JP2016130654A - レーダ装置及びそのレーダ信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】個々のレーダ観測時間を増加することなく多方向の観測を実施可能とする。【解決手段】送信アンテナの開口面をＮ分割して互いに異なる中心周波数をもつ変調信号によるパルス信号を送信し、受信アンテナの開口面をＭ分割して送信のＮ通りの中心周波数を変えた変調信号に対応した復調信号により復調してＮ×Ｍ個の出力を得て、受信レーダから観測して、所定のＡＺ及びＥＬ角度の範囲を複数ビームで覆うための複数種類の送受信ビーム形成用のウェイトを乗算して合成する。ここで、ＭＩＭＯにおいて、中心周波数を変えた変調信号により変復調した送受信素子の信号を用いることで、送信信号の分離度を高め、帯域内の変調によりレンジ分解能を高める。さらに、ＭＩＭＯ送受信信号の相互の影響を除いた信号により送受信ビームを形成することで、角度軸及びレンジ軸の高品質なビームを形成する。【選択図】図１

Description

本実施形態は、レーダ装置及びそのレーダ信号処理方法に関する。

従来のレ−ダ装置では、基本的に送信ビームを向けた方向に受信ビームを向ける。このため、システム利得を向上させるためにペンシルビームを用いる場合には、覆域に対して多数の送受信ビームを用いて多方向に送受信することになる。しかしながら、このような手法では観測時間の制約により観測範囲が限定されたり、観測時間が増加する課題があった。

ＭＩＭＯ処理、JIAN LI,PETER STOICA, ‘MIMO RADAR SIGNAL PROCESSING’,WILEY,pp.1-5(2009) 符号コード（Ｍ系列）発生方式、M.I.Skolnik, Introduction to radar systems,pp.429-430,McGRAW-HILL(1980) 位相モノパルス（位相比較モノパルス）方式、吉田、‘改定レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.262-264（1996） テーラー分布、吉田、‘改定レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.134-135(1996) パルス圧縮、吉田、‘改定レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.278-280(1996) 振幅及び位相によるヌルビーム形成、菊間、アレーアンテナによる適応信号処理、科学技術出版、p.71(1999) 位相のみによるヌルビーム形成、Yasuo SUZUKI,‘Side Lobe Suppression with Phase Weight Only’,The Transactions of the IEICE, VOL.E73, No.2, Feb.(1990) ＭＵＳＩＣ、菊間、‘アダプティブアンテナ技術’、Ohmsha、pp.137-164（2003） ＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）処理、吉田、‘改定レーダ技術’、電子情報通信学会、pp.87-89(1996)

特開２０１４−００１６２０号公報 特開２０１４−１１７８３７号公報

以上述べたように、従来のレーダ装置では、多方向の観測を要求される場合に、観測範囲が限定される、観測時間が増加するといった課題があった。

本実施形態は上記課題に鑑みなされたもので、観測時間を増加することなく多方向の観測を実施することのできるレーダ装置とそのレーダ信号処理方法を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本実施形態に係るレーダ装置は、送信系統と受信系統とを備え、前記送信系統は、アンテナ開口面をＮ（Ｎは２以上の自然数）個の送信アンテナ（１素子以上）に分割し、送信周波数帯域内をＮ個に分割し、Ｎ通りの中心周波数に応じた帯域の分割周波数毎に所定の変調信号により変調した信号を送信し、前記受信系統は、アンテナ開口面をＭ（Ｍは２以上の自然数）個の受信アンテナ（１素子以上）に分割し、前記受信アンテナ毎の受信信号を、送信のＮ通りの中心周波数に応じた帯域に分割し、各々の分割帯域において送信側の対応した変調信号により復調してＮ×Ｍ個の復調信号を取得し、取得された各々の帯域の復調信号に送信ビーム形成用ウェイト、受信ビーム形成用ウェイトを乗算してビ−ム合成してＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビームを形成し、ビーム形成方向の目標を検出する送信系統と受信系統とを備え、送信系統では互いに異なる中心周波数をもつ複数の変調信号から生成される複数のパルス信号を送信し、受信系統では前記送信系統から送信された複数のパルス信号を受信し、それぞれの受信信号を送信時の中心周波数の異なる複数の変調信号に対応した復調信号により復調し、所定の角度範囲を複数ビームで覆うための複数種類の送受信ビーム形成用のウェイトを乗算して合成する。

実施形態に係るレーダ装置において、送受信系統が一体の場合の構成を示すブロック図。 実施形態に係るレーダ装置において、送信レーダと受信レーダとが連携している場合の送信系統と受信系統の構成を示すブロック図。 第１の実施例に係る変調器の構成を示すブロック図。 第１の実施例に係る変調器の他の構成を示すブロック図。 第１の実施例、第４の実施例に係るＭＩＭＯ処理器及び観測信号処理器の構成を示すブロック図。 第１の実施例、第４の実施例に係るＭＩＭＯ処理器及び観測信号処理器の他の構成を示すブロック図。 第１の実施例に係る送信アンテナ及び受信アンテナのアンテナ素子それぞれの行配列の場合の位置ベクトルと観測ベクトルの座標系を示す図。 第１の実施例に係る送信アンテナ及び受信アンテナのアンテナ素子それぞれの列配置の場合の位置ベクトルと観測ベクトルの座標系を示す図。 第１の実施例に係るビ−ム形成手法を説明するための概念図。 第２の実施例に係る変調器の構成を示すブロック図。 第２の実施例に係る変調器の他の構成を示すブロック図。 第２の実施例に係る変調器による変調処理を説明するための図。 第３の実施例に係る変調器の構成を示すブロック図。 第３の実施例に係る変調器の他の構成を示すブロック図。 第３の実施例に係る変調器による変調処理を説明するための図。 第５の実施例に係る観測信号処理器として、レンジ軸モノパルスを用いる場合の構成を示すブロック図。 第５の実施例に係る観測信号処理器の処理内容を説明するための特性図。 第６の実施例に係る観測信号処理器として、レンジ軸ＭＵＳＩＣを用いる場合の構成を示すブロック図。 第６の実施例に係る観測信号処理器の処理内容を説明するための波形図。 第７の実施例に係るレーダ装置において、送信疑似ランダム位相ビームを生成する様子を示す概念図。 第８の実施例に係るレーダ装置において、送信ヌルビームを生成する様子を示す概念図。

以下、実施形態について、図面を参照して説明する。

本実施形態に係るレーダ装置は、送信機能と受信機能を併せ持つ送受信レーダのシステム構成の場合と、送信機能のみを搭載する送信レーダ及び受信機能のみを搭載する受信レーダが互いに連携するシステム構成の場合がある。

図１は送受信レーダによるシステム構成の場合の系統を示すブロック図である。また、図２は送信レーダと受信レーダによるシステム構成の場合の系統を示すブロック図で、（ａ）は送信レーダの場合、（ｂ）は受信レーダの場合を示している。図１及び図２において、同一部分には同一符号を付して示し、ここでは重複する説明を省略する。

図１において、１は送受信器、２は制御器、３はＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）処理器、４は送信位相制御器、５は観測信号処理器である。

送受信器１は、Ｎ（Ｎ≧２）系統の送信回路とＭ（Ｍ≧２）系統（以下、説明を簡単にするため、受信回路はＮ系統のうち、Ｍ系統を使用するものとする）の受信回路を備え、それぞれ変調器１１１〜１１Ｎ、送信用周波数変換器１２１〜１２Ｎ、ローカル信号発生器１３１〜１３Ｎ、送信移相器１４１〜１４Ｎ、送信増幅器１５１〜１５Ｎ、サーキュレータ１６１〜１６Ｎ、アンテナ素子１７１〜１７Ｎ、受信増幅器１８１〜１８Ｎ、受信用周波数変換器１９１〜１９Ｎ、ＡＤ（アナログ・デジタル）変換器１Ａ１〜１ＡＮを備える。

上記変調器１１１〜１１Ｎは、制御器２の制御のもとに各アンテナ素子１７１〜１７Ｎの系統において周波数帯を変えた同一の変調（チャープ、符号化コード等）による信号を発生する。

上記変調器１１１〜１１Ｎでパルス変調されたＮ系統の送信パルスは、周波数変換器１２１〜１２Ｎにおいて、ローカル信号発生器１３１〜１３Ｎからのローカル信号によりＲＦ信号に変換され、送信移相器１４１〜１４Ｎにおいて制御器２の制御のもとに位相制御を施されてビーム形成される。このようにしてビーム形成された送信パルスは送信増幅器１５１〜１５Ｎにより増幅され、サーキュレータ１６１〜１６Ｎを経由してアンテナ素子１７１〜１７Ｎから送信される。

目標から反射した信号は、Ｎ系統のアンテナ素子１７１〜１７Ｎで受信される。各系統の受信信号は、サーキュレータ１６１〜１６Ｎを経由して受信増幅器１８１〜１８Ｎで低雑音増幅され、周波数変換器１９１〜１９Ｎでローカル信号発生器１３１〜１３Ｎで発生されるローカル信号により周波数変換されて、ＡＤ変換器１Ａ１〜１ＡＮによりディジタル信号に変換される。その後、制御器２の制御のもと、ＭＩＭＯ処理器３に送られてＭＩＮＯビームによる観測信号が取得され、観測信号処理器５において、復調と所定の信号処理が行われる。

（第１の実施例）
上記構成において、以下に第１の実施例を説明する。

まず、変調器１１１〜１１Ｎの具体的な構成について、１１１を代表して説明する。

図３において、変調器１１１は、参照信号発生部Ａ１を備える。この参照信号発生部Ａ１はパルス内を変調する参照信号を発生する。この参照信号はＮ（Ｎ≧２）系統に分配され、各系統において、周波数設定部Ａ２ｉ（ｉは１〜Ｎ）に供給される。各系統の周波数設定部Ａ２ｉは、入力した参照信号を互いに予め決められた分割周波数帯に設定する。各系統で設定された分割周波数帯の参照信号は変調信号出力部Ａ３ｉに供給される。各系統の変調信号出力部Ａ３ｉは、周波数設定部Ａ２ｉで所定の分割周波数帯に設定された参照信号の帯域、利得を調整して送信パルスを変調して出力する。

尚、変調信号の分離度を高めるために、各分割周波数帯毎に変調信号を変える場合は、図４に示すように、Ｎ系統それぞれに互いに異なる参照信号を発生する参照信号発生部Ａ１ｉを用いるとよい。

図５は上記ＭＩＭＯ処理器３及び観測信号処理器５の具体的な構成を示すブロック図である。図５に示すＭＩＭＯ処理器３において、＃１〜＃Ｍの系統の受信信号はそれぞれレンジ軸ＦＦＴ処理部３１１〜３１Ｍにより周波数軸に変換され、周波数抽出部３２１〜３２Ｎにおいて、Ｎ個の送信信号に対応した周波数帯が抽出される。Ｍ系統それぞれの各周波数帯の受信信号は、ＭＩＭＯΣウェイト設定部３３とＭＩＭＯΔウェイト設定部３４それぞれに入力されてＭＩＭＯビーム用の複素ウェイトが設定され、ＭＩＭＯΣビーム形成部３５、ＭＩＭＯΔビーム形成部３６において、モノパルス測角（非特許文献３参照）のためのΣビームとΔビームが形成される。Σビーム、Δビームそれぞれで観測された信号は観測信号処理器５に送られる。

Σビームの観測信号は、複数のＰＲＩ（パルス繰り返し周波数：Pulse Repetition Interval）信号を送受信する場合は、ＰＲＩ−ＦＦＴ処理部５１でドップラー周波数軸に変換された後に乗算部５２に送られ、参照信号発生部５３で発生される参照信号をレンジ軸ＦＦＴ処理部５４で周波数軸に変換した信号との乗算によって相関処理される。この相関処理結果は、レンジ逆ＦＦＴ処理部５５により時間軸の信号に変換され、ＣＦＡＲ処理部５６で所定のスレショルドを超える極大値が求められ、検出セル抽出部５７で極大値となる検出セルが目標位置として抽出され、測角部５８に送られる。

Δビームの観測信号も、観測信号処理器５においてΣビームと同様の処理が施され、ＰＲＩ−ＦＦＴ処理部５９でドップラー周波数軸に変換された後に乗算部５Ａに送られ、参照信号発生部５Ｂで発生される参照信号をレンジ軸ＦＦＴ処理部５Ｃで周波数軸に変換した信号との乗算によって相関処理される。この相関処理結果は、レンジ逆ＦＦＴ処理部５Ｄにより時間軸の信号に変換され、検出セル抽出部５ＥでΣ系で検出したセルが抽出されて、測角部５８に送られる。測角部５８では、Σ信号とΔ信号により測角演算されて、検出セルの時間から求められる距離と合わせて、目標の距離と角度が出力される。

ここで、ＭＩＭＯ処理器３では、変調信号の分離度を高めるために、分割周波数帯毎に変調信号を変える場合は、図６に示す系統の構成となる。尚、図６において、図５と同一部分には同一符号を付して示す。

図６に示すＭＩＭＯ処理器３において、＃１〜＃Ｍの系統の受信信号はそれぞれレンジ軸ＦＦＴ処理部３１１〜３１Ｍにより周波数軸に変換され、周波数抽出部３２１〜３２Ｎにおいて、Ｎ個の送信信号に対応した周波数帯が抽出される。各周波数帯の受信信号は、ＭＩＭＯΣウェイト設定部３３１〜３３ＮとＭＩＭＯΔウェイト設定部３４１〜３４Ｎそれぞれに入力されてＭＩＭＯビーム用の複素ウェイトが設定され、ＭＩＭＯΣビーム形成部３５１〜３５Ｎ、ＭＩＭＯΔビーム形成部３６１〜３６Ｎにおいて、モノパルス測角（非特許文献３参照）のためのΣビームとΔビームが形成される。

Σビーム系から出力される観測信号は、複数のＰＲＩ（パルス繰り返し周波数：Pulse Repetition Interval）信号を送受信する場合は、ＰＲＩ−ＦＦＴ処理部５１１〜５１Ｎでドップラー周波数軸に変換された後に乗算部５２１〜５２Ｎに送られ、参照信号発生部５３１〜５３Ｎで発生される参照信号をレンジ軸ＦＦＴ処理部５４１〜５４Ｎで周波数軸に変換した信号との乗算によって相関処理される。この相関処理結果は、レンジ逆ＦＦＴ処理部５５１〜５５Ｎにより時間軸の信号に変換された後、ＤＢＦ（ディジタルビーム形成：Digital Beam Forming）処理部（Ｎチャンネル分）５ＦでＮチャンネル分のΣビームによる合成ビームが形成される。この合成ビームの受信信号はＣＦＡＲ処理部５６で所定のスレショルドを超える極大値が求められ、検出セル抽出部５７で極大値となる検出セルが目標位置として抽出され、測角部５８に送られる。

Δビーム系から出力される観測信号も、観測信号処理器５においてΣビームと同様の処理が施され、ＰＲＩ−ＦＦＴ処理部５９１〜５９Ｎでドップラー周波数軸に変換された後に乗算部５Ａ１〜５ＡＮに送られ、参照信号発生部５Ｂ１〜５ＢＮで発生される参照信号をレンジ軸ＦＦＴ処理部５Ｃ１〜５ＣＮで周波数軸に変換した信号との乗算によって相関処理される。この相関処理結果は、レンジ逆ＦＦＴ処理部５Ｄ１〜５ＤＮにより時間軸の信号に変換された後、ＤＢＦ（ディジタルビーム形成：Digital Beam Forming）処理部（Ｎチャンネル分）５ＧでＮチャンネル分のΔビームによる合成ビームが形成される。この合成ビームの受信信号は検出セル抽出部５ＥでΣ系で検出したセルが抽出されて、測角部５８に送られる。測角部５８では、Σ信号とΔ信号により測角演算されて、検出セルの時間から求められる距離と合わせて、目標の距離と角度が出力される。

図７に第１の実施例の送信アンテナ及び受信アンテナのアンテナ素子それぞれの位置ベクトルと観測ベクトルの座標系を示す。送信アンテナと受信アンテナは、一体型でもよいし、別々に配置するようにしてもよい。また、図７では、送信及び受信アンテナのアンテナ素子を面状に配置する場合を示したが、図８のように、送信及び受信アンテナのアンテナ素子を列形状に配置するようにしてもよいことは勿論である。

以上、本実施例のＭＩＭＯ処理について述べたが、ここで定式化を行う。ＭＩＭＯでは、送信レーダにおいて、アンテナ毎に異なるＮ通りの変調信号で変調して送信し、受信ではＭ系統のアンテナ毎に受信した信号を周波数変換後にＡＤ変換し、Ｎ通りのＭ系列（非特許文献２参照）で復調してＮ×Ｍの信号を得る。これを以下に定式化する。送信アンテナと受信アンテナの複素ウェイトをそれぞれＡ，Ｂと表すと次式となる。

これより、各要素は次式となる。

次に、各送受信素子信号を行列の要素で表現すると、次式となる。

送受信ビーム出力は、（４）式の要素にサイドローブ低減用のウェイトと、サイドローブ低減用のウェイトを乗算後加算となり、次式となる。

以上のビ−ム形成手法により、観測範囲全体をペンシルビームで順次捜索する場合に比べて、図９に示すように、ＭＩＭＯビーム形成器でディジタル信号により広い送受信ビームを形成できるため、送受信で広いビームを用いて捜索し、目標らしき物体を検出した段階でその方向にペンシルビームを使用することができる。これにより、全体の捜索時間を短縮できる効果が得られる。

すなわち、本実施例では、送信アンテナの開口面をＮ分割して互いに異なる中心周波数をもつ変調信号によるパルス信号を送信し、受信アンテナの開口面をＭ分割して送信のＮ通りの中心周波数を変えた変調信号に対応した復調信号により復調してＮ×Ｍ個の出力を得て、受信レーダから観測して、所定のＡＺ及びＥＬ角度の範囲をNb本の複数ビームで覆うためのNb種類の送受信ビーム形成用のウェイトを乗算して合成する。

ここで、ＭＩＭＯにおいて、中心周波数を変えた変調信号により変復調した送受信素子の信号を用いるようにしているので、送信信号の分離度を高めることができると共に、帯域内の変調によりレンジ分解能を高めることができる。さらに、ＭＩＭＯ送受信信号の相互の影響を除いた信号により送受信ビームを形成できるため、角度軸及びレンジ軸の高品質なビームを形成することができる。

（第２の実施例）
第１の実施例では、変調器の構成を、中心周波数を分割する方式とした。本実施例では、中心周波数を設定する方式として、位相勾配を設定する手法を採用した場合について述べる。

図１０は第２の実施例に係る変調器の構成を示すブロック図である。図１０において、図３に示した第１の実施例の変調器と異なる点は、周波数設定部Ａ２１〜Ａ２Ｎに代わって、位相勾配設定部Ａ４１〜Ａ４Ｎを備えることにある。

尚、変調信号の分離度を高めるために、各分割周波数帯毎に変調信号を変える場合は、図１１に示すように、Ｎ系統それぞれに互いに異なる参照信号を発生する参照信号発生部Ａ１ｉ（ｉは１〜Ｎのいずれか）を用いるとよい。

すなわち、本実施例では、参照信号発生部Ａ１またはＡ１ｉにおいて、図１２（ａ）に示すパルス波形の変調を加えた参照信号を発生してＮ系統の位相勾配設定部Ａ４１〜Ａ４Ｎに入力し、図１２（ｂ）に示すように、設定位相が所定の割合で増加する位相勾配を参照信号に与えた上で、図１２（ｃ）に示すパルス波形の送信パルスを生成し、変調信号出力部Ａ３１〜Ａ３Ｎから変調信号として出力する。

以下、第２の実施例に係る変調器の処理について詳述する。

参照信号Ｒｎ（ｎ＝１〜Ｎ）によりパルス信号を変調し、次式の位相勾配をもつ信号を各変調信号に乗算する。

この信号は、図１２（ｄ）に示すように、ＦＦＴ処理すると周波数帯をＮ分割した帯域（ΔＢ１〜ΔＢＮ）に変調信号が含まれることになる。この送信波形を変調信号としている。

以上のように、第２の実施例によれば、パルス内を所定の変調信号により変調した波形に、Ｎ通りの位相勾配を与えることにより、変調信号の中心周波数を変える。すなわち、パルス内変調信号に位相勾配を与えることで、Ｎ個の変調信号の中心周波数をずらせて、所定の帯域内をＮ分割した周波数帯に配置することができる。この周波数の分離は基本にＦＦＴを演算することができ、ＭＩＭＯビームを形成後に符号等の変調信号の相関演算を行えばよいため、処理規模を削減することができる。

（第３の実施例）
第２の実施例では、変調等により所定の周波数分割範囲外に周波数スペクトルが広がる場合もあり、送信チャンネル間で結合が生じて分離度が劣化する。第３の実施例は、分離度の劣化を低減する対策を実現する。

図１３及び図１４はそれぞれ第３の実施例に係る変調器の構成を示すブロック図である。図１３、図１４において、図１０、図１１に示した第２の実施例の変調器と異なる点は、位相勾配設定部Ａ４１〜Ａ４Ｎと共に、レンジ軸ＦＦＴ処理部Ａ５１〜Ａ５Ｎ、周波数フィルタＡ６１〜Ａ６Ｎ、レンジ軸逆ＦＦＴ処理部Ａ７１〜Ａ７Ｎを備えることにある。

すなわち、本実施例では、参照信号発生部Ａ１またはＡ１ｉにおいて、図１５（ａ）に示すパルス変調した参照信号を発生し、この参照信号をＮ系統の位相勾配設定部Ａ４１〜Ａ４Ｎに入力して、図１５（ｂ）に示すように、設定位相が所定の割合で増加する位相勾配を参照信号に与える。

また、位相勾配が設定された参照信号をレンジ軸ＦＦＴ処理部Ａ５１〜Ａ５Ｎでレンジ軸方向にＦＦＴ処理することで、図１５（ｃ）に示すＮ個の周波数バンクΔＢ１〜ΔＢＮを形成し、周波数フィルタＡ６１〜Ａ６Ｎで図１５（ｄ）に示すように系統ごとに割り当てられた周波数バンクΔＢｎを選定する。そして、レンジ軸逆ＦＦＴ処理部Ａ７１〜Ａ７Ｎで図１５（ｅ）に示すように時間領域における送信波形の変調信号に戻して変調信号出力部Ａ３１〜Ａ３Ｎから出力する。

すなわち、第３の実施例では、パルス内を所定の変調信号により変調した波形に、Ｎ通りの位相勾配を与えることにより、変調信号の中心周波数を変えて、さらに時間軸をＦＦＴして周波数軸にし、変調信号付近を所定の周波数フィルタを通した後に、逆ＦＦＴして、変調信号を得る。

このように、パルス内変調信号に位相勾配を与えることで、Ｎ個の変調信号の中心周波数をずらせて、さらにＮ分割した帯域外に広がった周波数成分を抑圧して、所定の帯域内をＮ分割した周波数帯に配置することができる。

（第４の実施例）
第４の実施例は、第１の実施例等に示したように、パルス幅内の変調信号ＰＳＭにより変調後、中心周波数を変化させて変調信号を生成する。この信号を復調するには、一般的にはＭ個の受信チャンネル毎にＮチャンネルの送信変調信号との相関処理（パルス圧縮処理）が必要になり、処理規模の大きなパルス圧縮（非特許文献５参照）処理をＭ×Ｎ回実施することになる。本実施例では、これを改善する手法について述べる。

この手法については、既に図５に示した通り、受信Ｍチャンネルの各々において、レンジＦＦＴを行い、送信変調に対応したＮチャンネルの帯域に分割し、Ｎ×Ｍチャンネルのパルス圧縮前のＭＩＭＯ信号を得る。このパルス圧縮前のＭＩＭＯ信号に、ビーム形成用の複素ウェイトを乗算し、ＭＩＭＯビームを形成する。このＭＩＭＯビーム出力に対して、パルス内の変調信号ＰＳＭによりパルス圧縮処理をする。これにより、処理規模の大きいパルス圧縮処理の回数が減り、処理規模が削減される。

以上のように、第４の実施例によれば、受信はレンジ軸ＦＦＴにより周波数軸にして、変調信号に対応した周波数帯に分割後、Ｎ×ＭのＭＩＭＯ信号を得て、ビーム形成するための所定の複素ウェイトを乗算後、ビーム形成し、パルス内を変調したＰＭＳによりパルス圧縮処理をするようにしているので、復調において、レンジＦＦＴして周波数分割したＮ×Ｍｃｈの信号によりＭＩＭＯビーム形成後、パルス圧縮することにより、パルス圧縮処理の回数が減り、処理規模を削減することができる。

なお、第４の実施例において、ＰＭＳ信号としては１種でよいが、送信分離度を高めるためにＮ種を用いる場合には、既に図６に示した通り、レンジＦＦＴ３１１後にＮ種の変調毎に、１種の場合と同様のＭＩＭＯ複素ウェイトを設定してＮ通りのビームを合成し、Ｎ通りのパルス圧縮後に、Ｎ通りの信号を加算して、全体のＭＩＭＯアンテナのビーム出力を得ることができる。周波数帯毎に変調信号の種類が異なるが、ＭＩＭＯΣビームとＭＩＭＯΔビ−ムの形成後、参照信号を用いてパルス圧縮処理するため、ＭＩＭＯビーム形成前にパルス圧縮処理する場合に比べて、パルス圧縮の規模が１／Ｍになり、処理規模が削減される。

すなわち、第４の実施例において、Ｎ種のＰＭＳ信号を用いる場合には、受信はレンジ軸ＦＦＴにより周波数軸にして、変調信号に対応した周波数帯に分割後、Ｎ×ＭのＭＩＭＯ信号を得て、ビーム形成するための所定の複素ウェイトを乗算する。そして、分割周波数帯毎にビーム形成し、パルス内を変調した分割周波数帯毎のＰＭＳによりパルス圧縮処理した後、分割周波数のチャンネル数分のビームを形成する。

この構成によれば、復調において、レンジ軸に沿ってＦＦＴ処理して周波数分割した各々の分割周波数毎のＭチャンネルの信号によりＭＩＭＯビームを形成してパルス圧縮した後、Ｎチャンネル分のビーム形成するようにしているので、パルス圧縮の規模を低減し、処理規模を削減することができる。

（第５の実施例）
第５の実施例は、周波数帯を送信素子数ＮによりＮ分割するため、レンジ分解能が１／Ｎに低下し、レンジ精度もその分低下する。この対策として、レンジ精度を向上させるために、レンジ軸位相モノパルス（特許文献１参照）を用いる手法について簡単に述べる。

図１６は第５の実施例に係る観測信号処理器５の構成を示すブロック図である。図１６において、ＭＩＭＯ信号出力は、図５または図６に示したＭＩＭＯΣビーム形成部の出力であり、検出セル近傍抽出部５Ｈに送られる。なお、ＳＮ（信号／雑音電力）が低い場合には、ＭＩＭＯΣビーム形成部の後のＰＲＩ−ＦＦＴ処理後の出力における最大バンクの信号を用いる。この検出セル近傍抽出部５Ｈは、ＭＩＭＯビーム出力にＣＦＡＲ（Constant False Alarm Rate）処理を施して検出したセル付近の信号を抽出する。抽出された信号は、パルス圧縮処理のため、レンジ軸ＦＦＴ処理部５Ｉによってレンジ軸方向にＦＦＴ処理されて乗算部５Ｊに送られる。

また、パルス圧縮（非特許文献５参照）用の参照信号を参照信号生成部５Ｋで生成し、更に参照信号ＦＦＴ処理部５Ｌで参照信号をＦＦＴ処理して周波数軸上の信号に変換する。この参照信号と入力信号のＦＦＴ処理結果を乗算部５Ｊで乗算することでパルス圧縮を行う。一連の処理について、以下に示す。

まず、入力信号sigをＦＦＴ処理する。

次に後述するレンジ軸位相モノパルスで用いるΣの参照信号（線形チャープ信号の場合）を表現すると、次式となる。

また、レンジ軸位相モノパルスのΔ信号用の参照信号は次式となる。

この参照信号SrefΣ(t)とSrefΔ(t)のサンプル長を入力信号に合わせて０埋めした信号に置き換える。

これをＦＦＴ処理して、参照信号の周波数軸の信号を得る。

これにより、周波数領域の乗算後の信号は、次式となる。

次に、Σ・Δ用ウェイト乗算部５Ｍにおいて、パルス圧縮後のレンジサイドローブを低減するためのΣ・Δ用ウェイトを算出する。ウェイトは、レンジサイドローブの設定に応じて、テイラーウェイト（非特許文献４参照）等を選定すればよい。

これらを逆ＦＦＴ処理部５Ｎで逆ＦＦＴ処理して次式を得る。

尚、（１４）式において、SΔの指数関数の項は、ΣとΔの位相ずれを揃えている。なお、図６の場合には、ＭＩＭＯΣビーム出力がＮｃｈ分あるため、ＳＮが不足する場合には、Ｎｃｈ分について、（１４）式の出力を得て、Ｎｃｈ分を加算合成した信号をＳ_ΣとＳ_Δに置き換える。

次に、レンジ軸モノパルス演算部５Ｏでは、時間軸ｔをレンジ軸Ｒに変換して、レンジ軸におけるモノパルス演算を行う。時間軸ｔをレンジ軸Ｒに変換するには、次式の関係により行う。

（１４）式のΣの結果より、振幅が所定のスレショルドを超えた検出セル（時間サンプル）ｑ（ｑ＝１〜Ｑ）を抽出し、各々の検出セルについてモノパルス演算を行うには次式を用いる。

誤差電圧εとレンジＲについては、図１７（ａ）に示すレンジ−振幅特性から、予め図１７（ｂ）に示すレンジＲに対する誤差電圧εの特性をテーブル化しておき、誤差電圧テーブルを作成しておく。

レンジ算出部５Ｐでは、（１６）式により算出したεにより、テーブルを用いてレンジＲを算出する。この手法は、測角手法としての位相モノパルス手法（非特許文献３参照）をレンジ軸（時間軸）に置き換えた手法と言える。

上記の説明では位相モノパルス処理について述べたが、本実施例ではＭＩＭＯビームの検出セル近傍の信号を用いて高精度化手法を適用するのが主旨であるので、振幅モノパルス等の他の処理を適用してもよいのは言うまでもない。

以上のように、第５の実施例によれば、検出した目標に対して、レンジ軸モノパルス等の処理により、レンジ軸の精度を高めるようにしている。すなわち、周波数帯域を分割した信号によりレンジ分解能が低下するため、レンジ精度が低下するが、レンジ軸の位相モノパルス処理を行うことで、レンジ精度を高めることができる。

（第６の実施例）
第４の実施例では、レンジ軸の精度を向上する手法について述べた。第６の実施例では、レンジ軸分解能を向上する手法（特許文献２参照）を適用する場合について述べる。

図１８は第６の実施例に係るＭＩＭＯ処理器３の構成を示すブロック図である。尚、図１８において、図１６と同一部分には同一符号を付して示す。

図１８において、ＭＩＭＯ信号出力は、図５または図６に示したＭＩＭＯΣビーム形成部の出力であり、検出セル近傍抽出部５Ｈに送られる。なお、ＳＮ（信号／雑音電力）が低い場合には、ＭＩＭＯΣビーム形成部の後のＰＲＩ−ＦＦＴ処理後の出力における最大バンクの信号を用いる。この検出セル近傍抽出部５Ｈは、ＭＩＭＯビーム出力にＣＦＡＲ処理を施して検出したセル付近の信号が抽出される。この抽出された信号は、ＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）処理のためレンジ軸ＦＦＴ処理部５Ｉによってレンジ軸方向にＦＦＴ処理されて乗算部５Ｊに送られ、参照信号生成部５Ｋ、参照信号ＦＦＴ処理部５Ｌで得られるＦＦＴ処理された参照信号と乗算部５Ｊで乗算され、パルス圧縮が行われる。

ここまでの一連の処理について、以下に示す。

まず、入力信号sig(t)をＦＦＴする。

次に参照信号（線形チャープ信号の場合）を表現すると、次式となる。

この参照信号としては、非線形チャープ信号、符号変調等、他の変調方式でもよい（非特許文献２参照）。この参照信号Sref（t）のサンプル長を入力信号に合わせて０埋めした信号に置き換える。

これをＦＦＴ処理して、参照信号の周波数軸の信号を得る。

これにより、周波数領域の乗算後のパルス圧縮信号Ｓ(ω)は、次式となる。

次に、平均相関行列算出部５Ｑにおいて、パルス圧縮後のレンジサイドローブを低減するための平均相関行列（ウェイト）を算出する。ウェイトは、レンジサイドローブの設定に応じて、一様ウェイト、テイラーウェイト（非特許文献４参照）等を選定すればよい。このウェイトを与えられたパルス圧縮信号は次式のように表される。

次に、ＭＵＳＩＣ処理部５Ｒにおいて、上記パルス圧縮信号Ｓｗ（ω）（信号Ｘに対応、周波数軸）を用いて、ＭＵＳＩＣ処理（非特許文献８参照）する。レーダの送受信による複数の目標信号は、互いに相関をもつため、ウェイトＳｗの相関行列Ｒｘｘの相関成分を抑圧するために、パルス圧縮信号Ｓｗの信号長のうち、順にＮｒセルずつ抽出し、そのたびに相関行列Ｒｘｘの算出を行う。

次に、平均相関行列Rxx（n,ω）を忘却係数を用いた平均処理により算出する。

ＭＵＳＩＣ処理部５Ｒでは、この平均相関行列Rxx（n,ｗ）を用いて、ＭＵＳＩＣスペクトルを算出する（非特許文献８参照）。

なお、図６の場合には、ＭＩＭＯΣビーム出力がＮｃｈ分あるため、ＳＮが不足する場合には、Ｎｃｈ分について、（２５）の出力を得て、Ｎｃｈ分を加算合成した信号をＳmusicに置き換える。

以上の処理の流れを図１９に示す。図１９（ａ）は入力信号（ＭＩＭＯ信号出力）の熱雑音の位相特性を示しており、同図（ｂ）は入力信号をレンジＦＦＴ処理した位相−周波数特性を示している。同図（ｃ）は参照信号の位相特性を示しており、同図（ｄ）は参照信号をレンジＦＦＴ処理した位相−周波数特性を示している。同図（ｅ）は（ｂ）に示した周波数領域の入力信号と（ｄ）に示した周波数領域の参照信号とを乗算し、相関行列Ｒｘｘの平均値によるＭＵＳＩＣ処理を行う様子を示している。同図（ｆ）は相関行列Ｒｘｘの平均値によるＭＵＳＩＣ処理で得られたＭＵＳＩＣスペクトルから目標１〜ｎが観測される様子を示す時間−振幅波形を示している。

図１９（ｆ）に示すＭＵＳＩＣスペクトルSmusicを取得した後、例えばＣＦＡＲ検出部５Ｓにおいて、ＣＦＡＲ処理（非特許文献９参照）によりスレショルドを超える信号の極大値ωｔを抽出し、レンジ算出部５Ｔにおいて、次式の換算により目標レンジRｔを算出することができる。

以上は、ＭＵＳＩＣ処理について述べたが、本発明のＭＩＭＯビームの検出セル近傍の信号を用いて高分解能化手法を適用するのが主旨であるので、ＥＳＰＲＩＴ等（非特許文献８参照）の他の高分解能手法を用いてもよいのは言うまでもない。

以上のように、第６の実施例では、検出した目標に対して、レンジ軸ＭＵＳＩＣ等の処理により、レンジ分解能を高める。すなわち、周波数帯域を分割した信号によりレンジ分解能が低下するが、レンジ軸のＭＵＳＩＣ（ＥＳＰＲＩＴ等）の高分解能処理を行うことで、レンジ分解能を高めることができる。

（第７の実施例）
ＭＩＭＯビーム形成においては、（５）式で示すようにビーム形成用の複素ウェイトWnmにより、送信振幅・位相を含めて、送受信ビ−ムを制御することができる。第７の実施例では、図２０を参照して、ＭＩＭＯが送信位相を任意に制御できることを利用して、送信位相を疑似ランダムとし、特定の方向に送信ビームを形成できない方式について述べる。

図２０は、第７の実施例に係る送信疑似ランダム位相ビームを形成した場合の様子を示す概念図である。この例では、Ｎ個の送信アンテナから送信アンテナ毎に送信素子パターンのビームを送信すると共に、任意の送信アンテナから送信疑似ランダムビームを送信し、Ｍ個の受信アンテナから受信アンテナ毎に受信素子パターンのビームを形成することで、送信位相を既知の擬似ランダム位相に設定し、ＭＩＭＯビームを形成する際、その送信位相を補正して、ＭＩＭＯペンシルビーム形成するようにしている。

すなわち、送信位相をΦとすると、受信系においてＭＩＭＯビームを形成する際の複素ウェイトＷnmcalは次式とすればよい。

送信位相を疑似ランダムとすることで、全方位に対して指向性を持たないため、目標に検知されにくい。したがって、例えば、ＲＣＳ（レーダ反射断面積）の小さい目標に対して、相手に検知されにくい状態で長時間送受信することで、積分効果により高いＳＮ（信号対雑音電力）で目標を検知しやすくできることになる。

他には、他の受信器に対してスプリアスの影響を与えにくい長所もある。

以上のように、第７の実施例では、送信位相を既知の擬似ランダム位相に設定し、ＭＩＭＯビームを形成する際、その送信位相を補正して、ビーム形成するようにしている。すなわち、送信位相を擬似ランダム化することにより、送信レベルを低減することができ、電波干渉の低減、目標に対する低被探知性能の向上を図ることができる。さらに、アンテナ素子間の相互結合の影響を低減して、低サイドローブ等の品質の高いビームを形成することができる。

（第８の実施例）
第８の実施例として、ＭＩＭＯが送信位相を任意に制御できることを利用して、送信ビームを目標方向等の所定の方向に向ける際に、その方向にヌルを形成する方式について述べる。所定の方向としては、目標側でレーダ送信波が向けられていることを検知できないようにする場合には目標方向である。この様子を図２１に示す。他には電波干渉を抑圧したい方向等が考えられる。

送信出力と位相を制御できる場合には、例えば次式の最適ウェイトWoptを用いる(非特許文献６参照)。

ステアリング方向（ビーム方向）は、ＭＩＭＯビーム形成においては、送信ビーム方向に関わらず、任意の方向にビーム指向できるため、所定の方向にヌルを形成できれば、送信ビーム方向は任意に設定すればよい。

設定した振幅及び位相は、制御器２により、受信処理時に送信側の振幅及び位相として補正する。ＭＩＭＯ素子信号に対するウェイトは（５）式におけるWnmとして、次式の補正ウェイトWnmcalとなる。

以上は振幅及び位相を制御する場合について述べたが、送信ビームの制御は、実現性の高い方式として移相器のみの場合を考えると、例えば次式の位相を設定すればよい（非特許文献７参照）。

設定した位相は、制御器２により、受信処理時に送信側の位相として補正する。

以上のように、第８の実施例では、送信位相を観測方向にヌルが形成されるように設定し、ＭＩＭＯビームを形成する際、その送信位相を補正してビーム形成する。すなわち、所定の方向に送信ヌルを形成することにより、電波干渉の低減、目標に対する低被探知性能の向上等を図ることができる。

尚、上記の各実施例では、送信と受信が近接している場合について述べたが、マルチスタティックの場合として、送信装置と受信装置が大きく離隔した場合についても同様に実施可能であることは言うまでもない。

また、第７の実施例及び第８の実施例は、ＭＩＭＯ送受信の場合の送信ビームの制御についてであり、本実施形態のように周波数分割型のＭＩＭＯ方式ではなく、例えば、同一周波数帯の異なる符号等による変調を用いたＭＩＭＯにも適用できることは言うまでもない。

その他、本実施形態は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。更に、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。

１…送受信器、１１１〜１１Ｎ…変調器、１２１〜１２Ｎ…送信用周波数変換器、１３１〜１３Ｎ…ローカル信号発生器、１４１〜１４Ｎ…送信移相器、１５１〜１５Ｎ…送信増幅器、１６１〜１６Ｎ…サーキュレータ、１７１〜１７Ｎ…アンテナ素子、１８１〜１８Ｎ…受信増幅器、１９１〜１９Ｎ…受信用周波数変換器、１Ａ１〜１ＡＮ…ＡＤ（アナログ・デジタル）変換器、
２…制御器、
３…ＭＩＭＯ処理器、３１１〜３１Ｍ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、３２１〜３２Ｎ…周波数抽出部、３３，３３１〜３３Ｎ…ＭＩＭＯΣウェイト設定部、３４，３４１〜３４Ｎ…ＭＩＭＯΔウェイト設定部、３５，３５１〜３５Ｎ…ＭＩＭＯΣビーム形成部、３６，３６１〜３６Ｎ…ＭＩＭＯΔビーム形成部、
４…送信位相制御器、
５…観測信号処理器、５１，５１１〜５１Ｎ…ＰＲＩ−ＦＦＴ処理部、５２，５２１〜５２Ｎ…乗算部、５３，５３１〜５３Ｎ…参照信号発生部、５４，５４１〜５４Ｎ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、５５，５５１〜５５Ｎ…レンジ逆ＦＦＴ処理部、５６…ＣＦＡＲ処理部、５７…検出セル抽出部、５８…測角部、５９，５９１〜５９Ｎ…ＰＲＩ−ＦＦＴ処理部、５Ａ，５Ａ１〜５ＡＮ…乗算部、５Ｂ，５Ｂ１〜５ＢＮ…参照信号発生部、５Ｃ，５Ｃ１〜５ＣＮ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、５Ｄ，５Ｄ１〜５ＤＮ…レンジ逆ＦＦＴ処理部、５Ｅ…検出セル抽出部、５Ｆ…ＤＢＦ処理部（Ｎチャンネル分）、５Ｇ…ＤＢＦ処理部（Ｎチャンネル分）、５Ｈ…検出セル近傍抽出部、５Ｉ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、５Ｊ…乗算部、５Ｋ…参照信号生成部、５Ｌ…参照信号ＦＦＴ処理部、５Ｍ…Σ・Δ用ウェイト乗算部、５Ｎ…逆ＦＦＴ処理部、５Ｏ…レンジ軸モノパルス演算部、５Ｐ…レンジ算出部、５Ｑ…平均相関行列算出部、５Ｒ…ＭＵＳＩＣ処理部、５Ｓ…ＣＦＡＲ検出部、５Ｔ…レンジ算出部、
Ａ１，Ａ１１〜Ａ１Ｎ…参照信号発生部、Ａ２１〜Ａ２Ｎ…周波数設定部、Ａ３１〜Ａ３Ｎ…変調信号出力部、Ａ４１〜Ａ４Ｎ…位相勾配設定部、Ａ５１〜Ａ５Ｎ…レンジ軸ＦＦＴ処理部、Ａ６１〜Ａ６Ｎ…周波数フィルタ、Ａ７１〜Ａ７Ｎ…レンジ軸逆ＦＦＴ処理部。

Claims (18)

1. 送信系統と受信系統とを備え、
   前記送信系統は、アンテナ開口面をＮ（Ｎは２以上の自然数）個の送信アンテナ（１素子以上）に分割し、送信周波数帯域内をＮ個に分割し、Ｎ通りの中心周波数に応じた帯域の分割周波数毎に所定の変調信号により変調した信号を送信し、
   前記受信系統は、アンテナ開口面をＭ（Ｍは２以上の自然数）個の受信アンテナ（１素子以上）に分割し、前記受信アンテナ毎の受信信号を、送信のＮ通りの中心周波数に応じた帯域に分割し、各々の分割帯域において送信側の対応した変調信号により復調してＮ×Ｍ個の復調信号を取得し、取得された各々の帯域の復調信号に送信ビーム形成用ウェイト、受信ビーム形成用ウェイトを乗算してビ−ム合成してＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビームを形成し、ビーム形成方向の目標を検出するレーダ装置。
2. 前記受信系統は、パルス内を前記所定の変調信号により変調し、Ｎ通りの位相勾配を与えて前記変調信号の中心周波数を変更する請求項１記載のレーダ装置。
3. 前記受信系統は、パルス内を前記所定の変調信号により変調し、Ｎ通りの位相勾配を与えて前記変調信号の中心周波数を変更し、さらに時間軸を周波数軸に変換して、前記変調周波数付近を抽出した後に時間軸に戻して変調信号を取得する請求項１記載のレーダ装置。
4. 前記受信系統は、前記受信アンテナ毎のレンジ軸の受信信号を周波数軸の信号に変換して、前記変調信号に対応した周波数帯に分割後、Ｎ×ＭのＭＩＭＯ信号を取得し、所定の複素ウェイトを乗算してビーム形成し、パルス内を変調した変調信号によりパルス圧縮する請求項１記載のレーダ装置。
5. 前記受信系統は、前記パルス内を変調した分割周波数帯毎の変調信号によりパルス圧縮して、分割周波数のチャンネル数分のビームを形成する請求項４記載のレーダ装置。
6. 前記受信系統は、前記ビーム合成により検出した目標に対して、レンジ軸についてモノパルス処理する請求項１記載のレーダ装置。
7. 前記受信系統は、前記ビーム合成により検出した目標に対して、レンジ軸について高分解能処理を行う請求項１記載のレーダ装置。
8. 前記送信系統は、送信位相を既知の擬似ランダム位相に設定し、前記受信系統は、前記ＭＩＭＯビームを形成する際に前記送信位相を補正してビーム形成する請求項４記載のレーダ装置。
9. 前記送信系統は、送信位相を観測方向にヌルになるように設定し、前記受信系統は、前記ＭＩＭＯビームを形成する際に前記送信位相を補正してビーム形成する請求項４記載のレーダ装置。
10. 送信系統側で、アンテナ開口面をＮ（Ｎは２以上の自然数）個の送信アンテナ（１素子以上）に分割し、送信周波数帯域内をＮ個に分割し、Ｎ通りの中心周波数に応じた帯域の分割周波数毎に所定の変調信号により変調した信号を送信し、
    受信系統側で、アンテナ開口面をＭ（Ｍは２以上の自然数）個の受信アンテナ（１素子以上）に分割し、前記受信アンテナ毎の受信信号を、送信のＮ通りの中心周波数に応じた帯域に分割し、各々の分割帯域において送信側の対応した変調信号により復調してＮ×Ｍ個の復調信号を取得し、取得された各々の帯域の復調信号に送信ビーム形成用ウェイト、受信ビーム形成用ウェイトを乗算してビ−ム合成してＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）ビームを形成し、ビーム形成方向の目標を検出するレーダ装置のレーダ信号処理方法。
11. 前記受信系統側において、パルス内を前記所定の変調信号により変調し、Ｎ通りの位相勾配を与えて前記変調信号の中心周波数を変更する請求項１０記載のレーダ装置のレーダ信号処理方法。
12. 前記受信系統側において、パルス内を前記所定の変調信号により変調し、Ｎ通りの位相勾配を与えて前記変調信号の中心周波数を変更し、さらに時間軸を周波数軸に変換して、前記変調周波数付近を抽出した後に時間軸に戻して変調信号を取得する請求項１０記載のレーダ装置のレーダ信号処理方法。
13. 前記受信系統側において、前記受信アンテナ毎のレンジ軸の受信信号を周波数軸の信号に変換して、前記変調信号に対応した周波数帯に分割後、Ｎ×ＭのＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）信号を取得し、所定の複素ウェイトを乗算してビーム形成し、パルス内を変調した変調信号によりパルス圧縮する請求項１０記載のレーダ装置のレーダ信号処理方法。
14. 前記受信系統側において、前記パルス内を変調した分割周波数帯毎の変調信号によりパルス圧縮して、分割周波数のチャンネル数分のビームを形成する請求項１３記載のレーダ装置のレーダ信号処理方法。
15. 前記受信系統側において、前記ビーム合成により検出した目標に対して、レンジ軸についてモノパルス処理する請求項１０記載のレーダ装置のレーダ信号処理方法。
16. 前記受信系統側において、前記ビーム合成により検出した目標に対して、レンジ軸について高分解能処理を行う請求項１０記載のレーダ装置のレーダ信号処理方法。
17. 前記送信系統側において、送信位相を既知の擬似ランダム位相に設定し、前記受信系統側において、前記ＭＩＭＯビームを形成する際に前記送信位相を補正してビーム形成する請求項１３記載のレーダ装置のレーダ信号処理方法。
18. 前記送信系統側において、送信位相を観測方向にヌルになるように設定し、前記受信系統側において、前記ＭＩＭＯビームを形成する際に前記送信位相を補正してビーム形成する請求項１３記載のレーダ装置のレーダ信号処理方法。

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