JP2020016474A - レーダシステム及び信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＬＰＩ性を向上させることができるレーダシステム及び信号処理方法を提供することである。【解決手段】実施形態のレーダシステムは、送信部と、第１の合成部と、参照信号補正部と、相関算出部と、第２の合成部と、レンジ抽出部とを持つ。送信部は、パルスの間隔が一定の第１のパルス列とパルスの間隔がパルスごとに異なる第２のパルス列とを合成した送信信号を、送信アレイアンテナに含まれるサブアレイアンテナごとに割り当てられるキャリア周波数でサブアレイアンテナそれぞれから送信する。第１の合成部は、受信アンテナで受信した受信信号に含まれる第１のパルス列の信号を、サブアレイアンテナそれぞれに割り当てられるキャリア周波数間の周波数差に基づいて補正して合成する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、レーダシステム及び信号処理方法に関する。

被探知性を低下させるＬＰＩ（Low Probability of Intercept）レーダとして、符号化を用いたレーダがある（非特許文献１）。このレーダは、パルス内をＳＳ（Spectrum Spread）変調するもの（非特許文献２）や、パルスごとに符号化を行い、参照信号を用いてレンジ圧縮するものである。

近年、レーダ波を受信する受信装置の性能が向上し、受信帯域も広帯域化しているため、パルス内又はパルス間でＳＳ変調を行うだけでは十分なＬＰＩ性を確保できない場合が予想される。そのため、ＬＰＩ性を向上させる手法が望まれている。

吉田、「改訂 レーダ技術」、電子情報通信学会、１９９６年、ｐｐ．２７８−２８０ 丸林、中川、河野、「スペクトル拡散通信とその応用」、電子情報通信学会、１９９８年、ｐｐ．１−１８ Merrill I. Skolnik, "Introduction to radar systems," McGRAW-HILL Inc., 1980, pp.428-430 西村、「ディジタル信号処理による通信システム設計」、ＣＱ出版社、２００６年、ｐｐ．２２２−２２６ Jian Li, Peter Stoica, "MIMO Radar Signal Processing," John Wiley & Sons, Inc., 2009, pp.1-5 吉田、「改訂 レーダ技術」、電子情報通信学会、１９９６年、ｐｐ．８７−８９

本発明が解決しようとする課題は、ＬＰＩ性を向上させることができるレーダシステム及び信号処理方法を提供することである。

実施形態のレーダシステムは、送信部と、第１の合成部と、参照信号補正部と、相関算出部と、第２の合成部と、レンジ抽出部とを持つ。送信部は、パルスの間隔が一定の第１のパルス列とパルスの間隔がパルスごとに異なる第２のパルス列とを合成した送信信号を、送信アレイアンテナに含まれるサブアレイアンテナごとに割り当てられるキャリア周波数でサブアレイアンテナそれぞれから送信する。第１の合成部は、受信アンテナで受信した受信信号に含まれる第１のパルス列の信号を、サブアレイアンテナそれぞれに割り当てられるキャリア周波数間の周波数差に基づいて補正して合成する。参照信号補正部は、第１の合成部による合成結果から得られるドップラ周波数を用いて、第２のパルス列を補正して参照信号を生成する。相関算出部は、受信信号に含まれる第２のパルス列の信号と参照信号との相関を、サブアレイアンテナそれぞれに割り当てられるキャリア周波数ごとに算出する。第２の合成部は、相関算出部により算出されたキャリア周波数ごとの相関を合成する。レンジ抽出部は、第２の合成部により合成された相関を用いて、送信信号を反射した物体のレンジを抽出する。

第１の実施形態における送信装置の構成例を示すブロック図。 第１の実施形態のレーダシステムに適用されるＭＩＭＯの一例を示す図。 ＭＩＭＯレーダにおける送受信ビームの一例を示す図。 サブアレイアンテナ（送信開口）とキャリア周波数との組み合わせの一例を示す図。 サブアレイアンテナ（送信開口）とキャリア周波数との組み合わせの他の例を示す図。 送信装置が送信する送信信号に含まれる送信パルスの一例を示す図。 第１の実施形態における受信装置の構成例を示すブロック図。 ドップラ補正に用いるドップラ周波数を取得する処理例を示す図。 ドップラ周波数のずれを補正する処理の一例を示す図。 レンジ抽出用パルス列Ｐ２から目標のレンジを取得する処理例を示す図。 第２の実施形態における送信装置の構成例を示すブロック図。 第２の実施形態における周波数変換器８による周波数変換を示す模式図。 第２の実施形態における送信装置において行われる処理を示す模式図。 第３の実施形態における受信装置の構成例を示すブロック図。

以下、実施形態のレーダシステム及び信号処理方法を、図面を参照して説明する。以下の実施形態では、同一の符号を付した構成は同様の動作を行うものとして、重複する説明を適宜省略する。

［第１の実施形態］
第１の実施形態によるレーダシステムは、送信装置と受信装置とを備える。送信装置と受信装置とは一つの装置として構成されてもよい。また、送信装置及び受信装置それぞれは、複数の装置として構成されてもよい。

図１は、第１の実施形態における送信装置の構成例を示すブロック図である。送信装置は、アレイアンテナ１０１（送信アレイアンテナ）と、Ｍ個の送信部１００ａ−１〜１００ａ−Ｍとを備える。アレイアンテナ１０１に備えられる複数のアンテナ素子はＭ個のグループに分けられ、グループごとにサブアレイアンテナ１０−１〜１０−Ｍを構成する。サブアレイアンテナ１０−１〜１０−Ｍは、送信部１００ａ−１〜１００ａ−Ｍのうち対応する一つにそれぞれ接続されている。図１に示す構成例では、サブアレイアンテナ１０−１が送信部１００ａ−１に接続され、サブアレイアンテナ１０−Ｍが送信部１００ａ−Ｍに接続されている。Ｍ個の送信部１００ａ−１〜１００ａ−Ｍは、同じ構成を有している。以下、送信部１００ａ−１〜１００ａ−Ｍそれぞれを区別する必要がない場合には送信部１００ａと総称される。同様に、サブアレイアンテナ１０−１〜１０−Ｍそれぞれを区別する必要がない場合にはサブアレイアンテナ１０と総称される。

送信部１００ａは、目標の検出に用いる送信信号を生成し、接続されたサブアレイアンテナ１０へ生成した送信信号を供給する。送信信号はサブアレイアンテナ１０から送出される。サブアレイアンテナ１０−１〜１０−Ｍそれぞれから送出される送信信号のうち目標又は物体で反射された信号は、複数のアンテナ素子を備える受信装置にて受信される。すなわち、第１の実施形態のレーダシステムは、ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）レーダとして動作する（非特許文献５）。

図２は、第１の実施形態のレーダシステムに適用されるＭＩＭＯの一例を示す図である。図２に示す例では、送信Ｍチャンネルの信号と受信Ｎチャンネルの信号とを用いたＭ×Ｎのデジタル信号を得ることにより、送受信ＤＢＦ（Digital Beam Forming）が行われる。符号信号にて拡散されたチャープ信号が、送信アレイアンテナに備えられるＭ個のアンテナ素子それぞれに供給され、送出される。受信アレイアンテナに備えられるＮ個のアンテナ素子それぞれにて受信された信号は、送信側で用いられた各符号信号にて圧縮される。Ｎ個の受信アンテナ素子で受信された受信信号それぞれを符号信号にて圧縮することにより、Ｍ個の送信アンテナ素子から送出された信号それぞれが受信信号ごとに抽出される。すなわち、Ｍ×Ｎ個の素子信号が得られる。各素子信号を合成することにより、任意の送受信ビームが任意に形成できる。

図３は、ＭＩＭＯレーダにおける送受信ビームの一例を示す図である。ＭＩＭＯレーダにおける送信ビーム範囲は、アレイアンテナに備えられる送信アンテナ素子の数と配置とに応じて定まる。Ｍ×Ｎ個の素子信号に対する信号処理により、送信ビーム範囲における任意の範囲に対して送受信ビームを形成することができる。送受信ビームを形成することにより、当該範囲の方向への高い指向性を得ることができる。

図１に戻り、送信装置についての説明を続ける。送信部１００ａは、基準信号生成器１ａ、符号生成器５、変調器６、パルス制御部７、周波数変換器８及び高出力増幅器９を備える。基準信号生成器１ａは、送信パルスを生成し、生成した送信パルスを変調器６へ供給する。符号生成器５は、送信パルスに含まれるパルスそれぞれに対する符号系列を変調器６へ供給する。変調器６は、パルス制御部７からの指示に応じて、送信パルスに含まれるパルスそれぞれを符号系列により変調して変調信号を生成する。パルス制御部７は、基準信号生成器１ａが生成する送信パルスのパルス幅、パルス間隔、パルス振幅を制御する。また、パルス制御部７は、符号生成器５が供給する符号系列の切り替えを制御する。

周波数変換器８は、パルス制御部７の制御に応じたキャリア周波数で、変調器６により生成された変調信号の周波数を高周波数へ変換し、高周波数の変調信号を高出力増幅器９へ供給する。高出力増幅器９は、高周波数の変調信号を増幅し、増幅した変調信号を送信信号としてサブアレイアンテナ１０へ供給する。送信信号はサブアレイアンテナ１０から送出される。サブアレイアンテナ１０では、アンテナ素子ごとに設けられた移相器が、供給される送信信号に対して送信ビーム方向を制御するための位相を制御する。

サブアレイアンテナ１０それぞれから送出される送信信号のキャリア周波数は、予め定められた複数のキャリア周波数から選択される。図４は、サブアレイアンテナ１０（送信開口）とキャリア周波数との組み合わせの一例を示す図である。図４に示す例は、アレイアンテナ１０１が同じ大きさで規則的に配置される４つのサブアレイアンテナ１０を含み、各サブアレイアンテナ１０に対して異なるキャリア周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３及びｆ４が割り当てられている。すなわち、各送信部１００ａに対して異なるキャリア周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３及びｆ４が割り当てられている。このようなキャリア周波数の割り当てが行われることで、４つの異なるキャリア周波数の送信信号が同時に送出される。送信装置において利用できるキャリア周波数の数がサブアレイアンテナ１０の数以上である場合、図４に示したように、各サブアレイアンテナ１０に対して重複がないようにキャリア周波数を割り当ててもよい。

図４に示す送信開口を有するＭＩＭＯレーダでは、４つの送信開口と同じ大きさの受信開口で受信する信号に対する信号処理により、同図に示すような仮想受信開口を得ることができる。このように、送受信のアンテナ開口を拡張することにより、角度軸の分解能を向上することができる。ただし、図４に示す例において、４つのキャリア周波数の信号のうちいずれか一つでもノイズなどで利用できない場合、当該信号のキャリア周波数に対応する送信開口が利用できず、（送信数×受信数）のアンテナパターンが乱れることになる。

図５は、サブアレイアンテナ１０（送信開口）とキャリア周波数との組み合わせの他の例を示す図である。図５に示す例は、図４に示す例におけるサブアレイアンテナ１０（送信開口）よりも多くのサブアレイアンテナ１０が形成されている。サブアレイアンテナ１０それぞれに、キャリア周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３及びｆ４がランダムに割り当てられている。４つのキャリア周波数の信号のうち１つのキャリア周波数が利用できないとしても、このような割り当てでは、送信開口のランダムな欠損（間引き）となるため、（送信数×受信数）のアンテナパターンが乱れにくくなる。一方で、図４に示した例のように、仮想開口による角度軸に対する分解能向上の効果を得ることはできない。そのため、各サブアレイアンテナ１０に対するキャリア周波数の割り当ては、用途や状況に応じて決定するとよい。各サブアレイアンテナ１０に対するキャリア周波数の割り当ては、レーダシステムの使用環境に応じて変更されてもよいし、ランダムに変更されてもよい。

図６は、送信装置が送信する送信信号に含まれる送信パルスの一例を示す図である。基準信号生成器１ａが生成する送信パルスは、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１と、レンジ抽出用パルス列Ｐ２とを合成した合成パルス列である。図６における、横軸はｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸の時間を表し、縦軸はパルスの振幅を表す。ｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸は、後述する受信装置に備えられるＡＤ（Analogue-Digital）変換器のサンプリングタイミングに応じた時間間隔で定められる時間軸である。基準信号生成器１ａは、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１とレンジ抽出用パルス列Ｐ２とを合成せずに、それぞれを変調器６へ供給してもよい。ドップラ抽出用パルス列Ｐ１とレンジ抽出用パルス列Ｐ２とは、符号系列での変調後に合成されてもよい。

ドップラ抽出用パルス列Ｐ１は、パルスの間隔が時間軸で等間隔のパルス列である。ドップラ抽出用パルス列Ｐ１に含まれるパルスに対するキャリア周波数は、パルス制御部７により選択される。パルス制御部７は、自身を含む送信部１００ａに接続されたサブアレイアンテナ１０に対して割り当てられたキャリア周波数を選択する。各サブアレイアンテナ１０に対して割り当てられるキャリア周波数は、送信装置を制御する上位の装置により設定されてもよいし、予め設定されていてもよい。

ドップラ抽出用パルス列Ｐ１は、目標を検出する際のドップラ周波数の抽出に用いられるため、パルス制御部７は、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１に対する符号系列を一定にするように符号生成器５を制御する。図６に示す例では、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１に対する符号系列が「１」である。パルスの不規則な出現はＬＰＩ性を高めることができるので、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１のパルスをランダムに間引いてもよい。図６に示す例では、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１のパルスのうち間引かれるパルスを破線にて示している。ドップラ抽出用パルス列Ｐ１を表す信号Ｓｉｇ１は、式（１）として表される。

式（１）において、Ａ（ｔｆ）は時間ｔｆにおける振幅を表す。ｔｆはｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸における時間を表す。ＭＯＤ１（ｔｆ）は各パルスに対する符号系列を表す。なお、ＭＯＤ１（ｔｆ）は、上述のように、一定である。ｆｎは、複数のキャリア周波数（ｆ１，ｆ２，…，ｆＮｆ）から選択されるキャリア周波数を表す。

レンジ抽出用パルス列Ｐ２は、パルス間隔が時間軸でパルスごとにランダムに異なるパルス列である。パルス制御部７は、レンジ抽出用パルス列Ｐ２におけるパルス間隔をパルスごとに変化させるように、基準信号生成器１ａを制御する。図６に示す例では、レンジ抽出用パルス列Ｐ２のパルス振幅及びパルス幅が一定であるが、パルスごとに異なっていてもよい。この場合、パルス制御部７は、レンジ抽出用パルス列Ｐ２におけるパルス振幅及びパルス幅をパルスごとに変化させるように基準信号生成器１ａを制御する。

図６に示す例では、レンジ抽出用パルス列Ｐ２に対する符号系列は「０」と「１」とからランダムに選択されている。しかし、レンジ抽出用パルス列Ｐ２に対する符号系列として、Ｍ系列などのランダム符号（非特許文献３）が用いられてもよい。変調器６は、基準信号生成器１ａにより生成されるレンジ抽出用パルス列Ｐ２を、符号生成器５により生成される符号系列で変調する（非特許文献４）。ドップラ抽出用パルス列Ｐ１の各パルスに割り当てられるキャリア周波数と同様に、レンジ抽出用パルス列Ｐ２の各パルスに割り当てられるキャリア周波数は、サブアレイアンテナ１０に対して割り当てられたキャリア周波数である。レンジ抽出用パルス列Ｐ２を表す信号Ｓｉｇ２は、式（２）として表される。

式（２）において、Ａ（ｔｆ）は時間ｔｆにおける振幅を表す。ｔｆはｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸における時間を表す。ＭＯＤ２（ｔｆ）は各パルスに対する符号系列を表す。なお、ＭＯＤ２（ｔｆ）は、上述のように、パルスごとに選択される。ｆｎは、複数のキャリア周波数（ｆ１，ｆ２，…，ｆＮｆ）から選択されるキャリア周波数を表す。サブアレイアンテナ１０ごとにキャリア周波数が設定されるため、レンジ抽出用パルス列Ｐ２に割り当てられるキャリア周波数と、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１に割り当てられるキャリア周波数とは同じである。レンジ抽出用パルス列Ｐ２の各パルスに対する符号系列の選択は、キャリア周波数の割り当てと独立して行われる。

ドップラ抽出用パルス列Ｐ１とレンジ抽出用パルス列Ｐ２とを合成して得られる信号は、キャリア周波数ごとの加算により式（３）で表される。

式（３）において、ｔｆはｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸における時間を表す。ｆｎは、キャリア周波数（ｆ１，ｆ２，…，ｆＮｆ）を表す。

送信装置は、パルス間隔（ＰＩ：Pulse Interval）が一定のドップラ抽出用パルス列Ｐ１と、パルス間隔が変化するレンジ抽出用パルス列Ｐ２とを符号系列でそれぞれ変調する。送信装置は、変調された各パルス列を合成して得られる変調信号を各サブアレイアンテナ１０に割り当てられたキャリア周波数で高周波数の変調信号に変換する。サブアレイアンテナ１０ごとに得られる高周波数の変調信号は、送信信号としてサブアレイアンテナ１０から送出される。送信装置は、図６に示すような合成パルス列を含む送信信号を、各サブアレイアンテナ１０に割り当てられた複数のキャリア周波数にて同時に送信する。

ドップラ抽出用パルス列Ｐ１におけるパルスの間引きと、レンジ抽出用パルス列Ｐ２のＰＩとはランダムに決定されるので、各サブアレイアンテナ１０で送信される送信信号においてパルスが現れるタイミングは不規則になる。送信装置は、このような送信信号を用いることにより、電子支援対策（ＥＳＭ:Electronic Support Measures）に用いられる装置による、パルス幅、パルス間隔及びパルス振幅を含むパルス諸元の特定や、測角値による識別を困難にし、レーダが検知される可能性を低くすることができる。すなわち、第１の実施形態における送信装置は、ＬＰＩ性を向上させることができる。

図７は、第１の実施形態における受信装置の構成例を示すブロック図である。受信装置は、送信装置により送信された高周波数の変調信号であって目標又は物体で反射された変調信号を含む信号をアレイアンテナで受信する。受信装置は、受信した受信信号に対する信号処理を行って、目標にて変調信号が反射した際のドップラ周波数を検出するとともに、目標までの距離（レンジ）を測る。

送信装置では、分割されたサブアレイアンテナ１０ごとに割り当てられたキャリア周波数で送信が行われる。これに対して、受信装置では、目標及び物体で反射される送信信号を受信開口すべてで受信しないと、受信信号に対する合成処理においてシステムロスが発生してしまう。このため、受信装置のアレイアンテナを複数のサブアレイアンテナに分割してもよいが、各サブアレイアンテナで複数のキャリア周波数それぞれの送信信号すべての受信及び合成処理が必要となる。以下、受信装置のアレイアンテナを図４及び図５に示すように１つの受信開口（Ｎ＝１）で受信を行う場合を説明する。この場合、受信装置のアレイアンテナに備えられるアンテナ素子ごとに移相器が設けられ、受信ビーム方向を送信ビーム方向と一致させるように移相器の位相が制御される。

受信装置は、アレイアンテナ２１、低雑音増幅器２２、周波数変換器２３、ＡＤ変換器２４、ドップラ用パルス列抽出部２５、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部２６、ドップラ補正部２７、コヒーレント積分部２８ａ（第１の合成部）、ドップラ抽出部２９、レンジ用パルス列抽出部３０、参照信号補正部３１、相関算出部３２、コヒーレント積分部３３ａ（第２の合成部）、レンジ抽出部３４及び出力部３５を備える。受信装置が備える各部のうち、周波数変換器２３、ＡＤ変換器２４、ドップラ用パルス列抽出部２５、ＦＦＴ部２６、ドップラ補正部２７、レンジ用パルス列抽出部３０、参照信号補正部３１及び相関算出部３２は、送信信号に用いられるキャリア周波数の数と同じ数備えられる。

アレイアンテナ２１で受信された受信信号は、低雑音増幅器２２で増幅され、送信信号に用いられるキャリア周波数それぞれに対応する周波数変換器２３へ供給される。周波数変換器２３は、低雑音増幅器２２から供給される信号をベースバンドへ変換し、ベースバンドの信号をＡＤ変換器２４へ供給する。各周波数変換器２３における周波数変換に用いられるローカル信号（局部発振信号）の周波数は、対応するキャリア周波数に応じた周波数であり、周波数変換器２３ごとに異なる。各ＡＤ変換器２４に供給されるベースバンドの信号には、符号系列により変調された送信パルスの周波数を含む周波数帯の信号が含まれる。各ＡＤ変換器２４は、供給されるベースバンドの信号をデジタル信号に変換する。

受信信号に含まれる信号成分であって送信信号Ｓｉｇ（ｆｎ，ｔｆ）の反射波の信号成分Ｓｒ（ｆｎ，ｔｆ）は、キャリア周波数でミキシングすることを考慮して、式（４）で表される。

式（４）において、ｃ、Ｒは、光速、目標までの距離である。ｆｎ、ｔｆは、キャリア周波数、ｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸における時間である。すなわち、式（４）は、Ｓｒ（ｆｎ，ｔｆ）を目標までの距離を含めた関数として表している。

小目標を検出する場合には高いＳＮ比（Signal to Noise ratio）が必要であり、高いＳＮ比を得るための積分処理には比較的長い観測時間が必要となる。レンジ抽出用パルス列Ｐ２に対する積分処理におけるロスを低減させるためには、レンジ抽出用パルス列Ｐ２に対するドップラ補正が必要となる。

図８は、ドップラ補正に用いるドップラ周波数を取得する処理例を示す図である。ドップラ周波数を取得する処理では、ドップラ用パルス列抽出部２５、ＦＦＴ部２６及びドップラ補正部２７によりキャリア周波数ごとにレンジ−ドップラ軸でデータが取得され、キャリア周波数ごとのデータがコヒーレント積分部２８ａによりコヒーレント積分され、積分結果からドップラ抽出部２９によりドップラ周波数が取得される。コヒーレント積分は、送信装置における各サブアレイアンテナ１０（分割開口）で送信された送信信号を合成して受信ビームを形成することに相当する。

低雑音増幅器２２からＡＤ変換器２４までの処理により、送信装置において用いられる複数のキャリア周波数（ｆ１，ｆ２，…，ｆＮｆ）ごとの変調信号がベースバンドのデジタル信号として得られる。キャリア周波数ごとに設けられたドップラ用パルス列抽出部２５は、デジタル信号に含まれる受信パルス列から、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１を抽出する。ドップラ用パルス列抽出部２５は、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１のＰＲＩ（Pulse Repetition Interval）でデジタル信号を分割するごとにより、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１の各パルスを抽出する。抽出されるドップラ抽出用パルス列Ｐ１の信号Ｓｒ１は、式（５）で表される。

式（５）において、ＤＩＶ［・］はドップラ抽出用パルス列Ｐ１の抽出処理を表す。ｔｓはｓｌｏｗ−ｔｉｍｅ軸の時間を表し、ｔｆはｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸の時間を表す。ｓｌｏｗ−ｔｉｍｅ軸は、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１におけるパルス間隔（パルス周波数）に応じた時間間隔で定められる時間軸である。

ＦＦＴ部２６は、分割されたデジタル信号に対してｓｌｏｗ−ｔｉｍｅ軸のＦＦＴを行う。分割されたデジタル信号には、送信装置におけるパルスの間引きによりパルスが含まれないデジタル信号が存在する。しかし、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１においてパルスの間隔は一定であるため、パルスを含む分割後のデジタル信号では、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１のパルスが現れる時刻はほぼ一定である。これに対して、レンジ抽出用パルス列Ｐ２のパルスが現れる時刻は一定ではない。そのため、受信パルス列に含まれるレンジ抽出用パルス列Ｐ２は、ｓｌｏｗ−ｔｉｍｅ軸のＦＦＴにより抑圧される。図８における受信パルス列に対する抽出結果は、簡略のために、レンジ抽出用パルス列Ｐ２を省いた記載としている。

ＦＦＴ部２６は、ドップラ周波数を抽出するために、図８に示すようにｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸のレンジセルに対してｓｌｏｗ−ｔｉｍｅ軸のＦＦＴを行う。ＦＦＴの結果Ｓｒ１ｏｕｔは、式（６）により表される。キャリア周波数ごとに設けられたＦＦＴ部２６は、式（６）で表される演算を行い、演算結果をドップラ補正部２７へ供給する。

式（６）において、ＦＦＴ［・］はｓｌｏｗ−ｔｉｍｅ軸のＦＦＴ演算を表す。ωｓはｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸のレンジセルごとのドップラ周波数を表す。

ドップラ周波数ｆｄは、キャリア周波数の中心周波数（波長）に応じて、式（７）に表されるように異なる。ドップラ周波数は、式（７）に示すように、波長に反比例し周波数に比例するので、キャリア周波数ごとに設けられたドップラ補正部２７は、レンジ−ドップラ軸上で補正を行う。

式（７）において、Ｖは目標との相対速度を表す。λは波長（ｃ／ｆｎ）を表す。

図９は、ドップラ周波数のずれを補正する処理の一例を示す図である。図９に示すように、各ドップラ補正部２７は、キャリア周波数ｆ１のＲＤデータ（レンジ−ドップラ軸データ）に他のキャリア周波数のＲＤデータを揃えるように補正する。ドップラ周波数のずれが補正された各キャリア周波数の演算結果Ｓｒ１ｏｕｔは、コヒーレント積分部２８ａに供給される。

コヒーレント積分部２８ａに供給される各キャリア周波数の演算結果Ｓｒ１ｏｕｔには、未知の目標までの距離とキャリア周波数とによる初期位相差がある。結果Ｓｒ１ｏｕｔ（ｆｎ，ωｓ，ｔｆ）の合成におけるロスを低減させるために、位相差を揃える補正が必要になる。初期位相差は未知であるため、コヒーレント積分部２８ａは、位相の探索法を適用して位相差を推定する。コヒーレント積分部２８ａは、０から３６０度における所定のステップで結果Ｓｒ１ｏｕｔ（ｆｎ，ωｓ，ｔｆ）に位相差を与えて合成し、合成結果が最大値となる位相差を探索する。位相差の探索において、送信装置の各サブアレイアンテナ１０の位置と送信ビーム方向とに応じて定まる走査位相の補正も行う。位相差を探索する際に、コヒーレント積分部２８ａは、予め定められたスレショルド以上の信号を対象として探索法を適用することにより、振幅の小さいノイズなどを抑圧してもよい。

コヒーレント積分部２８ａは、探索法により得られた合成結果の最大値Ｓｒ１ｍａｘ（ωｓ，ｔｆ）をドップラ抽出部２９へ供給する。最大値Ｓｒ１ｍａｘ（ωｓ，ｔｆ）は、式（８）で表される。最大値Ｓｒ１ｍａｘ（ωｓ，ｔｆ）は、キャリア周波数ごとに得られた結果Ｓｒ１ｏｕｔ（ｆｎ，ωｓ，ｔｆ）の位相を揃えた合成結果となる。

式（８）において、ＳＲＣ［・］は位相探索法を表す。ｆｎは、キャリア周波数（ｆ１，ｆ２，…，ｆＮｆ）を表す。Φｐは、０から３６０度（２π）の所定ステップ間隔の位相（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を表す。Φｓは、送信装置のサブアレイアンテナ１０の位置と送信ビーム方向とに対応した走査位相を表す。走査位相Φｓは、例えば、リニアアレイアンテナの場合、送信信号の波長λと、受信装置のアレイアンテナ２１の位相中心からサブアレイアンテナ１０までの距離ｄｔと、送信ビーム方向Θｔとを用いて、Φｓ＝（−２π／λ）ｄｔ×ｓｉｎΘｔとして得られる。

送信装置がＮｆ個のキャリア周波数を各サブアレイアンテナ１０に割り当てる場合、コヒーレント積分部２８ａは、各キャリア周波数に対して与える位相の組み合わせ数（Ｐ×（Ｎｆ−１））の合成を行い、合成結果の最大値Ｓｒ１ｍａｘ（ωｓ，ｔｆ）を探索する。あるいは、コヒーレント積分部２８ａは、複数のキャリア周波数から２つを選択し、選択した２つのキャリア周波数間で合成結果が最大となる位相を式（８）にて探索し、その結果と選択していないキャリア周波数のＳｒ１ｏｕｔ（ｆｎ，ωｓ，ｔｆ）とに対して式（８）を適用することを繰り返し行ってもよい。この手法により、組み合わせ数（Ｐ×（Ｎｆ−１））の合成を行う場合に比べ、合成回数を削減できる可能性がある。

ドップラ抽出部２９は、コヒーレント積分部２８ａから供給される最大値Ｓｒ１ｍａｘ（ωｓ，ｔｆ）に対するＣＦＡＲ処理（非特許文献６）により目標を検出し、検出した目標のドップラ周波数ｆｄ（ωｓ＝２π・ｆｄ）を抽出する。抽出したドップラ周波数ｆｄと式（９）とから目標の相対速度ｖｔが得られる。ドップラ抽出部２９は、ドップラ周波数ｆｄと目標の相対速度ｖｔとを、参照信号補正部３１と出力部３５とへ供給する。

式（９）において、ｆｄはドップラ周波数であり、λは波長である。

以上のドップラ周波数を取得する処理では、サブアレイアンテナ１０間の信号合成が行われる。複数のキャリア周波数における周波数差によるドップラ周波数のずれと、初期位相ずれとの補正は、ＭＩＭＯにおけるビーム形成のための位相合成に相当する。式（８）で表される位相探索法は、各サブアレイアンテナ１０による角度軸とレンジ−ドップラ軸とで絞り込みが行われた後のＲＤデータのレンジセルに対する探索法であるため、誤検知を低減できる探索法であるといえる。後述するレンジを取得する処理における位相探索法についても同様である。

次に、受信装置における、レンジ抽出用パルス列Ｐ２に基づいた測距について説明する。図１０は、レンジ抽出用パルス列Ｐ２から目標のレンジを取得する処理例を示す図である。目標のレンジを取得する処理では、レンジ用パルス列抽出部３０、参照信号補正部３１及び相関算出部３２により参照信号との相関処理によりレンジ抽出用パルス列Ｐ２がキャリア周波数ごとに抽出される。キャリア周波数ごとに抽出されたレンジ抽出用パルス列Ｐ２がコヒーレント積分部３３ａによるコヒーレント積分で合成され、積分結果からレンジ抽出部３４により目標のレンジが取得される。コヒーレント積分部３３ａによるコヒーレント積分は、コヒーレント積分部２８ａによるコヒーレント積分部２８ａと同様に、送信装置における各サブアレイアンテナ１０（分割開口）で送信された送信信号を合成して受信ビームを形成することに相当する。

低雑音増幅器２２からＡＤ変換器２４までの処理により、送信装置において用いられる複数のキャリア周波数（ｆ１，ｆ２，…，ｆＮｆ）ごとの変調信号がベースバンドのデジタル信号として得られる。キャリア周波数ごとに設けられたレンジ用パルス列抽出部３０は、デジタル信号に含まれる受信パルス列からレンジ抽出用パルス列Ｐ２を抽出する。レンジ抽出用パルス列Ｐ２に対する変調に用いられる符号系列はパルスごとに異なるため、送信されたレンジ抽出用パルス列Ｐ２に対応する参照信号を用いた相関処理が行われる。レンジ用パルス列抽出部３０は、ＡＤ変換器２４から出力されるデジタル信号からレンジ抽出用パルス列Ｐ２を抽出する。レンジ抽出用パルス列Ｐ２を抽出するために、レンジ用パルス列抽出部３０は、各キャリア周波数に対応するデジタル信号に対して、ｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸でＦＦＴを行う。ＦＦＴにより得られる周波数領域の信号Ｓｒ＿ｆｆｔ（ｆｎ，ωｆ）は、式（１０）で表される。レンジ用パルス列抽出部３０は、信号Ｓｒ＿ｆｆｔ（ｆｎ，ωｆ）を相関算出部３２へ供給する。

式（１０）において、ＦＦＴ［・］はｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸のＦＦＴ演算を表す。Ｓｒ（ｆｎ，ｔｆ）は受信信号に含まれる送信信号Ｓｉｇ（ｆｎ，ｔｆ）の反射波の信号である。ｔｆは、ｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸における時間を表す。ωｆは、ｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸に対応する周波数を表す。ｆｎは、キャリア周波数（ｆ１，２，…，ｆＮｆ）を表す。

キャリア周波数ごとに設けられた参照信号補正部３１は、相関処理に用いる参照信号を、対応するキャリア周波数において送信されたレンジ抽出用パルス列Ｐ２とそれに対する符号系列とに基づいて生成する。参照信号補正部３１は、ドップラ抽出部２９により得られた目標の相対速度ｖｔに基づいて、レンジ抽出用パルス列Ｐ２の各パルスに割り当てられたキャリア周波数（ｆｎ）ごとのドップラ周波数を算出する。参照信号補正部３１は、算出したドップラ周波数で、送信装置から送信されたレンジ抽出用パルス列Ｐ２を補正する。このとき、参照信号補正部３１は、信号Ｓｒ（ｆｎ，ｔｆ）のデータ長と、参照信号の信号長とを揃えるため、ゼロ埋め（zero padding）を行う。参照信号ｒｅｆ（ｆｎ，ｔｆ）は、式（１１）で表される。

式（１１）において、［・，・］はデータの連結を表す。ｚｅｒｏ（・）は与えられたパラメータで示される数（Ｎａｌｌ−Ｎ）のゼロ埋めを表す。Ｎａｌｌは信号Ｓｒ（ｆｎ，ｔｆ）のデータ長を表し、Ｎはレンジ抽出用パルス列Ｐ２に基づくデータ長を表す。ｔｆは、ｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸における時間を表す。ｆｄは、相対速度ｖｔから算出されるキャリア周波数（ｆｎ）のドップラ周波数を表す。Ａ（ｔｆ）は、時間ｔｆにおける振幅を表す。ＭＯＤ２（ｆｎ，ｔｆ）は、変調されたレンジ抽出用パルス列Ｐ２を表す。ｆｎは、キャリア周波数（ｆ１，ｆ２，…，ｆＮｆ）を表す。

参照信号補正部３１は、参照信号ｒｅｆ（ｆｎ，ｔｆ）に対してＦＦＴを行い、周波数領域の信号Ｒｅｆ（ｆｎ，ωｆ）を算出する。参照信号補正部３１は、式（１２）で表される信号Ｒｅｆ（ｆｎ，ωｆ）を相関算出部３２へ供給する。

式（１２）において、ＦＦＴ［・］はｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸のＦＦＴ演算を表す。ωｆは、ｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸に対応する周波数を表す。

キャリア周波数ごとに設けられる相関算出部３２は、レンジ用パルス列抽出部３０から供給される信号Ｓｒ＿ｆｆｔ（ｆｎ，ωｆ）（式（１０））と、参照信号補正部３１から供給される信号Ｒｅｆ（ｆｎ，ωｆ）（式（１２））とに対する相関演算を行う。各相関算出部３２による式（１３）で示される演算で、相関出力Ｓｒ２（ｆｎ，ｔｆ）は、キャリア周波数ごとに算出される。

式（１３）において、ＩＦＦＴ［・］はｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）演算を表す。＊（アスタリスク）は共役演算を表す。

相関算出部３２は、式（１３）により、レンジ（ｆａｓｔ−ｔｉｍｅ）軸で相関出力Ｓｒ２（ｆｎ，ｔｆ）を取得する。各相関算出部３２は、相関出力Ｓｒ２（ｆｎ，ｔｆ）をコヒーレント積分部３３ａへ供給する。

相関算出部３２それぞれで算出されたキャリア周波数ごとの相関出力Ｓｒ２（ｆｎ，ｔｆ）をコヒーレント合成するには、初期位相を補正する必要がある。初期位相差が未知であるため、コヒーレント積分部３３ａは、位相探索法を適用して初期位相差を推定する。コヒーレント積分部３３ａは、０から３６０度における所定のステップで相関出力Ｓｒ２（ｆｎ，ｔｆ）に位相差を与えて合成し、合成結果が最大値となる位相差を探索する。位相差の探索において、送信装置の各サブアレイアンテナ１０の位置と送信ビーム方向とに応じて定まる走査位相の補正も行う。位相差を探索する際に、コヒーレント積分部３３ａは、予め定められたスレショルド以上の信号を対象として探索法を適用することにより、振幅の小さいノイズなどを抑圧してもよい。

コヒーレント積分部３３ａは、位相探索法により得られた合成結果の最大値Ｓｒ２ｍａｘ（ｔｆ）をレンジ抽出部３４へ供給する。最大値Ｓｒ２ｍａｘ（ｔｆ）は、式（１４）により表される。

式（１４）において、ＳＲＣ［・］は、位相探索法を表す。ｆｎは、キャリア周波数（ｆ１，ｆ２，…，ｆＮｆ）を表す。Φｐは、０から３６０度の所定ステップ間隔の位相（ｐ＝１，２，…，Ｐ）を表す。Φｓは、式（８）におけるΦｓと同様に、走査位相を表し、Ｍ×Ｎ（送信数×受信数、本実施形態ではＮ＝１）のＭＩＭＯビームを制御する位相に相当する。

コヒーレント積分部２８ａが合成結果の最大値Ｓｒ１ｍａｘ（ωｓ，ｔｆ）を探索する場合と同様に、コヒーレント積分部３３ａは、複数のキャリア周波数から２つを選択し、選択した２つのキャリア周波数間で合成結果が最大となる位相を式（１４）にて探索し、その結果と選択していないキャリア周波数のＳｒ２（ｆｎ，ｔｆ）とに対して式（１４）を適用することを繰り返し行ってもよい。

レンジ抽出部３４は、各キャリア周波数の相関出力Ｓｒ２（ｆｎ，ｔｆ）を合成した最大値Ｓｒ２ｍａｘ（ｔｆ）に対するＣＦＡＲ処理等により、目標のレンジを抽出する。レンジ抽出部３４は、目標のレンジを出力部３５へ供給する。出力部３５は、ドップラ抽出部２９により抽出された目標のドップラ周波数ｆｄ及び相対速度ｖｔと、レンジ抽出部により抽出された目標のレンジとを組み合わせた目標に関する情報を出力する。

以上説明した、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１を用いたドップラ周波数の抽出と、レンジ抽出用パルス列Ｐ２に基づいた測距とにより、受信装置は、送信装置においてＬＰＩ性が高められた送信信号の反射波から目標のレンジ及び相対速度を観測できる。また、送信に用いられた複数のキャリア周波数のうち少なくとも一つのキャリア周波数で反射波を受信装置が受信できれば、目標のレンジ及び相対速度の観測を行えるため、観測を安定して行うことができる。第１の実施形態における送信装置及び受信装置を組み合わせたレーダシステムは、ＬＰＩ性を向上させつつ、安定した目標の観測を行うことができる。

［第２の実施形態］
第１の実施形態では、送信装置において、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１とレンジ抽出用パルス列Ｐ２との各パルスに対して割り当てるキャリア周波数を周波数変換器８がパルス制御部７の制御に応じて切り替える方式について説明した。第２の実施形態では、周波数変換器８において高周波数への周波数変換においてミキシングする信号の周波数を一定にしつつ、各パルスに割り当てるキャリア周波数をランダムに変化させる方式について説明する。

図１１は、第２の実施形態における送信装置の構成例を示すブロック図である。送信装置は、アレイアンテナ１０１と、Ｍ個の送信部１００ｂ−１〜１００ｂ−Ｍとを備える。アレイアンテナ１０１を形成するサブアレイアンテナ１０−１〜１０−Ｍは、送信部１００ｂ−１〜１００ｂ−Ｍのうち対応する一つにそれぞれ接続されている。図１１に示す構成例では、サブアレイアンテナ１０−１が送信部１００ｂ−１に接続され、サブアレイアンテナ１０−Ｍが送信部１００ｂ−Ｍに接続されている。Ｍ個の送信部１００ｂ−１〜１００ｂ−Ｍは、同じ構成を有している。以下、送信部１００ｂ−１〜１００ｂ−Ｍそれぞれを区別する必要がない場合には送信部１００ｂと総称される。

送信部１００ｂは、第１の実施形態における送信部１００ａと同様に、目標の検出に用いる送信信号を生成し、接続されたサブアレイアンテナ１０へ生成した送信信号を供給する。送信部１００ｂは、広帯域信号生成器１、ＦＦＴ部２、周波数選択部３、ＩＦＦＴ部４、符号生成器５、変調器６、パルス制御部７、周波数変換器８及び高出力増幅器９を備える。第２の実施形態における送信部１００ｂは、基準信号生成器１ａに代えて、広帯域信号生成器１、ＦＦＴ部２、周波数選択部３及びＩＦＦＴ部４を備える構成が、第１の実施形態における送信部１００ａと異なる。

第２の実施形態における周波数変換器８では、周波数変換においてミキシングする高周波信号を周波数Ｆの一波として、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１とレンジ抽出用パルス列Ｐ２との各パルスに対するキャリア周波数（ｆ１，ｆ２，…，ｆＮｆ）を得る。図１２は、第２の実施形態における周波数変換器８による周波数変換を示す模式図である。図１２には、パルスに割り当てるキャリア周波数（ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４）が示されている。第２の実施形態では、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１及びレンジ抽出用パルス列Ｐ２それぞれの変調信号と、周波数Ｆの高周波信号とのミキシングにより、選択するキャリア周波数（ｆ１，ｆ２，ｆ３，ｆ４）が送信帯域において得られるように、キャリア周波数に対応する周波数にパワーを有する変調信号が生成される。高周波信号の周波数Ｆは、送信装置における各サブアレイアンテナ１０に割り当てられる複数のキャリア周波数に基づいて定められる。例えば、送信帯域の中心周波数が高周波信号の周波数Ｆに定められる。

図１３は、第２の実施形態における送信装置において行われる処理を示す模式図である。広帯域信号生成器１は、広帯域信号を生成し、生成した広帯域信号をＦＦＴ部２へ供給する。広帯域信号は、図１３に示すように、高周波数の送信信号の送信帯域Ｗと同じ帯域を有し、この帯域において所定の振幅を有する。ＦＦＴ部２は、広帯域信号に対してＦＦＴを行う。広帯域信号に対して行われるＦＦＴは、受信装置に備えられるＡＤ変換器２４のサンプリングタイミングに相当するｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸で行われる。ＦＦＴにより得られた周波数領域の信号は、周波数選択部３へ供給される。

周波数選択部３は、供給される周波数領域の信号をキャリア周波数に対応する帯域ごとに分割する。この信号分割によって図１３に示すように、Ｎｆ個のキャリア周波数（ｆ１，ｆ２，…，ｆＮｆ）それぞれに対応するＮｆ個の分割帯域が得られる。周波数選択部３は、パルス制御部７の制御に応じて、サブアレイアンテナ１０に割り当てられたキャリア周波数に対応する分割帯域の信号を選択する。分割帯域の選択は送信部１００ｂ−１〜１００ｂ−Ｍごとに行われ、各サブアレイアンテナ１０に割り当てられたキャリア周波数に対応する分割帯域が選択される。周波数選択部３は、選択した分割帯域の信号をＩＦＦＴ部４へ供給する。ＩＦＦＴ部４は、選択された分割帯域の信号に対して、ｆａｓｔ−ｔｉｍｅ軸へのＩＦＦＴを行う。ＩＦＦＴ部４は、ＩＦＦＴにより得られた時間領域の信号を変調器６へ供給する。

符号生成器５は、パルス制御部７の制御に応じて、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１のパルスとレンジ抽出用パルス列Ｐ２のパルスとに対する符号系列を生成し、生成した符号系列を変調器６へ供給する。変調器６は、ＩＦＦＴ部４から供給される信号（パルス）を、符号生成器５で生成された符号系列で変調した変調信号を生成し、変調信号を周波数変換器８へ供給する。周波数変換器８は、送信帯域に応じて定められた周波数Ｆの高周波信号で変調信号を高周波数に変換し、高周波数の変調信号を高出力増幅器９へ供給する。高出力増幅器９は、高周波数の変調信号を増幅し、増幅した変調信号を送信信号としてサブアレイアンテナ１０より送信する。

第２の実施形態におけるレーダシステムが備える受信装置は、第１の実施形態における受信装置と同じ構成を有し、同様に動作する。

第２の実施形態の送信装置では、周波数変換器８において高周波数の変調信号を得るためにミキシングする高周波信号が一つであるため、複数の高周波信号から選択された信号を用いて所望のキャリア周波数を得る場合に比べて各パルスに対するキャリア周波数に生じるばらつきを抑えることができ、キャリア周波数の精度を向上できる。また、送信装置では、精度の維持が必要となる高周波信号を減らすことができるため、メンテナンス性も向上する。第２の実施形態における送信装置と受信装置とを備えるレーダシステムは、送信信号のキャリア周波数ばらつきを抑え、キャリア周波数の精度を向上させることで、受信装置におけるドップラ周波数を精度よく推定できる。レーダシステムは、ドップラ周波数を推定する精度の向上により、レンジ抽出用パルス列Ｐ２に対するコヒーレント積分におけるロスを低減でき、目標のレンジ及び相対速度の観測精度を改善できる。

［第３の実施形態］
第１の実施形態では、受信装置におけるドップラ周波数の抽出と目標レンジの抽出とにおいて、各サブアレイアンテナ１０で送信された送信信号の反射信号をコヒーレント積分する。しかし、コヒーレント積分における位相補正に大きな誤差があると、合成におけるロスが増加し、位相補正の演算負荷に見合う観測結果（目標のレンジ及び相対速度）が得られない場合がある。そこで、第３の実施形態では、受信装置における演算負荷の増加を抑えつつ、観測結果を得る構成について説明する。

図１４は、第３の実施形態における受信装置の構成例を示すブロック図である。受信装置は、アレイアンテナ２１、低雑音増幅器２２、周波数変換器２３、ＡＤ変換器２４、ドップラ用パルス列抽出部２５、ＦＦＴ部２６、ドップラ補正部２７、振幅積分部２８ｂ（第１の合成部）、ドップラ抽出部２９、レンジ用パルス列抽出部３０、参照信号補正部３１、相関算出部３２、振幅積分部３３ｂ（第２の合成部）、レンジ抽出部３４及び出力部３５を備える。第３の実施形態における受信装置は、コヒーレント積分部２８ａ及びコヒーレント積分部３３ａに代えて、振幅積分部２８ｂ及び振幅積分部３３ｂを備える構成が第１の実施形態における受信装置と異なる。第３の実施形態における受信装置では、振幅積分部２８ｂが式（６）で得られる演算結果Ｓｒ１ｏｕｔ（ｆｎ，ωｓ，ｔｆ）を振幅積分して合成結果を取得し、振幅積分部３３ｂが式（１３）で得られる相関出力Ｓｒ２（ｆｎ，ｔｆ）を振幅積分して合成結果を取得する。

第３の実施形態における受信装置においても、演算結果Ｓｒ１ｏｕｔ（ｆｎ，ωｓ，ｔｆ）及び相関出力Ｓｒ２（ｆｎ，ｔｆ）を合成する際に、キャリア周波数間において生じるドップラ周波数差に対する補正は必要である。しかし、振幅積分では振幅のみの積分が行われるため、目標までの距離に応じて生じる初期位相に関してキャリア周波数間の位相差の補正が不要となる。すなわち、キャリア周波数間の位相差を補正するために位相探索法が不要となり、受信装置における信号処理が簡易化される。

第３の実施形態における受信装置は、位相補正に伴う演算負荷を省くことができ、演算負荷に見合う観測結果を安定的に得ることができる。なお、振幅積分では位相差によるロスが少なからず生じるため、第３の実施形態の受信装置は、レーダシステムの利得に余裕があるときに用いてもよい。例えば、受信信号におけるドップラ抽出用パルス列Ｐ１とレンジ抽出用パルス列Ｐ２とのＳＮ比が一定以上の場合に、第３の実施形態の受信装置を用いてもよい。

図１４に示した受信装置は、演算結果Ｓｒ１ｏｕｔ（ｆｎ，ωｓ，ｔｆ）の合成と、相関出力Ｓｒ２（ｆｎ，ｔｆ）の合成との両方に振幅積分を用いる構成を有する。しかし、演算結果Ｓｒ１ｏｕｔ（ｆｎ，ωｓ，ｔｆ）の合成と、相関出力Ｓｒ２（ｆｎ，ｔｆ）の合成とのいずれか一つに振幅積分を用いる構成としてもよい。例えば、受信装置は、演算結果Ｓｒ１ｏｕｔ（ｆｎ，ωｓ，ｔｆ）を振幅積分で合成してドップラ周波数を取得し、相関出力Ｓｒ２（ｆｎ，ｔｆ）をコヒーレント積分で合成して目標のレンジを取得してもよい。振幅積分とコヒーレント積分とを組み合わせて用いることにより、受信装置の処理を簡易にしつつ、目標のレンジの精度を高めることができる。

第３の実施形態におけるレーダシステムが備える送信装置は、第１の実施形態及び第２の実施形態における送信装置のいずれかと同じ構成を有し、同様に動作する。例えば、第３の実施形態における送信装置が第２の実施形態における送信装置と同じである場合、キャリア周波数に生じるばらつきを抑えてドップラ周波数の推定精度を向上させつつ、受信装置における処理を簡易にすることができる。

上記の第１から第３の実施形態では、送信装置が複数の送信部１００ａ又は複数の送信部１００ｂを備える構成を説明したが、サブアレイアンテナ１０ごとに割り当てられた複数のキャリア周波数の送信信号を、サブアレイアンテナ１０それぞれへ供給できれば１つの送信部を備える構成としてもよい。また、送信装置に備えられる複数の送信部１００ａ又は送信部１００ｂにおけるドップラ抽出用パルス列Ｐ１に対するパルスの間引きは、同期して行われてもよいし、送信部１００ａ又は送信部１００ｂごとに独立して行われてもよい。

上記の第１から第３の実施形態では、各送信部１００ａ、１００ｂにおいて、サブアレイアンテナ１０に割り当てられたキャリア周波数をドップラ抽出用パルス列Ｐ１とレンジ抽出用パルス列Ｐ２との送信に用いる構成を説明した。しかし、各サブアレイアンテナ１０に２つのキャリア周波数を割り当て、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１とレンジ抽出用パルス列Ｐ２との送信に異なるキャリア周波数を用いてもよい。

上記の第１から第３の実施形態では、送信装置及び受信装置がアレイアンテナ１０１及びアレイアンテナ２１をそれぞれ備える構成について説明した。しかし、送信装置と受信装置とが１つのアレイアンテナを共用してもよい。また、各アレイアンテナに含まれるサブアレイアンテナは、複数の場所に分散して配置されていてもよい。

以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、ドップラ抽出用パルス列Ｐ１（第１のパルス列）とレンジ抽出用パルス列Ｐ２（第２のパルス列）とを合成した送信信号を、サブアレイアンテナ１０ごとに割り当てられるキャリア周波数でサブアレイアンテナ１０それぞれから送信する送信部を持つことにより、送信信号におけるパルス間隔が不均一になり、ＬＰＩ性を向上させることができる。また、複数のキャリア周波数で送信信号が送信されるため、特定の周波数に存在する不要波やノイズに対する耐性を高め、安定した目標の観測を行うことができる。

上記の実施形態における送信装置及び受信装置は、バスで接続されたＣＰＵ（Central Processing Unit）やメモリや補助記憶装置などを備え、ＣＰＵがプログラムを実行することにより、デジタル信号に対する信号処理を行ってもよい。ＣＰＵは、補助記憶装置に記憶されたプログラムを実行することにより、送信装置における一部又はすべての動作と、受信装置における一部又はすべての動作とを行ってもよい。また、送信装置及び受信装置における動作のすべて又は一部は、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）やＰＬＤ（Programmable Logic Device）やＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のハードウェアを用いて実現されてもよい。プログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されてもよい。コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、例えばフレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置などの非一時的な記憶媒体である。プログラムは、電気通信回線を介して送信されてもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

１…広帯域信号生成器、１ａ…基準信号生成器、２…ＦＦＴ部、３，３ｃ…周波数選択部、４…ＩＦＦＴ部、５…符号生成器、６…変調器、７…パルス制御部、８…周波数変換器、９…高出力増幅器、１０…サブアレイアンテナ、２１…アレイアンテナ、２２…低雑音増幅器、２３…周波数変換器、２４…ＡＤ変換器、２５…ドップラ用パルス列抽出部、２６…ＦＦＴ部、２７…ドップラ補正部、２８ａ…コヒーレント積分部、２８ｂ…振幅積分部、２９…ドップラ抽出部、３０…レンジ用パルス列抽出部、３１…参照信号補正部、３２…相関算出部、３３ａ…コヒーレント積分部、３３ｂ…振幅積分部、３４…レンジ抽出部、３５…出力部、１００ａ，１００ｂ…送信部、１０１…アレイアンテナ

Claims (7)

1. パルスの間隔が一定の第１のパルス列とパルスの間隔がパルスごとに異なる第２のパルス列とを合成した送信信号を、送信アレイアンテナに含まれるサブアレイアンテナごとに割り当てられるキャリア周波数で前記サブアレイアンテナそれぞれから送信する送信部と、
   受信アンテナで受信した受信信号に含まれる前記第１のパルス列の信号を、前記サブアレイアンテナそれぞれに割り当てられるキャリア周波数間の周波数差に基づいて補正して合成する第１の合成部と、
   前記第１の合成部による合成結果から得られるドップラ周波数を用いて、前記第２のパルス列を補正して参照信号を生成する参照信号補正部と、
   前記受信信号に含まれる前記第２のパルス列の信号と前記参照信号との相関を、前記サブアレイアンテナそれぞれに割り当てられるキャリア周波数ごとに算出する相関算出部と、
   前記相関算出部により算出されたキャリア周波数ごとの相関を合成する第２の合成部と、
   前記第２の合成部により合成された相関を用いて、前記送信信号を反射した物体のレンジを抽出するレンジ抽出部と、
   を備えるレーダシステム。
2. 前記送信部は、前記サブアレイアンテナそれぞれに割り当てられるキャリア周波数に基づいて定まる一つの高周波信号で周波数変換を行い、前記サブアレイアンテナごとに割り当てられるキャリア周波数の前記送信信号を得る、
   請求項１に記載のレーダシステム。
3. 前記第１の合成部は、前記受信信号に含まれる前記第１のパルス列の信号を、前記サブアレイアンテナそれぞれに割り当てられるキャリア周波数間の位相差に基づいて補正した後にコヒーレント積分して合成する、
   請求項１又は請求項２に記載のレーダシステム。
4. 前記第１の合成部は、前記第１のパルス列の信号を振幅積分して合成する、
   請求項１又は請求項２に記載のレーダシステム。
5. 前記第２の合成部は、前記相関算出部により算出されたキャリア周波数ごとの相関を、前記サブアレイアンテナそれぞれに割り当てられるキャリア周波数間の位相差に基づいて補正した後にコヒーレント積分して合成する、
   請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のレーダシステム。
6. 前記第２の合成部は、前記相関算出部により算出されたキャリア周波数ごとの相関を振幅積分して合成する、
   請求項１から請求項４のいずれか一項に記載のレーダシステム。
7. パルスの間隔が一定の第１のパルス列とパルスの間隔がパルスごとに異なる第２のパルス列とを合成した送信信号を、送信アレイアンテナに含まれるサブアレイアンテナごとに割り当てられるキャリア周波数で前記サブアレイアンテナそれぞれから送信する送信ステップと、
   受信アンテナで受信した受信信号に含まれる前記第１のパルス列の信号を、前記サブアレイアンテナそれぞれに割り当てられるキャリア周波数間の周波数差に基づいて補正して合成する第１の合成ステップと、
   前記第１の合成ステップによる合成結果から得られるドップラ周波数を用いて、前記第２のパルス列を補正して参照信号を生成する参照信号補正ステップと、
   前記受信信号に含まれる前記第２のパルス列の信号と前記参照信号との相関を、前記サブアレイアンテナそれぞれに割り当てられるキャリア周波数ごとに算出する相関算出ステップと、
   前記相関算出ステップにより算出されたキャリア周波数ごとの相関を合成する第２の合成ステップと、
   前記第２の合成ステップにより合成された相関を用いて、前記送信信号を反射した物体のレンジを抽出するレンジ抽出ステップと、
   を含む信号処理方法。

Images