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、送受信ビームにペンシルビームを使用して観測範囲を走査する場合でも、観測時間の増加または観測範囲の限定を招くことなく、また、アンテナ設置スペースに制約があっても、異なるアンテナを同じ開口に配置して、ダイバーシティ効果を得ることのできるレーダ装置とそのレーダ信号処理方法を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本実施形態は、第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備する。前記送信レーダは、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、前記受信レーダは、前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標が存在する範囲を選定する第１の処理を備え、前記第１の処理で選定された範囲に向けてＳＩＭＯ（Single Input Multiple Output ）ビームを形成して、前記ＳＩＭＯビームの受信出力から目標を観測出力する。

第１の実施形態に係るレーダ装置の送信レーダの構成を示すブロック図。 第１の実施形態に係るレーダ装置の受信レーダの構成を示すブロック図。 図１Ｂに示す受信レーダのＭＩＭＯ処理部の構成を示すブロック図。 図１Ｂに示す受信レーダのＳＩＭＯ処理部の構成を示すブロック図。 図１Ｂに示す受信レーダの処理の流れを示すフローチャート。 第１の実施形態に係るレーダ装置の送信及び受信のアンテナ座標系を示す図。 第１の実施形態に係るレーダ装置の送信アンテナと受信アンテナの配置例を示す図。 第１の実施形態に係るレーダ装置の周波数分割による送信信号の生成手法と送信ビームの変調の様子を示す図。 第１の実施形態に係るレーダ装置のＳＩＭＯビームとＭＩＭＯビ−ムの形成手法の概要を示す図。 第１の実施形態に係るレーダ装置において、角度分解能を高めるための周波数抽出処理を示す図。 図９に示す周波数抽出処理時のＤＢＦ処理及びＰＣ処理の概念を示す図。 第２の実施形態に係るレーダ装置の受信レーダの構成を示すブロック図。 図１１に示す受信レーダの処理の流れを示すフローチャート。 第２の実施形態に係るレーダ装置において、ＭＵＳＩＣ処理を含む全体の処理を説明するための概念図。 第２の実施形態に係るレーダ装置において、レンジ高分解能処理部の具体的な構成を示すブロック図。 図１４に示すレンジ高分解能処理部の処理の流れを示すフローチャート。 図１４に示すレンジ高分解能処理部において、基準ビームとスクイトビームの関係に基づく角度−誤差電圧特性を示す図。 第３の実施形態に係るレーダ装置の実施例１の受信レーダの構成を示すブロック図。 第３の実施形態に係るレーダ装置のＭＩＭＯ処理１の処理内容を示す図。 第３の実施形態に係るレーダ装置のＭＩＭＯ処理２の処理内容を示す図。 第３の実施形態に係るレーダ装置の実施例２の受信レーダの構成を示すブロック図。 図２０に示す受信レーダの処理の流れを示すフローチャート。 図２０に示す受信レーダの処理の概要を示す図。 第４の実施形態に係るレーダ装置の受信レーダの構成を示すブロック図。 図２３に示す受信レーダの処理の流れを示すフローチャート。 図２３に示す受信レーダの処理の概要を示す図。 第５の実施形態に係るレーダ装置の配列方式の一例を示す図。 第５の実施形態に係るレーダ装置のアンテナ配列方式の他の一例を示す図。 第１乃至第４の実施形態の場合のアンテナ配列方式の一例を示す図。 第１乃至第４の実施形態の場合のアンテナ配列方式の一例を示す図。 第５の実施形態でのアンテナ配列方式の一例を示す図。 第５の実施形態でのアンテナ配列方式の一例を示す図。

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。尚、各実施形態の説明において、同一部分には同一符号を付して示し、重複する説明を省略する。

（第１の実施形態）（ＭＩＭＯ−ＳＩＭＯによるレンジ−角度高分解能）
図１Ａ、図１Ｂ、図２乃至図１０を参照して第１の実施形態に係るレーダ装置を説明する。このレーダ装置は、送信機能のみを搭載する送信レーダ１及び受信機能のみを搭載する受信レーダ２が互いに連携するシステム構成とする。ここでは、送信変調信号を周波数帯で分割して生成する周波数分割方式ＦＤＭＭ（Frequency Division MIMO）を用いた場合について説明する。
図１Ａ、図１Ｂ、図２及び図３は、それぞれ第１の実施形態に係るレーダ装置のシステム構成を示すもので、図１Ａは送信レーダ１の構成、図１Ｂは受信レーダ２の構成、図２は受信レーダ２のＭＩＭＯ処理部の構成、図３は受信レーダ２のＳＩＭＯ処理部の構成を示している。

図１Ａに示す送信レーダ１において、参照信号発生部１１は、所定の周波数帯域の全域を用いた参照信号（チャープ、符号化コード等）を発生する。この参照信号はＮ（Ｎ≧２）系統に分配され、レンジ軸ＦＦＴ処理部１２１〜１２Ｎに送られる。各系統では、レンジ軸ＦＦＴ処理部１２１〜１２Ｎで参照信号をレンジ軸に沿ってＦＦＴ処理して周波数軸の信号に変換し、周波数フィルタ１３１〜１３Ｎで互いに異なるＮ系統の周波数帯に分割し、レンジ軸逆ＦＦＴ処理部１４１〜１４Ｎでレンジ軸に沿って逆ＦＦＴ処理することで時間軸の信号に変換する。次に、ＲＦ信号変調部１５１〜１５Ｎで時間軸に戻された参照信号によってＲＦ（パルス）信号を変調し、移相器１６１〜１６Ｎで変調されたＲＦ信号に対して所定の移相量を与え、増幅器１７１〜１７Ｎで電力増幅して、アンテナ１８１〜１８Ｎから送信する。ここで、ビーム制御部１９を通じて上記移相器１６１〜１６Ｎに送信ビームの指向方向に対する移相量を与えることで、任意の方向に送信ビームを指向させる。

一方、図１Ｂに示す受信レーダ２では、アンテナ素子２１１〜２１Ｍにおいて目標から反射した信号を受信すると、各系統（１〜Ｍｃｈ）の受信信号をそれぞれ増幅器２２１〜２２Ｍで低雑音増幅し、送信波形と同様のローカル信号により周波数変換器２３でベースバンドに周波数変換し、ＡＤ変換器２４によりディジタル信号に変換する。そして、各系統の受信信号をレンジ軸ＦＦＴ処理部２５１〜２５Ｍに振り分け、レンジ軸についてＦＦＴ処理することで周波数軸の信号に変換してＭＩＭＯ処理部２６に送る。

ＭＩＭＯ処理部２６では、図２に示すように、周波数抽出部Ａ１１〜Ａ１Ｎ，…，ＡＭ１〜ＡＭＮでそれぞれＮ個の送信信号に対応した周波数帯を抽出した後に同じ周波数帯に変換し、全部でＮ×ＭｃｈのＭＩＭＯ信号に変換する。この際、抽出した周波数帯を、Ｎ分割のうちいずれか１つの同じ帯域に変換する。これによれば、ＭＩＭＯ合成後の出力の周波数帯域が狭くなり、レンジ分解能は低下するが、ＭＩＭＯ素子位置の広がりが最大（全ＭＩＭＯ素子を使用）になるため、角度分解能が向上する。

続いて、ＭＩＭＯΣ＆Δウェイト設定部（Ｍｃｈ）Ｂ１〜ＢＮにおいて、それぞれＭチャンネルのＭＩＭＯ信号にΣビーム及びΔビーム形成のための複素ウェイトを設定し、ＭＩＭＯΣ＆Δビーム形成部（Ｍｃｈ合成）Ｃ１〜ＣＮにおいて設定ウェイトに基づくモノパルス測角（非特許文献２参照）用のΣビーム及びΔビームを形成する。ここで、複数ヒットによるＰＲＩ（パルス繰り返し周期：Pulse Repetition Interval）信号を送受信する場合は、Σビームの出力をＰＲＩ−ＦＦＴ処理部Ｄ１〜ＤＮにてドップラー周波数軸の信号に変換する。

一方、参照信号発生部Ｅ１〜ＥＮで発生される参照信号をレンジ軸ＦＦＴ処理部Ｆ１〜ＦＮで周波数軸に変換した信号と乗算部Ｇ１〜ＧＮで乗算することで相関処理し、レンジ軸逆ＦＦＴ処理部Ｈ１〜ＨＮにより時間軸の信号に変換する。この処理はパルス圧縮処理（非特許文献４参照）と同様である。次に、ＤＢＦ処理部ＩにおいてＮｃｈ分のＤＢＦ処理を行い、図１Ｂに示すＣＦＡＲ処理部２７においてＣＦＡＲ処理（非特許文献５参照）を施して、所定のスレショルドにより目標を検出する。同様の処理をΔ系にも実行し、Δ系セルのうちΣ系で検出したセルを抽出し、測角部２８においてΣとΔ信号により測角し、検出セルの時間から算出した距離と合わせて、目標の距離と角度を出力する。

ここで、上記測角部２８で得られたＭＩＭＯ信号に基づくレンジ及び角度の情報は、ビーム方向抽出部２９に送られる。このビーム方向抽出部２９は、入力情報から送信ビームを目標に向けるための指向方向を抽出し、送信レーダ１のビーム制御部１９に指示を送る。

また、上記レンジ軸ＦＦＴ処理部２５１で得られたＮチャンネルの周波数信号は、ＳＩＭＯ処理部３１にも供給される。このＳＩＭＯ処理部３１では、図３に示すように、周波数抽出部Ｊ１〜ＪＮでそれぞれＮ個の送信信号に対応した周波数帯を抽出し、全部でＭｃｈのＳＩＭＯ信号に変換する。続いて、Σ＆Δウェイト設定部（Ｍｃｈ）Ｋにおいて、ＭチャンネルのＳＩＭＯ信号にΣビーム及びΔビーム形成のための複素ウェイトを設定し、Σ＆Δビーム形成部（Ｍｃｈ合成）Ｌにおいて設定ウェイトに基づくモノパルス測角（非特許文献２参照）用のΣビーム及びΔビームを形成する。ここで、複数ヒットによるＰＲＩ（パルス繰り返し周期：Pulse Repetition Interval）信号を送受信する場合は、Σビームの出力をＰＲＩ軸ＦＦＴ処理部Ｍにてドップラー周波数軸の信号に変換する。

一方、参照信号発生部Ｎで発生される参照信号をレンジ軸ＦＦＴ処理部Ｏで周波数軸に変換した信号と乗算部Ｐで乗算することで相関処理し、レンジ軸逆ＦＦＴ処理部Ｑにより時間軸の信号に変換する。この処理はパルス圧縮処理（非特許文献４参照）と同様である。次に、図１Ｂに示すＣＦＡＲ処理部３２においてＣＦＡＲ処理（非特許文献５参照）を施して、所定のスレショルドにより目標を検出する。同様の処理をΔ系にも実行し、Δ系セルのうちΣ系で検出したセルを抽出し、測角部３３においてΣとΔ信号により測角し、検出セルの時間から算出した距離と合わせて、目標の距離と角度をレンジ−角度軸相関処理部３０に出力する。レンジ−角度軸相関処理部３０では、上記ＭＩＭＯ処理によって求められた距離と角度の情報とＳＩＭＯ処理によって求められた距離と角度の情報について互いに相関をとって目標位置における距離及び角度を高精度に算出する。

上記構成によるレーダ装置では、図４に示すフローチャートに従って処理を行う。まず、ＭＩＭＯ処理用にレーダビームの送受信を行い（ステップＳ１１）、その受信信号についてＭＩＭＯ処理を行い（ステップＳ１２）、ビームpos（Position Orientation System:位置指向処理）が終了か判断し（ステップＳ１３）、終了していなければ（ＮＯ）、ビームposを変化させて（ステップＳ１４）、ステップＳ１１のＭＩＭＯ処理を実行し、終了していれば（ＹＥＳ）、目標検出範囲を選定して（ステップＳ１５）、ＳＩＭＯ処理に移行する。

ＳＩＭＯ処理では、まずＳＩＭＯ処理用にレーダビームの送受信を行い（ステップＳ１６）、その受信信号についてＳＩＭＯ処理を行い（ステップＳ１７）、ビームpos（Position Orientation System:位置指向処理）が終了か判断し（ステップＳ１８）、終了していなければ（ＮＯ）ビームposを変化させて（ステップＳ１９）、ステップＳ１７のＭＩＭＯ処理を実行し、終了していれば（ＹＥＳ）相関処理（処理１、ＳＩＭＯ）を実行して目標の距離及び角度を算出し（ステップＳ２０）、次の周期の処理に移行する。

図５に本実施形態における送信及び受信のアンテナ座標系を示す。このアンテナ座標系では、送信レーダ（ＲＤＲ１）のアンテナ素子位置ベクトルが（x2n，y2n,ｚ2n）で表され、受信レーダ（ＲＤＲ２）のアンテナ素子位置ベクトルが（x1n，y1n，ｚ1n）で表され、観測ベクトルＲ２がＫ＝（cosEL・cosAZ，cosEL・sinAZ，sinEL）で表される。

図６に送信アンテナ（Ｎ段）と受信アンテナ（Ｍ列）の配置例を示す。各々のアンテナは複数素子を合成したサブアレイでもよい。このような配置例によれば、ＭＩＭＯ処理を行うと、図６に示すように仮想的にＮ×Ｍ素子による送受信アレイを形成できる。そこで、この仮想アレイのディジタル信号による複素信号の重み付け演算により、ＭＩＭＯ送受信ビームを形成することができる。

図７に、周波数分割による送信信号の生成手法と送信ビームの変調の様子を示す。送信ｃｈ間の分離は、全帯域チャープ信号を送信チャンネル数のＮで分割することにより、高い分離度を得る。

図７（ａ）は参照信号発生部１１で発生される全帯域チャープで変調されたパルス波形の参照信号を示している。この参照信号を入力したレンジ軸ＦＦＴ処理部１２１〜１２Ｎでは、参照信号をレンジ軸に沿ってＦＦＴ処理し、これによって図７（ｂ）に示すように周波数領域のチャープ帯域内にＮ系統の周波数バンクが形成された送信信号を得る。周波数フィルタ１３１〜１３Ｎでは、送信信号の全周波数帯域における個々の周波数バンクΔＢｎを取り出すために、図７（ｃ）に示すように隣接バンクの利得を低下させ、図７（ｄ）に示すように予め割り当てられた周波数バンクΔＢｎを選定する。レンジ軸逆ＦＦＴ処理部１４１〜１４Ｎでは、それぞれ対応する周波数フィルタ１３１〜１３Ｎで抽出された周波数帯域の送信信号を逆ＦＦＴ処理する。これにより、図７（ｅ）に示すように特定の周波数チャープにより変調されたパルス波形の送信信号が得られる。

図８（ａ），（ｂ）は、それぞれＳＩＭＯビームとＭＩＭＯビ−ムの形成手法の概要を示す。例えば図８（ａ）の場合のＳＩＭＯビームでは、ＡＺ面ファンビームの送信ビームをＥＬ軸で順次走査しながら、ＥＬ面ファンビ−ムでＡＺ面にマルチビームを形成し、クロスする方向にペンシルビーム（送信ペンシルビーム×受信ペンシルビーム）相当を形成する。この場合、ＥＬ面では、ポジション数Ｐ分の時間を要する。一方、図８（ｂ）の場合のＭＩＭＯビームでは、Ｎ×Ｍの送受信素子を任意に制御可能とし、Ｎ×Ｍの仮想面アレイによってペンシルビームによる送受信マルチビームを形成できるため、１回の送受信により、ＡＺ面及びＥＬ面の全空間に送受信ペンシルビームを形成することができる。この場合、ＳＩＭＯに比べて１／Ｐの捜索時間で済む長所がある。

以上、本実施形態のＭＩＭＯ処理について述べたが、ここで定式化を行う。ＭＩＭＯ処理では、送信において、サブアレイ毎（素子数１以上、サブアレイ数Ｎ）に異なる変調信号で変調して送信し、受信ではサブアレイ毎（サブアレイ数Ｍ）に受信した信号を周波数変換後にＡＤ変換し、Ｎ通りの変調信号で復調してＮ×Ｍの信号を得る。本実施形態では、変調信号として全帯域のチャープ信号等とし、それを周波数分割してＮｃｈの信号を得ており、Ｎｃｈの変調信号を得ることについては同じである。

以下にＭＩＭＯビーム形成手法について定式化する（非特許文献１参照）。送信アンテナと受信アンテナの複素ウェイトをそれぞれＡ，Ｂと表すと次式となる。

これより、各要素は次式となる。

次に、各送受信素子信号を行列の要素で表現すると、次式となる。

送受信ビーム出力は、（４）式の要素にサイドローブ低減用のウェイトと、サイドローブ低減用のテーラーウェイト（非特許文献３参照）等を乗算後に加算することとなり、次式となる。

ＭＩＭＯビームでは、Ｍ×Ｎの全チャンネルを用いて、角度分解能の高いビーム形成を行う。そこで、本実施形態では、周波数帯域により送信Ｎｃｈの分離度を高めており、ＭＩＭＯ素子全体の開口合成を行い、開口長の逆数に比例する角度分解能を高めるためには、周波数抽出部Ａ１１〜ＡＭＮにおいて、図９の処理１に示すように、送信チャンネル毎にパルス圧縮し、受信帯域をＮｃｈのうち１ｃｈのみの同一周波数に変換して合成する必要がある。この場合は、角度分解能は高いが、周波数帯域がＮｃｈのうち１ｃｈ分になるため、周波数帯域の逆数に比例するレンジ分解能は低下する。この場合のＤＢＦ処理及びＰＣ（phase Control：位相制御）処理の概念を図１０に示す。

この対策として、本実施形態では、ＭＩＭＯビームにより、目標が存在する範囲を選定し、その選定した方向にＳＩＭＯビームを向けるものである。ＳＩＭＯビームでは、ＭＩＭＯビームのように、送信素子を分離するために周波数帯域を分割する処理が不要である。このため、全周波数帯域を使ったレンジ分解能の高いビームを形成することができる。ただし、ＭＩＭＯビームのように、送受信の仮想アレイではなく、受信のマルチビームのみであるため、自由度が低い。しかしながら、ＭＩＭＯビームで目標存在方向を限定できれば、その方向のみにビーム形成すればよいので、両者の特性を生かした効率的な運用ができる。

この場合の処理は、図４に示したように、ＭＩＭＯビームによる処理（処理１）とＳＩＭＯビームによる処理結果により、目標の振幅、距離、角度、速度等を出力し、それぞれの諸元が似通った値（例えば、両者の差分が所定のスレショルド以下）であれば、同一の目標として、振幅による重み付け平均等の値を算出する相関処理（レンジ−角度軸相関処理部３０）を行い、目標諸元を出力する。

以上のように、本実施形態によれば、ＭＩＭＯ送受信ビームにより短時間に捜索範囲を選定し、選定した捜索範囲にＳＩＭＯ送受信ビームを向けることで、レンジ−角度軸で分解能を高くして目標の出力を得ることができ、捜索時間を短縮化することができる。また、小目標の場合には、ＭＩＭＯビームによる捜索時間の余裕分を使って積分ヒット数を多くし、その積み上げによりＳＮを向上させて目標を観測することもできる。

（第２の実施形態）（ＭＩＭＯ−ＭＵＳＩＣによるレンジ−角度高分解能））
第１の実施形態では、受信レーダ２において、ＳＩＭＯビームによりレンジ−角度軸の高分解能化を図る手法について述べた。本実施形態では、受信レーダ２において、検出した目標範囲についてレンジ軸の高分解能化を図る手法について、図１１に示す受信レーダの系統と図１２に示す処理フローに沿って説明する。尚、レンジ軸高分解能化を図る手法としては、ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）処理（非特許文献６参照）やＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotation Invariance Techniques）処理（非特許文献７参照）が利用されるが、ここでは、一例としてＭＵＳＩＣ処理の場合について述べる。本実施形態において、送信レーダ１の構成は第１の実施形態と同様であるため、ここでは説明を割愛する。また、図１１において、図１Ｂと同一部分には同一符号を付して示し、図１２において、図４と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。

図１１において、ＣＦＡＲ処理部２７によってＭＩＭＯ送受信ビームにおけるΣビームからスレショルドを超える信号の極大値が抽出されると、Σ＆Δ抽出部３４はΣビームにより検出されるレンジセルの周囲のセルとの和（Σ）と差（Δ）を抽出する。レンジ高分解能処理部３５は、図１２に示すように、ステップＳ１５でＭＩＭＯ処理によって目標検出範囲が選定された後、レンジ軸についてΣ、Δの抽出結果からレンジ軸の高分解能を実現する素子を定めてＭＵＳＩＣ処理を実行した後（ステップＳ２１）、ビームposが終了か判断し（ステップＳ２２）、終了していなければ（ＮＯ）ビームposを変化させて（ステップＳ２３）、ステップＳ２１のＭＵＳＩＣ処理を実行し、終了していれば（ＹＥＳ）、相関処理（処理１、ＭＵＳＩＣ）を実行して目標の距離及び角度を算出し（ステップＳ２４）、次の周期の処理に移行する。

本実施形態において、以下に、入力信号からの処理の流れを定式化する。まず、入力信号sig(t)をＦＦＴ処理することによって周波数軸ωの信号に変換する。

一方、参照信号（線形チャープ信号の場合）を表現すると、次式となる。

この参照信号としては、非線形チャープ信号、符号変調等、他の変調方式でもよい（非特許文献１、２参照）。この参照信号Sref（t）のサンプル長を、入力信号に合わせて０埋めした信号に置き換える。

これをＦＦＴ処理して参照信号の周波数軸の信号を得る。

これにより、周波数領域での入力信号と参照信号の乗算後の信号は、次式となる。

次に、パルス圧縮後のレンジサイドローブを低減するためのウェイトを算出する。ウェイトは、レンジサイドローブの設定に応じて、一様ウェイト、テイラーウェイト（非特許文献３参照）等を選定すればよい。

次に、このSw(ω)（信号Ｘに対応、周波数軸）を用いて、ＭＵＳＩＣ処理（非特許文献６参照）を実施する。レーダの送受信による複数の目標信号は、互いに相関をもつため、参照信号Swの相関行列Rxxの相関成分を抑圧する必要がある。そこで、参照信号Swの信号長のうち、順にNrセルずつ抽出し、そのたびに相関行列Rxxの算出を行う。

次に、忘却係数を用いた平均処理を実施することにより相関行列Rxx(n,ω)を算出する。

この相関行列Rxx(n,ω）を用いて、ＭＵＳＩＣスペクトルを算出する。

以上の処理の概要を図１３に示す。すなわち、本実施形態に係るレーダ装置では、図１３（ａ）に示すようにＮパルスを送受信し、図１３（ｂ）に示すようにＮパルスのＰＲＩ軸方向にＦＦＴ処理し、さらに図１３（ｃ）に示すようにパルス圧縮した後の信号を用いてＣＦＡＲ処理によりＰ個の極値を持つ周波数バンクを選定し、図１３（ｄ）に示すように、各周波数バンクに対するレンジ軸の信号の中で、Ｐ個のレンジセルを中心に±Pｒ個のレンジに対応する信号をＦＦＴ処理して周波数領域に変換し、Nｒポイントの信号を抽出して周波数軸の相関行列Rxxを生成し、それをMｒセルずつスライディングさせて、図１３（ｅ）に示すように、忘却係数により加算平均したRxxを用いるＭＵＳＩＣ処理により、レンジ軸で目標を分離して検出する。このように、ＦＦＴ処理によりＳＮ（Signal to Noise ratio）を向上させ、ＣＦＡＲ処理によりバンクを抽出し、そのバンクのレンジ軸の信号の中で、レンジ範囲を選定し、レンジ軸の信号に対してＦＦＴ処理することで周波数軸の信号に変換し、この周波数軸の信号に対して、本実施形態のＭＵＳＩＣ手法を適用してスペクトルSmusicを算出する。

このスペクトルSmusicにおいて、例えばＣＦＡＲ処理（非特許文献４参照）によりスレショルドを超える信号の極大値ωt を抽出し、次式の換算により目標レンジRtを算出する。

次に、このＭＵＳＩＣ処理結果の測角手法について述べる。上記レンジ高分解能処理部３５の具体的な構成を図１４に、その処理フローを図１５に示す。

図１４において、Σ＆Δ抽出部３４にてΣビームにより検出されるレンジセルの周囲のセルとの和（Σ）と差（Δ）の信号を入力すると、Σｃｈ１・Σｃｈ２生成部３５１はΣ信号及びΔ信号から開口２分割の第１の信号Σch1と第２の信号Σch2を生成して、それぞれ第１の系統、第２の系統に出力する（図１５：ステップＳ２５）。

第１の系統では、Σ1 形成部３５２で基準ビームΣ1を形成して第１の信号Σch1からΣ1 信号を生成し（図１５：ステップＳ２６）、レンジ軸ＦＦＴ処理部３５３でレンジ軸方向にＦＦＴ処理する（図１５：ステップＳ２７）。続いて、平均相関行列演算部３５４で周波数セルを移動させて平均相関行列Rxx を演算し（図１５：ステップＳ２８，Ｓ２９）、移動終了後にＭＵＳＩＣ処理部３５５でＭＵＳＩＣアルゴリズムによるレンジ軸の高分解能処理を実行し（図１５：ステップＳ３０）、ＣＦＡＲ検出部３５６で極大検出処理を実行する（図１５：ステップＳ３１）。

第２の系統では、Σ2形成部３５７でスクイントビームΣ2 を形成して第２の信号Σch2からΣ2 信号を生成した後（図１５：ステップＳ３２）、第１の系統と同様に、レンジ軸ＦＦＴ処理部３５８でレンジ軸方向にＦＦＴ処理する（図１５：ステップＳ３３）。続いて、平均相関行列演算部３５９で周波数セルを移動させて平均相関行列Rxx を演算し（図１５：ステップＳ３４，Ｓ３５）、移動終了後にＭＵＳＩＣ処理部３５ＡでＭＵＳＩＣアルゴリズムによるレンジ軸の高分解能処理を実行し（図１５：ステップＳ３６）、ＣＦＡＲ検出部３５Ｂで極大検出処理を実行する（図１５：ステップＳ３７）。

上記第１の系統、第２の系統で得られた極大値検出結果はレンジ・測角算出部３５Ｃに送られる。このレンジ・測角算出部３５Ｃは、各系統で得られた極大値検出結果を比較して目標を検出し、その検出セルから距離及び測角値を算出する（図１５：ステップＳ３８）。

上記構成による処理の流れをさらに定式化して説明する。

まず、入力信号としては、図１４において、ＭＩＭＯ送受信ビームにおけるΣビ−ムにより検出したレンジセルの周囲の抽出セルのΣとΔの出力である。これを用いて、次式により、基準ビームΣ1 とスクイントビームΣ2 を形成する。

このΣ1 とΣ2 にそれぞれビーム指向方向を決める位相を設定すれば、異なる指向方向を持つb1ビームとb2ビームを形成できる。

このb1ビームとb2ビームの信号を入力信号として（６）〜（１４）式の手法で各々のＭＵＳＩＣスペクトルの極値により、レンジｒを算出し、このｒの値を用いて、次式により電力（b1, b2に対応してS1とS2）を算出する（非特許文献６参照）。

この行列S（S1とS2）の第ｐ番目の対角成分から、ｐ番目の目標に対する受信電力（P1とP2）が得られ、この平方根により受信振幅（E1とE2）が得られる。これを用いて、次式により誤差電圧εを算出する（非特許文献２参照）。

この誤差電圧εと角度については、図１６（ａ）に示す基準ビームΣ1 とスクイトビームΣ2 の関係において、図１６（ｂ）に示すように、予め角度に対する誤差電圧εをテーブル化しておき、誤差電圧テーブルを作成しておく。（１９）式により算出した誤差電圧εにより、テーブルを用いて角度θを算出する。ＭＩＭＯビームによる処理（処理１）に対して、ＭＵＳＩＣ処理結果によるレンジと測角結果を用いて、差分が小さい目標として相関のとれた目標をＭＵＳＩＣ処理結果に置き換えて、目標諸元を出力する。

以上のように、第２の実施形態によれば、ＭＩＭＯ送受信ビームによる角度分解能で目標を検出し、さらに、レンジ軸の高分解能処理を実行するようにしているので、捜索時間を短縮し、レンジ−角度軸の高分解能な処理ができる。

尚、３次元レーダの場合は、ＡＺ面及びＥＬ面に対して、それぞれ、上述の方式を用いればよい。また、本実施形態はＭＵＳＩＣ手法について述べたが、処理規模削減のために、既知の手法であるＲＯＯＴ−ＭＵＳＩＣや、ＥＳＰＲＩＴ（非特許文献７参照）法等を用いてもよい。

（第３の実施形態）（角度＋距離高分解能）
第１の実施形態では、ＭＩＭＯ送受信ビームにおいて、Ｎｃｈの周波数を同じ帯域に変換することで、角度高分解能化を図る手法について述べた。第３の実施形態では、角度分解能は低いが、レンジ高分解能化を実現する手法について２つの実施例を示して述べる。

（実施例１）
第３の実施形態に係るレーダ装置において、図１７に受信レーダの実施例１の系統図を示し、図１８及び図１９にそれぞれ処理１、処理２の処理内容を示す。送信レーダについては第１の実施形態と同様であるので、ここでは説明を省略する。また、図１７において、図１Ｂと同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省力する。

図１７に示す受信レーダでは、ＭＩＭＯ処理部２６として第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａと第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂを並列させている。第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａでは、第１の実施形態と同様に、第１８（ａ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯のうちいずれか１つの周波数帯に変換し、図１８（ｂ）に示すように周波数毎に合成した上でＭＩＭＯ処理を実行する。また、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂでは、第１９（ａ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯をそのまま保持し、図１９（ｂ）に示すようにそれぞれの周波数帯の信号を抽出して合成し、ＭＩＭＯ処理を実行する。このようにして第１、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ａ，２６ＢのＭＩＭＯ出力をそれぞれＣＦＡＲ処理部２７Ａ、２７Ｂで極大値を検出し、測角部２８Ａ，２８ＢでΣ系及びΔ系それぞれの測角演算を行って、レンジ−角度軸相関処理部３０で両者の相関をとって目標の距離及び角度を算出する。

このように、実施例１において、第１の実施形態と異なる点は、周波数抽出部２６ｉ（ｉ＝１１〜ＭＮ）であり、第１の実施形態の周波数抽出部２６ｉでは、Ｎ分割のうちいずれか１つの周波数帯域に変換したが、実施例１では、Ｎ分割した周波数帯をそのまま保持するように変換する。これにより、ＭＩＭＯ出力における周波数帯域が広くなるため、レンジ分解能が向上する。但し、ＭＩＭＯ素子位置の広がりが各変調信号に対してＭｃｈ分のみの広がりになるため、角度分解能が低下することを考慮する必要がある。

（実施例２）
第３の実施形態に係るレーダ装置において、図２０に受信レーダの実施例２の系統図を示し、図２１にその処理フローを示す。送信レーダについては第１の実施形態と同様であるので、ここでは説明を省略する。また、図２０において、図１Ｂ及び図１７と同一部分には同一符号を付して示し、図２１において図４と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省力する。

図２０に示す受信レーダでは、ＭＩＭＯ処理部２６として第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａと第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂを並列させ、さらに第１の実施形態に示したＳＩＭＯ処理部３１を並列させている。実施例１と同様に、第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａでは、処理１によるＭＩＭＯ処理としてＭＩＭＯビームを送受信し（図２１のステップＳ１１）、第２２（ａ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯のうちいずれか１つの周波数帯に変換し、周波数毎に合成した上でＭＩＭＯ処理（処理１）を実行する（図２１のステップＳ１２）。また、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂでは、図２２（ｂ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯をそのまま保持し、それぞれの周波数帯の信号を抽出して合成し、ＭＩＭＯ処理（処理２）を実行する（図２１のステップＳ４０）。ここで、ビームposの終了を判断し（図２１のステップＳ１３）、ビームposが終了していない場合には（ＮＯ）、ＭＩＭＯビームの方向を変化させる（図２１のステップＳ１４）。ステップＳ１３でビームposが終了している時（ＹＥＳ）、第１、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ａ，２６ＢのＭＩＭＯ出力をそれぞれＣＦＡＲ処理部２７Ａ，２７Ｂで極大値を検出し、測角部２８Ａ，２８ＢでΣ系及びΔ系それぞれの測角演算を行って、目標検出範囲を選定する（図２１のステップＳ１５）。

一方、ＳＩＭＯ処理部３１では、第１の実施形態と同様に、第１のＭＩＭＯ処理部２６ＡのＭＩＭＯ送受信ビームにより選定される目標が存在する範囲に向けてＳＩＭＯ送受信ビームを形成し（図２１のステップＳ１６）、そのＳＩＭＯ出力をＣＦＡＲ処理部３２で極大値検出し、測角部３３でΣ系及びΔ系それぞれの測角演算を行う（図２１のステップＳ１７）。ここで、ビームposの終了を判断し（図２１のステップＳ１８）、ビームposが終了していない場合には（ＮＯ）、ＳＩＭＯビームの方向を変化させる（図２１のステップＳ１９）。ステップＳ１８でビームposが終了している時（ＹＥＳ）、レンジ−角度軸相関処理部３０において、ＭＩＭＯビームによる処理（処理１、処理２）とＳＩＭＯビームによる処理結果により、目標の振幅、距離、角度、速度等を出力し、それぞれの諸元が似通った値（例えば、両者の差分が所定のスレショルド以下）であれば、同一の目標として、振幅による重み付け平均等の値を算出する相関処理を行い、目標諸元を出力する（図２１のステップＳ４１）。

この様子を図２２に示す。処理系統を、ＭＩＭＯ処理１（図２２（ａ））による系統１とＭＩＭＯ処理２（図２２（ｂ））による系統２の２系統とし、両者の出力結果のレンジ−角度軸で、所定のゲート幅内にある目標を同じ目標とする相関処理を行う。ここで、ＭＩＭＯビーム合成参照信号との相関では、ＭＩＭＯ処理１の場合、図２２（ｃ）に示すようにレンジ分解能が低い特性となり、ＭＩＭＯ処理２の場合、図２２（ｄ）に示すように、レンジ分解能が高い特性となる。一方、ＳＩＳＯ処理では、図２２（ｅ）に示すように角度−レンジ分解能が極めて高い。

ＭＩＭＯ処理１，２による検出目標を高角度分解能・高レンジ分解能で観測する。ここで、ＭＩＭＯ処理１，２のレンジ−角度軸相関を行った場合、図２２（ｆ）に示すようにレンジ−角度軸双方の分解能が向上する。また、ＳＩＭＯ処理を加えてレンジ−角度相関を行った場合、図２２（ｇ）に示すようにレンジ−角度軸双方の分解能が向上する。

具体的には、例えば、系統１のレンジ−角度軸の観測値の周囲に所定のゲート幅を設定し、系統２のレンジ−角度軸の観測値がそのゲート幅内にあれば、系統１の角度と系統２のレンジを目標出力とすれば、角度軸及びレンジ軸ともに精度の高い目標位置を得ることができる。また、系統１と系統２の観測値の結果を用いて相関処理し、精度の高い結果を得る手法であることが主旨であるので、系統２の観測値を中心に所定のゲートを設定する手法や、相関の際に振幅値を用いて、同等の振幅値の場合のみに相関処理をして誤相関を防ぐ等、他の相関処理手法でもよい。

このＭＩＭＯ送受信ビームを用いた捜索により、目標検出角度範囲を抽出し、ＳＩＭＯビ−ムをその方向に向けて、目標を高角度分解能及び高レンジ分解能で観測する。その検出した結果を用いて、ＭＩＭＯ送受信による検出結果を相関をとることで、より高角度分解能・精度、高レンジ分解能・精度で観測することができる。相関処理としては、レンジ−角度軸において、相関処理により、同じ目標である場合には、各目標信号のＳＮに応じて重み付けをしてレンジ−角度を出力すればよい。

以上のように、本実施形態によれば、ＭＩＭＯ処理１，２の送受信ビームにより、捜索範囲を選定後、選定した範囲にＳＩＭＯビームを向け、ＭＩＭＯビームとＳＩＭＯビームの検出結果の相関処理により、捜索時間を短縮化し、角度−レンジ軸で高分解能な処理ができる。

（第４の実施形態）（角度＋距離高分解能）
第２の実施形態では、角度高分解能のＭＩＭＯビームとレンジ高分解能処理（ＭＵＳＩＣ等）を組み合わせて、レンジ−角度で高分解化する手法について述べた。本実施形態では、第３の実施形態のＭＩＭＯビームによるレンジ−角度高分解能処理とレンジ高分解能処理（ＭＵＳＩＣ等）を用いて、レンジ−角度軸でさらに分解能及び精度を向上させる手法について、図２３に示す受信レーダの系統と図２４に示す処理フローに沿って説明する。尚、図２３において、図１Ｂ、図９、図１７と同一部分には同一符号を付して示し、図２４において、図１２及び図２１と同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。

本実施形態の受信レーダ２は、ＭＩＭＯ処理部２６として第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａと第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂを並列させている。第１のＭＩＭＯ処理部２６Ａでは、処理１によるＭＩＭＯ処理としてＭＩＭＯビームを送受信し（図２４のステップＳ１１）、第２５（ａ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯のうちいずれか１つの周波数帯に変換し、周波数毎に合成した上でＭＩＭＯ処理（処理１）を実行する（図２４のステップＳ１２）。また、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ｂでは、図２５（ｂ）に示すように、Ｎ分割した周波数帯をそのまま保持し、それぞれの周波数帯の信号を抽出して合成し、ＭＩＭＯ処理（処理２）を実行する（図２４のステップＳ４０）。ここで、ビームposの終了を判断し（図２４のステップＳ１３）、ビームposが終了していない場合には（ＮＯ）、ＭＩＭＯビームの方向を変化させる（図２４のステップＳ１４）。ステップＳ１３でビームposが終了している時（ＹＥＳ）、第１、第２のＭＩＭＯ処理部２６Ａ，２６ＢのＭＩＭＯ出力をそれぞれＣＦＡＲ処理部２７Ａ，２７Ｂで極大値を検出し、測角部２８Ａ，２８ＢでΣ系及びΔ系それぞれの測角演算を行って、目標検出範囲を選定する（図２１のステップＳ１５）。

レンジ高分解能処理部３５は、ステップＳ１５でＭＩＭＯ処理によって目標検出範囲が選定された後、レンジ軸についてΣ、Δの抽出結果からレンジ軸の高分解能を実現する素子を定めてＭＵＳＩＣ処理を実行した後（ステップＳ２１）、ビームposが終了か判断し（ステップＳ２２）、終了していなければ（ＮＯ）ビームposを変化させて（ステップＳ２３）、ステップＳ２１のＭＵＳＩＣ処理を実行し、終了していれば（ＹＥＳ）、相関処理（処理１、処理２、ＭＵＳＩＣ）を実行して目標の距離及び角度を算出し（ステップＳ４２）、次の周期の処理に移行する。

この様子を図２５に示す。処理系統を、ＭＩＭＯ処理１（図２５（ａ））による系統１とＭＩＭＯ処理２（図２５（ｂ））による系統２の２系統とし、両者の出力結果のレンジ−角度軸で、所定のゲート幅内にある目標を同じ目標とする相関処理を行う。ここで、ＭＩＭＯビーム合成参照信号との相関では、ＭＩＭＯ処理１の場合、図２５（ｃ）に示すようにレンジ分解能が低い特性となり、ＭＩＭＯ処理２の場合、図２５（ｄ）に示すように、レンジ分解能が高い特性となる。一方、ＳＩＳＯ処理では、図２５（ｅ）に示すように角度−レンジ分解能が極めて高い。

ＭＩＭＯ処理１，２による検出目標を高角度分解能・高レンジ分解能で観測する。ここで、ＭＩＭＯ処理１，２のレンジ−角度軸相関を行った場合、図２５（ｆ）に示すようにレンジ−角度軸双方の分解能が向上する。また、ＳＩＭＯ処理を加えてレンジ−角度相関を行った場合、図２５（ｇ）に示すようにレンジ−角度軸双方の分解能が向上する。

角度−レンジ高分解能化したＭＩＭＯビーム処理は第３の実施形態と同様であり、またＭＵＳＩＣ処理によるレンジ高分解能化と測角については、第１の実施形態と同様である。図２２に示すように、２系統のＭＩＭＯビーム出力とＭＵＳＩＣ処理の多数の結果を用いた相関により、角度−レンジ軸でより高分解能／高精度な目標出力を得ることができる。

例えば、処理１と処理２のレンジ−角度相関結果と、ＭＵＳＩＣ処理のレンジ−角度相関結果を用いて、レンジ高分解能処理部３５で、レンジ、角度、振幅等による相関処理をして、相関がとれれば、処理１と処理２のレンジ、角度の結果をＭＵＳＩＣ処理結果のレンジ、角度に置き換えれば、高分解能なレンジ−角度を出力することができる。

以上のように、本実施形態によれば、ＭＩＭＯ送受信ビームにより、角度分解能に目標を検出し、さらに、レンジ軸高分解能処理をすることで、捜索時間を短縮し、角度−レンジ軸で高分解能な処理ができる。

（第５の実施形態）（角度＋距離高分解能）
本実施形態では、送信装置及び受信装置からなるレーダ装置を１セットとして、偏波、周波数等を変えたＰセットのレーダ装置を、同一アンテナ開口面に共用配列したレーダ装置について述べる。

配列方式としては、図２６に示すようにＮ×Ｍ素子の送受信仮想アレイについて、種別１の送信Ｎ段、種別２の送信Ｎ段、種別１の受信Ｍ列、種別２の受信Ｍ列をＬ字型に配列する場合や、図２７に示すように種別Ｔ１の送信Ｎ段、種別Ｔｐの送信Ｎ段、種別Ｒｐの受信Ｍ列、種別Ｒ１の受信Ｍ列をＴ字型に配列する場合等、限られたスペースを有効に活用できる配列であればよい。この配列は、直線である必要はなく、曲線に配列にしてもよい。

この配列により、第１乃至第４の実施形態の手法を適用すると、共用開口で複数の偏波や周波数帯を適用できるレーダ装置を提供することができ、コスト低減、低送信出力、低消費電力等の効果を得ることができる。また、共用開口においては、Ｌ字型やＴ字型等の配列で生じた空きスペースを利用して、受信専用等のアンテナや光波の光センサ等の他のセンサ等を配置することができる。

以上のように、第５の実施形態によれば、偏波や周波数の異なるレーダ装置を、スペースに制約のあるアンテナ開口面に共用して配置することができる。

（他の実施形態）
以上の第１乃至第４の実施形態及び第５の実施形態では、基本的な構成の場合について述べたが、他の構成に対する応用例として、アンテナ構成を追記しておく。

まず、第１乃至第４の実施形態の場合において、限定された捜索または追跡範囲において、送信出力、送信及び受信の利得の最大化を図るためには、アンテナ開口を有効に用いるために、図２８に示すように、送受共用開口（各素子が送信及び受信の移相器を保有）とする場合が考えられる。この場合は、例えばＬ字型ＭＩＭＯ（送信縦、受信横）にするには、所定の観測範囲を覆うように、Ｎ段の送信移相器それぞれの位相制御によるパターン成形（非特許文献８参照）を行うか、列数を制御して、各段毎の送信ビームを形成する。受信は、Ｍ列の各列の受信移相器の位相制御によるパターン成形を行うか、位相制御せずに段数を制御して、各列毎の受信ビームを形成する。このＮ段送信ビームとＭ列受信ビームを用いて、ＭＩＭＯ送受信により捜索し、目標存在方向を抽出する。その方向に向けて、Ｎ段×Ｍ列の全開口または、必要に応じて部分開口を用いて、ＳＩＭＯビームを形成すればよい。

図２８は、アンテナ全開口を活用する場合であるが、捜索及び追跡のシステム利得により、部分開口でも満足する場合がある。この実施例として、図２９の構成が考えられる。この場合は、図２８の場合において、送信の各段及び受信の各列の素子数が少ない場合に相当し、ＭＩＭＯビーム及びＳＩＭＯビームの形成方式は同様である。

次に、第５の実施形態のように、複数の周波数帯や複数の偏波共用の場合の例について述べる。図３０は、送信出力や利得を極力大きくするために、送信部分の開口を大きくする場合の例である。この場合も送信の各段毎に位相成形や列数制御を行って、所定の範囲に捜索用の送信ビームを形成して、ＭＩＭＯビームにより捜索し、目標存在方向を抽出して、送信の全体開口を用いて追尾ビームを形成することにより、システム利得の高い追尾ビームを形成することができる。これを、例えばＦ１帯とＦ２帯の周波数帯について行うこととにより、周波数ダイバーシティ効果を得ることができる。

また、第５の実施形態の応用構成として、図３１に示すように、周波数帯Ｆ１のＬ字型ＭＩＭＯ構成と、周波数Ｆ２帯のＳＩＭＯ構成を配置する方式がある。この場合も捜索はＭＩＭＯビームを形成し、限定した範囲に、Ｆ１帯やＦ２帯のＳＩＭＯビームを形成して、周波数ダイバーシティ効果を得ることができる。

さらに、図３０と図３１では、複数の周波数帯の送信及び受信モジュールは別素子の場合において示しているが、アンテナ開口を有効に使うために、複数の周波数帯が同じ開口を共用する場合にも同様の手法が適用できる。

また、第１乃至第５の実施形態のＳＩＭＯビームには、ＳＩＳＯ（Single Input Single Output）ビームが含まれ、ＳＩＳＯビームが必ずしもＤＢＦ構成ではなく、アナログビーム合成でもよい。

上述したように本実施形態のレーダ装置は、広範囲の目標を捜索時間を短縮するか、または限定した捜索時間の中で積分して高いＳＮで観測し、高精度／高分解能に観測し、スペースの制約のあるアンテナ開口面に偏波や周波数の異なるアンテナを実装することができる。

その他、本実施形態は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１…送信レーダ、１１…参照信号発生部、１２１〜１２Ｎ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、１３１〜１３Ｎ…周波数フィルタ、１４１〜１４Ｎ…レンジ軸逆ＦＦＴ処理部、１５１〜１５Ｎ…ＲＦ信号変調部、１６１〜１６Ｎ…移相器、１７１〜１７Ｎ…増幅器、１８１〜１８Ｎ…アンテナ、１９…ビーム制御部、
２…受信レーダ、２１１〜２１Ｍ…アンテナ素子、２２１〜２２Ｍ…増幅器、２３…周波数変換器、２４…ＡＤ変換器、２５１〜２５Ｍ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、
２６，２６Ａ，２６Ｂ…ＭＩＭＯ処理部、Ａ１１〜Ａ１Ｎ，…，ＡＭ１〜ＡＭＮ…周波数抽出部、Ｂ１〜ＢＮ…ＭＩＭＯΣ＆Δウェイト設定部（Ｍｃｈ）、Ｃ１〜ＣＮ…ＭＩＭＯΣ＆Δビーム形成部（Ｍｃｈ合成）、Ｄ１〜ＤＮ…ＰＲＩ−ＦＦＴ処理部、Ｅ１〜ＥＮ…参照信号発生部、Ｆ１〜ＦＮ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、Ｇ１〜ＧＮ…乗算部、Ｈ１〜ＨＮ…レンジ軸逆ＦＦＴ処理部、Ｉ…ＤＢＦ処理部、
２７，２７Ａ，２７Ｂ…ＣＦＡＲ処理部、２８，２８Ａ，２８Ｂ…測角部、２９…ビーム方向抽出部、３０…レンジ−角度軸相関処理部、
３１…ＳＩＭＯ処理部、Ｊ１〜ＪＮ…周波数抽出部、Ｋ…Σ＆Δウェイト設定部（Ｍｃｈ）、Ｌ…Σ＆Δビーム形成部（Ｍｃｈ合成）、Ｍ…ＰＲＩ軸ＦＦＴ処理部、Ｎ…参照信号発生部、Ｏ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、Ｐ…乗算部、Ｑ…レンジ軸逆ＦＦＴ処理部、
３２…ＣＦＡＲ処理部、３３…測角部、３４…Σ＆Δ抽出部、３５…レンジ高分解能処理部、３５１…Σｃｈ１・Σｃｈ２生成部、３５２…Σ1 形成部、３５３…レンジ軸ＦＦＴ処理部、３５４…平均相関行列演算部、３５５…ＭＵＳＩＣ処理部、３５６…ＣＦＡＲ検出部、３５７…Σ2形成部、３５８…レンジ軸ＦＦＴ処理部、３５９…平均相関行列演算部、３５Ａ…ＭＵＳＩＣ処理部、３５Ｂ…ＣＦＡＲ検出部、３５Ｃ…レンジ・測角算出部。

Claims (6)

1. 第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備し、
   前記送信レーダは、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、
   前記受信レーダは、前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標が存在する範囲を選定する第１の処理を備え、前記第１の処理で選定された範囲に向けてＳＩＭＯ（Single Input Multiple Output ）ビームを形成して、前記ＳＩＭＯビームの受信出力から目標を観測出力するレーダ装置。
2. 第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備し、
   前記送信レーダは、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、
   前記受信レーダは、前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標が存在する範囲を選定する第１の処理を備え、前記第１の処理により選定された範囲についてレンジ軸に対する高分解能処理を施して目標を観測出力するレーダ装置。
3. 第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備し、
   前記送信レーダは、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、
   前記受信レーダは、
   前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標の観測値を取得すると共に、前記目標が存在する範囲を選定する第１の処理と、
   前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ全周波数帯に周波数合成して、全周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理してＭＩＭＯビーム出力を得て、各ビーム出力から目標の観測値を取得する第２の処理と、
   前記第１及び第２の処理それぞれの観測値による相関処理により、角度−レンジ軸における高分解能出力を取得し、前記第１の処理で選定された範囲に向けてＳＩＭＯ（Single Input Multiple Output ）ビームを形成して、前記ＳＩＭＯビームの受信出力から目標を観測出力して前記高分解能出力と相関処理して前記目標のレンジ及び角度を演算出力するレーダ装置。
4. 第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備し、
   前記送信レーダは、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、
   前記受信レーダは、
   前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標の観測値を取得すると共に、前記目標が存在する範囲を選定する第１の処理と、
   前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ全周波数帯に周波数合成して、全周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理してＭＩＭＯビーム出力を得て、各ビーム出力から目標の観測値を取得する第２の処理と、
   前記第１及び第２の処理それぞれの観測値による相関処理により、角度−レンジ軸における高分解能出力を取得し、さらにレンジ軸に対する高分解能処理を施して目標を観測出力するレーダ装置。
5. 請求項１乃至請求項４いずれか記載のレーダ装置であり、送受信パラメータの異なる複数セットのレーダ装置について同一アンテナ開口面に共用配列した共用アンテナ装置に接続されるレーダ装置。
6. 第１の軸の一次元に配列したＮ（Ｎは２以上）段の送信アンテナを備える送信レーダと、前記第１の軸と異なる第２の軸の一次元に配列したＭ（Ｍは２以上）列の受信アンテナを備える受信レーダとを具備するレーダ装置に用いられ、
   前記送信レーダ側は、レーダ割当帯域の全周波数帯域内で変調した信号をＮ個の周波数帯に分割し、アンテナ開口面をＮ個に分割したサブアレイ（素子数≧１）に対応させて変調した信号を送信し、
   前記受信レーダ側は、前記送信アンテナの開口面をＭ個（１以上）のサブアレイ（素子数≧１）に分割し、前記サブアレイ毎に、送信のＮ通りの周波数帯域に応じて受信信号を分割し、分割したＮ個の周波数帯の信号毎にＭチャンネル分のビーム合成をした後、それぞれ同一の周波数帯に変換して、各周波数帯に対応する変調信号により圧縮処理し、Ｎチャンネル分のビーム合成をしたＥＬ面Ｎbel本×ＡＺ面Ｎbaz本のＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビーム出力を得て、各ビーム出力から目標が存在する範囲を選定し、選定された範囲に向けてＳＩＭＯ（Single Input Multiple Output ）ビームを形成して、前記ＳＩＭＯビームの受信出力から目標を観測出力するレーダ装置のレーダ信号処理方法。

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